CN104081651A - 交流电机的控制装置 - Google Patents

Abstract

一种交流电机的控制装置，其具有：电流矢量检测部(3)、磁通矢量检测部(9)、自适应观测部(8)、控制部(4)、电压施加部(5)、输出电流偏差矢量和磁通偏差矢量的偏差矢量运算部(6)以及偏差放大部(7)，自适应观测部(8)基于电压指令矢量和放大偏差矢量，对推定电流矢量、推定磁通矢量和推定位置进行运算，并且，控制部(4)将高频电压矢量叠加，磁通矢量检测部(9)根据与检测电流矢量所包含的高频电压矢量相同频率成分的高频电流矢量的大小和转子磁通的大小，对检测磁通矢量进行运算。

Description

交流电机的控制装置

技术领域

本发明涉及一种交流电机的控制装置，其无需为了获得转子位置信息而使用位置传感器，能够对感应电机、同步电机等交流电机进行控制。

背景技术

作为对同步电机、感应电机这样的交流电机进行控制的方法，已知有利用自适应观测器等而基于感应电压的无传感器控制法。该基于感应电压的无传感器控制法具有能够省略位置传感器、速度传感器的特点，但存在下述问题，即，在低速旋转区域中，感应电压变小，因此感应电压的检测或推定变难，在低速旋转区域中驱动特性降低。

另一方面，在低速区域中，如果叠加与交流电机的基本频率不同频率的电压、电流，基于利用电感的凸极性而得到的位置检测结果进行控制，则没有位置传感器也能够进行低速区域的驱动。但是，如果试图利用电感的凸极性而在高速旋转区域进行驱动，则与基本波以外的电压、电流的产生量相对应，在运转效率、电压利用率、最大电流的方面不利。

因此，能够提供如下的装置：基于利用电感的凸极性而得到的位置检测结果对交流电机进行驱动，并且，如果在高速旋转区域中通过利用感应电压的无传感器控制而对交流电机进行驱动，则能够廉价地且在整个速度区域中进行驱动。在该情况下，要点在于，从低速区域到高速区域平滑地进行驱动。

为了能够从低速区域到高速区域平滑地驱动交流电机，例如公开了以下的发明。

公开了如下发明(参照例如专利文献1)：为了不使用位置传感器而适当地生成在矢量控制器基本部中所需的旋转dq坐标系的相位，准备生成低频区域用相位的低频区域相位生成器和生成高频区域用相位的高频区域相位生成器，并且，构成在频率上对上述两种相位进行加权平均而合成的相位合成器，将合成后的最终相位作为旋转dq坐标系的相位。

另外，公开了如下的发明(参照例如专利文献2)：在用于对从交流电动机的零速到高速区域连续地进行控制的无传感器控制方法中，使用速度推定值ωest和位置推定值θ0进行控制，以使对使用转子角度进行运算的第1磁通矢量和不使用转子角度进行运算的第2磁通矢量进行外积运算而获得的位置误差△θ为零，其中，速度推定值ωest和位置推定值θ0是位置·速度推定器利用机械数学模型推定出而得到的。

专利文献1：日本特开平10－94298号公报(段落[0032]，图1)

专利文献2：日本特开2006－158046号公报(段落[0012]、[0013]，图2、3)

发明内容

在专利文献1所公开的发明中，存在如下问题：为了在频率上对两种相位进行加权平均而进行合成，需要同时获得低速区域用相位和高速区域用相位，为了同时对低频区域相位生成器和高频区域相位生成器这两者进行运算处理，运算处理极其增大。另外，还存在如下问题：需要在频率降低的低速区域中基于两种相位中的低频区域相位生成器进行驱动，如果低频区域相位生成器的推定响应较慢，则无法在低速区域中较高地保持速度控制响应、扭矩控制响应等的响应性。

另外，在专利文献2所公开的发明中，存在如下问题：为了获得第1磁通矢量，需要转子角度，从而需要预先进行检测或者运算处理而求出该转子角度，因此运算量增大。另外，如果为了获得第1磁通矢量而所需的转子角度的检测·推定的响应较慢，则通过对第1磁通矢量和第2磁通矢量进行外积运算而获得的位置误差△θ的响应也变慢，位置·速度推定器所求出的速度推定值ωest和位置推定值θest的响应也变慢。其结果，也存在无法较高地保持速度控制响应、扭矩控制响应等的响应性这样的问题。

本发明是为了解决如上述的问题点而提出的，其目的在于，提供一种交流电机的控制装置：在整个速度区域中不使用位置传感器而能够进行平滑的交流电机的驱动，能够实现运算量的减少和响应性的提高。

本发明的交流电机的控制装置具有：电流矢量检测部，其根据交流电机的电流对检测电流矢量进行检测；磁通矢量检测部，其根据交流电机的检测电流矢量对转子磁通矢量进行检测，并作为检测磁通矢量输出；自适应观测部，其输出交流电机的推定电流矢量、推定磁通矢量和推定位置；控制部，其输出电压指令矢量，以使检测电流矢量与电流指令矢量一致；电压施加部，其基于电压指令矢量对交流电机施加电压；偏差矢量运算部，其输出推定电流矢量与检测电流矢量的偏差即电流偏差矢量和推定磁通矢量与检测磁通矢量的偏差即磁通偏差矢量；以及偏差放大部，其对电流偏差矢量和磁通偏差矢量进行放大并作为放大偏差矢量输出，自适应观测部基于电压指令矢量和放大偏差矢量，对推定电流矢量、推定磁通矢量和推定位置进行运算并输出，并且，控制部输出叠加了与驱动交流电机的频率不同的频率成分的高频电压矢量而得到的电压指令矢量，磁通矢量检测部根据与检测电流矢量所包含的高频电压矢量相同频率成分的高频电流矢量的大小和转子磁通的大小，对检测磁通矢量进行运算并输出。

发明的效果

本发明的交流电机的控制装置如上述那样构成，因此能够提供一种交流电机的控制装置，其在整个速度区域中不使用位置传感器而能够进行平滑的交流电机的驱动，实现运算量的减少和响应性的提高。

附图说明

图1是本发明的实施方式1的交流电机的控制装置涉及的系统结构图。

图2是本发明的实施方式1的交流电机的控制装置涉及的控制部的结构图。

图3是本发明的实施方式1的交流电机的控制装置涉及的偏差放大部的结构图。

图4是本发明的实施方式1的交流电机的控制装置涉及的自适应观测部的结构图。

图5是本发明的实施方式1的交流电机的控制装置涉及的自适应观测部的内部结构图。

图6是本发明的实施方式1的交流电机的控制装置涉及的磁通矢量检测部的结构图。

图7是本发明的实施方式1的交流电机的控制装置涉及的磁通矢量检测部的内部结构图。

图8是本发明的实施方式1的交流电机的控制装置涉及的磁通矢量检测部的内部结构图。

图9是本发明的实施方式1的交流电机的控制装置的磁通矢量检测部的内部结构图。

图10是本发明的实施方式1的交流电机的控制装置涉及的转子磁通矢量的说明图。

图11是本发明的实施方式1的交流电机的控制装置涉及的变形例的系统结构图。

图12是本发明的实施方式1的交流电机的控制装置涉及的变形例的偏差放大部的结构图。

图13是本发明的实施方式2的交流电机的控制装置涉及的磁通矢量检测部的结构图。

图14是本发明的实施方式2的交流电机的控制装置涉及的磁通矢量检测部的内部结构图。

图15是本发明的实施方式2的交流电机的控制装置涉及的磁通矢量检测部的内部结构图。

图16是本发明的实施方式3的交流电机的控制装置涉及的系统结构图。

图17是本发明的实施方式3的交流电机的控制装置涉及的控制部的结构图。

图18是本发明的实施方式3的交流电机的控制装置涉及的控制部的内部结构图。

图19是本发明的实施方式3的交流电机的控制装置涉及的自适应观测部的结构图。

图20是本发明的实施方式3的交流电机的控制装置涉及的自适应观测部的内部结构图。

图21是本发明的实施方式3的交流电机的控制装置涉及的磁通矢量检测部的结构图。

图22是本发明的实施方式3的交流电机的控制装置涉及的磁通矢量检测部的内部结构图。

图23是本发明的实施方式3的交流电机的控制装置涉及的磁通矢量检测部的内部结构图。

图24是本发明的实施方式3的交流电机的控制装置涉及的磁通矢量检测部的内部结构图。

图25是本发明的实施方式3的交流电机的控制装置涉及的转子磁通矢量的说明图。

具体实施方式

实施方式1

实施方式1涉及一种交流电机的控制装置，其求出检测磁通矢量与推定磁通矢量的偏差即磁通偏差矢量、和检测电流矢量与推定电流矢量的偏差即电流偏差矢量，使用通过放大后的放大偏差矢量由自适应观测部输出的推定速度、推定位置，驱动交流电机。在这里，构成为，在对磁通矢量检测部所输出的检测磁通矢量进行运算时，从检测电流矢量中抽取与高频电压矢量相同频率成分的高频电流矢量，使用与高频电压矢量正交的方向上的成分的大小，对施加有高频电压矢量的d轴与平行于转子磁通矢量的方向即dm轴之间的差值△θ进行运算，仅使用△θ和转子磁通矢量的大小Φf。

下面，基于如下所述的图1～图12对本申请发明的实施方式1进行说明，图1是交流电机的控制装置1涉及的系统结构图，图2是控制部的结构图，图3是偏差放大部的结构图，图4是自适应观测部的结构图，图5是自适应观测部的内部结构图，图6是磁通矢量检测部的结构图，图7～图9是磁通矢量检测部的内部结构图，图10是转子磁通矢量的说明图，图11是变形例的系统结构图，图12是变形例的偏差放大部的结构图。

首先，对包含本申请发明的实施方式1涉及的交流电机的控制装置1的整体系统结构进行说明。

在图1中，交流电机的控制装置1为了对交流电机2进行控制而由电流矢量检测部3、控制部4、电压施加部5、偏差矢量运算部6、偏差放大部7、自适应观测部8和磁通矢量检测部9构成。

此外，在图中，两根斜线(//)、3根斜线(///)、4根斜线(////)分别表示2维、3维、4维的矢量。

交流电机的控制装置1的构成、功能和动作的详细情况后面叙述，首先，对交流电机的控制装置1的各结构部的功能概要进行说明。

电流矢量检测部3根据交流电机2的电流对检测电流矢量进行检测。磁通矢量检测部9根据由电流矢量检测部3所输出的交流电机2的检测电流矢量对转子磁通矢量进行检测，并作为检测磁通矢量输出。自适应观测部8根据检测磁通矢量，输出交流电机2的推定电流矢量、推定磁通矢量和推定位置。控制部4输出电压指令矢量，以使检测电流矢量与电流指令矢量一致，电压施加部5基于电压指令矢量，对交流电机施加电压。偏差矢量运算部6输出推定电流矢量与检测电流矢量的偏差即电流偏差矢量、和推定磁通矢量与检测磁通矢量的偏差即磁通偏差矢量，偏差放大部7将电流偏差矢量和磁通偏差矢量放大并作为放大偏差矢量输出。

在图1中，在本实施方式1中以具有3相绕组的凸极型的永磁体同步电机为例对交流电机2进行说明，但即使是其他种类的电机，也能够以同样的原理构成交流电机的控制装置。

下面，依次对交流电机的控制装置1的各结构部的结构、功能和动作进行说明。

电流矢量检测部3对在交流电机2中流动的3相电流进行检测，在坐标变换器31中，使用后述的推定位置θ0，在作为与交流电机2的转子同步地旋转的正交坐标而公知的d－q轴上，将3相电流向d轴方向坐标变换而得到的d轴电流id和向q轴方向坐标变换而得到的q轴电流iq，作为检测电流矢量输出。

接着，基于图2对控制部4的结构、功能和动作进行说明。控制部4由加减运算器41、电流控制器42、高频电压矢量产生器43、加减运算器44和坐标变换器45构成。

控制部4利用加减运算器41，在从自外部赋予的电流指令矢量(id＿ref，iq＿ref)中分别减去检测电流矢量(ids，iqs)。电流控制器42进行比例积分控制而输出基本波电压矢量(vdf，vqf)，以使加减运算器41的输出即电流指令矢量、与检测电流矢量之间没有偏差。高频电压矢量产生器43输出d－q轴上的高频电压矢量(vdh，vqh)。

此外，在本实施方式1中，设为vqh＝0而仅沿着d轴方向施加的交变电压。

在加减运算器44中，输出将基本波电压矢量(vdf，vqf)和高频电压矢量(vdh，vqh)相加而获得的d－q轴上的电压指令矢量(vd，vq)，在坐标变换器45中使用后述的推定位置θ0，将加减运算器44的输出即d－q轴上的电压指令矢量(vd，vq)从d－q轴变换为静止坐标的电压指令矢量(vu，vv，vw)并输出。

电压施加部5基于由控制部4所输出的电压指令矢量(vu，vv，vw)，对交流电机2施加三相电压。

接着，对偏差矢量运算部6的结构、功能和动作进行说明。

偏差矢量运算部6由加减运算器61、62构成。

偏差矢量运算部6输出利用加减运算器61，从后述的自适应观测部8的输出即推定电流矢量(ids0，iqs0)减去电流矢量检测部3的输出即检测电流矢量(ids，iqs)而得到的电流偏差矢量(eids，eiqs)。另外，输出利用加减运算器62从后述的自适应观测部8的输出即推定磁通矢量(Φdr0，Φqr0)减去后述的磁通矢量检测部的输出即检测磁通矢量(ΦdrD，ΦqrD)而得到的磁通偏差矢量(eΦdr，eΦqr)。

接着，基于图3对偏差放大部7的结构、功能和动作进行说明。

偏差放大部7由增益矩阵运算器71、72和加减运算器73构成。

增益矩阵运算器71将电流偏差矢量(eids，eiqs)的转置矩阵即(eids，eiqs)^T(T是指转置矩阵)乘以矩阵Hc而得到的结果输出。增益矩阵运算器72将磁通偏差矢量(eΦdr，eΦqr)^T乘以矩阵Hf而得到的结果输出。

在这里，矩阵Hc、Hf是由(1)式定义的增益矩阵。(1)式中的h11～h44是放大增益，h11～h44是能够任意设定的值。

【式1】

$\mathrm{Hc}=\left(\begin{array}{cc}h11& h12\\ h21& h22\\ h31& h32\\ h41& h42\end{array}\right).\mathrm{Hf}=\left(\begin{array}{cc}h13& h14\\ h23& h24\\ h33& h34\\ h43& h44\end{array}\right)...\left(1\right)$

在图3中，加减运算器73将增益矩阵运算器71的输出矢量和增益矩阵运算器72的输出矢量相加而输出放大偏差矢量(e1，e2，e3，e4)^T。

此外，在交流电机2成为高速转速时，即使不使用检测磁通矢量与推定磁通矢量的偏差即磁通偏差矢量，后述的自适应观测部8也能够良好地推定输出的推定速度、推定位置。因此，在增益矩阵运算器72中，在推定速度的绝对值较大的情况下，使得h13～h44的值成为零，在高速旋转区域中增益矩阵运算器72的输出为零。其结果，通过停止磁通矢量检测部9的运算，能够减少运算量。另外，控制部4内部的高频电压矢量产生器43的输出即高频电压矢量(vdh、vqh)也为零，从而也不会产生由高频电压矢量(vdh、vqh)产生的高频电流，也能够消除由高频电流导致的损耗。

接着，对自适应观测部8的结构、功能和动作进行说明。图4是自适应观测部8的结构图，图5是作为自适应观测部8的主要结构要素的状态观测器82的结构图。

在图4中，自适应观测部8由坐标变换器81、状态观测器82和积分器83构成。

在图5中，状态观测器82由增益矩阵运算器821、823、825、826以及加减运算器822、积分器824、速度推定器827构成。

接着，对自适应观测部8的整体动作进行说明。

将交流电机2的电枢电阻设为R、将d轴方向上的电枢电感设为Ld、将q轴方向上的电枢电感设为Lq、将推定速度设为ωr0将电源角频率设为ω，用式(2)定义矩阵A、B、C1、C2。

此外，交流电机2为非凸极机的情况下，Ld＝Lq。

【式2】

$A=\left(\begin{array}{cccc}-\frac{R}{\mathrm{Ld}}& \mathrm{\ω}& 0& \mathrm{\ωr}0\\ -\mathrm{\ω}& -\frac{R}{\mathrm{Lq}}& -\mathrm{\ωr}0& 0\\ 0& 0& 0& \mathrm{\ω}-\mathrm{\ωr}0\\ 0& 0& -\mathrm{\ω}+\mathrm{\ωr}0& 0\end{array}\right).B=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\\ 0& 0\\ 0& 0\end{array}\right).C1=\left(\begin{array}{cccc}\frac{1}{\mathrm{Ld}}& 0& 0& 0\\ 0& \frac{1}{\mathrm{Lq}}& 0& 0\end{array}\right).C2=\left(\begin{array}{cccc}0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& 1\end{array}\right)...\left(2\right)$

另外，若将d－q轴上的推定电枢反作用矢量的d轴成分定义为Φds0、将q轴成分定义为Φqs0、将d－q轴上的电压指令矢量的d轴成分定义为vds、将q轴成分定义为vqs，则能够如式(3)所示地获得推定电枢反作用矢量(Φds0，Φqs0)和推定磁通矢量(Φdr0，Φqr0)。

【式3】

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left(\begin{array}{c}\mathrm{\φds}0\\ \mathrm{\φqs}0\\ \mathrm{\φdr}0\\ \mathrm{\φqr}0\end{array}\right)=A\left(\begin{array}{c}\mathrm{\φds}0\\ \mathrm{\φqs}0\\ \mathrm{\φdr}0\\ \mathrm{\φqr}0\end{array}\right)+B\left(\begin{array}{c}\mathrm{vds}\\ \mathrm{vqs}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}e1\\ e2\\ e3\\ e4\end{array}\right)...\left(3\right)$

另外，将拉普拉斯算子(微分算子)定义为s、将kp定义为比例增益、将ki定义为积分增益，式(2)的作为矩阵A的内部参数的推定速度ωr0使用电流偏差矢量(eids、eiqs)和推定磁通矢量(Φdr0、Φqr0)而通过式(4)得到。

【式4】

$\mathrm{\ωr}0=(\mathrm{kp}+\frac{\mathrm{ki}}{s})(\mathrm{eiqs}\·\mathrm{\φdr}0-\mathrm{eids}\·\mathrm{\φqr}0)...\left(4\right)$

推定位置θ0能够如式(5)所示地通过对推定速度ωr0进行积分而获得。

【式5】

$\mathrm{\θ}0=\frac{\mathrm{\ωr}0}{s}...\left(5\right)$

另外，推定电流矢量(ids0，iqs0)能够通过式(6)求出。

【式6】

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{ids}0\\ \mathrm{iqs}0\end{array}\right)=C1\left(\begin{array}{c}\mathrm{\φds}0\\ \mathrm{\φqs}0\\ \mathrm{\φdr}0\\ \mathrm{\φqr}0\end{array}\right)...\left(6\right)$

同样地，推定磁通矢量(Φdr0、Φqr0)能够通过式(7)求出。

【式7】

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{\φdr}0\\ \mathrm{\φqr}0\end{array}\right)=C2\left(\begin{array}{c}\mathrm{\φds}0\\ \mathrm{\φqs}0\\ \mathrm{\φdr}0\\ \mathrm{\φqr}0\end{array}\right)...\left(7\right)$

如上所述，使用式(2)～式(7)，能够基于电压指令矢量(vds、vqs)、放大偏差矢量(e1，e2，e3，e4)^T和电流偏差矢量(eids、eiqs)，计算出推定位置θ0、推定电流矢量(ids0，iqs0)和推定磁通矢量(Φdr0、Φqr0)。

以上是自适应观测部8的整体的动作说明。

接着，对自适应观测部8的各主要结构要素的功能、动作进行说明。

在图4中，坐标变换器81将控制部4的输出即3相交流的电压指令矢量变换为作为正交旋转坐标的d－q轴的电压指令矢量(vds、vqs)，并向状态观测器82输出。状态观测器82基于来自偏差放大部7的输出即放大偏差矢量(e1，e2，e3，e4)^T和坐标变换器81的输出即电压指令矢量(vds、vqs)对推定速度ωr0、推定电流矢量(ids0，iqs0)以及推定磁通矢量(Φdr0，Φqr0)进行运算并输出。积分器83按照式(5)对状态观测器82的输出即推定速度ωr0进行积分，从而求出推定位置θ0。

在图5中，增益矩阵运算器821将坐标变换器81的输出即电压指令矢量(vds、vqs)^T乘以矩阵B并将其结果输出。加减运算器822将对增益矩阵运算器821的输出、增益矩阵运算器823的输出和放大偏差矢量(e1，e2，e3，e4)^T进行加减运算而得到的矢量输出。积分器824针对每个要素对加减运算器822所输出的矢量进行积分而输出矢量(Φds0，Φqs0，Φdr0，Φqr0)^T。以上是相当于式(3)右边的部分。此外，式(3)的左边相当于积分器824的输入部分。

增益矩阵运算器825通过将矩阵C1乘以矢量(Φds0，Φqs0，Φdr0，Φqr0)^T，而输出推定电流矢量(Φds0，Φqs0)^T。该部分相当于式(6)。

此外，在这里，矢量(Φds0，Φqs0，Φdr0，Φqr0)^T是定子·转子推定磁通矢量。

增益矩阵运算器826通过将矩阵C2乘以矢量(Φds0，Φqs0，Φdr0，Φqr0)^T，从而输出推定磁通矢量(Φdr0，Φqr0)^T。该部分相当于式(7)。

速度推定器827使用电流偏差矢量(eids，eiqs)和推定磁通矢量(Φdr0，Φqr0)，通过式(4)计算出推定速度ωr0。

向增益矩阵运算器823输入速度推定器827的输出即推定速度ωr0，对积分器824的输出即矢量(Φds0，Φqs0，Φdr0，Φqr0)^T应用矩阵A，将结果向加减运算器822输出。

以上是自适应观测部8的整体和各主要结构要素的功能、动作说明。该自适应观测部8的特征在于，在放大偏差矢量(e1，e2，e3，e4)^T中包含将磁通偏差矢量(eΦdr、eΦqr)放大而得到的e3、e4，由此，在包含零速的低速区域中能够良好地求出推定速度ωr0、推定位置θ0。

本实施方式的自适应观测部8由于后述的磁通矢量检测部9的输出即检测磁通矢量在零速～低速区域中不受常数误差、电压误差的影响，因此，能够求出检测磁通矢量与推定磁通矢量的偏差即磁通偏差矢量，使用将磁通偏差矢量放大而得到的e3、e4，从而即使是零速～低速也能够良好地推定速度、位置。

接着，基于图6～图10对磁通矢量检测部9的结构、功能以及动作进行说明。

首先，说明磁通矢量检测部9的结构。

在磁通矢量检测部9的结构图即图6中，磁通矢量检测部9由滤波器91、正交成分抽取器92、检测磁通矢量运算器93构成。

如图7所示，滤波器91由陷波滤波器911、加减运算器912构成。如图8所示，正交成分抽取器92由正交成分选择器921、振幅运算器922构成。如图9所示，正交成分抽取器92由差分运算器931、余弦运算器932、正弦运算器933、乘法器934、935构成。

接着，对磁通矢量检测部9的功能和动作进行说明，首先，对磁通矢量检测部9的整体的动作进行说明，之后，对各结构要素的功能、动作进行说明。

说明在从图2的高频电压矢量产生器43输出高频电压矢量(vdh、vqh)时，在交流电机2中流动的高频电流矢量的数式。

如图10所示，将与控制部4所构成的交流电机2的转子同步旋转的坐标系设为正交坐标d－q轴。将与交流电机2的转子磁通矢量Φr相同的方向设为dm轴，将dm轴的正交方向设为qm轴。将正交坐标系d轴与转子磁通矢量的dm轴之差设为△θ。此外，d轴是自适应观测部8所输出的推定位置θ0的方向。在正常的情况下，以使d轴与dm轴一致的方式进行动作，图10是瞬时产生有△θ的偏差情况的图。

此时，能够如式(8)所示地表示将高频电压矢量(vdh，vqh)分别向d轴、q轴施加时的交流电机2的数式。在这里，式中的p为微分算子。

【式8】

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{vdh}\\ \mathrm{vqh}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R+\mathrm{pLdc}-\mathrm{\ωrLdqc}& \mathrm{pLdqc}-\mathrm{\ωrLqc}\\ \mathrm{pLdqc}+\mathrm{\ωrLdc}& R+\mathrm{pLqc}+\mathrm{\ωrLdqc}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{idh}\\ \mathrm{iqh}\end{array}\right]+\mathrm{\ωr\φf}\left[\begin{array}{c}-\sin \mathrm{\Δ\θ}\\ \cos \mathrm{\Δ\θ}\end{array}\right]...\left(8\right)$

如上所述，高频电压矢量仅在零速～低速中施加，因此只要转速ωr≈0，则能够获得式(9)。

【式9】

[数9]

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{vdh}\\ \mathrm{vqh}\end{array}\right]=R\left[\begin{array}{c}\mathrm{idh}\\ \mathrm{iqh}\end{array}\right]+p\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Ldc}& \mathrm{Ldqc}\\ \mathrm{Ldqc}& \mathrm{Lqc}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{idh}\\ \mathrm{iqh}\end{array}\right]...\left(9\right)$

并且，右边第2项是高频电流的微分，高频电流的微分是高频电压的角频率ωh倍，因此右边第2项＞＞右边第1项，因此能够忽视右边第1项，其结果，能够获得式(10)。

【式10】

$p\left[\begin{array}{c}\mathrm{idh}\\ \mathrm{iqh}\end{array}\right]=\frac{1}{L^2-I^2}\left[\begin{array}{cc}L+\mathrm{Iocs}2\mathrm{\Δ\θ}& -I\sin 2\mathrm{\Δ\θ}\\ -I\sin 2\mathrm{\Δ\θ}& L-I\cos 2\mathrm{\Δ\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{dh}}\\ v_{\mathrm{qh}}\end{array}\right]...\left(10\right)$

在这里，如果如式(11)所示地赋予高频电压矢量，则通过将式(11)代入式(10)并对两边进行积分，从而高频电流矢量(idh、iqh)成为如式(12)所示。

【式11】

vdh＝Vhsinωht

…(11)

vqh＝0

【式12】

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}\mathrm{idh}\\ \mathrm{iqh}\end{array}\right]=-\frac{\mathrm{Vh}}{\mathrm{\ωh}(L^2-I^2)}\left[,\begin{array}{cc}L+I\cos 2\mathrm{\Δ\θ}& -I\sin 2\mathrm{\Δ\θ}\\ -I\sin 2\mathrm{\Δ\θ}& L-I\cos 2\mathrm{\Δ\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\cos \mathrm{\ωht}\\ 0\end{array}\right]\\ =\frac{\mathrm{Vh}}{\mathrm{\ωh}(L^2-I^2)}\left[\begin{array}{c}-L-\mathrm{Ico\; s}2\mathrm{\Δ\θ}\\ I\sin 2\mathrm{\Δ\θ}\end{array}\right]\cos \mathrm{\ωht}\end{array}...\left(12\right)$

接着，对检测磁通矢量进行说明。如图10所示，转子磁通矢量Φr与dm轴是相同方向。在这里，将转子磁通矢量Φr向与高频电压矢量平行的方向、即d轴方向投影而得到ΦdrD，并向与高频电压矢量正交的方向、即q轴方向投影而得到ΦqrD。将向该d轴和q轴投影而得到的ΦdrD和ΦqrD设为检测磁通矢量，用数式表示时，能够表示为如(13)式所示。

【式13】

φdrD＝|Φr|cosΔθ

＝φfcosΔθ

…(13)

φqrD＝|Φr|sinΔθ

＝φfsinΔθ

式(13)中的Φf是转子磁通矢量Φr的大小，在永磁体同步电机的情况下Φf虽然随着温度而稍微变化，但能够通过预先测定而掌握，另外，在感应电机、绕组场磁式同步电机的情况下，Φf能够根据励磁电流、场电流的大小进行计算，因此Φf为已知的值。

Φf为已知的值，因此，为了根据式(13)对检测磁通矢量进行运算，知晓△θ即可。

在这里，研究△θ的计算方法。△θ是d轴与dm轴之差，因此，只要知晓d轴的位置和dm轴的位置，就能够运算出。d轴的位置为由自适应观测部8输出的推定位置θ0，因此是已知的。但是，dm轴的位置(以下称为θdm)是未知的，因此，需要用其他方法求出。

例如如国际公开公报WO2009－040965号所公开那样，通过将在零速～低速旋转下也能够良好地推定dm轴方向的位置的高频电压叠加而求出的推定位置作为θdm利用，能够求出△θ。但是，在用该公开的方法计算△θ的情况下，在计算θdm时，需要新设置位置推定部，因此运算量大幅增大。

因此，在本实施方式1中，着眼于式(12)，高频电流矢量的大小中包含有△θ，因此，叠加高频电压矢量但不进行位置推定，而是抽取高频电流矢量的大小，对检测磁通矢量进行运算。

在本实施方式1中，利用与高频电压矢量正交的方向即q轴的高频电流矢量iqh的大小。

根据式(12)，高频电流矢量iqh的大小︱iqh︱成为式(14)，因此△θ能够以式(15)方式求出。

【式14】

$\left|\mathrm{iqh}\right|=\frac{\mathrm{VhI}}{\mathrm{\ωh}(L^2-I^2)}\sin 2\mathrm{\Δ\θ}...\left(14\right)$

【式15】

$\mathrm{\Δ\θ}=\frac{{\sin }^{-1}\left\{\frac{\left|\mathrm{iqh}\right|\mathrm{\ωh}(L^2-I^2)}{\mathrm{VhI}}\right\}}{2}...\left(15\right)$

此外，高频电流矢量的大小︱iqh︱能够用式(16)求出。高频电压的角频率ωh和高频电压振幅Vh能够由高频电压矢量产生器43任意地设定，因此是已知的，L、I能够如式(8)所示，由Ld、Lq求出。另外，Ld、Lq能够通过事先测定而掌握，因此，L、I也是已知的。此外，式(16)中的T是高频电流矢量(idh，iqh)的周期。

【式16】

$\left|\mathrm{iqh}\right|=\sqrt{\frac{2}{T}{\∫}_0^T{\mathrm{iqh}}^2\mathrm{dt}}...\left(16\right)$

如上述说明，检测磁通矢量ΦdrD、ΦqrD能够通过(13)、(15)、(16)式求出。

此外，自适应观测部8的输出即推定位置θ0为转子磁通矢量Φr的方向上的值、或者接近该方向的值，因此，2△θ≈0，能够近似为sin2△θ≈2△θ。因而，△θ也可以如式(17)所示地计算，在该情况下，检测磁通矢量(ΦdrD，ΦqrD)能够根据式(13)、(16)、(17)求出。

【式17】

$\mathrm{\Δ\θ}=\frac{\left|\mathrm{iqh}\right|\mathrm{\ωh}(L^2-I^2)}{2\mathrm{VhI}}=...\left(17\right)$

以上是磁通矢量检测部9的整体的动作。

接着，对磁通矢量检测部9的各结构要素的功能、动作进行说明。

在图6中，滤波器91用于从检测电流矢量中抽取高频电流矢量，只要能够从检测电流矢量中抽取与高频电压矢量频率相同的成分，可以是任意的滤波器。例如能够利用作为窄带的带阻滤波器而公知的陷波滤波器，如图7所示地抽取高频电流矢量。在图7的陷波滤波器911中，将用于去除式(18)的高频电压矢量的角频率ωh的陷波滤波器应用于检测电流矢量，从检测电流矢量中去除角频率ωh成分。

加减运算器912通过从检测电流矢量中减去陷波滤波器911的输出，从而根据检测电流矢量对角频率ωh成分的高频电流矢量进行运算。此外，式(18)的s是拉普拉斯算子、qx为陷波的深度。

【式18】

$\frac{s^2+\mathrm{\ω}{h}^2}{s^2+\frac{\mathrm{\ωh}}{\mathrm{qx}}s+\mathrm{\ω}{h}^2}=...\left(18\right)$

在图8中，正交成分抽取器92通过用正交成分选择器921将高频电流矢量(idh，iqh)乘以矩阵(0，1)^T，从而仅选择与d轴正交的方向上的高频电流矢量的成分即iqh。

振幅运算器922通过进行式(16)的运算，对iqh的大小(振幅)即︱iqh︱进行运算并输出。

在图9的检测磁通矢量运算器93中，差分运算器931根据正交成分抽取器的输出即︱iqh︱，进行式(15)或者式(17)的运算并将△θ输出。

余弦运算器932使用差分运算器931的输出即△θ进行余弦运算，并将cos△θ输出。乘法器934在余弦运算器932的输出即cos△θ上乘以转子磁通的大小Φf，并将与高频电压矢量平行的方向上的检测磁通矢量的成分即ΦdrD输出。

正弦运算器933使用差分运算器931的输出即△θ进行正弦运算，并将sin△θ输出。乘法器935在正弦运算器933的输出即sin△θ上乘以转子磁通的大小Φf，并将与高频电压矢量正交的方向上的检测磁通矢量的成分即ΦqrD输出。

以上是磁通矢量检测部19的结构、功能和动作的说明。

接着，对本实施方式1的变形例进行说明。

在图3的偏差放大部7中，矩阵Hc、Hf是由式(1)定义的增益矩阵，式(1)中的h11～h44是放大增益，h11～h44是能够任意设定的值。

在这里，例如如日本专利4672236号的图9的记载所示，矩阵Hc的h11～h42能够根据推定速度ωr0变更各放大增益的值。同样地，增益矩阵Hf的h13～h44的值也能够根据推定速度ωr0而变更各放大增益的值。

在该情况下，如图11的变形例的系统结构图所示，也从自适应观测部8输出推定速度ωr0。另外，偏差放大部70如图12所示地向增益矩阵运算器701、702输入推定速度ωr0。

在图12中，加减运算器73将增益矩阵运算器701的输出矢量和增益矩阵运算器702的输出矢量相加，并将放大偏差矢量(e1，e2，e3，e4)^T输出。

另外，如前所述，在增益矩阵运算器702中，在推定速度ωr0的绝对值较大的情况下，使得h13～h44的值成为零，使在高转速区域中增益矩阵运算器702的输出为零。

如上述说明，实施方式1涉及的交流电机的控制装置1求出检测磁通矢量与推定磁通矢量的偏差即磁通偏差矢量、和检测电流矢量与推定电流矢量的偏差即电流偏差矢量，使用将磁通偏差矢量放大而得到的放大偏差矢量，从而在零速～高速区域中能够仅使用由自适应观测部所输出的1种推定速度、推定位置而驱动交流电机。因此，不需要使低频区域相位生成器和高频区域相位生成器这两者同时进行运算处理，能够大幅减少运算处理。

并且，另外，在对由磁通矢量检测部输出的检测磁通矢量ΦdrD、ΦqrD进行运算时，从检测电流矢量中抽取与高频电压矢量频率相同的成分的高频电流矢量。使用该抽取出的高频电流矢量中的与高频电压矢量正交的方向上的iqh的大小︱iqh︱，对︱iqh︱所包含的△θ进行运算，仅使用△θ和转子磁通矢量的大小Φf，其中，△θ是施加有高频电压矢量的d轴与平行于转子磁通矢量的方向即dm轴之间的差值。因而，不需要为了求出检测磁通矢量而预先准备转子角度，能够减少运算量，另外，与转子角度的推定响应也完全没有关系，因此，具有能够较高地保持速度控制响应、扭矩控制响应等的响应性的效果。

实施方式2

实施方式2涉及的交流电机的控制装置，对于磁通矢量检测部9，在对检测磁通矢量(ΦdrD、ΦqrD)进行运算时，从检测电流矢量中抽取与高频电压矢量频率相同的成分的高频电流矢量。构成为，根据该抽取出的高频电流矢量中的与高频电压矢量平行的方向的idh的大小︱idh︱，仅使用︱idh︱所包含的△θ及转子磁通矢量的大小Φf，其中，△θ是施加有高频电压矢量的d轴与平行于转子磁通矢量的方向即dm轴之间的差值。

在本实施方式2中，除了该磁通矢量检测部以外，是与实施方式1同样的结构，因此省略磁通矢量检测部以外的说明。

下面，基于作为交流电机的控制装置涉及的磁通矢量检测部9的结构图及内部结构图的图13～图15，对本申请发明的实施方式2进行说明。

在图13～图15中，对与实施方式1的图6～图9相同或者相当的部分标注相同的标号。

图13是本实施方式的磁通矢量检测部9的结构图。在图13中，与实施方式1不同的是平行成分抽取器94和检测磁通矢量运算器95，滤波器91是与实施方式1同样的，因此，省略说明。

图14是平行成分抽取器94的结构图。平行成分选择器941通过在高频电流矢量(idh，iqh)上乘以矩阵(1，0)^T而仅选择与d轴平行的方向上的高频电流矢量即idh。在振幅运算器942中，用式(19)对idh的大小︱idh︱进行运算并输出。

【式19】

$\left|\mathrm{idh}\right|=\sqrt{\frac{2}{T}{\∫}_0^T{\mathrm{idh}}^2\mathrm{dt}}...\left(19\right)$

图15是检测磁通矢量运算器95的结构图。平行成分抽取器94的输出即︱idh︱从式(12)变为式(20)。在差分运算器951中，进行式(20)和式(21)的运算并将△θ输出。

【式20】

$\left|\mathrm{idh}\right|=-\frac{\mathrm{Vh}}{\mathrm{\ωh}(L^2-l^2)}(L+I\cos 2\mathrm{\Δ\θ})...\left(20\right)$

【式21】

$\mathrm{\Δ\θ}=\frac{{\cos }^{-1}\{\frac{\left|\mathrm{idh}\right|\mathrm{\ωh}(L^2-I^2)}{\mathrm{VhI}}+L\}}{2}...\left(21\right)$

在余弦运算器932中，使用差分运算器951的输出即△θ进行余弦运算，并将cos△θ输出。在乘法器934中，在余弦运算器932的输出即cos△θ上乘以转子磁通的大小Φf，并作为与高频电压矢量平行的方向上的检测磁通矢量即ΦdrD输出。

在正弦运算器933中，使用差分运算器951的输出即△θ进行正弦运算，并将sin△θ输出。在乘法器935中，在正弦运算器933的输出即sin△θ上乘以转子磁通的大小Φf，并作为与高频电压矢量正交的方向上的检测磁通矢量即ΦqrD输出。

如上述说明，在实施方式2涉及的交流电机的控制装置，在对由磁通矢量检测部9输出的检测磁通矢量ΦdrD、ΦqrD进行运算时，从检测电流矢量中抽取与高频电压矢量频率相同的成分的高频电流矢量。使用该抽取出的高频电流矢量中的与高频电压矢量平行的方向上的idh的大小︱idh︱，对︱idh︱所包含的△θ进行运算，仅使用△θ和转子磁通矢量的大小Φf，其中，△θ是施加有高频电压矢量的d轴与平行于转子磁通矢量的方向即dm轴之间的差值。因此，与实施方式1同样地具有如下效果：能够减少运算量，还能够较高地保持速度控制响应、扭矩控制响应等的响应性。

实施方式3

在实施方式1中，由电流矢量检测部输出的检测电流矢量是与交流电机的转子同步旋转的正交坐标即d－q轴上的检测电流矢量，控制部、偏差矢量运算部、偏差放大部、自适应观测部、磁通矢量检测部也构成在d－q轴上。

另一方面，在本实施方式3中，作为由电流矢量检测部输出的检测电流矢量，输出作为静止正交坐标系而公知的α－β轴上的检测电流矢量(iα、iβ)，控制部、偏差矢量运算部、偏差放大部、自适应观测部、磁通矢量检测部也构成在α－β轴上。

下面，基于如下的图16～25对本申请发明的实施方式3进行说明，图16是交流电机的控制装置10涉及的系统结构图，图17是控制部的结构图，图18是控制部的内部结构图，图19是自适应观测部的结构图，图20是自适应观测部的内部结构图，图21是磁通矢量检测部的结构图，图22～图24是磁通矢量检测部的内部结构图，图25是转子磁通矢量的说明图。

首先，对包含本申请发明的实施方式3涉及的交流电机的控制装置10的整体系统结构进行说明。

在图16中，交流电机的控制装置10为了对交流电机2进行控制而由电流矢量检测部13、控制部14、电压施加部5、偏差矢量运算部6、偏差放大部7、自适应观测部18和磁通矢量检测部19构成。

在图16中，对与图1相同或者相当的部分标注相同的标号。

实施方式3的交流电机的控制装置10与实施方式1的交流电机的控制装置1不同的点仅在于电流矢量检测部13、控制部14、自适应观测部18、磁通矢量检测部19的结构，因此，下面，以该差异为中心依次对交流电机的控制装置10的各构成部的结构、功能和动作进行说明。

电流矢量检测部13对在交流电机2中流动的3相电流进行检测，在坐标变换器131中，在交流电机2的转子的静止正交坐标系即α－β轴上，将3相电流向α轴方向坐标变换而得到的α轴电流iα和向β轴方向坐标变换而得到的β轴电流iβ，作为检测电流矢量(iα、iβ)输出。

接着，基于图17对控制部14的结构、功能和动作进行说明。

控制部14由坐标变换器141、加减运算器142、电流控制器143、坐标变换器144、高频电压矢量产生器145、加减运算器146构成。

此外，控制部14的运算在d－q轴上进行。坐标变换器141使用后述的自适应观测部18的输出即推定位置θ0，将检测电流矢量(iα、iβ)变换为d－q轴上的矢量。在加减运算器142中，分别从自外部赋予的电流指令矢量(id＿ref，iq＿ref)中减去坐标变换器141的输出即检测电流矢量(ids，iqs)。在电流控制器143中，以使加减运算器142的输出即电流指令矢量与检测电流矢量没有偏差的方式，进行比例积分控制，将基本波电压矢量(vdf，vqf)输出。在坐标变换器144中，使用推定位置θ0并将基本波电压矢量(vdf，vqf)从d－q轴变换为静止坐标的电压指令矢量(vuf，vvf，vwf)并输出。

高频电压矢量产生器145如图18的高频电压矢量产生器145的结构图所示，赋予用式(22)表示的静止正交坐标即α－β轴的高频电压指令矢量(vαh，vβh)，利用坐标变换器401，变换成静止坐标的高频电压矢量指令(vuh，vvh，vwh)并输出。

在本实施方式3中，通过以上述方式赋予高频电压矢量指令，与实施方式1的交变电压不同，能够赋予旋转电压的高频电压矢量指令。

【式22】

vαh＝Vhsinωht

…(22)

vβh＝Vhcosωht

在加减运算器146中，将坐标变换器144的输出即电压指令矢量(vuf，vvf，vwf)和高频电压矢量指令(vuh、vvh、vwh)相加，并将电压指令矢量(vu，vv，vw)输出。

接着，对偏差矢量运算部6进行说明。

偏差矢量运算部6的输入和输出从d－q轴变为α―β轴，但与实施方式1同样地，输出推定电流矢量(iα0、iβ0)与检测电流矢量(iα、iβ)之差即电流偏差矢量(eiα、eiβ)、和推定磁通矢量(Φαr0、Φβr0)与检测磁通矢量(ΦαrD、ΦβrD)之差及磁通偏差矢量(eΦαr、eΦβr)。

接着，对偏差放大部7进行说明。

偏差放大部7的输入和输出也从d－q轴变为α―β轴，与实施方式1同样地，输出放大偏差矢量(e1、e2、e3、e4)，该放大偏差矢量(e1、e2、e3、e4)是电流偏差矢量(eiα、eiβ)乘以式(1)的矩阵Hc而得到的值、和磁通偏差矢量(eΦαr、eΦβr)乘以式(1)的矩阵Hf而得到的值相加而得到的。

接着，对自适应观测部18进行说明。自适应观测部18的基本的构成也与实施方式1的自适应观测部8相同，但内部的矩阵A与矩阵C1不同。

图19是自适应观测部18的结构图，图20是作为自适应观测部18的主要结构要素的状态观测器182的结构图。

在图19中，自适应观测部18由坐标变换器181、状态观测器182、积分器183构成。

在图20中，状态观测器182由增益矩阵运算器831、833、835、836以及加减运算器832、积分器834、速度推定器837构成。

接着，对自适应观测部18的整体动作进行说明。

在自适应观测部18中，与实施方式1的自适应观测部8的式(2)～式(4)的运算相当的式分别是下述的式(23)～式(25)，与式(6)～式(7)相当的式分别是式(26)～式(27)。

【式23】

$A=\left(\begin{array}{cccc}-\frac{R}{\mathrm{L\α}}& 0& 0& \mathrm{\ωr}0\\ 0& -\frac{R}{\mathrm{L\β}}& -\mathrm{\ωr}0& 0\\ 0& 0& 0& -\mathrm{\ωr}0\\ 0& 0& \mathrm{\ωr}0& 0\end{array}\right).B=\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\\ 0& 0\\ 0& 0\end{array}\right).C1=\left(\begin{array}{cccc}\frac{1}{\mathrm{L\α}}& 0& 0& 0\\ 0& \frac{1}{\mathrm{L\β}}& 0& 0\end{array}\right).C2=\left(\begin{array}{cccc}0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& 1\end{array}\right)...\left(23\right)$

【式24】

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left(\begin{array}{c}\mathrm{\φ\αs}0\\ \mathrm{\φ\βs}0\\ \mathrm{\φ\αr}0\\ \mathrm{\φ\βr}0\end{array}\right)=A\left(\begin{array}{c}\mathrm{\φ\αs}0\\ \mathrm{\φ\βs}0\\ \mathrm{\φ\αr}0\\ \mathrm{\φ\βr}0\end{array}\right)+B\left(\begin{array}{c}\mathrm{v\αs}\\ \mathrm{v\βs}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}e1\\ e2\\ e3\\ e4\end{array}\right)...\left(24\right)$

【式25】

$\mathrm{\ωr}0=(\mathrm{kp}+\frac{\mathrm{ki}}{s})(\mathrm{ei\βs}\·\mathrm{\φ\αr}0-\mathrm{ei\αs}\·\mathrm{\φ\βr}0)...\left(25\right)$

【式26】

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{i\αs}0\\ \mathrm{i\βs}0\end{array}\right)=C1\left(\begin{array}{c}\mathrm{\φ\αs}0\\ \mathrm{\φ\βs}0\\ \mathrm{\φ\αr}0\\ \mathrm{\φ\βr}0\end{array}\right)...\left(26\right)$

【式27】

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{\φ\αr}0\\ \mathrm{\φ\βr}0\end{array}\right)=C2\left(\begin{array}{c}\mathrm{\φ\αs}0\\ \mathrm{\φ\βs}0\\ \mathrm{\φ\αr}0\\ \mathrm{\φ\βr}0\end{array}\right)...\left(27\right)$

接着，对自适应观测部18的各主要结构要素的功能和动作进行说明。

在图19中，坐标变换器181将控制部14的输出即3相交流的电压指令矢量变换为静止正交坐标即α－β轴的电压指令矢量(vαs，vβs)，并向状态观测器182输出。在图20的状态观测器182的增益矩阵运算器831中，在坐标变换器181的输出即电压指令矢量(vαs，vαs)^T上乘以式(23)的矩阵B，并将其结果输出。加减运算器832将对增益矩阵运算器831的输出、增益矩阵运算器833的输出和放大偏差矢量(e1，e2，e3，e4)^T进行加减运算而得到的矢量输出。积分器834针对每个要素对由加减运算器832输出的矢量进行积分并作为矢量(Φαs0，Φβs0，Φαr0，Φβr0)^T输出。以上是相当于式(24)右边的部分。式(24)的左边相当于积分器834的输入部分。

增益矩阵运算器835通过将式(23)的矩阵C1乘以矢量(Φαs0，Φβs0，Φαr0，Φβr0)^T，将推定电流矢量(Φαs0，Φβs0)^T输出。该部分相当于式(26)。

此外，在这里，矢量(Φαs0，Φβs0，Φαr0，Φβr0)^T是定子·转子推定磁通矢量。

增益矩阵运算器836通过将矩阵C2乘以矢量(Φαs0，Φβs0，Φαr0，Φβr0)^T，从而将推定磁通矢量(Φαr0，Φβr0)^T输出。该部分相当于式(27)。

增益矩阵运算器833被输入速度推定器837的输出即推定速度ωr0，对积分器834的输出即矢量(Φαs0，Φβs0，Φαr0，Φβr0)^T应用矩阵A，并将结果向加减运算器832输出。

在图19的积分器183中，与实施方式1同样地通过式(5)对状态观测器182的输出即推定速度ωr0进行积分，从而求出推定位置θ0。

以上是自适应观测部18的结构、功能和动作的说明。

接着，基于图21～图25对磁通矢量检测部19的结构、功能和动作进行说明。

首先，对磁通矢量检测部19的结构进行说明。

在作为磁通矢量检测部19的结构图的图21中，磁通矢量检测部19由滤波器91、α轴成分抽取器192、β轴成分抽取器193、检测磁通矢量运算器194构成。

如图22所示，α轴成分抽取器192由α轴成分选择器961、振幅运算器962构成。如图23所示，β轴成分抽取器193由β轴成分选择器963、振幅运算器964构成。如图24所示，检测磁通矢量运算器194由差分运算器965、余弦运算器966、正弦运算器967、乘法器968、969构成。

接着，对磁通矢量检测部19的结构和动作进行说明，首先，对磁通矢量检测部19的整体的动作进行说明，之后，对各结构要素的功能、动作进行说明。

从图17的高频电压矢量产生器145施加高频电压矢量(vαh，vβh)时的交流电机2的α－β轴上的数式能够表示为式(28)。在这里，式中的p是微分算子。

【式28】

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{v\αh}\\ \mathrm{v\βh}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}R+\mathrm{pL\α}& 0\\ 0& R+\mathrm{pL\β}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{i\αh}\\ \mathrm{i\βh}\end{array}\right]+\mathrm{\ωr\φf}\left[\begin{array}{c}-\sin \mathrm{\θdm}\\ \cos \mathrm{\θdm}\end{array}\right]...\left(28\right)$

其中

与实施方式1同样地，高频电压矢量仅在零速～低速下施加，因此，只要设为转速ωr≈0，就能够获得式(29)。

【式29】

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{v\αh}\\ \mathrm{v\βh}\end{array}\right]=R\left[\begin{array}{c}\mathrm{i\αh}\\ \mathrm{i\βh}\end{array}\right]+p\left[\begin{array}{cc}\mathrm{L\α}& 0\\ 0& \mathrm{L\β}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{i\αh}\\ \mathrm{i\βh}\end{array}\right]...\left(29\right)$

并且，右边第2项是高频电流的微分，高频电流的微分是高频电压的角频率ωh倍，因此，右边第2项＞＞右边第1项，因此，能够忽视右边第1项，其结果，能够获得式(30)。

【式30】

$p\left[\begin{array}{c}\mathrm{i\αh}\\ \mathrm{i\βh}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}L-I\cos 2\mathrm{\θdm}& 0\\ 0& L+I\cos 2\mathrm{\θdm}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{v\αh}\\ \mathrm{v\βh}\end{array}\right]...\left(30\right)$

在这里，高频电压矢量(vαh、vβh)由式(22)赋予，因此，通过将式(22)代入式(30)，并对两边进行积分，从而成为式(31)。

【式31】

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{i\αh}\\ \mathrm{i\βh}\end{array}\right]=\frac{\mathrm{Vh}}{\mathrm{\ωh}}\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{L+I\cos 2\mathrm{\θdm}}& 0\\ 0& \frac{1}{L-I\cos 2\mathrm{\θdm}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}-\cos \mathrm{\ωht}\\ \sin \mathrm{\ωht}\end{array}\right]...\left(31\right)$

接着，对检测磁通矢量进行说明。如图25所示，在某一瞬间，转子磁通矢量Φr和α轴成为如图25所示的关系，转子磁通矢量Φr与α轴所成的角为θdm。转子位置处于与转子磁通矢量平行的方向，因此，从α轴观察到的转子位置为θdm。如前所述，在本实施方式3中由偏差矢量运算部6对α－β轴上的磁通偏差矢量进行运算，因此，磁通矢量检测部19所输出的检测磁通矢量处于α－β轴上。根据图25，将转子磁通矢量的α轴方向的投影成分设为ΦαrD，将β轴方向的投影成分设为ΦβrD。ΦαrD和ΦβrD由式(32)求出，由磁通矢量检测部19将检测磁通矢量(ΦαrD，ΦβrD)输出。

【式32】

φαrD＝|Φr|cosθdm

＝φfcosθdm

…(32)

φβrD＝|Φr|sinθdm

＝φfsinθdm

式(32)中的Φf为转子磁通矢量Φr的大小，是已知的值。根据式(32)对检测磁通矢量的成分ΦαrD、ΦβrD进行运算，因此知晓θdm即可。

着眼于式(31)，在高频电流矢量(iαh、iβh)的大小中包含有θdm，因此，能够从高频电流矢量(iαh、iβh)的大小求出θdm。将α轴的高频电流iαh的大小设为︱iαh︱、将β轴的高频电流iβh的大小设为︱iβh︱时，︱iαh︱、︱iβh︱成为式(33)。

【式33】

$\begin{array}{c}\left|\mathrm{i\αh}\right|=\frac{\mathrm{Vh}}{\mathrm{\ωh}}\frac{1}{L-I\cos 2\mathrm{\θdm}}\\ \left|\mathrm{i\βh}\right|=\frac{\mathrm{Vh}}{\mathrm{\ωh}}\frac{1}{L+I\cos 2\mathrm{\θdm}}\end{array}...\left(33\right)$

另外，︱iαh︱、︱iβh︱的大小能够根据高频电流矢量(iαh、iβh)并进行式(34)的运算而求出。在这里，式(34)中的T是高频电流矢量(iαh，iβh)的周期。

【式34】

$\begin{array}{c}\left|\mathrm{i\αh}\right|=\sqrt{\frac{2}{T}{\∫}_0^T\mathrm{i\α}{h}^2\mathrm{dt}}\\ \left|\mathrm{i\βh}\right|=\sqrt{\frac{2}{T}{\∫}_0^T{\mathrm{i\βh}}^2\mathrm{dt}}\end{array}...\left(34\right)$

根据式(33)，从︱iβh︱的倒数中减去︱iαh︱的倒数而得到的差成为式(35)，因此，能够根据式(35)如式(36)所示地求出θdm。

【式35】

$\frac{1}{\left|\mathrm{i\βh}\right|}-\frac{1}{\left|\mathrm{i\αh}\right|}=\frac{2\mathrm{\ωhI}}{\mathrm{Vh}}\cos 2\mathrm{\θdm}...\left(35\right)$

【式36】

$\mathrm{\θdm}=\frac{{\cos }^{-1}\left\{\frac{\mathrm{Vh}}{2\mathrm{\ωhI}}(\frac{1}{\left|\mathrm{i\βh}\right|}-\frac{1}{\left|\mathrm{i\αh}\right|})\right\}}{2}...\left(36\right)$

通过以上内容，能够根据式(32)、式(36)求出检测磁通矢量(ΦαrD、ΦβrD)。

以上是磁通矢量检测部19的整体的动作。

接着，对磁通矢量检测部19的各结构要素的功能、动作进行说明。

图21的滤波器91除了输入和输出是α－β轴上的检测电流矢量和高频电流矢量之外，其他与实施方式1相同，其根据检测电流矢量(iαs、iβs)输出高频电流矢量(iαh、iβh)。

如图22所示，α轴成分抽取器192利用α轴成分选择器961将高频电流矢量(iαh，iβh)乘以矩阵(1，0)^T，从而仅选择α轴方向的高频电流矢量的成分即iαh。在振幅运算器962中，进行式(34)的运算，从而对iαh的大小︱iαh︱进行运算并输出。如图23所示，β轴成分抽取器193利用β轴成分选择器963将高频电流矢量(iαh，iβ)乘以矩阵(0，1)^T，从而仅选择β轴方向的高频电流矢量的成分即iβh。在振幅运算器964中，通过进行式(34)的运算，从而对iβh的大小︱iβh︱进行运算并输出。

对检测磁通矢量运算器194进行说明。在图24中，差分运算器965根据α轴成分抽取器192的输出即︱iαh︱和β轴成分抽取器193的输出即︱iβh︱进行式(36)的运算并将θdm输出。在余弦运算器966中，使用差分运算器965的输出即θdm进行余弦运算，并将cosθdm输出。在乘法器968中，在余弦运算器966的输出即cosθdm上乘以转子磁通的大小Φf，并将α轴方向的检测磁通矢量成分即ΦαrD输出。在正弦运算器967中，使用差分运算器965的输出即θdm进行正弦运算，并将sinθdm输出。在乘法器969中，在正弦运算器967的输出即sinθdm上乘以转子磁通的大小Φf，将β轴方向的检测磁通矢量成分即ΦβrD输出。

以上是磁通矢量检测部19的结构、功能和动作的说明。

如上述说明，实施方式3的交流电机的控制装置求出检测磁通矢量与推定磁通矢量的偏差即磁通偏差矢量和检测电流矢量与推定电流矢量的偏差即电流偏差矢量，使用将磁通偏差矢量放大而得到的放大偏差矢量。由此，能够在零速～高速区域中仅用由自适应观测部输出的1种推定速度或1种推定位置驱动交流电机，因此，不需要使低频区域相位生成器和高频区域相位生成器这两者同时进行运算处理，能够大幅地减少运算处理。

另外，在对由磁通矢量检测部输出的检测磁通矢量ΦdrD、ΦqrD进行运算时，从检测电流矢量中抽取与高频电压矢量频率相同的成分的高频电流矢量，根据抽取出的高频电流矢量的α轴方向的iαh的大小︱iαh︱和β轴方向的iβ的大小︱iβ︱求出θdm，仅使用θdm和转子磁通矢量的大小Φf。因而，不需要为了求出检测磁通矢量而预先准备转子角度，因此，能够减少运算量，另外，与转子角度的推定响应也完全没有关系，因此，能够较高地保持速度控制响应、扭矩控制响应等的响应性。

并且，将检测磁通矢量设为α－β轴上的矢量，从而自适应观测部也能够构成在α－β轴上，能够将电流矢量检测部、自适应观测部内部的坐标变换器，从将推定位置θ0向所需的d－q轴上变换的坐标变换器置换成向运算量较少的向α－β轴变换的坐标变换器，因此具有能够减少运算量的效果。

此外，本发明能够在其发明的范围内将各实施方式自由组合或者适当地对各实施方式进行变形、省略。

工业实用性

本发明在整个速度区域内不使用位置传感器而能够进行平滑的交流电机的驱动，能够广泛地应用于可实现运算量的减少和响应性的提高的交流电机的控制装置。

Claims (6)

1.一种交流电机的控制装置，其具有：

电流矢量检测部，其根据交流电机的电流对检测电流矢量进行检测；

磁通矢量检测部，其根据所述交流电机的所述检测电流矢量对转子磁通矢量进行检测，并作为检测磁通矢量输出；

自适应观测部，其输出所述交流电机的推定电流矢量、推定磁通矢量和推定位置；

控制部，其输出电压指令矢量，以使所述检测电流矢量与电流指令矢量一致；

电压施加部，其基于所述电压指令矢量对所述交流电机施加电压；

偏差矢量运算部，其输出所述推定电流矢量与所述检测电流矢量的偏差即电流偏差矢量和所述推定磁通矢量与所述检测磁通矢量的偏差即磁通偏差矢量；以及

偏差放大部，其对所述电流偏差矢量和所述磁通偏差矢量进行放大并作为放大偏差矢量输出，

所述自适应观测部基于所述电压指令矢量和所述放大偏差矢量，对所述推定电流矢量、所述推定磁通矢量和所述推定位置进行运算并输出，

并且，所述控制部输出叠加了与驱动所述交流电机的频率不同的频率成分的高频电压矢量而得到的电压指令矢量，所述磁通矢量检测部根据所述检测电流矢量中所包含的与所述高频电压矢量相同频率成分的高频电流矢量的大小和转子磁通的大小，对检测磁通矢量进行运算并输出。

2.根据权利要求1所述的交流电机的控制装置，其中，

所述控制部输出叠加了交变电压的高频电压矢量而得到的电压矢量，

所述磁通矢量检测部根据所述高频电流矢量的与所述交变电压的高频电压矢量平行的方向上的成分的大小和所述高频电流矢量的与所述交变电压的高频电压矢量正交的方向上的成分的大小中的至少一个、以及转子磁通的大小，对所述检测磁通矢量进行运算并输出。

3.根据权利要求2所述的交流电机的控制装置，其中，

从所述磁通矢量检测部输出的所述检测磁通矢量由与所述交变电压矢量平行的方向上的成分和与所述交变电压矢量正交的方向上的成分构成。

4.根据权利要求1所述的交流电机的控制装置，其中，

所述控制部输出叠加了旋转电压的高频电压矢量而得到的电压矢量，

所述磁通矢量检测部将所述高频电流矢量向由α轴和β轴构成的静止正交坐标分解，并且，根据所述高频电流矢量的α轴方向成分的大小、β轴方向成分的大小和转子磁通的大小，对所述检测磁通矢量进行运算并输出。

5.根据权利要求4所述的交流电机的控制装置，其中，

从所述磁通矢量检测部输出的所述检测磁通矢量由所述α轴方向成分和所述β轴方向成分构成。

6.根据权利要求1所述的交流电机的控制装置，其中，

所述偏差放大部构成为，根据由所述自适应观测部运算出的所述交流电机的推定速度，变更对所述电流偏差矢量和所述磁通偏差矢量进行放大的放大增益。