CN114520603A

CN114520603A - 用于产生三相电压的方法和装置

Info

Publication number: CN114520603A
Application number: CN202111388756.4A
Authority: CN
Inventors: 西蒙·大卫·哈特; 塞缪尔·大卫·埃亨; 理查德·菲利普斯; 蒂姆·伍尔默
Original assignee: Yasa Motors Ltd
Current assignee: Yasa Ltd
Priority date: 2020-11-20
Filing date: 2021-11-22
Publication date: 2022-05-20
Also published as: US11757374B2; US20220166346A1; GB202018294D0; GB2601163A; DE102021130390A1; GB2601163B

Abstract

本发明涉及用于产生三相电压的方法和装置。描述了通过为在每个脉冲宽度调制(PWM)周期中的三个相中的每一个确定多个切换事件来降低逆变器中的DC纹波电压的技术。切换事件为相应的PWM周期提供期望的目标输出电压。根据切换事件的这种确定，可以进行比较以确定跨所有相的第一切换事件和第二切换事件之间的第一时间周期(T1)，以及跨所有相的第二切换事件和第三切换事件之间的第二时间周期(T2)。响应于所确定的时间周期大于阈值，调整在相应的PWM周期中的相中的仅一个相中的一个或多个切换事件的时序，以减少所确定的第一时间周期或第二时间周期。

Description

用于产生三相电压的方法和装置

技术领域

本发明涉及一种产生三相电压的方法以及用于产生三相电压的装置。具体地，本发明涉及一种产生三相电压的方法、一种用于产生用于驱动诸如电动机的负载的三相电压的装置以及一种用于驱动诸如电动机的负载的逆变器(inverter)。

背景技术

功率逆变器是众所周知的。一个例子可以在US8958222中找到，图1来自US8958222，并且示出了用于将DC电源101转换为AC输出103的三相功率逆变器100，AC输出103然后可以连接到负载(未示出)。逆变器包括三个单独的相200、300、400(也分别被称为相U、V、W)。每个相包括两个串联的开关：相200/U中的200a、200b；相300/V中的300a、300b；和相400/W中的400a、400b。开关200a、300a和400a连接到正轨(positive rail)105(并且可以被称为“上”开关)，并且开关200b、300b和400b连接到负轨(negative rail)107(并且可以被称为“下”开关)”。在图1中，每个开关可以是IGBT(绝缘栅双极型晶体管)，并且对于每个IGBT，可以使用相关联的反向并联二极管(未示出)。但是，可以使用任何具有快速切换能力的开关。控制系统(诸如处理器)(未示出)控制开关200a、200b、300a、300b、400a、400b的切换，以控制逆变器100的AC输出。功率逆变器还包括DC母线(bus)电容器102，DC母线电容器102提供更稳定的DC电压，限制在逆变器偶尔需要大电流时的波动。

通过六个开关的切换状态的组合，可以在AC输出103处产生正弦输出电流。但是，必须控制逆变器100，使得同相的两个开关绝不同时导通，从而使DC电源101不会短路。因此，如果200a导通，则200b必须关断，反之亦然；如果300a导通，则300b必须关断，反之亦然；如果400a导通，则400b必须关断，反之亦然。这导致逆变器的八个可能的切换矢量，如表1中所示。在表1中，矢量值是三个上开关200a、300a、400a的状态，而三个下开关200b、300b、400b必须采取相反的状态以避免使DC电源短路。

图2示出了以逆变器电压切换六边形图形地描绘的表1的六个有效矢量和两个零电压矢量。三相系统的这种矢量表示是本领域技术人员公知的，并且将不详细描述。但是，一般来说，任何三相系统都可以由旋转矢量V_S唯一地表示，如图2所示。旋转矢量V_S包括表1和图2中所示的六个有效矢量的分量。这称为空间矢量调制(SWM)。通过脉冲宽度调制(PWM)技术，在AC输出103处的电压可以通过改变零电压矢量V₀和V₇与有效矢量V_S(包括V₁到V₆的分量)之间的比率(调制指数)来改变。

图3示出了根据现有技术的在一个切换周期上的脉冲宽度空间矢量调制的示例。每个开关200a、300a、400a的切换函数是一个时间波形，当开关导通时取值为1，当开关关断时取值为0。参考图3，在第一周期t0/2期间，所有三个开关200a、300a、400a都关断(值0)，这产生了表1的矢量V₀。V₀是零电压矢量，所以这个时间周期是无效周期。在第二周期t1中，开关200a取值1，并且开关300a和400a取值0，这产生是有效矢量的矢量V₁。在第三周期t2中，开关200a和300a取值1并且开关400a取值0，这产生也是有效矢量的矢量V₂。最后，在第四周期t0/2期间，所有三个开关200a、300a、400a都导通(值1)，这产生表1的零电压矢量V₇。因此，有效周期为t1和t2，并且无效周期为t0。总有效周期(在本例中为t1+t2)与总无效周期(在本例中为t0/2+t0/2＝t0)之间的比率决定在AC输出处的输出电压。

图4示出了对称切换的相电压(相对于图1中所示的作为dc母线的一半的0V线)与输出电压角(具有250V的DC母线和200V峰值需求)。图5示出了电动机负载所见的被产生的线间电压。

如上所述，DC母线电容器102提供更稳定的DC电压，限制了由于逆变器偶尔需要大电流时的波动。DC链路电容器对由开关级200、300、400的动作注入到逆变器DC轨上的波动瞬时功率进行平衡。平均纹波电流/电压(在给定频率和DC电源电压下被指定)是电容器在不发生故障的情况下可以承受的交流和直流电流/电压的均方根(RMS)总量。峰值逆变器纹波电压是在DC链路电容器两端测得的、在最小DC和最大DC之间的电压。由于DC电源和逆变器DC链路电容器之间的阻抗，DC电源无法消除这些电压峰值。峰值纹波电压通常有一个限制(在系统级别下被确定)，使得连接到逆变器的本地DC电源的其他设备不会受到逆变器操作的不利影响。在较大的负载或较大的调制指数下，纹波电压增加，并且因此对DC母线电容器的技术要求也增加。通常，设计人员不得不过度指定DC母线电容器(峰间电压、容量等)，使得它能够应对任何给定负载或调制指数的最坏情况。这导致大型的、昂贵的电容器，这增加逆变器的重量以及设计的巨大成本。

一些现有技术试图通过增加逆变器的切换频率来减少DC母线纹波。例如，一些设计已被证明在10kHz切换频率下表现出约30V的峰间纹波电压。将切换频率增加到20kHz将峰间DC母线纹波降低15V以上。切换频率可以根据负载，以及电压纹波和条件而变化。

但是，增加切换频率可能导致逆变器内的增加的切换损耗，并且还可能增加切换噪声(听觉和电磁两方面)。此外，电压纹波的减少不随着切换频率的增加而线性减少，因此，在改善的电压纹波方面，增加切换频率进一步降低回报。

因此，意识到需要改进技术以减少逆变器的DC母线纹波。

发明内容

因此，本发明提供了一种根据所附的独立权利要求的产生三相输出电压的方法和用于产生用于驱动电气负载的三相输出电压的逆变器。

根据同样在此所附的从属权利要求提供了进一步的有利的实施例。

具体地，描述了一种产生三相输出电压来为电气负载供电的方法，该方法包括:从电压源接收输入电压以及控制控制器，在多个脉冲宽度调制(PWM)周期上使用PWM为电气负载产生三相AC输出，多个PWM周期中的每个PWM周期包括一个或多个切换事件，切换事件包括在低电压和高电压之间的上升沿和下降沿，以在高电压下提供导周期并且在低电压下提供关断周期，多个PWM周期中的每个PWM周期产生三相AC输出电压的在时间上的一部分；对于每个相应的PWM周期：为三相中的每个相确定多个切换事件，以提供用于相应的PWM周期目标输出电压；并且比较跨三相中的每个相的切换事件，以确定跨相中的全部的第一切换事件和第二切换事件之间的第一时间周期和跨相中的全部的第二切换事件和第三切换事件之间的第二时间周期；并且响应于所确定的时间周期大于阈值，调整在相应的PWM周期中的相中的仅一个相中的一个或多个切换事件的时序，以减少所确定的第一时间周期或第二时间周期。

已经确定可以在单个相上操纵切换事件的时序，这减少了最大无切换时间增量，以减少DC电压纹波。然后，在降低DC母线纹波时，设计人员可以实现具有改进的DC母线纹波性能的逆变器，或者(对于相同量的DC母线纹波)设计者可以在逆变器的设计中使用更小的DC母线电容器。或者设计者可以在他们的设计中结合使用这两种优势。由于只有一个相具有增加的切换事件，因此切换损耗的增加小于增加所有相中的切换事件数量的现有技术。

对于相应的PWM周期，当第一切换事件和第二切换事件之间的第一时间周期大于第二切换事件和第三切换事件之间的第二时间周期时，可以调整相中的仅一个相中的切换事件，使得导通周期被分为第一导通部分和第二导通部分，并且其中，在相应的PWM周期内，第一导通部分在时间上提前，并且第二导通部分可以在时间上被延迟。

第一导通部分和第二导通部分在持续时间上相等。

当先前PWM周期在关断周期结束时，第一导通部分可以被提前到以与PWM周期的1/4相关联的时间周围为中心。相应的PWM周期可以在仅一个相在关断状态的情况下开始和/或结束。

对于相应的PWM周期，当第一切换事件和第二切换事件之间的第一时间周期大于第二切换事件和第三切换事件之间的第二时间周期时，并且当先前PWM周期在导通周期结束时，第一导通部分提前到相应的PWM周期的开始，使得导通周期跨越先前PWM周期的结束和相应的PWM周期的开始。

第二导通部分可以在时间上被延迟，从而以与PWM周期的3/4相关联的时间周围为中心。

对于相应的PWM周期，当第一切换事件和第二切换事件之间的第二时间周期大于第二切换事件和第三切换事件之间的第一时间周期时，可以调整切换事件，使得导通周期被分为第一导通部分、第二导通部分和第三导通部分，第一导通部分被提前到相应的PWM周期的开始，第二导通部分发生在与PWM周期的1/2相关联的时间周围的中心处，并且第三导通部分被延迟到相应的PWM周期的结束。

在这种情况下，第一导通部分被提前到相应的PWM周期的开始，并且第三导通部分被延迟到相应的PWM周期的结束，使得相应的PWM周期在仅一个相在导通状态的情况下开始和结束。相应的PWM周期可以包括：以与PWM周期的1/4相关联的时间周围为中心的、在第一导通部分和第二导通部分之间的第一关断周期。

当先前PWM周期以关断状态结束时，第一导通部分可以被进一步调整为紧接在第二导通部分之前，使得第一导通部分和第二导通部分组合，以形成具有第一导通部分和第二导通部分的组合持续时间的导通部分。这有助于在邻近的PWM周期中的不同方案之间的转换。

相应的PWM周期可以包括：以与PWM周期的3/4相关联的时间周围为中心的、在第二导通部分和第三导通部分之间的第二关断周期。

当相应的PWM周期以导通状态结束，并且当下一个PWM周期以关断周期开始，并且为相应的下一PWM周期确定的时间周期小于阈值时，该方法可以包括：在相应的下一个PWM周期中的相中的仅一个相中调整一个或多个切换事件的时序。这有助于在邻近的PWM周期中的不同方案之间的转换。

可以调整相应下一个PWM周期的相中的仅一个相中的切换事件的时序，使得导通周期被分为第一导通部分和第二导通部分，并且其中，第一导通部分在相应的下一PWM周期内在时间上提前。相应的下一PWM周期中的第一导通部分在时间上可以被提前到相应的下一PWM周期的开始，使得导通周期跨越相应的PWM周期的结束和相应的下一个PWM周期的开始。

相应的下一个PWM周期中的第二导通周期的持续时间可以等于相应的下一个PWM周期的未调整的导通周期减去相应的下一个PWM周期的第一导通部分的持续时间。

多个切换事件可能导致电源电压上的电压纹波。该方法可以包括：对于每个相应的PWM周期，为相应的PWM周期的目标输出电压确定电源电压上的峰间电压纹波；并且其中，当电源电压上的峰间电压纹波大于阈值时，发生在相应PWM周期中在相中的仅一个相中调整一个或多个切换事件的时序的步骤。这使得该方法仅能够在更适合该方法益处的操作条件下使用，并且使得该方法能够在它提供较少益处时停用。

当输出电压的调制指数大于或等于一时，可以发生在相应PWM周期中在相中的仅一个相中调整一个或多个切换事件的时序的步骤。

在任何上述方法中，电气负载可以包括电动机。

还描述了一种用于产生用于为电气负载供电的三相输出电压的逆变器，逆变器包括：接收输入电压的输入，在每相中包括的三个AC输出，用于输出为电气负载供电的三相AC输出电压；用于从逆变器接收表示需求输出电压的数据的输入；和控制器，用于在多个脉冲宽度调制(PWM)周期上使用PWM控制输入电压以产生用于电动机的三相AC输出电压，多个PWM周期中的每个PWM周期包括一个或多个切换事件，切换事件包括在低电压和高电压之间的上升沿和下降沿，以在高电压下提供导周期并且在低电压下提供关断周期，多个PWM周期中的每个PWM周期产生三相AC输出电压的在时间上的一部分；其中，控制器被配置为：对于每个相应的PWM周期：为三相中的每个相确定多个切换事件，以提供用于相应的PWM周期的目标输出电压；并且比较跨三相中的每个相的切换事件以确定跨相中的全部的第一切换事件和第二切换事件之间的第一时间周期和跨相中的全部的第二切换事件和第三切换事件之间的第二时间周期；并且其中，控制器被配置为响应于所确定的时间周期大于阈值，调整在相应的PWM周期中的相中的仅一个相中的一个或多个切换事件的时序，以减少所确定的第一时间周期或第二时间周期。

已经确定可以在单个相上操纵切换事件的时序，这减少了最大无切换时间增量以减少DC电压纹波。然后，在降低DC母线纹波时，设计人员可以实现具有改进的DC母线纹波性能的逆变器，或者(对于相同量的DC母线纹波)设计者可以在逆变器的设计中使用更小的DC母线电容器。或者设计者可以在他们的设计中结合使用这两种优势。由于只有一个相具有增加的切换事件，因此切换损耗的增加小于增加所有相中切换事件数量的现有技术。

在这样的逆变器中，多个切换事件可能导致电源电压上的电压纹波。控制器可以被配置为：对于每个相应的PWM周期，为相应的PWM周期的目标输出电压确定电源电压上的峰间电压纹波；并且其中，控制器可以被配置为当电源电压上的峰间电压纹波大于阈值时，在相应PWM周期中在相中的仅一个相中调整一个或多个切换事件的时序。

控制器可以被配置为当输出电压的调制指数大于或等于一时，在相应PWM周期中在相中的仅一个相中调整一个或多个切换事件的时序。

连接到逆变器的电气负载可以包括电动机。

附图说明

现在将仅通过示例并参考附图来描述本发明，在附图中：

图1示出了逆变器的简化的示意图；

图2示出了图1的逆变器的切换状态的矢量表示；

图3示出了在一个脉冲宽度调制切换周期内的脉冲宽度空间矢量调制(SVM)的示例；

图4示出了图1的逆变器的输出处的相电压(相对于0V线路)；

图5示出了在图1的逆变器输出处的如电气负载所见的被产生的线间电压；

图6示出了最大的无切换时间增量；

图7示出了标准SVM方案的切换时序图；

图8示出了使用新切换方案的段中的一个段中的第一PWM周期；

图9示出了使用新切换方案的段中的一个段中的第二PWM周期；

图10示出了以逆变器电压切换六边形描绘的修改后的方案；

图11示出了使用修改后的控制方案的包括无切换增量的被产生的输出；

图12示出了标准SVM和修改后的方案的在不同切换频率下的对于给定dc电容器的DC电压纹波的曲线图；

图13示出了在其中SVM或T₁>T₂的修改后的方案在需要T₁<T₂的修改后的方案的PWM周期之前的情况的示例时序图；

图14示出了从T₁<T₂的修改后的方案转换到SVM或T₁>T₂的修改后的方案时的示例时序图；

图15示出了SVM、T₁>T₂的修改后的方案和T₁<T₂的修改后的方案之间的转换；

图16a和图16b图示了方案之间转换的第一方案；

图17示出了方案之间转换的第二方案；

图18示出了方案之间转换的第二方案；并且

图19a和图19b示出了在一个输出频率波上在不同条件下的示例DC母线链路纹波电压，并且图19c示出了用于决定是否实施修改后的方案的一个示例阈值级别。

具体实施方式

众所周知，DC电压纹波的级别受逆变器中的切换转换边沿之间的最大间隔的影响。因此，已知技术增加了所有相上的切换频率，这减少了切换转换边沿之间的这种间隔并且因此减少了纹波。然而，如以上讨论的，增加的切换频率导致切换装置中的增加的切换损耗。

图6以黑色示出了每个切换周期的最大无切换时间增量(在此期间没有功率装置在导通和关断之间切换，反之亦然)。点划线为U相，点线为V相，并且虚线为W相。此处示出的示例针对来自500V_dc母线的250Vac。

为了减少DC母线纹波电压，需要一种替代技术来减少这些无切换时间增量。诸如空间矢量调制(SVM)的脉冲宽度调制(PWM)技术提供了控制方案的灵活性。在诸如三相输出等多相输出中，只要被产生的线间电压对负载来说是合适的电压(例如，对于电动机，线间通常为正弦电压)，负载对于每条线上的任一点处的绝对电压的变化都是无所谓的。因此，这为控制各个切换事件的时序以减少无切换时间增量的提供了可能性。

已经确定可以在单相上操纵切换事件的时序，这减少了最大无切换时间增量，从而减少DC电压纹波。在降低DC母线纹波时，设计人员然后可以实现具有改进的DC母线纹波性能的逆变器，或者设计者可以在逆变器的设计中使用更小的DC母线电容器(针对没有改进的技术的相同量的DC母线纹波)。或者设计者可以在他们的设计中使用这两种优势的结合。

图7示出了标准SVM方案的切换时序曲线图。U相为点划线，V相为点线，W相为虚线。上部的曲线图示出了用于统一调制(unity modulation)的60度扇区的上部导通/关断放置曲线(placement curve)。对于过调制(over modulation)，在以上示出的曲线的范围内，U和W的曲线将是直线。

在标准SVM中，T₀是零矢量时间，并且可以看作是两条蓝色W曲线之间的增量。T₁是红色U和黄色V之间的时间增量，并且T₂是黄色V和蓝色W之间的时间增量。

PWM时序模式的两个示例被示出为示例A和B。在A中，V相距U相最远，并且因此在U和V之间采用没有切换事件的最大时间增量。增量被示出为具有向右的增加值的黑色轨迹。随着V相在电压上增加，黑色轨迹呈“V形”直到尖端，(即当V相边沿在U相和W相之间的中间位置时)。随着U相更靠近U相，最大增量随着U相边沿远离W相边沿而增加。这导致DC电压纹波的频率是输出电压波形频率的6倍。

标准SVM本身不提供减少最大(和最小)相切换边沿增量的方法。然而，如果将方法约束为：每个PWM周期总具有边沿，并且只考虑统一调制，那么可以通过各个相的T₀周期的输出角度控制器放置，来减少边沿之间的最大时间增量。

简而言之，本发明通过为每个PWM周期中的三相中的每个相确定多个切换事件来解决DC纹波电压。切换事件提供针对相应的PWM周期的期望的目标输出电压。根据切换事件的这种确定，可以进行比较以确定跨所有相的第一切换事件和第二切换事件之间的第一时间周期(T₁)，以及跨所有相的第二切换事件和第三切换事件之间的第二时间周期(T₂)。响应于所确定的时间周期大于阈值，在相应的PWM周期中的相中的仅一个相中的一个或多个切换事件的时序被调整，以减少所确定的第一时间周期或第二时间周期。这种方法的关键是相中的仅一个相中的切换事件时序被调整，使得其他两相(例如在三相系统中)相比于标准SVM时序方案维持不变。因此，这种方法减少了无切换增量，并且因此减少了DC纹波电压。

通过仅调整相中的仅一个相中的切换事件的时序，当与例如在其中所有相的切换频率都增加的现有技术方案相比时，这种方案中的切换损耗大大降低。只要对于期望的负载线间电压维持一致，就可以操纵切换方案来减少DC纹波电压。

图8示出了段(segment)中的一个段中的PWM周期。U相(顶部的线)用虚线表示，W相(在朝下方向上的第二条线)用点划线表示，并且V相(在朝下方向上的第三和第四条线)用点线表示。V相被示出为根据标准SVM方案的情况(在朝下方向上的第三行：Vsvm)和根据修改后的/新方案的情况(在朝下方向上的第四行：Vnew(V(新)))。

图8示出了T₁>T₂的情况，也就是说，其中第一切换事件(在本例中为U相中的上升沿)和第二切换事件(在本例中为V相中的上升沿)之间的周期大于第二边沿(V相中的上升沿)和第三切换事件(在本例中为W相中的上升沿)之间的周期。

在这种场景下，修改后的方法在相中的仅一个相中调整切换事件，使得相应的相中的导通周期被分为第一导通部分和第二导通部分。在相应的PWM周期内，第一导通部分在时间上被提前，并且第二导通部分在时间上被延迟。在这种情况下，在Vnew(V(新))线中示出了第一导通周期被提前到与和PWM周期的1/4相关联的时间周围相重合。第二导通部分在时间上被延迟，从而以与PWM周期的3/4相关联的时间周围为中心。第一导通部分和第二导通部分可以在持续时间上相等，但这不是必须的。提前时间和延迟时间的值也可以具有与图中所示的值不同的值。

这个想法是，对于该周期，在原本会是标准SVM脉冲中的有效时间被分割并分布在PWM周期内，以减少无切换时间增量。可以看出，由于V相中的增加的切换事件，该波形的无切换时间增量大大减少，并且由于切换频率的增加(在这种情况下是切换频率的两倍)仅发生在一个相中，因此与在其中所有相都以增加的频率进行切换的情况相比，切换损耗的增加没有那么大。

图9示出了使用新切换方案的段中的一个段中的第二PWM周期。

图9示出了T₂>T₁的情况，也就是说，在其中第一切换事件(在本例中为U相的上升沿)和第二切换事件(在本例中为V相的上升沿)之间的周期小于第二切换事件(V相的上升沿)和第三切换事件(在本例中为W相的上升沿)之间的周期。

虽然对于图9中所示的场景，可以使用与图8中所示的方案相同的方案来调整切换事件，但是已经证明，因为修改后的相的导通周期变成了最大无切换时间增量，因此DC纹波电压可能增加而不是减少。

因此，在这种场景下，修改后的方法替代地在相中的仅一个相中调整切换事件，使得导通周期被分为第一导通部分、第二导通部分和第三导通部分。第一导通部分被提前到相应的PWM周期的开始。第二导通部分发生为以与PWM周期的1/2相关联的时间周围为中心。第三导通部分被延迟到相应的PWM周期的结束。

在图9中，第一导通部分被示出为被提前到相应的PWM周期的开始，并且第三导通部分被示出为被延迟到相应的PWM周期的结束，使得相应的PWM周期在只有一个相处于导通状态时开始和结束。

同样，这个想法是，对于周期，在原本会是标准SVM脉冲中的有效时间被分割并分布在PWM周期内，以减少无切换时间增量。可以看出，由于V相中的增加的切换事件，此波形的无切换时间增量大大减少，并且由于切换频率的增加(在这种情况下是切换频率的两倍)仅发生在一个相中，因此与在其中所有相都以增加的频率进行切换的情况相比，切换损耗的增加没有那么大。

图9还示出了相应的PWM周期包括以与PWM周期的1/4相关联的时间周围为中心的、在第一导通部分和第二导通部分之间的第一关断周期，以及以与PWM周期的3/4相关联的时间周围为中心的、在第二导通部分和第三导通部分之间的第二关断周期。第一关断部分和第二关断部分可以在持续时间上相等，但这不是必须的。提前时间和延迟时间的值也可以具有与图中所示的值不同的值。

虽然图8和图9展示了修改后的方案仅被应用于V相，但是对于本领域技术人员来说显而易见的是，在其他PWM周期中，修改后的方案被依次应用于其他相中的一个。

图10示出了以逆变器电压切换六边形描绘的修改后的方案。与图2一样，这是用于控制三相U、V和W中的每个相上的电压的电压矢量的图形表示。虽然图2的六边形示出了有效矢量V₁到V₆，但是由于修改后的方案的对称性，六个段中的每个段(每个段表示60度)都可以分为两个30度段，从而产生12个30度段。也就是说，只需要考虑每个段中的第一半个PWM周期，因为第二半个PWM周期是第一半个PWM周期的镜像。

因此，可以基于如下所示的表2中所示的不同控制方案来控制相：

扇区	U	V	W
				0，7	SVM	SVM	T<sub>1</sub>>T<sub>2</sub>
1，6	SVM	SVM	T<sub>2</sub>>T<sub>1</sub>
				3，8	SVM	T<sub>1</sub>>T<sub>2</sub>	SVM
2，9	SVM	T<sub>2</sub>>T<sub>1</sub>	SVM
				4，11	T<sub>1</sub>>T<sub>2</sub>	SVM	SVM
5，10	T<sub>2</sub>>T<sub>1</sub>	SVM	SVM

其中

SVM：如标准SVM针对期望电压控制的相

T₁>T₂：如关于图8所讨论的修改后的方案

T₂>T₁：如关于图9所讨论的修改后的方案

图11示出了使用修改后的控制方案的包括无切换增量的被产生的输出。

可以看出，标准SVM无切换增量(以黑色显示)的峰间值大于修改后的方案的无切换增量(以绿色显示)。

仿真表明，在20kHz的切换频率下，在650Arms处使用540μF的DC母线电容器：

·标准空间矢量调制：14.7V(pk-pk)DC纹波

·修改后的方案：9.6V(pk-pk)

·减少了34.7％

·纹波被示出为小于在30kHz下的SVM的纹波

进一步的仿真表明，在16kHz的切换频率下，在650Arms处使用540μF的DC母线电容器：

·标准空间矢量调制：18.7V(pk-pk)DC纹波

·修改后的方案：9.9V(pk-pk)

·减少了47.0％

·纹波与在30kHz下的SVM的纹波相似

图12示出了对于标准SVM和修改后的方案的针对不同切换频率下的对于给定dc电容器的DC电压纹波的曲线图。在该曲线图中，电容器为540μF，并且切换频率在650Arms处在10kHz至20kHz之间变化。标准空间矢量调制(SVM)结果以黄色显示。修改后的方案的结果(标记为“母线支持”)在相同的基频下以蓝色示出。修改后的方案引入了所选择的额外的切换，并且因此与SVM的相同基频相比，确实增加了切换损耗。红色曲线示出了有效切换频率下的修改后的方案，并且因此与标准SVM相比，切换损耗是等同的。

新方法需要将相中的一个相的切换频率加倍(doubling)，以提供必要的切换模式。因此，定时器值需要在原始PWM周期的每四分之一处被更新一次。在微处理器定时器上实现此功能的一种简单方法是以两倍的周期速度(频率的两倍)运行PWM周期，并使用该方法在相中的一个相上创建双倍的切换频率。维持在原始切换频率的相不具有放置在可替代的PWM周期上的定时器事件(该定时器事件控制相的切换)，从而创建在原始切换频率上的模式。对于将以两倍切换频率运行的相，切换事件可以被更新为在与原始PWM周期的四分之一相对应的时间的部分中遵循期望的模式。实现的其他方法对技术人员来说将是显而易见的。

当使用如上所述的修改后的方案时，DC电压纹波有明显的优势降低。

转换

标准SVM和T₁>T₂的新方法都在所有相都关断的情况下开始和结束PWM周期。T₁<T₂的新方法在受影响的相是导通的情况下开始和结束PWM周期。这导致在T₁<T₂的情况下进入和退出新方法时出现问题。

图13示出了在其中SVM或T₁>T₂的修改后的方案在需要T₁<T₂的修改后的方案的PWM周期之前的这种情况的示例时序图。由于T₁<T₂的修改后的方案需要相在PWM周期的开始时处于导通状态，因此最终会失去一些有效时间，因为转换点导致两个背靠背(back toback)的负触发器(trigger)，也就是说，没有正触发器来导通相。这在电动机中表现为感应场的不对称和可听见的爆震。

图14示出了从T₁<T₂的修改后的方案转换到SVM或T₁>T₂的修改后的方案时的示例时序图。由于T₁<T₂的修改后的方案以导通状态结束PWM周期，而SVM或T₁>T₂的修改后的方案以关断状态开始，因此不存在负触发器。在这种情况下，非故意地获得了有效时间。背靠背的正触发点意味着线保持在高位，并且得到的区域比预计的要多。

设计了一个转换方案来解决这些情况。

图15示出了不同方案之间所需的转换，即SVM、T₁>T₂的修改后的方案和T₁<T₂的修改后的方案之间的转换。设计了三种方案来解决这些方案之间的不同转换。

可以看出，在SVM和T₁>T₂的修改后的方案之间不需要调整。

方案1可用于在以下方案之间进行转换：

·T₁>T₂的修改后的方案到T₁<T₂的修改后的方案

·SVM到T₁<T₂的修改后的方案

方案2可用于在以下方案之间进行转换：

·T₁<T₂的修改后的方案到T₁>T₂的修改后的方案

方案3可用于在以下方案之间进行转换：

·T₁<T₂的修改后的方案到SVM

将依次讨论这些方案中的每一个。

图16a示出了在从T₁>T₂的修改后的方案转换到T₁<T₂的修改后的方案的情况下的方案1。

在该方案中，当所需的方案是T₁<T₂的修改后的方案时，用于PWM周期的第一导通部分的切换事件的时序被进一步调整为紧接在第二导通部分之前。从图中可以看出，“缺失的”导通部分被移动到紧接在第二导通部分之前。在该方案中，该PWM周期中的第一导通部分和第二导通部分组合以形成具有第一导通部分和第二导通部分的组合持续时间的导通部分。因此，不会丢失有效时间，只是在相关的PWM周期开始时原本会缺失的能量已经在同一周期内移动。

图16b示出了在需要从SVM过渡到T₁<T₂的修改后的方案的情况下的方案1。同样，使用T₁<T₂的修改后的方案的PWM周期内的第一导通部分的切换事件的时序被进一步调整为紧接在第二导通部分之前，使得该PWM周期中的第一导通部分和第二导通部分组合以形成具有第一导通部分和第二导通部分的组合持续时间的导通部分。

图17示出了在从T₁<T₂的修改后的方案转换到T₁>T₂的修改后的方案的情况下的方案2。

在该方案中，当先前PWM周期(使用T₁<T₂的修改后的方案)在导通周期结束时，在后续PWM周期(使用T₁>T₂的修改后的方案)中的第一导通部分提前(通过调整切换事件的时序)到相应的PWM周期的开始，使得导通周期跨越先前PWM周期的结束和相应的PWM周期的开始。同样，在相应的PWM周期内不丢失有效时间。

图18示出了从T₁<T₂的修改后的方案转换到SVM的情况下的方案3。

在此方案中，解决了以下情景：先前PWM周期(使用T₁<T₂的修改后的方案)以导通状态结束，并且在下一个PWM周期不使用修改后的方案(即下一个PWM周期例如使用SVM)的情况下，因此PWM周期以关断周期开始。在该方案中，调整SVM周期中的切换事件的时序，使得该周期中的导通周期分为第一导通部分和第二导通部分，并且第一导通部分在相应的PWM周期内及时提前到相应的PWM周期的开始，使得导通周期跨越先前PWM周期的结束和相应的PWM周期的开始。

优选地，相应的PWM周期中的第二导通周期的持续时间等于相应的下一个PWM周期的未调整的导通周期减去相应的下一个PWM周期的第一导通部分的持续时间。以此方式，在相应的PWM周期内不丢失或增加有效时间。

何时使用修改后的方法

虽然在T₁>T₂和T₁<T₂的情况下使用上述修改后的方案有好处，但在逆变器的所有调制指数上使用修改后的方案可能并不总是最佳的。随着逆变器的调制指数在标准SVM下降低，无切换增量周期也减少，导致DC纹波电压降低。在更低的调制指数的值中，使用上面讨论的修改后的方案可能使DC纹波电压的降低非常小或可以忽略不计，但代价是增加了切换损耗(与标准SVM相比)，这是由于相中的一个相在任何具体时间都以任何其他相的切换频率的两倍进行切换。如上所述，修改后的方案的切换损耗仍然远低于所有相都以更高的切换频率运行的现有技术方案。

修改后的方案在更高的功率级别和更高的调制指数下非常有效，因为它在峰值性能条件期间支持DC母线。

因此，能够基于逆变器操作的条件启用和停用修改后的方案(在停用修改后的方案期间可以实施诸如SVM之类的方案)将是有益的。由于已经在每个PWM周期的基础上对方案进行切换，因此还期望在相同的每个PWM周期的基础上启用和停用修改后的方案。

为了解决这个问题，可以使用两个参数来确定要使用哪个方案(启用修改后的方案或停用修改后的方案)：

·期望的逆变器操作调制指数

·DC母线纹波电压的值

关于逆变器的调制指数，已经发现，当逆变器的调制指数为1或更大时，修改后的方案在降低DC母线纹波电压方面提供了最大的改进。并且由于可以在每个PWM周期的基础上做出决定，因此随着调制指数接近一、达到一以及然后超过一，修改后的方案可以在无修改的方案到完全修改的方案之间的转换中进行羽化(feather)。

对于DC母线纹波电压，可以基于DC母线纹波电压的最大允许峰间值来决定是否实施修改后的方案。当DC母线纹波电压超过最大允许值(该最大允许值基于应用而不同)时，可以实施修改后的方案，并且然后当DC母线纹波电压低于最大允许值时，修改后的方案可以被停用(在这种情况下，SVM或正在使用的任何PWM方案被实施)。

图19a和图19b示出了在一个输出频率波上在不同条件下的示例DC母线链路纹波电压，其中峰间DC母线纹波是波形的包络。图19c示出了用于决定是否实施修改后的方案(此处标记为母线支持)的一个示例阈值级别。对于超过该阈值的任何DC母线纹波电压，实施修改后的方案，并且对于低于该阈值的DC母线纹波电压，使用诸如SVM的标准方案。可以看出，修改后的方案的使用可以仅用于与一个或多个PWM周期相关的输出频率波的部分。

再次参考图10和表2，在其中系统在任何具体时间操作的段由调制角限定，调制角决定了60度段和30度段。60度段与标准SVM实现相关联。通过这个60度段查看角度，以确定在30度段中的哪一个。30度段将60度段从中间分开，因此与60度段对齐。

先前操作段被存储在例如存储器中，以便根据下一个已知的操作段确定是否需要转换(方案1、2或3)。为了做到这一点，可以从存储器中引用基于图10的查找表。要注意，图10示出了12个30度的段。

调制角是输出电压角。使用调制角和图19c中所示的阈值，可以确定是在SVM模式还是修改后的模式(母线支持)下操作。阈值被保存于在其中具有输出电流和其他参数方面的项的查找表中(也存储在存储器中)。该表包含当逆变器应在母线支持下操作时对输出波的范围(例如以电度为单位)进行限定的值。

例如，这些角度可能在输出波的第一个180度内，并且控制器可以将它们加上180度以确定第二个180度中的范围。180或更大的值意味着对于所有角度都维持在SVM中。0的值意味着始终在SVM中。对本领域技术人员来说，实现这种决定的其他方式可以是显而易见的。

可以使用方程代替查找表。表格和方程的组合也是可能的。

所有上述方法都可以以硬件或软件的方式、在耦接到如图1中所示的可控开关的控制器中实现。但是，这样的控制器不限于图1的物理布置。例如，虽然图1是在其中可以实施上述修改后的方法的简化的现有技术转换器/逆变器，但是应注意的是，这种方法也适用于多电平转换器，也就是说，具有多于两个的如图1所示的DC电压的转换器。

毫无疑问，技术人员会想到许多其他有效的替代方案。将理解，本发明不限于所描述的实施例并且涵盖对本领域技术人员显而易见的、属于所附权利要求书范围内的修改。

Claims

1.一种产生用于为电气负载供电的三相输出电压的方法，所述方法包括：

从电压源接收输入电压并且控制控制器，在多个脉冲宽度调制(PWM)周期上使用PWM，以产生用于电气负载的三相AC输出，所述多个PWM周期中的每个PWM周期包括一个或多个切换事件，所述切换事件包括在低电压和高电压之间的上升沿和下降沿，以在所述高电压下提供导通周期并且在所述低电压下提供关断周期，所述多个PWM周期中的每个PWM周期产生所述三相AC输出电压的在时间上的一部分；

对于每个相应的PWM周期：

为所述三相中的每个相确定多个切换事件，以提供用于所述相应的PWM周期的目标输出电压；并且

比较跨所述三相中的每个相的切换事件，以确定跨所述相中的全部的第一切换事件和第二切换事件之间的第一时间周期以及跨所述相中的全部的第二切换事件和第三切换事件之间的第二时间周期；并且

响应于所确定的时间周期大于阈值，调整在所述相应的PWM周期中的所述相中的仅一个相中的一个或多个切换事件的时序，以减少所确定的第一时间周期或第二时间周期。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，对于所述相应的PWM周期，当所述第一切换事件和所述第二切换事件之间的所述第一时间周期大于所述第二切换事件和所述第三切换事件之间的所述第二时间周期时，调整所述相中的所述仅一个相中的所述切换事件，使得所述导通周期被分为第一导通部分和第二导通部分，并且其中，在所述相应的PWM周期内，所述第一导通部分在时间上被提前，并且所述第二导通部分在时间上被延迟。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，所述第一导通部分和所述第二导通部分在持续时间上相等。

4.根据权利要求2所述的方法，其中，当先前PWM周期在关断周期期间结束时，所述第一导通部分被提前到以与所述PWM周期的1/4相关联的时间周围为中心。

5.根据权利要求4所述的方法，其中，所述相应的PWM周期在所述仅一个相在所述关断状态的情况下开始和/或结束。

6.根据权利要求2所述的方法，其中，当先前PWM周期在导通周期期间结束时，所述第一导通部分被提前到所述相应的PWM周期的开始，使得导通周期跨越所述先前PWM周期的结束和所述相应的PWM周期的所述开始。

7.根据权利要求4所述的方法，其中，所述第二导通部分在时间上被延迟为以与所述PWM周期的3/4相关联的时间周围为中心。

8.根据权利要求1所述的方法，其中，对于所述相应的PWM周期，当所述第一切换事件和所述第二切换事件之间的所述第二时间周期大于所述第二切换事件和所述第三切换事件之间的所述第一时间周期时，

调整所述切换事件，使得所述导通周期被分为第一导通部分、第二导通部分和第三导通部分，所述第一导通部分被提前到所述相应的PWM周期的开始，所述第二导通部分发生在与所述PWM周期的1/2相关联的所述时间周围的中心处，并且所述第三导通部分被延迟到所述相应的PWM周期的结束。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述第一导通部分被提前到所述相应的PWM周期的所述开始，并且所述第三导通部分被延迟到所述相应的PWM周期的所述结束，使得所述相应的PWM周期在所述仅一个相在所述导通状态的情况下开始和结束。

10.根据权利要求8所述的方法，其中，所述相应的PWM周期包括：以与所述PWM周期的1/4相关联的时间周围为中心的、在所述第一导通部分和所述第二导通部分之间的第一关断周期。

11.根据权利要求8所述的方法，其中，当先前PWM周期以关断状态结束时，所述第一导通部分被进一步调整为紧接在所述第二导通部分之前，使得所述第一导通部分和所述第二导通部分组合，以形成具有所述第一导通部分和所述第二导通部分的组合持续时间的导通部分。

12.根据权利要求8所述的方法，其中，所述相应的PWM周期包括：以与所述PWM周期的3/4相关联的时间周围为中心的、在所述第二导通部分和所述第三导通部分之间的第二关断周期。

13.根据权利要求8所述的方法，其中，当所述相应的PWM周期以导通状态结束，并且当下一个PWM周期以关断周期开始，并且为相应的下一个PWM周期确定的时间周期小于所述阈值时，所述方法包括：在所述相应的下一个PWM周期中的所述相中的仅一个相中调整所述一个或多个切换事件的时序。

14.根据权利要求13所述的方法，其中，所述相应下一个PWM周期的所述相中的仅一个相中的所述切换事件的所述时序被调整，使得导通周期被分为第一导通部分和第二导通部分，并且其中，所述第一导通部分在所述相应的下一个PWM周期内在时间上被提前。

15.根据权利要求14所述的方法，其中，所述相应的下一个PWM周期中的所述第一导通部分在时间上被提前到所述相应的下一个PWM周期的开始，使得导通周期跨越所述相应的PWM周期的所述结束和所述相应的下一个PWM周期的所述开始。

16.根据权利要求13所述的方法，其中，所述相应的下一个PWM周期中的所述第二导通周期的持续时间等于所述相应的下一个PWM周期的未调整的导通周期减去所述相应的下一个PWM周期的所述第一导通部分的持续时间。

17.根据权利要求1所述的方法，其中，所述多个切换事件导致电源电压上的电压纹波，并且其中，所述方法包括：

对于每个相应的PWM周期，为所述相应的PWM周期的所述目标输出电压确定所述电源电压上的峰间电压纹波；并且

其中，当所述电源电压上的所述峰间电压纹波大于阈值时，发生在所述相应PWM周期中在所述相中的仅一个相中调整所述一个或多个切换事件的所述时序的步骤。

18.根据权利要求1所述的方法，其中，当所述输出电压的调制指数大于或等于一时，发生在所述相应PWM周期中在所述相中的仅一个相中调整所述一个或多个切换事件的所述时序的步骤。

19.根据权利要求1所述的方法，其中，所述电气负载包括电动机。

20.一种用于产生用于为电气负载供电的三相输出电压的逆变器，所述逆变器包括：

用于接收输入电压的输入；

在每相中包括的三个AC输出，用于输出为电气负载供电的三相AC输出电压；

用于从所述逆变器接收表示需求输出电压的数据的输入；和

控制器，用于在多个脉冲宽度调制(PWM)周期上使用PWM控制所述输入电压，以产生用于电动机的所述三相AC输出电压，所述多个PWM周期中的每个PWM周期包括一个或多个切换事件，所述切换事件包括在低电压和高电压之间的上升沿和下降沿，以在所述高电压下提供导通周期并且在所述低电压下提供关断周期，所述多个PWM周期中的每个PWM周期产生所述三相AC输出电压的在时间上的一部分；

其中，所述控制器被配置为：

对于每个相应的PWM周期：

比较跨所述三相中的每个相的切换事件以确定跨所述相中的全部的第一切换事件和第二切换事件之间的第一时间周期以及跨所述相中的全部的第二切换事件和第三切换事件之间的第二时间周期；并且

其中，所述控制器被配置为响应于所确定的时间周期大于阈值，调整在所述相应的PWM周期中的所述相中的仅一个相中的一个或多个切换事件的时序，以减少所确定的第一时间周期或第二时间周期。

21.根据权利要求20所述的逆变器，其中，对于所述相应的PWM周期，当所述第一切换事件和所述第二切换事件之间的所述第一时间周期大于所述第二切换事件和所述第三切换事件之间的所述第二时间周期时，所述控制器被配置为调整所述相中的所述仅一个相中的所述切换事件的时序，使得所述导通周期被分为第一导通部分和第二导通部分，并且其中，在所述相应的PWM周期内，所述第一导通部分在时间上被提前，并且所述第二导通部分在时间上被延迟。

22.根据权利要求21所述的逆变器，其中，所述第一导通部分和所述第二导通部分在持续时间上相等。

23.根据权利要求21所述的逆变器，其中，当先前PWM周期在关断周期期间结束时，所述第一导通部分被提前到以与所述PWM周期的1/4相关联的时间周围为中心。

24.根据权利要求23所述的逆变器，其中，所述相应的PWM周期在所述仅一个相在所述关断状态的情况下开始和/或结束。

25.根据权利要求21所述的逆变器，其中，当先前PWM周期在导通周期期间结束时，所述第一导通部分被提前到所述相应的PWM周期的开始，使得导通周期跨越所述先前PWM周期的结束和所述相应的PWM周期的所述开始。

26.根据权利要求23所述的逆变器，其中，所述第二导通部分在时间上被延迟为以与所述PWM周期的3/4相关联的时间周围为中心。

27.根据权利要求20所述的逆变器，其中，对于所述相应的PWM周期，当所述第一切换事件和所述第二切换事件之间的所述第二时间周期大于所述第二切换事件和所述第三切换事件之间的所述第一时间周期时，

所述控制器被配置为调整所述切换事件的时序，使得所述导通周期被分为第一导通部分、第二导通部分和第三导通部分，所述第一导通部分被提前到所述相应的PWM周期的开始，所述第二导通部分发生在与所述PWM周期的1/2相关联的所述时间周围的中心处，并且所述第三导通部分被延迟到所述相应的PWM周期的结束。

28.根据权利要求27所述的逆变器，其中，所述第一导通部分被提前到所述相应的PWM周期的所述开始，并且所述第三导通部分被延迟到所述相应的PWM周期的所述结束，使得所述相应的PWM周期在所述仅一个相在所述导通状态的情况下开始和结束。

29.根据权利要求27所述的逆变器，其中，所述相应的PWM周期包括：以与所述PWM周期的1/4相关联的时间周围为中心的、在所述第一导通部分和所述第二导通部分之间的第一关断周期。

30.根据权利要求27所述的逆变器，其中，当先前PWM周期以关断状态结束时，所述第一导通部分被进一步调整为紧接在所述第二导通部分之前，使得所述第一导通部分和所述第二导通部分组合，以形成具有所述第一导通部分和所述第二导通部分的组合持续时间的导通部分。

31.根据权利要求27所述的逆变器，其中，所述相应的PWM周期包括：以与所述PWM周期的3/4相关联的时间周围为中心的、在所述第二导通部分和所述第三导通部分之间的第二关断周期。

32.根据权利要求27所述的逆变器，其中，当所述相应的PWM周期以导通状态结束，并且当下一个PWM周期以关断周期开始，并且为相应的下一个PWM周期确定的时间周期小于所述阈值时，所述控制器被配置为在所述相应的下一个PWM周期中的所述相中的仅一个相中调整所述一个或多个切换事件的时序。

33.根据权利要求32所述的逆变器，其中，所述控制器被配置为调整所述相应下一个PWM周期的所述相中的仅一个相中的所述切换事件的所述时序，使得导通周期被分为第一导通部分和第二导通部分，并且其中，所述第一导通部分在所述相应的下一个PWM周期内在时间上被提前。

34.根据权利要求33所述的逆变器，其中，所述相应的下一个PWM周期中的所述第一导通部分在时间上被提前到所述相应的下一个PWM周期的开始，使得导通周期跨越所述相应的PWM周期的所述结束和所述相应的下一个PWM周期的所述开始。

35.根据权利要求32所述的逆变器，其中，所述相应的下一个PWM周期中的所述第二导通周期的持续时间等于所述相应的下一个PWM周期的未调整的导通周期减去所述相应的下一个PWM周期的所述第一导通部分的持续时间。

36.根据权利要求20所述的逆变器，其中，所述多个切换事件导致电源电压上的电压纹波，并且其中，所述控制器被配置为：

其中，所述控制器被配置为当所述电源电压上的所述峰间电压纹波大于阈值时，在所述相应PWM周期中在所述相中的仅一个相中调整所述一个或多个切换事件的所述时序。

37.根据权利要求20所述的逆变器，其中，所述控制器被配置为当所述输出电压的调制指数大于或等于一时，在所述相应PWM周期中在所述相中的仅一个相中调整所述一个或多个切换事件的所述时序。

38.根据权利要求20所述的逆变器，其中，所述电气负载包括电动机。