JPH02228294A - 電圧pwmインバータの制御方法 - Google Patents
電圧pwmインバータの制御方法Info
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- JPH02228294A JPH02228294A JP1047970A JP4797089A JPH02228294A JP H02228294 A JPH02228294 A JP H02228294A JP 1047970 A JP1047970 A JP 1047970A JP 4797089 A JP4797089 A JP 4797089A JP H02228294 A JPH02228294 A JP H02228294A
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 8
- 230000002411 adverse Effects 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 238000009434 installation Methods 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 description 1
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
- 239000010802 sludge Substances 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、交流電動機の可変速運転を行う電圧形PWM
インバータの出力回路に関する。
インバータの出力回路に関する。
電圧形PWMインバータは、その出力電圧波形が方形波
のパルス列であることから、dv/dtが大きく、使用
条件によっては交流電動機に悪影響を与えることがある
。そのため、その出力回路にLCフィルタを挿入し、波
形の改善を行っている。
のパルス列であることから、dv/dtが大きく、使用
条件によっては交流電動機に悪影響を与えることがある
。そのため、その出力回路にLCフィルタを挿入し、波
形の改善を行っている。
ところが、この方式は、
(1) L Cフィルタの入出力特性のため、負荷変動
により出力電圧が変動する(第4図、第5図参照)。
により出力電圧が変動する(第4図、第5図参照)。
(2)電流制御を基本とするインバータでは、フィルタ
入出力電流の違い(第6図、第7図参照)から、軽負荷
、高速運転時に乱調し易くなる。
入出力電流の違い(第6図、第7図参照)から、軽負荷
、高速運転時に乱調し易くなる。
などの問題がある。
第4図〜第7図は、負荷をパラメータとし、縦軸に、フ
ィルタ入力端に対するフィルタ出力側の電圧比、電圧の
位相差、電流比、電流の位相差をとり、横軸に出力周波
数をとったフィルタ入出力特性を示したものである。こ
れらの図では、負荷をR=R,/Sで示している。R=
39Ωは無負荷、R=2.690は定格負荷、そしてR
=0.070は起動時を示している。通常、インバータ
が発生する出力周波数は300七以下が多いので、この
範囲で考えると、第4図では、負荷が重いほど、また出
力周波数が高いほど、フィルタ出力電圧比は小さくなっ
ていることがわかる。第5図では、負荷が軽いところで
は電圧位相差は周波数が高いほど大きくなるが、負荷が
重くなると、位相差にピークが現れる。したがって、負
荷変動による電圧位相差の傾向は単純には表現できない
。第6図では、軽負荷になるほどフィルタ出力電圧比は
大きくなり、25〇七では2.3倍にも速する。第7図
では、軽負荷になるほど、また周波数が高くなるほど、
電流の位相差が大きくなることを示している。
ィルタ入力端に対するフィルタ出力側の電圧比、電圧の
位相差、電流比、電流の位相差をとり、横軸に出力周波
数をとったフィルタ入出力特性を示したものである。こ
れらの図では、負荷をR=R,/Sで示している。R=
39Ωは無負荷、R=2.690は定格負荷、そしてR
=0.070は起動時を示している。通常、インバータ
が発生する出力周波数は300七以下が多いので、この
範囲で考えると、第4図では、負荷が重いほど、また出
力周波数が高いほど、フィルタ出力電圧比は小さくなっ
ていることがわかる。第5図では、負荷が軽いところで
は電圧位相差は周波数が高いほど大きくなるが、負荷が
重くなると、位相差にピークが現れる。したがって、負
荷変動による電圧位相差の傾向は単純には表現できない
。第6図では、軽負荷になるほどフィルタ出力電圧比は
大きくなり、25〇七では2.3倍にも速する。第7図
では、軽負荷になるほど、また周波数が高くなるほど、
電流の位相差が大きくなることを示している。
以上のような問題に対処するため、従来においては、フ
ィルタの出力側に電圧又は電流検出器を設け、電圧の安
定化や電流制御精度の向上を行っている。
ィルタの出力側に電圧又は電流検出器を設け、電圧の安
定化や電流制御精度の向上を行っている。
たとえば特開昭60−39375号公報には、インバー
タの出力を平滑するLCフィルタの出力側に変流器を設
けてインバータの出力電流を検出し、検出された電流を
高調波フィルタに与えて各次数側高調波電流を取り出し
、取り出された高調波電流にインバータの出力インピー
ダンスを乗算し、これら各乗算値を合成して、この合成
値にインバータの出力電圧を重畳させるインバータの出
力波形改善方法が記載されている。
タの出力を平滑するLCフィルタの出力側に変流器を設
けてインバータの出力電流を検出し、検出された電流を
高調波フィルタに与えて各次数側高調波電流を取り出し
、取り出された高調波電流にインバータの出力インピー
ダンスを乗算し、これら各乗算値を合成して、この合成
値にインバータの出力電圧を重畳させるインバータの出
力波形改善方法が記載されている。
しかしながら、この公報に記載された方法においては、
検出器をフィルタの出力側に設けているため、インバー
タに検出器を内蔵できない。そのため、取付上の問題や
配線が長(なることに起因して、ノイズの影響を受は易
くなる。また、インバータ出力での短絡の場合、電流は
フィルタ出力側に現れないので、主回路素子の保護がで
きないなどの問題があった。
検出器をフィルタの出力側に設けているため、インバー
タに検出器を内蔵できない。そのため、取付上の問題や
配線が長(なることに起因して、ノイズの影響を受は易
くなる。また、インバータ出力での短絡の場合、電流は
フィルタ出力側に現れないので、主回路素子の保護がで
きないなどの問題があった。
本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであ
り、取付上の問題、ノイズの問題の軽減や、主回路保護
を図ることを目的とする。
り、取付上の問題、ノイズの問題の軽減や、主回路保護
を図ることを目的とする。
この目的を達成するため、本発明の電圧形PWMインバ
ータの制御方式は、電圧形PWMインバータと、このイ
ンバータで駆動される交流電動機との間に、LCフィル
タを設けて電圧波形の正弦波化及び電流リップルの低減
を行う回路において、前記フィルタの入力側に電圧又は
電流検出器を設置し、前記フィルタの入出力間の電圧電
流の関係式で求めた差分て補正を行うことを特徴とする
。
ータの制御方式は、電圧形PWMインバータと、このイ
ンバータで駆動される交流電動機との間に、LCフィル
タを設けて電圧波形の正弦波化及び電流リップルの低減
を行う回路において、前記フィルタの入力側に電圧又は
電流検出器を設置し、前記フィルタの入出力間の電圧電
流の関係式で求めた差分て補正を行うことを特徴とする
。
第3図はフィルタを含む交流電動澱の一相分の等価回路
を示したものである。これから、V、、V、。
を示したものである。これから、V、、V、。
1+、I* は、
Q、=亡
vt=[(−ω”(LILt、+L2L、)+R,R杓
ω(RL、+R+Lb) )/ CP+j O) ]−
止 fl=[:[−ω2C(RL、+R,L、)+R−jω
(ω’C(L、1.+L2L、)−Lb−CR,R)
]/(P+jO) ]・t i 2= ((R+j ωLJ/ (P+J口)
) ・ 止但し、L0=L+L、、 L、 =L、+
L3. Lb=La+LaP=ω’CL(L、L、+
L2L、) −ω2(CRR,L+L、Lb+L、L、)+RR。
ω(RL、+R+Lb) )/ CP+j O) ]−
止 fl=[:[−ω2C(RL、+R,L、)+R−jω
(ω’C(L、1.+L2L、)−Lb−CR,R)
]/(P+jO) ]・t i 2= ((R+j ωLJ/ (P+J口)
) ・ 止但し、L0=L+L、、 L、 =L、+
L3. Lb=La+LaP=ω’CL(L、L、+
L2L、) −ω2(CRR,L+L、Lb+L、L、)+RR。
口=ω’C(RLL、+R、t、tb)+ω (R(L
+L−)+R+Lb)したがって、フィルタ入出力電圧
及び電流の振幅比AV、A+ と位相差(p7.ψS
は、^v=Iva/つ、l=[[(−ω’(L、Lb
+L2し−)+R0R) ”+ω” (RL−+R1L
b)’]/(P’+Ω2)] l/2A+= l
L/ Ill = ((R2+ω2Lb2)/[(−ω
”C(RL、+R,Lb)+R) ”+ω2 (ω2C
(L、Lb+L、L、)−Lb−CRIR) 2])
l/29’、−?v、−ψv+=tan−’ [Pa
J(RLa+RILb)−〇 (R,R−ω”(L、L
、+LIL−) ]/[P (R,R−ω”(LlL
b+LJj+Qω(RL、+R,Lb) ]ψ +
= 9’ I* 9’ ++ =tan−’
[ωR(a+”c(L、Lb+1.L、)−Lb−CR
、R)+ω’CLb(RLa+R1LJ−ωRLb]/
[−ω2CR(RL、+R,L b)+R”ω”L、
(ω2[:(L、Lb+L2L、)−Lb−(R111
)]となる。また、L、 C,L ++ L 2. L
−1R+ は定数であるから、これらは周波数fとす
ベリSの関数となる。
+L−)+R+Lb)したがって、フィルタ入出力電圧
及び電流の振幅比AV、A+ と位相差(p7.ψS
は、^v=Iva/つ、l=[[(−ω’(L、Lb
+L2し−)+R0R) ”+ω” (RL−+R1L
b)’]/(P’+Ω2)] l/2A+= l
L/ Ill = ((R2+ω2Lb2)/[(−ω
”C(RL、+R,Lb)+R) ”+ω2 (ω2C
(L、Lb+L、L、)−Lb−CRIR) 2])
l/29’、−?v、−ψv+=tan−’ [Pa
J(RLa+RILb)−〇 (R,R−ω”(L、L
、+LIL−) ]/[P (R,R−ω”(LlL
b+LJj+Qω(RL、+R,Lb) ]ψ +
= 9’ I* 9’ ++ =tan−’
[ωR(a+”c(L、Lb+1.L、)−Lb−CR
、R)+ω’CLb(RLa+R1LJ−ωRLb]/
[−ω2CR(RL、+R,L b)+R”ω”L、
(ω2[:(L、Lb+L2L、)−Lb−(R111
)]となる。また、L、 C,L ++ L 2. L
−1R+ は定数であるから、これらは周波数fとす
ベリSの関数となる。
このAy、 At、 5l)v、 ’f’s を用いて
補正を行う方法として、次の2つが考えられる。
補正を行う方法として、次の2つが考えられる。
(1)検出値そのものに補正を施す(直接法)。
検出したフィルタ入力側電圧または電流の瞬時値をav
、a、その電気角をθ1.θ1 とすると、フィルタ出
力側の電圧Va、電流I0 は、Vo =(Ay av
s+n(θ、+ψ、)/sinθ、)Io= (Ata
+5in(L+S’t)/s+nL+)で求められるの
で、この値をフィルタ出力側の電圧または電流として各
指令値にフィードバックする。
、a、その電気角をθ1.θ1 とすると、フィルタ出
力側の電圧Va、電流I0 は、Vo =(Ay av
s+n(θ、+ψ、)/sinθ、)Io= (Ata
+5in(L+S’t)/s+nL+)で求められるの
で、この値をフィルタ出力側の電圧または電流として各
指令値にフィードバックする。
(2) 指令値に補正をかける(間接法)。
電圧または電流の指令値を、
V、 = Vsinθ
L=Isinθ
としたとき、これらの指令値を、
Vr’ = (V/ Ay> −5in(θ+S+’、
)L =(1/At) ・5in(θ+9’、)のよう
に振幅と位相を変換して補正を施す。
)L =(1/At) ・5in(θ+9’、)のよう
に振幅と位相を変換して補正を施す。
これによって、前記フィルタの出力側で検出したと同等
の精度を得ることができる。
の精度を得ることができる。
以下、本発明を実施例に基づいて具体的に説明する。
第1図は本発明の第1実施例を示すブロック図であり、
(a)は電圧制御の場合、(ハ)は電流制御の場合を示
している。
(a)は電圧制御の場合、(ハ)は電流制御の場合を示
している。
この実施例では、第1図(a)の場合、フィルタ入力端
で電圧検出器PTで検出したフィルタ入力電圧Vi と
インバータ周波数f及びすべりSから計算されたA、、
9’、からフィルタ出力電圧V、を計算し、これを電圧
指令V r @ r にフィードバックする。同図中に
、は電圧ループゲイン、IMは誘導電動機、L、Cはフ
ィルタを構成するりアクドル及びコンデンサを示してい
る。
で電圧検出器PTで検出したフィルタ入力電圧Vi と
インバータ周波数f及びすべりSから計算されたA、、
9’、からフィルタ出力電圧V、を計算し、これを電圧
指令V r @ r にフィードバックする。同図中に
、は電圧ループゲイン、IMは誘導電動機、L、Cはフ
ィルタを構成するりアクドル及びコンデンサを示してい
る。
また第1図ら)の例では、フィルタ入力側で電流検出器
CTにより検出したフィルタ入力電流I。
CTにより検出したフィルタ入力電流I。
とインバータ周波数f及びすべりSから計算されたA+
、?’t からフィルタ出力電流■。を計算し、これを
電流指令1 rsf にフィードバックする。
、?’t からフィルタ出力電流■。を計算し、これを
電流指令1 rsf にフィードバックする。
第2図は本発明の第2実施例を示すブロック図であり、
(a)は電圧制御の場合、(ハ)は電流制御の場合を示
している。
(a)は電圧制御の場合、(ハ)は電流制御の場合を示
している。
この実施例では、第2図(a)の場合、インバータ周波
数fとずべりSから計算されたΔ1.ψ、によって電圧
指令V r @ f に移相器PS及び割算器を用いて
位相及び振幅の補正を施し、その結果に、フィルタ入力
端で検出したvI をフィードバックする。図中K v
tは電圧フィードバックゲインを示している。
数fとずべりSから計算されたΔ1.ψ、によって電圧
指令V r @ f に移相器PS及び割算器を用いて
位相及び振幅の補正を施し、その結果に、フィルタ入力
端で検出したvI をフィードバックする。図中K v
tは電圧フィードバックゲインを示している。
また第2図(ハ)の例では、インバータ周波数fとすべ
りSから計算されたA+、9’+ によって、電流指令
■2..に移相器PS及び割算器を用いて位相及び振幅
の補正を施し、その結果に、フィルタ入力側で検出した
■1をフィードバックする。図中に、fは電流フィード
バックゲインを示している。
りSから計算されたA+、9’+ によって、電流指令
■2..に移相器PS及び割算器を用いて位相及び振幅
の補正を施し、その結果に、フィルタ入力側で検出した
■1をフィードバックする。図中に、fは電流フィード
バックゲインを示している。
以上の実施例のようにフィルタの入力側で電圧。
電流を検出する場合、これらの波形は高調波を含んでい
るので、PTやCTでこれらの電圧、電流を検出した後
に、第1図、9XS2図に示すようにフィルタLPFを
設けて高調波を除去している。このフィルタLPFは、
人力パワーが小さいため、ごく小形のものでよい。
るので、PTやCTでこれらの電圧、電流を検出した後
に、第1図、9XS2図に示すようにフィルタLPFを
設けて高調波を除去している。このフィルタLPFは、
人力パワーが小さいため、ごく小形のものでよい。
以上に述べたように、本発明においては、フィルタ入力
端で電圧または電流を検出し、その検出値に補正をかけ
ることとしている。これにより、フィルタ出力側で検出
した場合と同等の電圧、電流を求めることができる。こ
れにより、LCフィルタの入出力特性に起因する出力電
圧変動を防止することができ、したがって、検出器設置
上の問題の解消、ノイズによる悪影響の緩和、主回路保
護などが可能となる。
端で電圧または電流を検出し、その検出値に補正をかけ
ることとしている。これにより、フィルタ出力側で検出
した場合と同等の電圧、電流を求めることができる。こ
れにより、LCフィルタの入出力特性に起因する出力電
圧変動を防止することができ、したがって、検出器設置
上の問題の解消、ノイズによる悪影響の緩和、主回路保
護などが可能となる。
第1図は本発明の第1実施例を示すブロック図、第2図
は本発明の第2実施例を示すブロック図、第3図は交流
電動機にフィルタを接続したときの1相分の等価回路、
第4図はフィルタ入出力比の負荷変動特性、第5図はフ
ィルタ入出力電圧位相差の負荷変動特性、第6図はフィ
ルタ入出力電圧比の負荷変動特性、第7図はフィルタ入
出力電流位相差の負荷変動特性を示す。 特許出願人 株式会社 安用電機製作所代 理 人
小 堀 益(ばか2名)第 図 第 図 第 図 第 図
は本発明の第2実施例を示すブロック図、第3図は交流
電動機にフィルタを接続したときの1相分の等価回路、
第4図はフィルタ入出力比の負荷変動特性、第5図はフ
ィルタ入出力電圧位相差の負荷変動特性、第6図はフィ
ルタ入出力電圧比の負荷変動特性、第7図はフィルタ入
出力電流位相差の負荷変動特性を示す。 特許出願人 株式会社 安用電機製作所代 理 人
小 堀 益(ばか2名)第 図 第 図 第 図 第 図
Claims (1)
- 1、電圧形PWMインバータと、このインバータで駆動
される交流電動機との間に、LCフィルタを設けて電圧
波形の正弦波化及び電流リップルの低減を行う回路にお
いて、前記フィルタの入力側に電圧又は電流検出器を設
置し、前記フィルタの入出力間の電圧電流の関係式で求
めた差分で補正を行うことを特徴とする電圧形PWMイ
ンバータの制御方式。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1047970A JP2987842B2 (ja) | 1989-02-27 | 1989-02-27 | 電圧pwmインバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1047970A JP2987842B2 (ja) | 1989-02-27 | 1989-02-27 | 電圧pwmインバータの制御方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02228294A true JPH02228294A (ja) | 1990-09-11 |
JP2987842B2 JP2987842B2 (ja) | 1999-12-06 |
Family
ID=12790178
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1047970A Expired - Fee Related JP2987842B2 (ja) | 1989-02-27 | 1989-02-27 | 電圧pwmインバータの制御方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2987842B2 (ja) |
-
1989
- 1989-02-27 JP JP1047970A patent/JP2987842B2/ja not_active Expired - Fee Related
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---|---|
JP2987842B2 (ja) | 1999-12-06 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |