JP5408326B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、電力変換装置に関する。

電力変換装置の代表的な主回路構成として、整流回路と平滑回路を介して商用交流電圧を直流電圧に変換し、電圧形変換器により交流出力を得る間接形交流電力変換装置が一般に用いられている。一方、交流電圧から直接交流出力を得る方式として、三相コンデンサレスインバータが知られており、商用周波数による電圧脈動を平滑する大型のコンデンサやリアクトルが不要となることから、電力変換装置の小型化が可能となる。

従来の第１の電力変換装置としては、直接形交流電力変換回路において、電源側への６倍高調波電流を抑制するものがある(例えば、特許第４４８８１２２号(特許文献１)参照)。

また、従来の第２の電力変換装置としては、脈流電圧を検出して、電圧脈動を補償するように電圧形インバータを変調することで従来形インバータと同等の出力電圧を得るものがある(例えば、特公昭６１−４８３５６号(特許文献２)参照)。

上記従来の第２の電力変換装置では、モータ負荷においてモータスロットの高調波が大きい場合は、リアクトル容量を大きくして、ＬＣフィルタの共振周波数を下げることで、電源高調波を抑制することが考えられるが、コンデンサレス方式の特徴を生かすことができない。このため、上記従来の第１の電力変換装置では、モータ負荷において高調波成分が高次に渡って発生する場合、複数の制御回路が必要となる他、厳密には、位相特性を考慮しないと完全に高調波成分を消去することができず、制御回路が複雑となる問題があった。

特許第４４８８１２２号 特公昭６１−４８３５６号

そこで、この発明の課題は、ＬＣフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷の高調波を抑制でき、誘導負荷に対して応答性のよい最適な制御ができる電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、この発明の電力変換装置は、
単相または多相の交流電圧を直流電圧に整流する整流部と、
上記整流部から出力された上記直流電圧を交流電圧に変換して出力するＰＷＭ制御のインバータ部と、
上記インバータ部の入力端間に接続されたキャパシタンス素子と、
上記キャパシタンス素子とでＬＣフィルタを構成するインダクタンス素子と、
上記インダクタンス素子の両端電圧を検出する電圧検出部と、
上記電圧検出部により検出された上記インダクタンス素子の両端電圧に基づいて、上記インバータ部を制御する制御部と
を備え、
上記ＬＣフィルタは、
上記整流部から出力された上記直流電流に含まれるリップル電流成分を通過させ、かつ、上記インバータ部のキャリア周波数と同じ周波数の電流成分を減衰させるように、共振周波数が設定されていると共に、
上記制御部は、
上記整流部からの上記直流電圧に対する上記インバータ部の入力電圧の伝達特性が、直列接続された位相進み要素と二次遅れ要素による減衰特性になるように、上記インバータ部を制御すると共に、
上記整流部からの上記直流電圧に対する上記インバータ部の上記入力電圧の伝達特性の減衰係数を１よりも大きく設定することによって、上記ＬＣフィルタによる共振を抑制するための共振抑制系と上記インバータ部の出力側の誘導負荷からの高調波を抑制するための高調波抑制系に対して、カットオフ周波数が異なるように特性差を設定していることを特徴とする。

上記構成によれば、整流部からの直流電圧に対するインバータ部の入力電圧の伝達特性が、直列接続された位相進み要素と二次遅れ要素による減衰特性になるように、制御部によりインバータ部を制御すると共に、整流部からの直流電圧に対するインバータ部の入力電圧の伝達特性の減衰係数が１よりも大きく設定されていることによって、ＬＣフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷による高調波を効果的に抑制でき、モータなどの誘導負荷に対して応答性のよい最適な制御ができる。

また、一実施形態の電力変換装置では、
上記制御部は、上記整流部からの上記直流電圧に対する上記インバータ部の上記入力電圧の伝達特性のカットオフ周波数が上記ＬＣフィルタの共振周波数よりも高くなるように、かつ、上記インバータ部の入力電流に対する上記インダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数が上記ＬＣフィルタの共振周波数よりも低くなるように、上記インバータ部を制御することを特徴とする。

上記実施形態によれば、整流部からの直流電圧に対するインバータ部の入力電圧の伝達特性において、ＬＣフィルタによる共振を抑制する共振抑制系のカットオフ周波数を上げ、インバータ部の入力電流に対するインダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性において、誘導負荷の高調波を抑制する高調波抑制系のカットオフ周波数を下げることが可能となる。

以上より明らかなように、この発明の電力変換装置によれば、ＬＣフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷の高調波を抑制でき、誘導負荷に対して応答性のよい最適な制御ができる電力変換装置を実現することができる。

図１はこの発明の第１実施形態の電力変換装置の構成図である。 図２は上記電力変換装置の等価回路を示す図である。 図３は上記電力変換装置のブロック線図である。 図４は上記電力変換装置の伝達関数を示す図である。 図５は集中巻６極モータの高調波電流の例を示す図である。 図６は上記電力変換装置の等価回路を示す図である。 図７は上記電力変換装置の直流リンク電流に対するリアクトル電流の伝達特性を示すブロック線図である。 図８は上記電力変換装置の等価回路を示す図である。 図９は上記電力変換装置のブロック線図である。 図１０は上記電力変換装置の減衰係数に対する共振抑制系のカットオフ周波数および減衰係数に対する高調波抑制系のカットオフ周波数の特性を示す図である。 図１１は上記電力変換装置の共振抑制系の特性を示すボード線図である。 図１２は上記電力変換装置の高調波抑制系の特性を示すボード線図である。 図１３は上記電力変換装置の共振抑制系のステップ応答特性を示すである。 図１４は上記電力変換装置のモータの高調波抑制系のステップ応答特性を示す図である。 図１５は上記電力変換装置の減衰特性ζ＝０.５のときの入力電流波形と直流リンク部の直流電圧波形および減衰特性ζ＝１.５のときの入力電流波形と直流リンク部の直流電圧波形を示す図である。 図１６は上記電力変換装置の減衰特性ζ＝０.５のときの入力電流波形と直流リンク部の直流電圧波形および減衰特性ζ＝４.０のときの入力電流波形と直流リンク部の直流電圧波形を示す図である。 図１７は上記電力変換装置の高調波周波数に対する電圧検出ゲインの特性を示す図である。 図１８は上記電力変換装置のシミュレーション波形を示す図である。 図１９は上記電力変換装置の減衰係数に対する共振抑制系のカットオフ周波数および減衰係数に対する高調波抑制系のカットオフ周波数の特性を示す図である。 図２０はこの発明の第２実施形態の電力変換装置のブロック線図である。 図２１は第１実施形態の電力変換装置の共振抑制系の特性を示すボード線図である。 図２２は第２実施形態の電力変換装置の共振抑制系の特性を示すボード線図である。 図２３は上記電力変換装置の安定性を説明するためのボード線図である。 図２４は上記電力変換装置の安定性を説明するためのボード線図である。 図２５は第１実施形態の電力変換装置のゲイン余裕を説明するための伝達関数を示す図である。 図２６は第１実施形態の電力変換装置のゲイン余裕を説明するためのボード線図である。 図２７は第２実施形態の電力変換装置のゲイン余裕を説明するための伝達関数を示す図である。 図２８は第２実施形態の電力変換装置のゲイン余裕を説明するためのボード線図である。 図２９は上記第２実施形態の変形例の電力変換装置の安定性について説明するための伝達関数を示す図である。 図３０は上記電力変換装置の安定性について説明するための伝達関数を示す図である。 図３１は上記第２実施形態の電力変換装置の高調波抑制系の特性について説明するための伝達関数を示す図である。 図３２Ａは上記第２実施形態の電力変換装置に直流カット用のハイパスフィルタを適用したときの伝達関数を示す図である。 図３２Ｂは上記第２実施形態の電力変換装置に直流カット用のハイパスフィルタとリップル除去部を適用したときの伝達関数を示す図である。 図３３はリップル電圧の振幅特性を示す図である。 図３４は電力変換装置に直流カット用のハイパスフィルタとリップル除去部を適用したときのボード線図である。 図３５は第２実施形態の電力変換装置の減衰係数に対する共振抑制系のカットオフ周波数および減衰係数に対する高調波抑制系のカットオフ周波数の特性を示す図である。 図３６Ａは第１実施形態の電力変換装置の周波数特性を示す図である。 図３６Ｂは第２実施形態の電力変換装置の周波数特性を示す図である。 図３６Ｃは直流電圧帰還単独の電力変換装置の周波数特性を示す図である。 図３７は第１,第２実施形態の電力変換装置の電源電圧に高調波を重畳したときのシミュレーション波形を示す図である。 図３８は第１,第２実施形態の電力変換装置の電源電圧が電圧降下したときのシミュレーション波形を示す図である。 図３９は第１,第２実施形態の電力変換装置のモータ高調波電流を重畳したときのシミュレーション波形を示す図である。

以下、この発明の電力変換装置を図示の実施の形態により詳細に説明する。

〔第１実施形態〕
図１はこの発明の第１実施形態の電力変換装置の構成図を示している。この電力変換装置は、図１に示すように、三相ダイオードブリッジ回路を構成する６つのダイオードＤ１〜Ｄ６からなる整流部の一例としてのダイオードブリッジ１１と、三相ブリッジ回路を構成する６つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６からなるインバータ部１２とを備えている。また、上記電力変換装置は、ダイオードブリッジ１１の正極側出力端とインバータ部１２の正極側入力端との間に接続されたインダクタンス素子の一例としてのリアクトルＬと、上記インバータ部１２の入力端間に接続されたキャパシタンス素子の一例としてのコンデンサＣとを備えている。上記リアクトルＬとコンデンサＣでＬＣフィルタを構成している。さらに、上記電力変換装置は、リアクトルＬの両端電圧を検出する電圧検出部１０１と、上記電圧検出部１０からのリアクトルＬの両端電圧を表すＶ_L信号に基づいて、インバータ部１２の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６にＰＷＭ信号を出力する制御部１００を備えている。

上記ダイオードブリッジ１１により三相交流電源１０からの三相交流電圧を直流に整流し、整流された直流電圧をインバータ部１２により所定の三相交流電圧に変換して出力する。この第１実施形態では、インバータ部１２の負荷としてモータ１３が接続されている。

図１に示す電力変換装置の直流リンク部のＬＣフィルタのコンデンサＣの容量は従来の数十分の１以下と小さく、ＬＣフィルタの共振周波数もインバータ装置のキャリヤ電流成分を減衰させるべく、数ｋＨz程度と従来の一桁以上高く設定されており、リアクトルＬのインダクタンスも小さな値に設定されている。

このため、直流リンク部のリアクトルＬ、コンデンサＣは商用周波数成分を平滑させる作用がなく、直流リンク部には相電圧の最小相を基準とした最大相の電位が発生し、商用周波数の６倍周波数で脈動する。また、入力電流についても同様に、最大相と最小相との線間に直流電流が通流することから、インバータ部の入力電流が一定の場合、１２０°通電波形となる。

図２は上記電力変換装置の等価回路を示している。図２において、１４は負荷が接続されたインバータ部を簡易的に表す電流源であり、Ｖ_sはダイオードブリッジ１１から出力される直流電圧、Ｖ_cはコンデンサＣの両端電圧、Ｉ_LはリアクトルＬを流れる電流、Ｉ_cはコンデンサＣを流れる電流、Ｉ_oは直流リンク部を流れる電流である。

図３(A)〜(C)はリアクトルＬの両端電圧Ｖ_Lを共振抑制に用いた場合について共振抑制系の特性を求めたブロック線図であり、ダイオードブリッジ１１から出力される直流電圧Ｖ_sに対するコンデンサＣの両端電圧Ｖ_c(すなわちインバータ部１２の入力電圧)の伝達特性を示している。

図３(A)〜図３(C)の順に等価変換を行うと、最終的に、図３(C)に示す二次系と位相進みからなる直列の系となることが分かる。このように、制御部１００は、図３(C)に示す位相進み要素と二次遅れ要素が直列接続された減衰特性となるように、インバータ部１２を制御する。

また、図４は図３のブロック線図の伝達関数Ｇ(s)を示したものであり、二項目は二次系であるからゲインｋにより減衰特性を改善でき、一項目は位相進みであるから、両者により安定な一次遅れ系に近い特性にすることができる。図４において、Ｖ_sはダイオードブリッジ１１から出力される直流電圧、Ｖ_cはコンデンサＣの両端電圧、ＬはリアクトルＬのインダクタンス、ＣはコンデンサＣのキャパシタンス、ｓはラプラス変数である。

次に、図５は集中巻６極モータの高調波電流の例を示している。図５において、横軸は高調波の次数を表し、縦軸は高調波電流の含有率を表している。なお、図５では、集中巻６極モータを駆動する交流電源の周波数[Ｈz]毎に、すなわち、９０Ｈz、１２０Ｈz、１５１Ｈz、１８０Ｈz、２１１Ｈz、２３９Ｈz、２７１Ｈz、３００Ｈz、３３１Ｈz毎に、高調波電流の含有率を示している。

また、次の式(１)〜式(８)に示すように、集中巻モータに起因する高調波電流と有効電力の関係を表しており、５次成分,７次成分ともに６倍の電力脈動を招くことが示されている。この結果は、図１に示す電力変換装置において、直流リンク電流に６倍の高調波電流が発生することを意味している。

(５次高調波)

(７次高調波)

ここで、Ｅ_La, Ｅ_Lb, Ｅ_Lc：モータ電圧実効値
ｅ_La, ｅ_Lb, ｅ_Lc：モータ電圧瞬時値
Ｉ_La, Ｉ_Lb, Ｉ_Lc：モータ電流実効値
ｉ_La, ｉ_Lb, ｉ_Lc：モータ電流瞬時値
Ｐ_La, Ｐ_Lb, Ｐ_Lc：モータ瞬時有効電力高調波成分
ω_L ：モータ駆動角周波数
Ｅ_L ：モータ電圧実効値（三相平衡状態）
Ｉ_L ：モータ電流実効値（三相平衡状態）
Ｐ_L ：瞬時有効電力高調波成分（三相分、直流部瞬時電力に相当）

次に、ダイオードブリッジ１１からの直流電圧を入力としインバータ部１２から出力される交流電圧を出力とする制御系において、ＬＣフィルタによる共振を抑制するための共振抑制系のカットオフ周波数と、モータなどの誘導負荷による高調波を抑制するための高調波抑制系のカットオフ周波数について以下に説明する。

〔共振抑制系のカットオフ周波数〕
まず、図３で示した共振抑制系において、ダイオードブリッジ１１から出力される直流電圧Ｖ_sに対するコンデンサＣの両端電圧Ｖ_cについての伝達関数Ｇ(s)は、

で表され、

とすると、上記式(９)を変形して、次の式(１０)で表すことができる。

ここで、減衰係数ζが大きい場合には、式(１０)の１項目はほぼゲイン１とみなせ、式(１０)の２項目で決まるカットオフ周波数ｆcは、

となる。

このように、減衰係数ζを１よりも大きくした場合には、上記式(１０)の１項目を線形とみなすことができ、共振抑制系の帯域(カットオフ周波数ｆc)は２項目に依存し、上記式(１１)の関係となる。このため、減衰係数ζを大きく設定することにより、時定数が小さくなり、カットオフ周波数ｆcが高くなって帯域が広くなることから、入出力電圧を線形にできる帯域を広げることができる。

〔高調波抑制系のカットオフ周波数〕
図６は上記電力変換装置の等価回路を示しており、図７は図１に示す電力変換装置の制御系において、図６に示す直流リンク電流ｉ_ohに対するリアクトル電流ｉ_Lh(電源入力)についての伝達特性を求めたものである。図７(A)〜図７(C)に示す等価変換を行うことにより、伝達関数が二次系となることが分かる。

一方、このときの図７(C)における伝達関数Ｇ(s)の二次系を一次遅れ系の直列接続とみなし、

とすると、伝達関数Ｇ(s)は次の式(１２)に示す関係となり、これを変形して次の式(１３)で示すことができる。

ここで、伝達関数Ｇ(s)は、減衰係数ζ≧１で実根を持ち、ζが大きい場合には、直流リンク電流ｉ_ohに対するリアクトル電流ｉ_Lh(電源入力)の伝達関数のカットオフ周波数ｆcは、

となる。

このように、減衰係数ζが１よりも大きい場合には、実根を持つため、一次遅れ系の直列接続と捉えることができ、減衰係数ζが大きい場合には、式(１３)の１項目の時定数が大きく、式(１３)の２項目の時定数が小さくなることから、高調波抑制系の帯域(カットオフ周波数ｆ_c)は、１項目に依存し、式(１４)で表される。このため、減衰係数ζを大きく設定することにより、時定数が大きくなり、カットオフ周波数ｆ_cが低くなって帯域が狭くなることから、逆に減衰させる周波数範囲を広げることができる。

図８は上記電力変換装置の等価回路を示しており、図９(A)〜(F)は上記電力変換装置のブロック線図を示している。図８では、モータ負荷により発生する高調波電流を含む電流の流れを示している。図８において、Ｖ_sはダイオードブリッジ１１から出力される直流電圧、Ｖ_LhはリアクタンスＬの両端電圧、Ｖ_chはコンデンサＣの両端電圧、Ｉ_LhはリアクトルＬを流れるリアクトル電流、Ｉ_chはコンデンサＣを流れる電流、Ｉ_ohは直流リンク部を流れる直流リンク電流である。

図８に示すように、図２に示す等価回路において高調波電流が分流するため、図２に示すＩ_cとＶ_cに対してＩ_chとＶ_chの極性は反転する。

そして、図９(A)では、図３(A)と同様にして、ダイオードブリッジ１１から出力される直流電圧Ｖ_sに対するコンデンサＣの両端電圧Ｖ_cの伝達特性を示している。

次に、高調波電流のみを考慮すると、Ｖ_Lh＝Ｖ_chとみなせることにより、図９(B)に示すように変換する。

次に、図９(C)に示すように、直流リンク電流ｉ_ohに対するリアクトル電流ｉ_Lhの伝達特性に変換して、図９(D)〜図９(F)に示す等価変換を行うことにより、図９(F)に示す伝達特性は図７(C)に示す伝達特性と同じになる。

図１０は上記電力変換装置の減衰係数ζに対する共振抑制系のカットオフ周波数および減衰係数ζに対する高調波抑制系のカットオフ周波数の特性を示している。図１０において、横軸は減衰係数を表し、縦軸はカットオフ周波数[Ｈz]zＨを表しており、「○」印は共振抑制系のカットオフ周波数の特性を示し、「●」印は高調波抑制系のカットオフ周波数の特性を示している。

図１０に示すように、減衰係数ζを１よりも大きくするほど、ＬＣフィルタによる共振抑制系のカットオフ周波数は高くなる一方、高調波抑制系のカットオフ周波数は低くなる。

図１０はＬＣフィルタの共振周波数を１１２５Ｈzに設定した場合の高調波抑制系と共振抑制系について、減衰係数ζに対するカットオフ周波数を夫々求めたものである。減衰係数ζ＜１の従来方式の電力変換装置においてζ＝０.２〜０.４(定値制御)であるため、帯域はＬＣフィルタの共振周波数に制限されるのに対して、この発明の電力変換装置では、減衰係数ζを１よりも大きく設定することで、高調波抑制系と共振抑制系の特性差を設定できる。

図１１は上記電力変換装置のＬＣフィルタによる共振抑制系の特性を示しており、図１１(A)はゲイン特性、図１１(B)は位相特性である。図１１(A)において、横軸は周波数[Ｈz]、縦軸はゲイン[dＢ]を表し、図１１(B)において、横軸は周波数[Ｈz]、縦軸は位相[ｄｅｇ]を表している。

また、図１１(A),図１１(B)において、実線は減衰特性ζ＝２.０、点線は減衰特性ζ＝０.５のときの特性であり、減衰特性ζ＝２.０のときのカットオフ周波数は４２００Ｈzである。

図１２は上記電力変換装置の高調波抑制系の特性を示しており、図１２(A)はゲイン特性、図１２(B)は位相特性である。図１２(A)において、横軸は周波数[Ｈz]、縦軸はゲイン[dＢ]を表し、図１２(B)において、横軸は周波数[Ｈz]、縦軸は位相[ｄｅｇ]を表している。

また、図１２(A),図１２(B)において、実線は減衰特性ζ＝２.０、点線は減衰特性ζ＝０.５のときの特性であり、減衰特性ζ＝２.０のときのカットオフ周波数は３０２Ｈzである。

また、図１３は上記電力変換装置のＬＣフィルタによる共振を抑制する共振抑制系のステップ応答特性を示し、図１４は上記電力変換装置のモータの高調波を抑制する高調波抑制系のステップ応答特性を示している。

図１３, 図１４において、横軸は時間[×１０^−４ｓｅｃ]、縦軸は振幅[任意目盛]を表している。また、図１３, 図１４において、実線は減衰特性ζ＝２.０のときのステップ応答特性、点線は減衰特性ζ＝０.５のときのステップ応答特性である。

図１１,図１２に示すように、減衰特性ζ＝２.０のときの共振抑制系のカットオフ周波数は４２００Ｈzであり、減衰特性ζ＝２.０のときの高調波抑制系のカットオフ周波数は３０２Ｈzと特性差を設定できている。一方、図１３, 図１４に示すように、ステップ応答特性については、従来方式はζ＜１であるため、多少振動的でオーバーシュートを伴うものの応答性は良好である。

この発明の電力変換装置においては、共振抑制系の時定数が数１００μｓｅｃとなり、高調波抑制系の時定数が数ｍｓｅｃとなって、電源側の電気系時定数、モータ側の機械系時定数に対応することができる。

図１５(A),(B)は上記電力変換装置の減衰特性ζ＝０.５のときの入力電流波形と直流リンク部の直流電圧波形を示し、図１５(C),(D)は減衰特性ζ＝１.５のときの入力電流波形と直流リンク部の直流電圧波形を示している。また、図１６(A),(B)は上記電力変換装置の減衰特性ζ＝０.５のときの入力電流波形と直流リンク部の直流電圧波形を示し、図１６(C),(D)は減衰特性ζ＝４.０のときの入力電流波形と直流リンク部の直流電圧波形を示している。

図１５,図１６は減衰係数ζの設定による電源入力波形への影響をシミュレーションしたものである。図１５はζ＝０.５とζ＝１.５(カットオフ周波数４２０Ｈz)、図１６はζ＝０.５とζ＝４.０(カットオフ周波数１４３Ｈz)の場合を示すものである。なお、シミュレーション条件は電源２００Ｖ、５０Ｈz、７ｋＷ入力時であり、モータ側の高調波は図３の５０Ｈz時の高調波分布を模擬しており、直流リンク部に１８００Ｈz、２Ａの高調波電流が流れるものとしている。

図１５,図１６に示すように、従来方式(ζ＝０.５)では、ＬＣフィルタによる共振は抑制されているが、入力電流にモータ負荷に起因する高調波成分が重畳しており、直流リンク電圧に高調波電圧として影響が表れている。

一方、本発明の電力変換装置の場合は、モータ高調波を抑制すると共に、脈動を補償するよう電圧形インバータを変調する電源周波数６倍の脈流電流が維持できている。これは、ζ＝１.５(カットオフ周波数４２０Ｈz)であるために電源周波数６倍の３００Ｈzについては維持されるためである。図１６の場合については、ζ＝４.０(カットオフ周波数１４３Ｈz)であるために、電源周波数６倍の３００Ｈz(＝５０Ｈz×６)が抑制されており、電流リップル成分が小さくなっている。この設定は、電圧形インバータで脈流補償を行わない定電流制御に適した方法である。

高調波電流のリアクトルＬとコンデンサＣへの分流値は、次の式(１５)により表される。

また、リアクトルＬとコンデンサＣの電圧降下は次式(１６)で表される。

この発明の電力変換装置では、高調波電流をリアクトルＬの両端電圧Ｖ_Lとして検出するために、上記式(１５)、式(１６)より、電圧検出ゲインを表す式(１７)を次のとおり導出する。

また、上記式(１７)を微分した次式(１８)によりピーク点が求まる。

また、そのピーク点におけるゲインＧmaxは、

で表される。

図１７は上記電力変換装置のモータの高調波周波数に対する電圧検出ゲインの特性を示しており、同一共振周波数における各Ｌ／Ｃの電圧検出ゲインを上記(１７)式より求めた結果を示している。図１７において、「◇」印のＬ／Ｃは２００(＝２ｍＨ／１０μＦ)、「□」印のＬ／Ｃは５０(＝１ｍＨ／２０μＦ)、「△」印のＬ／Ｃは１２.５(＝０.５ｍＨ／４０μＦ)、「×」印のＬ／Ｃは３.１３(≒０.２５ｍＨ／８０μＦ)、「＊」印のＬ／Ｃは０.７８(≒０.１２５ｍＨ／１６０μＦ)である。

ここで、電圧検出ゲインは極値を持つことから、上記式(１８)より、共振周波数(１１２５Ｈz)で最大のゲインを持つ(式(１９))。

また、図１７の特性より、Ｌ／Ｃに比例して検出電圧が大きくなることが分かる。

以上より、この第１実施形態の電力変換装置においては、リアクトルＬの両端電圧Ｖ_Lを検出することから、入力電流の影響を受けずに、共振電流および高調波電流の交流成分のみが検出されるため、振幅は小さくても良く、図１７の関係性より同一共振周波数においてＬ値を小さく設定でき、リアクタの小型化を図ることができる。

また、図１８は上記電力変換装置のシミュレーション波形を示しており、図１８(A),(C)は入力電流、図１８(B),(D)はリアクトル電圧を示している。

図１８(A),(B)は、Ｌ＝０.５ｍＨ，Ｃ＝４０μＦ，Ｌ／Ｃ＝１２.５におけるシミュレーション結果であり、図１８(C),(D)は、Ｌ＝０.２５ｍＨ，Ｃ＝８０μＦ、Ｌ／Ｃ＝３.１３におけるシミュレーション結果である。ここで、Ｌ,Ｃの定数を除いては、図１５の場合と同じ条件で行っている。図１８(C),(D)の波形に示すように、Ｌ値を１／２とすることで、リアクトル電圧は１/２となることが分かる。

一方、ＩＥＣ６１０００−３−１２の高調波規格が適用される場合には、総合高調波歪ＴＨＤもさることながら部分加重高調波歪ＰＷＨＤで規定される２０次以上の高調波成分が問題となる場合がある。この場合、図５で示した含有率の小さい１１次成分と１３次成分が影響を与え、直流リンク部に表れる電流が小さくなるため、上記とは逆にリアクトル電圧を大きく設定し、検出感度高める必要がある。

なお、コンデンサＣの標準容量Ｃ_Ｒ[Ｆ]は、技術文献(特開２００７−２０２３７８号公報)に記載されているとおり、モータ負荷のインダクタンスと、電源インダクタンスと、コンデンサ充電電圧と、モータ負荷の消費電力と、直流リンク電圧のリップル成分の周波数と、モータ励磁電流に基づいて、高調波を少なく、かつ、インバータ部の動作停止による回路素子の破壊を防止するように決定される。また、負荷誘導電力を吸収するＣＤクランプ等の回路が併用される場合、標準容量は、コンデンサＣの許容リップル電流若しくは温度上昇値より決定される。このコンデンサＣの標準容量Ｃ_ＲおよびＬＣフィルタの共振周波数に基づいて、リアクトルＬのインダクタンスＬ_Ｒ[Ｈ]を決定する。

上記構成の電力変換装置によれば、ダイオードブリッジ１１からの直流電圧に対するインバータ部１２の入力電圧の伝達特性において、ＬＣフィルタによる共振を抑制する共振抑制系のカットオフ周波数を下げ、インバータ部１２の入力電流に対するリアクトルＬに流れる直流電流の伝達特性において、誘導負荷の高調波を抑制する高調波抑制系のカットオフ周波数を上げることが可能となる。このような制御系の伝達特性に基づいて、制御部１００がインバータ部１２を制御することによって、ＬＣフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷による高調波を効果的に抑制でき、モータなどの誘導負荷に対して応答性のよい最適な制御ができる。

また、Ｌ／Ｃ＜Ｌ_Ｒ／Ｃ_Ｒの条件を満たすことによって、ＬＣフィルタによる共振と誘導負荷の高調波を抑制しつつ、リアクトルＬを小型化できる。

また、Ｌ／Ｃ＞Ｌ_Ｒ／Ｃ_Ｒの条件を満たすことによって、ＬＣフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷の高次高調波を抑制できる。

また、上記インバータ部１２の入力電流に対するリアクトルＬに流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数を、ダイオードブリッジ１１から出力される直流電圧に含まれるリップル成分の繰り返し周波数よりも大きくすることによって、ダイオードブリッジ１１から出力される直流電圧に含まれるリップル成分を補償する制御を行うインバータ部１２に適した制御が可能になる。

また、上記インバータ部１２の入力電流に対するリアクトルＬに流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数を、ダイオードブリッジ１１から出力される直流電圧に含まれるリップル成分の繰り返し周波数よりも小さくすることによって、定電流制御を行うインバータ部１２に適した制御が可能になる。

また、ダイオードブリッジ１１の一方の出力端とインバータ部１２の一方の入力端との間に接続されたリアクトルＬには、共振電流および高調波電流の交流成分が流れるので、そのリアクトルＬの両端電圧を電圧検出部１０１により検出することで、インバータ部１２の共振抑制および高調波抑制の制御に適した電圧信号が得られる。

図１９は上記第１実施形態の電力変換装置の減衰係数に対する共振抑制系のカットオフ周波数および減衰係数に対する高調波抑制系のカットオフ周波数の特性を示している。図１９において、横軸は減衰係数を表し、縦軸はカットオフ周波数[Ｈz]を表している。ここで、「○」印は共振抑制系のカットオフ周波数の特性を示し、「●」印は高調波抑制系のカットオフ周波数の特性を示している(Ｌ＝０.５ｍＨ、Ｃ＝４０μＦ)。また、「△」印は共振抑制系のカットオフ周波数の特性を示し、「▲」印は高調波抑制系のカットオフ周波数の特性を示している(Ｌ＝１５０μＨ、Ｃ＝４０μＦ)。

図１９において、三相交流電圧の周波数５０Ｈzとし、インバータ部１２のキャリヤ周波数を６ｋＨzとしている。ここで、ＬＣフィルタの回路定数がＬ＝０.５ｍＨとＣ＝４０μＦでは、電流脈流成分(３００Ｈz)を維持するように高調波抑制系の遮断周波数を設定すると、設定可能な減衰係数ζは最大で１.５程度となる。この減衰係数ζ＝１.５の場合、共振抑制系の遮断周波数がキャリヤ周波数６ｋＨzの約１／２の３ｋＨzとなり、サンプリングによる位相遅れに影響されることなく、制御系を安定に制御することができる限界となる。

さらに、ＬＣフィルタの回路定数をＬ＝１５０μＨとＣ＝４０μＦとして共振周波数を高く設定した場合、制御系の安定限界により、減衰係数ζは１.１程度であり、高調波抑制帯域(高調波抑制系の遮断周波数よりも高い周波数帯域)を広げることが困難となる。

このように、ＬＣフィルタの共振周波数とサンプリング周波数が近くなると、制御系の安定性を確保することが容易でなくなる。特に、空気調和用インバータの場合は、圧縮機内にハーメチックシールされたモータが内蔵されるため、キャリアによる振動音の問題が少ないため、直流リンク部の直流電圧,電流を電源周波数の６倍の３００〜３６０Ｈzで脈動するように制御されることから、ＬＣフィルタの共振周波数が５００Ｈz〜１ｋＨz程度となり、ＬＣフィルタの共振周波数とサンプリング周波数が近くなる。

〔第２実施形態〕
そこで、上記第１実施形態の電力変換装置の制御系の安定性をより向上できる第２実施形態の電力変換装置について以下に説明する。

この発明の第２実施形態の電力変換装置は、制御部１００の動作を除いて第１実施形態の図１に示す電力変換装置と同一の構成をしており、図１,図２を援用する。

図２０は上記第２実施形態の電力変換装置のブロック線図を示している。

図２０(A)〜(C)はリアクトルＬの両端電圧Ｖ_Lを共振抑制に用いた場合について共振抑制系の特性を求めたブロック線図であり、ダイオードブリッジ１１から出力される直流電圧Ｖ_sに対するコンデンサＣの両端電圧Ｖ_c(すなわちインバータ部１２の入力電圧)の伝達特性を示している。

図２０(A)〜図２０(C)の順に等価変換を行うと、最終的に、図２０(C)に示す微分系(位相進み要素)と二次系(二次遅れ要素)からなる直列の系となることが分かる。このように、制御部１００は、図２０(C)に示す位相進み要素と二次遅れ要素が直列接続された減衰特性となるように、インバータ部１２を制御する。

図２０(A)のブロック線図において、第１実施形態の電力変換装置のブロック線図との違いは、コンデンサＣの両端電圧Ｖ_c(すなわちインバータ部１２の入力電圧)をインバータ部１２の入力電流Ｉ_ｃに対して正帰還するゲインｋ_２の直流電圧帰還(第２帰還ループ)を設けている点である。ここで、リアクトルＬの両端電圧Ｖ_Lをインバータ部１２の入力電流Ｉ_ｃに対して負帰還するリアクトル電圧帰還(第１帰還ループ)のゲインをｋ_１としている。

上記第２実施形態の電力変換装置において、リアクトルＬの両端電圧Ｖ_Lをインバータ部１２の入力電流Ｉ_oに対して負帰還するリアクトル電圧帰還に、インバータ部１２の入力電圧Ｖ_cをインバータ部１２の入力電流Ｉ_oに対して正帰還する直流電圧帰還を併用することで、微分系と二次系の夫々の遮断周波数の自由度を設け、ＬＣフィルタの回路定数、第１帰還ループのゲインｋ_１、第２帰還ループのゲインｋ_２などの選定により、共振抑制系の帯域(共振抑制系のカットオフ周波数よりも低周波数の帯域)を制限する。

上記第１実施形態の電力変換装置の共振抑制系の特性を図２１に示している。図２１において、ゲインｋ＝０.８４９、ζ＝１.５としている。図２１に示すように、微分系(点線)と二次系(一点鎖線)の遮断周波数ｆ１が一致するために、共振抑制系(実線)の遮断周波数は二次系の高域側カットオフ周波数ｆ２となっている。

これに対して、図２２は第２実施形態の電力変換装置の共振抑制系の特性を示している。図２１において、ｋ_１＝０.１０８、ζ＝０.１９、ｋ_２＝０.７４１、ζ＝１.３１としている。この図２２に示す共振抑制系の特性では、図２１と同様に減衰係数ζは１.５となるよう、ゲインｋ_１＋ｋ_２を決定した上で、微分系(点線)のカットオフ周波数が二次系(一点鎖線)の高域側カットオフ周波数ｆ２と一致するようゲインｋ_１を設定したものである。この場合、二次系(実線)の高域側カットオフ周波数ｆ２以上の領域を一次遅れ系になるようにのみ作用するため、共振抑制系のカットオフ周波数は低域側カットオフ周波数ｆ１とすることができる。

図２３(A)〜(D),図２４(A),(B)はこの第２実施形態の電力変換装置の安定性を説明するためのボード線図を示している。

図２３(A)(図２０(A)に示す)の制御系を図２３(B)〜(D),図２４(A),(B)の順に等価変換して、目標電圧Ｖ_L ^＊に基づいてリアクトルＬの両端電圧Ｖ_Lを制御する制御系で表現すると、共振抑制系はV_L＝０とする制御系の電源外乱を抑制するものと捉えられる。従って、このV_L＝０とする制御系に対して、ゲインｋ_１,ｋ_２の調整を施すことで制御系の安定性を確保できる。

図２５,図２６は比較のための第１実施形態の電力変換装置のゲイン余裕を説明するための伝達関数およびボード線図を示し、図２７,図２８はこの第２実施形態の電力変換装置のゲイン余裕を説明するための伝達関数およびボード線図を示している。図２５,図２６,図２７,図２８において、点線は微分系、一点鎖線は二次系、細実線は微分系と二次系の直列系、太実線は目標電圧Ｖ_L ^＊に基づいてリアクトルＬの両端電圧Ｖ_Lを制御する制御系(位相進み要素と二次遅れ要素が直列接続された減衰特性)を表す。

図２５,図２６の第１実施形態の構成では、上記式(１０)に示したように、微分ゲインの０ｄＢ点が共振周波数より低くなるために、開ループゲインが大きくなり、図１９で示したキャリヤ周波数６ｋＨzの１／２(３ｋＨz)では、ゲインが０ｄＢ以上であるので不安定となる。

これに対して、この第２実施形態の電力変換装置では、図２７,図２８に示すように、ゲイン設定の自由度を生かし、図２２で示したように、高域側カットオフ周波数ｆ２と等しくなるように、微分ゲインｋ_１を設定している。このため、３ｋＨzでは、−２０ｄＢと十分なゲイン余裕が確保できる。

図２９,図３０は上記第２実施形態の電力変換装置の変形例の安定性について説明するための伝達関数を示しており、リアクトルＬの両端電圧Ｖ_Lのリアクトル電圧帰還(第１帰還ループ)のゲインｋ_１を略ゼロにしている。図２９(A)ではリアクトル電圧帰還を省略している。

共振抑制系において、ｋ_１≒０とした図２９(A)の制御系を図２９(B)〜(D),図２９(A),(B)の順に等価変換して、直流目標電圧Ｖ_L ^＊に基づいてリアクトルＬの両端電圧Ｖ_LおよびコンデンサＣの両端電圧Ｖ_cの制御する制御系で表現する。

このように、直流電圧帰還(インバータ部１２の入力電圧Ｖ_cをインバータ部１２の入力電流Ｉ_oに対して正帰還)単独で適用することも考えられるが、図２９,図３０の直流電圧Ｖ_cの制御系への等価変換結果に示すように、第１実施形態の電力変換器のリアクトル電圧帰還(リアクトルＬの両端電圧Ｖ_Lをインバータ部１２の入力電流Ｉ_oに対して負帰還)を単独で適用した伝達特性と同じになり、キャリヤ周波数と共振周波数が近い場合には、第１実施形態の電力変換器の制御系と同様の安定性となる。

図３１は上記第２実施形態の電力変換装置の高調波抑制系の特性について説明するための伝達関数を示している。

高調波電流が分流する図８に示す等価回路において、図３１(A)では、ダイオードブリッジ１１から出力される直流電圧Ｖ_sに対するコンデンサＣの両端電圧Ｖ_cの伝達特性を示している。

次に、高調波電流のみを考慮すると、Ｖ_Lh＝Ｖ_chとみなせることにより、図３１(B)に示すように、直流リンク電流ｉ_ohに対するリアクトル電流ｉ_Lhの伝達特性に変換する。

次に、図３１(C)に示すように等価変換することにより、第１実施形態の電力変換器の図９(F)に示す伝達特性と同じになる。

リアクトル電圧帰還(リアクトルＬの両端電圧Ｖ_Lをインバータ部１２の入力電流Ｉ_oに対して負帰還)に直流電圧帰還(インバータ部１２の入力電圧Ｖ_cをインバータ部１２の入力電流Ｉ_oに対して正帰還)を併用した場合、直流電圧帰還(インバータ部１２の入力電圧Ｖ_cをインバータ部１２の入力電流Ｉ_oに対して正帰還)単独でも二次系となり、低域側のカットオフ周波数で特性は決定される。

なお、上記第２実施形態の電力変換装置では、制御系の実装において、直流電圧帰還(インバータ部１２の入力電圧Ｖ_cをインバータ部１２の入力電流Ｉ_oに対して正帰還)が直流と電源リップル成分を含むために、直流電圧帰還ループにハイパスフィルタを併用している。この直流電圧帰還ループに設けるハイパスフィルタは、電源リップル除去のためにハイパスフィルタのカットオフ周波数の下限に制約を受け、共振抑制系の特性に影響を与える。

図３２(A)は上記第２実施形態の電力変換装置に直流カット用のハイパスフィルタを適用したときの伝達関数を示し、図３２(B)は直流カット用のハイパスフィルタとリップル除去部を適用したときの伝達関数を示している。

また、図３３は上記リップル除去部に用いられるリップル電圧の振幅特性を示している。

このリップル除去部のｃｏｓθ_inは、次式により表され、テーブルまたは関数を用いてリップル除去を行う。

なお、このリップル除去部のｃｏｓθ_inは、三相交流電源１０の周波数にＰＬＬ(Phase-Locked Loop:位相同期ループ)などにより同期させる。

図３４は上記第２実施形態の電力変換装置に直流カット用のハイパスフィルタとリップル除去部を適用したときのボード線図を示している。図３４において、点線は直流カット用のハイパスフィルタとリップル除去部を適用しないときの特性を示し、一点鎖線は直流カット用のハイパスフィルタを適用したときの特性を示し、実線はリップル除去部を適用したときの特性を示している。

図３２Ａの場合は、図３４の実線で示す特性に１ｋＨzのハイパスフィルタを適用することになるが、１ｋＨz以下の領域で、リアクトル電圧帰還(リアクトルＬの両端電圧Ｖ_Lをインバータ部１２の入力電流Ｉ_oに対して負帰還)の特性が顕著となっている。なお、図３２Ｂの場合は、直流成分のみを除去できればよいため、ハイパスフィルタのカットオフ周波数が１Ｈz以下に設定されるため、図３４では表記していない。

上記フィルタ特性はリップル周波数成分によるため、図３２に示す１／ｃｏｓθ_inにて、直流成分と高調波成分に分離する。このため、ハイパスフィルタのカットオフ周波数を直流成分が除去可能な十分低い周波数に設定することで、特性劣化を極小化できる。

図３５は第２実施形態の電力変換装置の減衰係数に対する共振抑制系のカットオフ周波数および減衰係数に対する高調波抑制系のカットオフ周波数の特性を示し、図３６Ａは第１実施形態の電力変換装置の周波数特性を示している。図３６Ｂは第２実施形態の電力変換装置の周波数特性を示し、図３６Ｃは直流電圧帰還単独の場合の電力変換装置の周波数特性を示している。

図３５にこの第２実施形態の電力変換装置の効果に関する概念図を示している。ここで、「●」印は減衰係数に対する共振抑制系および高調波抑制系のカットオフ周波数を示している (Ｌ＝０.５ｍＨ、Ｃ＝４０μＦ)。また、「▲」印は減衰係数に対する共振抑制系および高調波抑制系のカットオフ周波数を示している(Ｌ＝１５０μＨ、Ｃ＝４０μＦ)。

また、図３６Ａ,図３６Ｂ,図３６Ｃでは、ＬＣフィルタの共振周波数をｆ０、高調波抑制系の低域側カットオフ周波数をｆ１、高調波抑制系の高域側カットオフ周波数をｆ２としている。

図３６Ｂに示すように直流電圧帰還(インバータ部１２の入力電圧Ｖ_cをインバータ部１２の入力電流Ｉ_oに対して正帰還)を併用することで、微分ゲインの０ｄＢ点を共振周波数以上とすることで、高調波抑制系と共振抑制系と略等価な特性を得ることができる。

なお、直流電圧帰還(インバータ部１２の入力電圧Ｖ_cをインバータ部１２の入力電流Ｉ_oに対して正帰還)単独では、図３６Ｃに示すように、微分系がないため、高調波抑制系と共振抑制系と等価な特性は同じものとなる。

図３７は第１,第２実施形態の電力変換装置の電源電圧に高調波を重畳したときのシミュレーション波形を示している。図３７(A)は電源側が歪んだ場合の入力電圧波形を示し、図３７(B)は第１実施形態の電力変換装置の入力電流波形を示し、図３７(C)は第１実施形態の電力変換装置の直流リンク部の直流電圧波形を示している。また、図３７(D)は第２実施形態の電力変換装置の入力電流波形を示し、図３７(E)は第２実施形態の電力変換装置の直流リンク部の直流電圧波形を示している。

図３７では電源歪み波形に対する特性を比較するため、単相のインバータ機器が接続され、キャリヤ電流により３ｋＨzの電圧歪みが１０％重畳している場合を模擬している。図３７(B),(C)に示す第１実施形態の電力変換装置では、共振抑制帯域が広いため、直流リンク部の直流電圧波形に電圧歪みが観測される。

一方、図３７(D),(E)に示す第２実施形態の電力変換装置では、共振抑制帯域が狭いため、電圧歪みの影響は第１実施形態に比べて少なくなっている。

また、図３８は第１,第２実施形態の電力変換装置の電源電圧が電圧降下したときのシミュレーション波形を示す図である。

図３８は瞬時電圧低下(１５％低下)に対する特性比較の結果を示している。第１実施形態の電力変換装置では、図３８(B),(C)に示す共振抑制帯域が広いため、出力電圧の応答性が速く、リアクトルＬの両端電位差が小さくなるため、結果として、補償電流指令値の変動が小さく、電源電圧に対応する入力電流の変動に留まっている。

一方、この第２実施形態の電力変換装置では、図３７(D),(E)に示すハイパスフィルタのカットオフ周波数が低く設定されるため、電圧変動が帰還され、補償電流に影響を与え入力電流が減少する場合がある。

したがって、第１実施形態の電力変換装置は、電圧変動があるように電源に対しても良好な制御ができ、様々な電源環境において適用することができる。

また、第２実施形態の電力変換装置は、電圧が比較的安定した電源に適用することによって、誘導負荷に対して応答性のよい最適な制御ができ、このような電源環境に適した電力変換装置である。

図３９は第１,第２実施形態の電力変換装置のモータ高調波電流を重畳したときのシミュレーション波形を示している。図３９(A)はモータ側で発生した高調波電流の波形を示し、図３９(B)は第１実施形態の電力変換装置の入力電流波形を示し、図３９(C)は第１実施形態の電力変換装置の直流リンク部の直流電圧波形を示している。また、図３９(D)は第２実施形態の電力変換装置の入力電流波形を示し、図３９(E)は第２実施形態の電力変換装置の直流リンク部の直流電圧波形を示している。

このときのシミュレーション条件は、電源２００Ｖ、５０Ｈz、７ｋＷ入力時であり、直流リンク部に１８００Ｈz、２Ａの高調波電流が流れるものとしている。

この第２実施形態の電力変換装置の高調波抑制系については、第１実施形態の電力変換装置と同じ系で表現されるため、図３９(D),(E)に示す第２実施形態の電力変換装置の高調波に対する抑制効果は、図３９(B),(C)に示す第１実施形態の電力変換装置と同等である。

上記第２実施形態の電力変換装置によれば、ダイオードブリッジ１１からの直流電圧に対するインバータ部１２の入力電圧の伝達特性が、直列接続された位相進み要素と二次遅れ要素による減衰特性になるように、制御部１００によりインバータ部２を制御すると共に、ダイオードブリッジ１１からの直流電圧に対するインバータ部１２の入力電圧の伝達特性の減衰係数ζが１よりも大きく設定されていることによって、ＬＣフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷による高調波を効果的に抑制でき、モータなどの誘導負荷に対して応答性のよい最適な制御ができる。

また、上記インバータ部１２の入力電流に対してリアクトルＬの両端電圧Ｖ_Lを負帰還することによりリアクトルＬに流れる電流を制御するリアクトル電圧帰還(第１帰還ループ)のゲインｋ_１と、インバータ部１２の入力電流に対してインバータ部１２の入力電圧を正帰還することにより、コンデンサＣに流れる電流を制御する直流電圧帰還(第２帰還ループ)のゲインｋ_２とを設定することにより、ダイオードブリッジ１１からの直流電圧に対するインバータ部１２の入力電圧の伝達特性のカットオフ周波数と、インバータ部１２の入力電流に対するリアクトルＬに流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数を個別に設定することが可能になる。

また、上記リアクトル電圧帰還(第１帰還ループ)のゲインｋ_１と直流電圧帰還(第２帰還ループ)のゲインｋ_２とを設定して、ダイオードブリッジ１１からの直流電圧に対するインバータ部１２の入力電圧の伝達特性のカットオフ周波数と、インバータ部１２の入力電流に対するリアクトルＬに流れる直流電流の伝達特性の低域のカットオフ周波数とを同一にすることによって、ＰＷＭ制御のサンプリング周波数(キャリヤ周波数)の影響を受けにくくなって、より大きな減衰係数ζを設定することが可能になる。また、リアクトルＬのインダクタンス値を小さくすることも可能になり、リアクトルＬの小型化が図れる。

また、上記インバータ部１２の入力電圧の直流電圧帰還(第２帰還ループ)にあるリップル除去部により、ダイオードブリッジ１１から出力される直流電圧に含まれるリップル電圧成分を除去するので、直流電圧帰還(第２帰還ループ)においてインバータ部１２の入力電流に対してインバータ部１２の入力電圧の高周波成分のみを正帰還することにより、コンデンサＣに流れる電流の高調波成分を制御することが可能になる。

また、上記電圧検出部１０１により検出されたリアクトルＬの両端電圧Ｖ_Lのリアクトル電圧帰還(第１帰還ループ)のゲインｋ_１を略ゼロにしても、ダイオードブリッジ１１からの直流電圧に対するインバータ部１２の入力電圧の伝達特性のカットオフ周波数を設定することで、ＬＣフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷による高調波を効果的に抑制できる。

また、上記電圧検出部１０１により検出されたリアクトルＬの両端電圧Ｖ_Lのリアクトル電圧帰還(第１帰還ループ)のゲインｋ_１を、リアクトルＬの両端に並列に接続された抵抗の抵抗値により設定することによって、ＰＷＭ制御のサンプリング周波数(キャリヤ周波数)の影響を受けにくくなって制御の安定性が向上する。

また、上記第１実施形態と同様に、コンデンサＣの標準容量Ｃ_ＲおよびＬＣフィルタの共振周波数に基づいて、リアクトルＬのインダクタンスＬ_Ｒ[Ｈ]を決定して、Ｌ／Ｃ＜Ｌ_Ｒ／Ｃ_Ｒの条件を満たすことによって、ＬＣフィルタによる共振と誘導負荷の高調波を抑制しつつ、リアクトルＬを小型化できる。

また、Ｌ／Ｃ＞Ｌ_Ｒ／Ｃ_Ｒの条件を満たすことによって、ＬＣフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷の高次高調波を抑制できる。

また、上記インバータ部１２の入力電流に対するリアクトルＬに流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数を、ダイオードブリッジ１１から出力される直流電圧に含まれるリップル成分の繰り返し周波数よりも大きくすることによって、ダイオードブリッジ１１から出力される直流電圧に含まれるリップル成分を補償する制御を行うインバータ部１２に適した制御が可能になる。

また、上記インバータ部１２の入力電流に対するリアクトルＬに流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数を、ダイオードブリッジ１１から出力される直流電圧に含まれるリップル成分の繰り返し周波数よりも小さくすることによって、定電流制御を行うインバータ部１２に適した制御が可能になる。

また、ダイオードブリッジ１１の一方の出力端とインバータ部１２の一方の入力端との間に接続されたリアクトルＬには、共振電流および高調波電流の交流成分が流れるので、そのリアクトルＬの両端電圧を電圧検出部１０１により検出することで、インバータ部１２の共振抑制および高調波抑制の制御に適した電圧信号が得られる。

上記第１,第２実施形態では、三相交流電圧を直流電圧に整流して、その直流電圧を三相交流電圧に変換して出力する電力変換装置について説明したが、単相または三相以上の交流電圧を直流電圧に整流して、その直流電圧を単相または三相以上の交流電圧に変換して出力する電力変換装置にこの発明を適用してよい。

また、上記第１,第２実施形態では、ダイオードブリッジ１１の一方の出力端とインバータ部１２の一方の入力端との間にインダクタンス素子としてリアクトルＬが接続された電力変換装置について説明したが、これに限らず、インダクタンス素子は、交流電圧を供給する交流電源の出力端と整流部の入力端との間に接続されていてもよい。

この場合、単相の交流電圧が整流部に入力される構成では、交流電圧を供給する交流電源の出力端と整流部の入力端との間に接続されたインダクタンス素子には、共振電流および高調波電流の交流成分が流れるので、そのインダクタンス素子の両端電圧を電圧検出部により検出することで、インバータ部の制御に適した電圧信号が得られる。また、多相の交流電圧が整流部に入力される構成では、交流電圧を供給する交流電源の出力端と整流部の入力端との間に相毎に接続されたインダクタンス素子には、各相の共振電流および高調波電流の交流成分が夫々流れるので、各インダクタンス素子の両端電圧を電圧検出部により夫々検出することで、インバータ部の共振抑制および高調波抑制の制御に適した電圧信号が得られる。

この発明の具体的な実施の形態について説明したが、この発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、この発明の範囲内で種々変更して実施することができる。

また、この発明の電力変換装置は、
単相または多相の交流電圧を直流電圧に整流する整流部と、
上記整流部から出力された上記直流電圧を交流電圧に変換して出力するＰＷＭ制御のインバータ部と、
上記インバータ部の入力端間に接続されたキャパシタンス素子と、
上記キャパシタンス素子とでＬＣフィルタを構成するインダクタンス素子と、
上記インダクタンス素子の両端電圧を検出する電圧検出部と、
上記電圧検出部により検出された上記インダクタンス素子の両端電圧に基づいて、上記インバータ部を制御する制御部と
を備え、
上記ＬＣフィルタは、上記整流部から出力された上記直流電流に含まれるリップル電流成分を通過させ、かつ、上記インバータ部のキャリヤ周波数と同じ周波数の電流成分を減衰させるように、共振周波数が設定されていると共に、
上記制御部は、上記整流部からの上記直流電圧に対する上記インバータ部の入力電圧の伝達特性の減衰係数ζが１よりも大きく設定されることによって、上記伝達特性のカットオフ周波数が上記ＬＣフィルタの共振周波数よりも高くなるように、かつ、上記インバータ部の入力電流に対する上記インダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数が上記ＬＣフィルタの共振周波数よりも低くなるように、上記インバータ部を制御してもよい。

上記構成によれば、整流部からの直流電圧に対するインバータ部の入力電圧の伝達特性において、ＬＣフィルタによる共振を抑制する共振抑制系のカットオフ周波数を上げ、インバータ部の入力電流に対するインダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性において、誘導負荷の高調波を抑制する高調波抑制系のカットオフ周波数を下げることが可能となる。このような制御系の伝達特性に基づいて、制御部がインバータ部を制御することによって、ＬＣフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷による高調波を効果的に抑制でき、モータなどの誘導負荷に対して応答性のよい最適な制御ができる。

また、一実施形態の電力変換装置では、
上記キャパシタンス素子の容量をＣ[Ｆ]とし、上記インダクタンス素子のインダクタンスをＬ[Ｈ]とし、上記キャパシタンス素子の標準容量をＣ_Ｒ[Ｆ]とし、上記キャパシタンス素子の標準容量Ｃ_Ｒ[Ｆ]および上記ＬＣフィルタの共振周波数により定まる上記インダクタンス素子のインダクタンスをＬ_Ｒ[Ｈ]とするとき、
Ｌ／Ｃ ＜ Ｌ_Ｒ／Ｃ_Ｒ
の条件を満たす。

ここで、キャパシタンス素子の標準容量とは、モータなどの誘導負荷のインダクタンスと、電源インダクタンスと、キャパシタンス素子の充電電圧と、モータ負荷の消費電力と、直流リンク電圧のリップル成分の周波数と、モータ励磁電流に基づいて、高調波を抑制しつつ、インバータ部の動作停止による回路素子の破壊を防止するように決定されるべき容量値である。なお、負荷誘導電力を吸収するＣＤクランプ等の回路が併用される場合、標準容量は、キャパシタンス素子の許容リップル電流若しくは温度上昇値より決定される。

上記実施形態によれば、ＬＣフィルタによる共振と誘導負荷の高調波を抑制しつつ、インダクタンス素子を小型化できる。

また、一実施形態の電力変換装置では、
上記キャパシタンス素子の容量をＣ[Ｆ]とし、上記インダクタンス素子のインダクタンスをＬ[Ｈ]とし、上記キャパシタンス素子の標準容量をＣ_Ｒ[Ｆ]とし、上記キャパシタンス素子の標準容量Ｃ_Ｒ[Ｆ]および上記ＬＣフィルタの共振周波数により定まる上記インダクタンス素子のインダクタンスをＬ_Ｒ[Ｈ]とするとき、
Ｌ／Ｃ ＞ Ｌ_Ｒ／Ｃ_Ｒ
の条件を満たす。

上記実施形態によれば、ＬＣフィルタによる共振を抑制しつつ誘導負荷の高次高調波を抑制できる。

また、一実施形態の電力変換装置では、
上記インバータ部の入力電流に対する上記インダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数は、上記整流部から出力される上記直流電圧に含まれる上記リップル成分の繰り返し周波数よりも大きい。

上記実施形態によれば、上記インバータ部の入力電流に対するインダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数を、整流部から出力される直流電圧に含まれるリップル成分の繰り返し周波数よりも大きくすることによって、整流部から出力される直流電圧に含まれるリップル成分を補償する制御を行うインバータ部に適した制御が可能になる。

また、一実施形態の電力変換装置では、
上記インバータ部の入力電流に対する上記インダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数は、上記整流部から出力される上記直流電圧に含まれる上記リップル成分の繰り返し周波数よりも小さい。

上記実施形態によれば、上記インバータ部の入力電流に対するインダクタンス素子に流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数を、整流部から出力される直流電圧に含まれるリップル成分の繰り返し周波数よりも小さくすることによって、定電流制御を行うインバータ部に適した制御が可能になる。

また、一実施形態の電力変換装置では、
上記インダクタンス素子は、上記整流部の一方の出力端と上記インバータ部の一方の入力端との間に接続されている。

上記実施形態によれば、整流部の一方の出力端とインバータ部の一方の入力端との間に接続されたインダクタンス素子には、共振電流および高調波電流の交流成分が流れるので、そのインダクタンス素子の両端電圧を電圧検出部により検出することで、インバータ部の共振抑制および高調波抑制の制御に適した電圧信号が得られる。

また、一実施形態の電力変換装置では、
上記インダクタンス素子は、上記交流電圧を供給する交流電源の出力端と上記整流部の入力端との間に接続されている。

上記実施形態によれば、単相の交流電圧が整流部に入力される構成では、交流電圧を供給する交流電源の出力端と整流部の入力端との間に接続されたインダクタンス素子には、共振電流および高調波電流の交流成分が流れるので、そのインダクタンス素子の両端電圧を電圧検出部により検出することで、インバータ部の制御に適した電圧信号が得られる。また、多相の交流電圧が整流部に入力される構成では、交流電圧を供給する交流電源の出力端と整流部の入力端との間に相毎に接続されたインダクタンス素子には、各相の共振電流および高調波電流の交流成分が夫々流れるので、各インダクタンス素子の両端電圧を電圧検出部により夫々検出することで、インバータ部の共振抑制および高調波抑制の制御に適した電圧信号が得られる。

１０…三相交流電源
１１…ダイオードブリッジ
１２…インバータ部
１３…モータ
１４…電流源
Ｌ…リアクトル
Ｃ…コンデンサ
１００…制御部
１０１…電圧検出部

Claims (2)

1. 単相または多相の交流電圧を直流電圧に整流する整流部(１１)と、
   上記整流部(１１)から出力された上記直流電圧を交流電圧に変換して出力するＰＷＭ制御のインバータ部(１２)と、
   上記インバータ部(１２)の入力端間に接続されたキャパシタンス素子(Ｃ)と、
   上記キャパシタンス素子(Ｃ)とでＬＣフィルタを構成するインダクタンス素子(Ｌ)と、
   上記インダクタンス素子(Ｌ)の両端電圧を検出する電圧検出部(１０１)と、
   上記電圧検出部(１０１)により検出された上記インダクタンス素子(Ｌ)の両端電圧に基づいて、上記インバータ部(１２)を制御する制御部(１００)と
   を備え、
   上記ＬＣフィルタは、
   上記整流部(１１)から出力された上記直流電流に含まれるリップル電流成分を通過させ、かつ、上記インバータ部(１２)のキャリア周波数と同じ周波数の電流成分を減衰させるように、共振周波数が設定されていると共に、
   上記制御部(１００)は、
   上記整流部(１１)からの上記直流電圧に対する上記インバータ部(１２)の入力電圧の伝達特性が、直列接続された位相進み要素と二次遅れ要素による減衰特性になるように、上記インバータ部(１２)を制御すると共に、
   上記整流部(１１)からの上記直流電圧に対する上記インバータ部(１２)の上記入力電圧の伝達特性の減衰係数を１よりも大きく設定することによって、上記ＬＣフィルタによる共振を抑制するための共振抑制系と上記インバータ部(１２)の出力側の誘導負荷からの高調波を抑制するための高調波抑制系に対して、カットオフ周波数が異なるように特性差を設定していることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   上記制御部(１００)は、上記整流部(１１)からの上記直流電圧に対する上記インバータ部(１２)の上記入力電圧の伝達特性のカットオフ周波数が上記ＬＣフィルタの共振周波数よりも高くなるように、かつ、上記インバータ部(１２)の入力電流に対する上記インダクタンス素子(Ｌ)に流れる直流電流の伝達特性のカットオフ周波数が上記ＬＣフィルタの共振周波数よりも低くなるように、上記インバータ部(１２)を制御することを特徴とする電力変換装置。

Images