JP2877627B2 - インバータの制御システム - Google Patents
インバータの制御システムInfo
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインバータ、主として可
変周波数インバータで駆動される負荷の電圧及び電流
を、可変周波数の領域内で正弦波にするための制御シス
テムに関するものである。
変周波数インバータで駆動される負荷の電圧及び電流
を、可変周波数の領域内で正弦波にするための制御シス
テムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】可変周波数インバータに関しては、電気
学会発行の半導体電力変換回路に詳細に記載されてい
る。可変周波数インバータは、大別して電圧形及び電流
形インバータに分類される。図１は一般的なインダクシ
ョンモータの等価回路図を示し、表１は、図１の１次抵
抗値、２次抵抗値、励磁インダクタンス、１次漏れイン
ダクタンス及び２次漏れインダクタンスの定数の値を示
した表である。
学会発行の半導体電力変換回路に詳細に記載されてい
る。可変周波数インバータは、大別して電圧形及び電流
形インバータに分類される。図１は一般的なインダクシ
ョンモータの等価回路図を示し、表１は、図１の１次抵
抗値、２次抵抗値、励磁インダクタンス、１次漏れイン
ダクタンス及び２次漏れインダクタンスの定数の値を示
した表である。
【０００３】
【表１】 図２は、図１のインダクションモータの等価回路におい
て、電圧形インバータで駆動される場合、出力電流が正
弦波状となるような電圧波形を、表１の定数を用いてシ
ミュレーションして得られた波形である。図中に示すよ
うに負荷電流は正弦波状になるが、電圧波形は方形波又
は方形波を組み合わせた波形となり、電圧基本波に対し
多くの高調波成分を有している。又電流形インバータで
駆動される場合は、その逆で電流波形に多くの高調波分
が含まれる。この為、モータその他の機器がインバータ
によって駆動される場合、上述の高調波分が負荷に対し
て悪影響を及ぼす。
て、電圧形インバータで駆動される場合、出力電流が正
弦波状となるような電圧波形を、表１の定数を用いてシ
ミュレーションして得られた波形である。図中に示すよ
うに負荷電流は正弦波状になるが、電圧波形は方形波又
は方形波を組み合わせた波形となり、電圧基本波に対し
多くの高調波成分を有している。又電流形インバータで
駆動される場合は、その逆で電流波形に多くの高調波分
が含まれる。この為、モータその他の機器がインバータ
によって駆動される場合、上述の高調波分が負荷に対し
て悪影響を及ぼす。
【０００４】その悪影響の例を上げると下記の通りであ
る。
る。
【０００５】１）鉄損中のヒステリシス損が、周波数の
一乗に比例し、渦電流損が周波数の自乗に比例すること
から、鉄損の増加による効率が低下すること。
一乗に比例し、渦電流損が周波数の自乗に比例すること
から、鉄損の増加による効率が低下すること。
【０００６】２）高調波に基ずく騒音の増加と他の機器
の誤動作や電波障害の増加。
の誤動作や電波障害の増加。
【０００７】３）モータ負荷までのケーブルが長い場合
に、モータ端子電圧が異常に上昇して、絶縁その他の問
題を起こす。
に、モータ端子電圧が異常に上昇して、絶縁その他の問
題を起こす。
【０００８】４）モータ軸電圧が上昇して軸受損傷を引
き起こす。
き起こす。
【０００９】一方、負荷電圧及び電流を正弦波に近づけ
る方法として、インバータと負荷の間にＬＣフィルタを
挿入する方法も知られている。しかし、ＬＣフィルタに
は共振周波数があり、インバータの高調波成分の中に前
記共振周波数に近い成分があると共振し、高調波の共振
電流が流れてしまう。しかし、基本波周波数が一定であ
るならば、高調波周波数分布もほぼ一定になるので、高
調波成分の周波数帯域の外に、ＬＣフィルタの共振周波
数が来るようにインダクタンスＬ、キャパシタンスＣの
値を決めれば、共振電流は流れないし高調波分はカット
オフされる。この方式は無停電電源装置等に用いられ
る。
る方法として、インバータと負荷の間にＬＣフィルタを
挿入する方法も知られている。しかし、ＬＣフィルタに
は共振周波数があり、インバータの高調波成分の中に前
記共振周波数に近い成分があると共振し、高調波の共振
電流が流れてしまう。しかし、基本波周波数が一定であ
るならば、高調波周波数分布もほぼ一定になるので、高
調波成分の周波数帯域の外に、ＬＣフィルタの共振周波
数が来るようにインダクタンスＬ、キャパシタンスＣの
値を決めれば、共振電流は流れないし高調波分はカット
オフされる。この方式は無停電電源装置等に用いられ
る。
【００１０】ところが、産業用として多く用いられる可
変周波数形インバータでは、基本波周波数が大幅に変化
するので、一定のＬＣフィルタでは共振電流が流れる。
図３は電圧形インバータの出力側にＬＣフィルタを挿入
し、ここでＬＣ共振周波数ｆr ＝２ＫＨｚとして、表１
の定数を用いて、出力電流が正弦波状になるような負荷
電圧をシミュレーションして得られたものであるが、電
圧の基本波は正弦波に近ずくものの、共振周波数で多く
の高調波が現れている。この為、可変周波数インバータ
にはＬＣフィルタを採用することが出来なかった。
変周波数形インバータでは、基本波周波数が大幅に変化
するので、一定のＬＣフィルタでは共振電流が流れる。
図３は電圧形インバータの出力側にＬＣフィルタを挿入
し、ここでＬＣ共振周波数ｆr ＝２ＫＨｚとして、表１
の定数を用いて、出力電流が正弦波状になるような負荷
電圧をシミュレーションして得られたものであるが、電
圧の基本波は正弦波に近ずくものの、共振周波数で多く
の高調波が現れている。この為、可変周波数インバータ
にはＬＣフィルタを採用することが出来なかった。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、ＬＣフィル
タの負荷側から高調波電圧を検出し、適切な減衰特性を
与えて、インバータの入力側にフィードバックすること
によって、ＬＣフィルタによる共振を抑圧し良好な高調
波減衰特性を持つことによって、正弦波の負荷電圧及び
電流を得ることを目的とする。
タの負荷側から高調波電圧を検出し、適切な減衰特性を
与えて、インバータの入力側にフィードバックすること
によって、ＬＣフィルタによる共振を抑圧し良好な高調
波減衰特性を持つことによって、正弦波の負荷電圧及び
電流を得ることを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、可変周
波数インバータで駆動される負荷の電圧を可変周波数の
領域内で正弦波にするためのインバータ制御システムに
おいて、各相の電圧指令値と三角波発生器との値が入力
されるＰＷＭ発生器からのＰＷＭ信号を受ける電圧制御
形インバータを設け、その電圧制御形インバータの出力
側にＬＣフィルタを設け、そのＬＣフィルタに負荷を接
続すると共に負荷の電圧を検出する検出器を接続し、そ
の検出器に基本波以外の高調波成分を取り出すハイパス
フィルタを接続し、そのハイパスフィルタの出力に所定
の定数を乗じた値を前記インバータの基本波電圧指令値
より差引いた値を新たなインバータ電圧指令値としてＰ
ＷＭ発生器に入力し、もって、正弦波の負荷電圧を可変
周波数全域にわたり得るようになっている。
波数インバータで駆動される負荷の電圧を可変周波数の
領域内で正弦波にするためのインバータ制御システムに
おいて、各相の電圧指令値と三角波発生器との値が入力
されるＰＷＭ発生器からのＰＷＭ信号を受ける電圧制御
形インバータを設け、その電圧制御形インバータの出力
側にＬＣフィルタを設け、そのＬＣフィルタに負荷を接
続すると共に負荷の電圧を検出する検出器を接続し、そ
の検出器に基本波以外の高調波成分を取り出すハイパス
フィルタを接続し、そのハイパスフィルタの出力に所定
の定数を乗じた値を前記インバータの基本波電圧指令値
より差引いた値を新たなインバータ電圧指令値としてＰ
ＷＭ発生器に入力し、もって、正弦波の負荷電圧を可変
周波数全域にわたり得るようになっている。
【００１３】さらに本発明によれば、可変周波数インバ
ータで駆動される負荷の電流を可変周波数の領域内で正
弦波にするためのインバータの制御システムにおいて、
速度指令値からの入力と負荷の速度検出器からの入力と
を演算するベクトル制御装置を設け、そのベクトル制御
装置からのインバータ電流指令値が入力される電流制御
形インバータを設け、その電流制御形インバータの出力
側にＬＣフィルタを設け、そのＬＣフィルタに負荷を接
続すると共に負荷の電圧を検出する検出器を接続し、そ
の検出器に基本波以外の高調波成分を取り出すハイパス
フィルタを接続し、そのハイパスフィルタの出力に所定
の定数を乗じた値を前記ベクトル制御装置からのインバ
ータ電流指令値より差引いて、これを新たなインバータ
の電流指令値として電流制御形インバータに入力し、も
って正弦波の負荷電圧を可変周波数全域にわたり得るよ
うになっている。
ータで駆動される負荷の電流を可変周波数の領域内で正
弦波にするためのインバータの制御システムにおいて、
速度指令値からの入力と負荷の速度検出器からの入力と
を演算するベクトル制御装置を設け、そのベクトル制御
装置からのインバータ電流指令値が入力される電流制御
形インバータを設け、その電流制御形インバータの出力
側にＬＣフィルタを設け、そのＬＣフィルタに負荷を接
続すると共に負荷の電圧を検出する検出器を接続し、そ
の検出器に基本波以外の高調波成分を取り出すハイパス
フィルタを接続し、そのハイパスフィルタの出力に所定
の定数を乗じた値を前記ベクトル制御装置からのインバ
ータ電流指令値より差引いて、これを新たなインバータ
の電流指令値として電流制御形インバータに入力し、も
って正弦波の負荷電圧を可変周波数全域にわたり得るよ
うになっている。
【００１４】
【作用】インバータ出力側に挿入されたＬＣフィルタの
負荷側で、検出器により電圧を検出し、ハイパスフィル
タを通して高調波成分のみを取り出す。次にこの高調波
成分に所定の定数を乗じ、この値でインバータ基本波指
令値を減じて新たなインバータ指令値を算出し、インバ
ータへの新しい指令値とする。これにより、高周波に対
してのみ、等価的に減衰抵抗を挿入したと同様の効果を
持たせることができ、ＬＣフィルタの共振あるいは負荷
側との共振は抑制され良好な高調波減衰特性を持つこと
によって、正弦波の負荷電流及び電圧を得ることが出来
る。
負荷側で、検出器により電圧を検出し、ハイパスフィル
タを通して高調波成分のみを取り出す。次にこの高調波
成分に所定の定数を乗じ、この値でインバータ基本波指
令値を減じて新たなインバータ指令値を算出し、インバ
ータへの新しい指令値とする。これにより、高周波に対
してのみ、等価的に減衰抵抗を挿入したと同様の効果を
持たせることができ、ＬＣフィルタの共振あるいは負荷
側との共振は抑制され良好な高調波減衰特性を持つこと
によって、正弦波の負荷電流及び電圧を得ることが出来
る。
【００１５】
【実施例】前述の如く、インバータは回路的には電圧形
と電流形に大別される。両者の間には双対性があるの
で、前者の電圧形インバータの高調波解析結果は、その
まま後者の電流形インバータの高調波解析に適用でき
る。従って、本実施例の説明では、電圧形インバータの
みについて述べることにする。また、電圧形インバータ
は、制御方式から電圧制御形インバータと電流制御形イ
ンバータに大別される。
と電流形に大別される。両者の間には双対性があるの
で、前者の電圧形インバータの高調波解析結果は、その
まま後者の電流形インバータの高調波解析に適用でき
る。従って、本実施例の説明では、電圧形インバータの
みについて述べることにする。また、電圧形インバータ
は、制御方式から電圧制御形インバータと電流制御形イ
ンバータに大別される。
【００１６】図４は、本発明の第１実施例の一般的な電
圧制御形インバータのブロック図を示す。図４で、三相
電源１から供給された電力は、整流器２により直流に変
換された後、インバータ３に供給される。インバータ３
は、Ａ、Ｂ、Ｃの各相の電圧指令値９a 、９b 及び９c
と三角波発生器１１の値が入力されるＰＷＭ発生器１０
からのＰＷＭ信号を受け、ＰＷＭ電圧波形を出力する。
出力された電圧波形は、インダクタンス１２とキャパシ
タンス１３により構成されるＬＣフィルタ１４を通った
後、負荷４に供給される。ここで、負荷４に高調波電圧
が印加されないように、負荷４の高調波成分を、インバ
ータ電圧指令値９にフィードバックするようにする。こ
のため、検出器５によって検出された負荷４の電圧を、
ハイパスフィルタ６を通すことにより、高調波成分だけ
にする。これに、フィードバック量を決定する定数７が
乗ぜられる。この値を、演算器８によってインバータ電
圧指令値９より差引き、これを新たなるインバータ電圧
指令値として、ＰＷＭ発生器１０に入力する。ＰＷＭ発
生器１０は、前記の新たなる電圧指令値と三角波発生器
１１の三角波で、新たなるＰＷＭを発生させ、インバー
タ３に入力する。これによってＬＣフィルタ１４の共振
を抑圧して良好な高調波減衰特性を得ることにより、正
弦波の負荷電圧及び電流を得ることが出来る。
圧制御形インバータのブロック図を示す。図４で、三相
電源１から供給された電力は、整流器２により直流に変
換された後、インバータ３に供給される。インバータ３
は、Ａ、Ｂ、Ｃの各相の電圧指令値９a 、９b 及び９c
と三角波発生器１１の値が入力されるＰＷＭ発生器１０
からのＰＷＭ信号を受け、ＰＷＭ電圧波形を出力する。
出力された電圧波形は、インダクタンス１２とキャパシ
タンス１３により構成されるＬＣフィルタ１４を通った
後、負荷４に供給される。ここで、負荷４に高調波電圧
が印加されないように、負荷４の高調波成分を、インバ
ータ電圧指令値９にフィードバックするようにする。こ
のため、検出器５によって検出された負荷４の電圧を、
ハイパスフィルタ６を通すことにより、高調波成分だけ
にする。これに、フィードバック量を決定する定数７が
乗ぜられる。この値を、演算器８によってインバータ電
圧指令値９より差引き、これを新たなるインバータ電圧
指令値として、ＰＷＭ発生器１０に入力する。ＰＷＭ発
生器１０は、前記の新たなる電圧指令値と三角波発生器
１１の三角波で、新たなるＰＷＭを発生させ、インバー
タ３に入力する。これによってＬＣフィルタ１４の共振
を抑圧して良好な高調波減衰特性を得ることにより、正
弦波の負荷電圧及び電流を得ることが出来る。
【００１７】図５は、本発明の第２実施例である電流制
御形インバータを用いた、磁束軸基準ベクトル制御の場
合のブロック図を示す。図５で、速度指令値３１からの
入力と速度検出器３０からの入力をベクトル制御装置２
０で演算する。前記ベクトル制御装置２０から出力され
たインバータ電流指令値Ｉｔは、電流制御器２１、ＰＷ
Ｍ発生器２２、インバータ２３、演算器２４及び電流検
出器２５で構成される電流制御形インバータ２６に入力
され、インダクタンス２７とキャパシタンス２８により
構成されるＬＣフィルタ２９を通って、負荷１５を電流
駆動する。ここで、上述の図４の第１実施例の場合と同
様に、負荷１５に高調波電圧が印加されないように、負
荷１５の高調波成分をインバータ電流指令値Ｉｔにフィ
ードバックするようにする。このため、検出器１６によ
って検出された負荷１５の電圧を、ハイパスフィルタ１
７を通すことで高調波成分だけにする。これに、フィー
ドバック量を決定する定数１８が乗ぜられる。この値を
演算器１９によってインバータ電流指令値Ｉｔより差引
き、これを新たなるインバータ電流指令値として、電流
制御形インバータ２６に入力する。これによって良好な
高調波減衰特性を得ることが出来る。
御形インバータを用いた、磁束軸基準ベクトル制御の場
合のブロック図を示す。図５で、速度指令値３１からの
入力と速度検出器３０からの入力をベクトル制御装置２
０で演算する。前記ベクトル制御装置２０から出力され
たインバータ電流指令値Ｉｔは、電流制御器２１、ＰＷ
Ｍ発生器２２、インバータ２３、演算器２４及び電流検
出器２５で構成される電流制御形インバータ２６に入力
され、インダクタンス２７とキャパシタンス２８により
構成されるＬＣフィルタ２９を通って、負荷１５を電流
駆動する。ここで、上述の図４の第１実施例の場合と同
様に、負荷１５に高調波電圧が印加されないように、負
荷１５の高調波成分をインバータ電流指令値Ｉｔにフィ
ードバックするようにする。このため、検出器１６によ
って検出された負荷１５の電圧を、ハイパスフィルタ１
７を通すことで高調波成分だけにする。これに、フィー
ドバック量を決定する定数１８が乗ぜられる。この値を
演算器１９によってインバータ電流指令値Ｉｔより差引
き、これを新たなるインバータ電流指令値として、電流
制御形インバータ２６に入力する。これによって良好な
高調波減衰特性を得ることが出来る。
【００１８】以下、高調波の減衰特性について詳述す
る。ここで、図５の第２実施例に示されるインダクショ
ンモータ駆動方式に於いては、インバータ出力電流は完
全にその指令値に従うものと仮定する。そのとき、高調
波の減衰特性を計算するための等価回路は図６に示され
る。尚、図６は１相分を表している。図６中のＺ1 は、
後述の様に（ｒ＋ｊωｌ）として計算されるインダクシ
ョンモータの高調波に対するインピーダンス、Ｋはフィ
ードバック量を決定する定数、Ｇは基本波以外の高調波
成分を取り出すハイパスフィルタの伝達関数、Ｉ1 a は
インバータの電流指令値、Ｉc は上述した高調波成分と
定数Ｋで決定されるフィードバック量である。また、Ｃ
はキャパシタンス、Ｖ1 、Ｉ1 はそれぞれ実際の負荷電
圧と電流を示し、ｌはインダクタンス、ｒは抵抗を示
す。次に、図６の等価回路を用いて、前述の実際の負荷
電流Ｉ1 とインバータの電流指令値Ｉ1 a の比で表され
る伝達関数は、下記の数式で表される。
る。ここで、図５の第２実施例に示されるインダクショ
ンモータ駆動方式に於いては、インバータ出力電流は完
全にその指令値に従うものと仮定する。そのとき、高調
波の減衰特性を計算するための等価回路は図６に示され
る。尚、図６は１相分を表している。図６中のＺ1 は、
後述の様に（ｒ＋ｊωｌ）として計算されるインダクシ
ョンモータの高調波に対するインピーダンス、Ｋはフィ
ードバック量を決定する定数、Ｇは基本波以外の高調波
成分を取り出すハイパスフィルタの伝達関数、Ｉ1 a は
インバータの電流指令値、Ｉc は上述した高調波成分と
定数Ｋで決定されるフィードバック量である。また、Ｃ
はキャパシタンス、Ｖ1 、Ｉ1 はそれぞれ実際の負荷電
圧と電流を示し、ｌはインダクタンス、ｒは抵抗を示
す。次に、図６の等価回路を用いて、前述の実際の負荷
電流Ｉ1 とインバータの電流指令値Ｉ1 a の比で表され
る伝達関数は、下記の数式で表される。
【００１９】
【００２０】 上記の数式において、数１は実際の負荷電流Ｉ1 とイン
バータの電流指令値Ｉ1aの比を表す伝達関数の算出式で
あり、数２は数１の中のハイパスフィルタの伝達関数Ｇ
の一例と、１次側に換算したインダクションモータの１
次および２次漏れインダクタンスの和ｌと、１次側に換
算したインダクションモータの１次および２次抵抗の和
ｒの算出式である。上記の数式において、ｓはラプラス
因子、Ｋは比例定数、ＣはＬＣフィルタのキャパシタン
ス、ωc はハイパスフィルタのカットオフ周波数、ｌ1
およびｌ2 はそれぞれインダクションモータの１次およ
び２次漏れインダクタンスを示し、ｒ1 およびｒ2 はそ
れぞれインダクションモータの１次および２次抵抗を示
す。また、Ｌ2 は２次自己インダクタンス、Ｍは相互イ
ンダクタンスを示す。
バータの電流指令値Ｉ1aの比を表す伝達関数の算出式で
あり、数２は数１の中のハイパスフィルタの伝達関数Ｇ
の一例と、１次側に換算したインダクションモータの１
次および２次漏れインダクタンスの和ｌと、１次側に換
算したインダクションモータの１次および２次抵抗の和
ｒの算出式である。上記の数式において、ｓはラプラス
因子、Ｋは比例定数、ＣはＬＣフィルタのキャパシタン
ス、ωc はハイパスフィルタのカットオフ周波数、ｌ1
およびｌ2 はそれぞれインダクションモータの１次およ
び２次漏れインダクタンスを示し、ｒ1 およびｒ2 はそ
れぞれインダクションモータの１次および２次抵抗を示
す。また、Ｌ2 は２次自己インダクタンス、Ｍは相互イ
ンダクタンスを示す。
【００２１】図７は従来の一般的なインダクションモー
タの等価回路を示し、表２は図７の等価回路での定数表
を示す。
タの等価回路を示し、表２は図７の等価回路での定数表
を示す。
【００２２】 図７は従来の一般的なインダクションモータの等価回路
を示し、表２は図７の等価回路での定数表を示す。図７
のＬ1 及びＬ2 はそれぞれ１次と２次の自己インダクタ
ンスを示し、Ｍは相互インダクタンス、Ｒ1 及びＲ2 は
それぞれ１次と２次の抵抗値を示す。ここで、図６の等
価回路における負荷側のインダクタンスｌとＬＣフィル
タのキャパシタンスＣの共振周波数８００ＨZ 、ハイパ
スフィルタのカットオフ周波数ωｃ＝２π×４００（ｒ
ａｄ／ｓ）とし、比例定数Ｋをパラメータとして、表２
の定数表を用いて上述の数式の伝達関数Ｉ1 ／Ｉ1aの周
波数特性を計算し、その値をプロットしたものが図８で
ある。図８において、Ｋ＝０の時の特性（１）は電圧フ
ィードバックが全く無い状態を示すが、やはり８００Ｈ
ｚで大きな共振特性が現れている。特性（２）、
（３）、（４）、（５）はそれぞれＫが０．０１，０．
０５，０．１，０．５に対応する曲線であるが、Ｋが増
加するに従って、共振はなくなり良好な減衰特性を示す
ことがわかる。しかし、Ｋが大きすぎると、基本波部分
まで減衰してしまい不具合を生じる。例えば、図８で、
Ｋが０．５の時の特性（５）は、基本波が５０Ｈｚの
時、既に減衰が始まっているのがわかる。この様に、Ｋ
の値は、基本波の周波数帯域と高調波の減衰率の双方を
考慮して、最適値を選ぶことになる。
を示し、表２は図７の等価回路での定数表を示す。図７
のＬ1 及びＬ2 はそれぞれ１次と２次の自己インダクタ
ンスを示し、Ｍは相互インダクタンス、Ｒ1 及びＲ2 は
それぞれ１次と２次の抵抗値を示す。ここで、図６の等
価回路における負荷側のインダクタンスｌとＬＣフィル
タのキャパシタンスＣの共振周波数８００ＨZ 、ハイパ
スフィルタのカットオフ周波数ωｃ＝２π×４００（ｒ
ａｄ／ｓ）とし、比例定数Ｋをパラメータとして、表２
の定数表を用いて上述の数式の伝達関数Ｉ1 ／Ｉ1aの周
波数特性を計算し、その値をプロットしたものが図８で
ある。図８において、Ｋ＝０の時の特性（１）は電圧フ
ィードバックが全く無い状態を示すが、やはり８００Ｈ
ｚで大きな共振特性が現れている。特性（２）、
（３）、（４）、（５）はそれぞれＫが０．０１，０．
０５，０．１，０．５に対応する曲線であるが、Ｋが増
加するに従って、共振はなくなり良好な減衰特性を示す
ことがわかる。しかし、Ｋが大きすぎると、基本波部分
まで減衰してしまい不具合を生じる。例えば、図８で、
Ｋが０．５の時の特性（５）は、基本波が５０Ｈｚの
時、既に減衰が始まっているのがわかる。この様に、Ｋ
の値は、基本波の周波数帯域と高調波の減衰率の双方を
考慮して、最適値を選ぶことになる。
【００２３】図９及び図１０は、図４の電圧制御形イン
バータ方式で、表１の定数を用い、基本波が、それぞれ
１０Ｈｚと６０Ｈｚの場合の、負荷電圧および電流波形
のシミュレーション結果を示す。双方とも、電圧及び電
流波形は非常に正弦波に近く、今までのＬＣフィルタで
は得られなかった特性が得られており、本発明の優れた
有効性を示している。
バータ方式で、表１の定数を用い、基本波が、それぞれ
１０Ｈｚと６０Ｈｚの場合の、負荷電圧および電流波形
のシミュレーション結果を示す。双方とも、電圧及び電
流波形は非常に正弦波に近く、今までのＬＣフィルタで
は得られなかった特性が得られており、本発明の優れた
有効性を示している。
【００２４】図１１は、図５の電流制御形インバータ方
式で、表２の定数を用い、速度を８００〜１６００ｒｐ
ｍに段階的に変化させたときのシミュレーション結果を
示す。この図で、ｄθm ／ｄｔは速度指令値、ｄθ／ｄ
ｔは実速度を示す。また、電圧、電流及びトルクは波形
のみを示す。この図から、出力電圧は過度時と定常時の
状態を通して、ほぼ正弦波に保たれているのが解り、本
発明の優れた有効性を示している。
式で、表２の定数を用い、速度を８００〜１６００ｒｐ
ｍに段階的に変化させたときのシミュレーション結果を
示す。この図で、ｄθm ／ｄｔは速度指令値、ｄθ／ｄ
ｔは実速度を示す。また、電圧、電流及びトルクは波形
のみを示す。この図から、出力電圧は過度時と定常時の
状態を通して、ほぼ正弦波に保たれているのが解り、本
発明の優れた有効性を示している。
【００２５】以上は、ＰＷＭ型インバータにより本発明
の実施例を説明したが、前記ＰＷＭ発生器１０と三角波
発生器１１を、ヒステリシスコンパレータに置き換えて
もよい。
の実施例を説明したが、前記ＰＷＭ発生器１０と三角波
発生器１１を、ヒステリシスコンパレータに置き換えて
もよい。
【００２６】
【発明の効果】本発明は、可変周波数に対して、正弦波
の電圧及び電流を負荷に供給できるインバータの制御方
法を提示するものであって、高調波分を含まない理想的
な正弦波可変周波数交流電源として、各種産業機械に有
効な応用が期待できるものと予想される。特にモータ等
の試験用電源は、波形歪による試験誤差があってはなら
ないため正弦波の電圧及び電流が要求されるので、本発
明を用いることは非常に有効である。また、一般産業用
モータ駆動に適用すると、騒音が少なく、高効率で、ノ
イズ等の障害を抑えた理想的な駆動システムとなること
が期待される。また、可変周波数インバータの基本波電
圧又は電流指令値が定常状態でも過度状態中でも負荷電
圧及び電流を正弦波にする事が出来るので、インバータ
周波数が頻繁に過度状態になるベクトル制御などで代表
されるモータ駆動においては、特に効果的である。
の電圧及び電流を負荷に供給できるインバータの制御方
法を提示するものであって、高調波分を含まない理想的
な正弦波可変周波数交流電源として、各種産業機械に有
効な応用が期待できるものと予想される。特にモータ等
の試験用電源は、波形歪による試験誤差があってはなら
ないため正弦波の電圧及び電流が要求されるので、本発
明を用いることは非常に有効である。また、一般産業用
モータ駆動に適用すると、騒音が少なく、高効率で、ノ
イズ等の障害を抑えた理想的な駆動システムとなること
が期待される。また、可変周波数インバータの基本波電
圧又は電流指令値が定常状態でも過度状態中でも負荷電
圧及び電流を正弦波にする事が出来るので、インバータ
周波数が頻繁に過度状態になるベクトル制御などで代表
されるモータ駆動においては、特に効果的である。
【００２７】更に、本発明はＬＣフィルタを使っていな
がら共振周波数を持たないので、固定周波数のインバー
タのＬＣフィルタでも、フィルタ定数の自由度が増すの
で、小型化出来るという利点もある。
がら共振周波数を持たないので、固定周波数のインバー
タのＬＣフィルタでも、フィルタ定数の自由度が増すの
で、小型化出来るという利点もある。
【図１】本発明の第１実施例に使用された、従来の一般
的なインダクションモータの等価回路図。
的なインダクションモータの等価回路図。
【図２】従来の一般的な電圧形インバータで、図１のイ
ンダクションモータを駆動した場合の電圧及び電流波形
の説明図。
ンダクションモータを駆動した場合の電圧及び電流波形
の説明図。
【図３】従来の電圧形インバータ出力に単にＬＣフィル
タを挿入し、図１のインダクションモータを駆動した場
合の電圧及び電流波形の説明図。
タを挿入し、図１のインダクションモータを駆動した場
合の電圧及び電流波形の説明図。
【図４】本発明の第１実施例で、電圧制御形インバータ
に適用した場合のブロック図。
に適用した場合のブロック図。
【図５】本発明の第２実施例で、電流制御形インバータ
の磁束軸基準ベクトル制御に適用した場合のブロック
図。
の磁束軸基準ベクトル制御に適用した場合のブロック
図。
【図６】本発明の第２実施例で、高調波の減衰特性を計
算するための等価回路を示す回路図。
算するための等価回路を示す回路図。
【図７】本発明の第２実施例に使用された、図１とは別
の従来の一般的なインダクションモータの等価回路図。
の従来の一般的なインダクションモータの等価回路図。
【図８】本発明の第２実施例で、図６の周波数減衰特性
の説明図。
の説明図。
【図９】本発明の第１実施例で、基本波１０Ｈｚの場合
のシミュレーションした波形の説明図。
のシミュレーションした波形の説明図。
【図１０】本発明の第１実施例で、基本波６０Ｈｚの場
合のシミュレーションした波形の説明図。
合のシミュレーションした波形の説明図。
【図１１】本発明の第２実施例で、図５の制御方式の場
合のシミュレーションした過度特性の説明図。
合のシミュレーションした過度特性の説明図。
１ ３相電源 ２ 整流器 ３ インバータ ４ 負荷（インダクションモータ） ５ 検出器 ６ ハイパスフィルタ ７ 定数Ｋ ８ 演算器 ９a Ａ相基本波電圧指令値 ９b Ｂ相基本波電圧指令値 ９c Ｃ相基本波電圧指令値 １０ ＰＷＭ発生器 １１ 三角波発生器 １２ ＬＣフィルタのインダクタンス １３ ＬＣフィルタのキャパシタンス １４ ＬＣフィルタ １５ インダクションモータ １６ 検出器 １７ ハイパスフィルタ １８ 定数Ｋ １９ 電圧フィードバック演算器 ２０ ベクトル制御装置 ２１ 電流制御器 ２２ ＰＷＭ発生器 ２３ インバータ ２４ 電流マイナーループ演算器 ２５ 電流検出器 ２６ 電流制御インバータ ２７ ＬＣフィルタのインダクタンス ２８ ＬＣフィルタのキャパシタンス ２９ ＬＣフィルタ ３０ 速度検出器 ３１ 速度指令値
Claims (2)
- 【請求項１】 可変周波数インバータで駆動される負荷
の電圧を可変周波数の領域内で正弦波にするためのイン
バータ制御システムにおいて、各相の電圧指令値と三角
波発生器との値が入力されるＰＷＭ発生器からのＰＷＭ
信号を受ける電圧制御形インバータを設け、その電圧制
御形インバータの出力側にＬＣフィルタを設け、そのＬ
Ｃフィルタに負荷を接続すると共に負荷の電圧を検出す
る検出器を接続し、その検出器に基本波以外の高調波成
分を取り出すハイパスフィルタを接続し、そのハイパス
フィルタの出力に所定の定数を乗じた値を前記インバー
タの基本波電圧指令値より差引いた値を新たなインバー
タ電圧指令値としてＰＷＭ発生器に入力し、もって、正
弦波の負荷電圧を可変周波数全域にわたり得る事を特徴
とする可変周波数インバータの制御システム。 - 【請求項２】 可変周波数インバータで駆動される負荷
の電流を可変周波数の領域内で正弦波にするためのイン
バータの制御システムにおいて、速度指令値からの入力
と負荷の速度検出器からの入力とを演算するベクトル制
御装置を設け、そのベクトル制御装置からのインバータ
電流指令値が入力される電流制御形インバータを設け、
その電流制御形インバータの出力側にＬＣフィルタを設
け、そのＬＣフィルタに負荷を接続すると共に負荷の電
圧を検出する検出器を接続し、その検出器に基本波以外
の高調波成分を取り出すハイパスフィルタを接続し、そ
のハイパスフィルタの出力に所定の定数を乗じた値を前
記ベクトル制御装置からのインバータ電流指令値より差
引いて、これを新たなインバータの電流指令値として電
流制御形インバータに入力し、もって正弦波の負荷電圧
を可変周波数全域にわたり得る事を特徴とする可変周波
数インバータの制御システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4237002A JP2877627B2 (ja) | 1992-09-04 | 1992-09-04 | インバータの制御システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4237002A JP2877627B2 (ja) | 1992-09-04 | 1992-09-04 | インバータの制御システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0690566A JPH0690566A (ja) | 1994-03-29 |
| JP2877627B2 true JP2877627B2 (ja) | 1999-03-31 |
Family
ID=17008935
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4237002A Expired - Fee Related JP2877627B2 (ja) | 1992-09-04 | 1992-09-04 | インバータの制御システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2877627B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5408326B2 (ja) * | 2011-09-26 | 2014-02-05 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置 |
| JP2015195656A (ja) * | 2014-03-31 | 2015-11-05 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2593428B2 (ja) * | 1983-08-12 | 1997-03-26 | 株式会社明電舎 | インバータの出力波形改善装置 |
| JPH0767286B2 (ja) * | 1985-08-29 | 1995-07-19 | 株式会社明電舍 | 定電圧、定周波電源装置 |
| JPS62131771A (ja) * | 1985-11-28 | 1987-06-15 | Nippon Electric Ind Co Ltd | 高調波成分補正回路を備えたインバ−タ装置 |
-
1992
- 1992-09-04 JP JP4237002A patent/JP2877627B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0690566A (ja) | 1994-03-29 |
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