CN113054859A - 一种高频单相全桥逆变器及其控制方法 - Google Patents

一种高频单相全桥逆变器及其控制方法 Download PDF

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CN113054859A CN201911367134.6A CN201911367134A CN113054859A CN 113054859 A CN113054859 A CN 113054859A CN 201911367134 A CN201911367134 A CN 201911367134A CN 113054859 A CN113054859 A CN 113054859A
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罗健
曹均正
马瑞
朱宁辉
燕翚
张加林
顾然
陈保卫
冯丽霞
李庚达
段震清
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Abstract

本发明提供一种高频单相全桥逆变器及其控制方法，逆变器包括主电路和控制电路；控制电路包括电感电流采样模块、负载电压采样模块和驱动信号生成模块；电感电流采样模块连接谐振电感，用于采集谐振电感的电流；负载电压采样模块连接负载，用于采集负载的电压；驱动信号生成模块连接负载电压采样模块和电感电流采样模块，用于基于电压和电流生成开关管的驱动信号，提高了逆变器的工作效率和可靠性，且大大缩小了体积，降低了成本；本发明提供的技术方案采用GaN基开关管，进一步提高开关频率，减小逆变侧电感电容值的大小，从而减小电路体积，提高功率密度；主电路结构简单，控制电路逻辑清晰明了，适用范围广。

Description

一种高频单相全桥逆变器及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种高频单相全桥逆变器及其控制方法。
背景技术
近些年来，在新能源发电系统、不间断供电电源、电机驱动、有源电力滤波器、感应加热电源等很多重要的电力电子技术应用场合，对逆变器的性能和效率有着较高的要求。逆变器的效率转换问题直接关系着系统的发电成本和用户利益；逆变器开关频率的提高，对于增加逆变器响应速度，改善输出电能质量有较大帮助。同时，随着对逆变器输出性能和功率密度的需求不断提高，如何兼顾提高逆变器的开关频率和变换效率，显得越来越重要。
器件结构方面，诸如Si、SiC等功率半导体器件由于自身特性的缺陷，已经渐渐满足不了人们对功率变换装置的效率、体积、重量以及恶劣环境适应能力等越来越高的要求。
控制策略方面，一般采用软开关技术，通过谐振电路实现功率器件在零电压开关(Zero Voltage Switching，ZVS)状态下开通或者在零电流开关(Zero CurrentSwitching，ZCS)状态下关断，从而有效减小换流时功率器件上的开关损耗，达到提升效率的目的。
现有技术中通常通过软开关技术实现逆变器主电路的控制，软开关技术主要分为无源软开关和有源软开关，其中无源软开关是指通过在主电路中加入无源器件实现软化开关，不能完全消除开关损耗，导致逆变器的工作效率低。有源软开关是指在主电路中加入辅助电路实现软开关，辅助电路中含有有源器件，导致逆变器的可靠性低。且无源软开关和有源软开关均会导致逆变器体积大，成本高。
发明内容
为了克服上述现有技术中逆变器的工作效率低、可靠性低、体积大且成本高的不足，本发明提供一种高频单相全桥逆变器及其控制方法，包括主电路和控制电路；主电路包括谐振电感、负载和开关管；控制电路包括电感电流采样模块、负载电压采样模块和驱动信号生成模块；电感电流采样模块连接谐振电感，用于采集谐振电感的电流；负载电压采样模块连接负载，用于采集负载的电压；驱动信号生成模块连接负载电压采样模块和电感电流采样模块，用于基于电压和电流生成驱动信号，驱动开关管导通/关断，提高了逆变器的工作效率和可靠性，且大大缩小了体积，降低了成本。
为了实现上述发明目的，本发明采取如下技术方案：
一方面，本发明提供一种高频单相全桥逆变器，包括主电路和控制电路；主电路包括谐振电感、负载和开关管；所述控制电路包括电感电流采样模块、负载电压采样模块和驱动信号生成模块；
所述电感电流采样模块连接谐振电感，用于采集谐振电感的电流；
所述负载电压采样模块连接负载，用于采集负载的电压；
所述驱动信号生成模块连接负载电压采样模块和电感电流采样模块，用于基于所述电压和电流生成驱动信号，驱动开关管导通/关断。
所述开关管为多个，多个开关管构成主电路的H桥结构。
所述开关管包括上开关管Q1、下开关管Q3、上开关管Q2和下开关管Q4；
所述上开关管Q1和下开关管Q3连接，构成第一半桥，所述上开关管Q2和下开关管Q4连接，构成第二半桥；所述第一半桥和第二半桥构成主电路的H桥结构。
所述驱动信号生成模块包括数字信号处理器、第一比较器、第二比较器、RS触发器和死区产生电路；
所述数字信号处理器连接负载电压采样模块，用于基于负载的电压确定上开关管Q2和下开关管Q4的驱动信号以及谐振电感电流的上限和下限；
所述第一比较器的同相输入端连接电感电流采样模块，其反相输入端连接数字信号处理器，输出端连接RS触发器的置位脚，用于将谐振电感的电流和谐振电感电流的上限进行比较；
所述第二比较器的同相输入端连接数字信号处理器，其反相输入端连接电感电流采样模块，输出端连接RS触发器的复位脚，用于将谐振电感的电流和谐振电感电流的下限进行比较；
所述RS触发器用于基于第一比较器的输出结果和第二比较器的输出结果，通过第一输出端输出高电平信号给死区生成电路，并通过第二输出端输出低电平信号给死区生成电路；
所述死区生成电路用于基于高电平信号和低电平信号驱动上开关管Q1和下开关管Q3。
所述上开关管Q1/下开关管Q3的开通时间和关断时间按下式确定：
Figure BDA0002338719390000021
式中，ton为上开关管Q1/下开关管Q3的开通时间，toff为上开关管Q1/下开关管Q3的关断时间，Ls为谐振电感的感值，Ip+为谐振电感的电流的上限，Ip-为谐振电感的电流的下限，Vd为主电路中直流电压源的电压，uo为负载的电压。
所述Ip+、Ip-的确定，包括：
当谐振电感的电流为临界电流模式时，Ip+、Ip-按下式确定：
Figure BDA0002338719390000031
当谐振电感的电流为迟滞恒电流模式时，Ip+、Ip-按下式确定：
Figure BDA0002338719390000032
当谐振电感的电流为迟滞变电流模式时，Ip+、Ip-按下式确定：
Figure BDA0002338719390000033
Figure BDA0002338719390000034
式中，ΔI为复位电流，ω为负载的电压角频率，t为时间，Io,peak为负载的电流峰值，ξv为滞环宽度可变系数，且0＜ξv＜1。
所述Ls按下式确定：
Figure BDA0002338719390000035
式中，Fs为上开关管Q1/下开关管Q3的开关频率，且Fsmin<＝Fs<＝Fsmax，Fsmin为开关管Q1/下开关管Q3的最低开关频率，Fsmax为开关管Q1/下开关管Q3的最高开关频率。
所述最低开关频率Fsmin按下式确定：
Figure BDA0002338719390000036
所述最高开关频率Fsmax按下式确定：
Figure BDA0002338719390000041
式中，Vo,peak为负载的电压峰值，I为中间量，谐振电感的电流为临界电流模式时，I＝Io,peak；谐振电感的电流为迟滞变电流模式时，I＝(1-ξv)Io,peak。
所述主电路中输出电容的容值满足：
Figure BDA0002338719390000042
式中，Co为输出电容的容值，Po是逆变器的额定有功功率，f0为工频频率，Vo为负载的电压有效值。
主电路还包括输出电容和输出电感；
所述谐振电感一端连接第一半桥的中点，其另一端连接输出电感和输出电容，所述输出电感的另一端连接负载的一端，所述输出电容的另一端连接第二半桥的中点和负载的另一端。
输出电容的容值满足：
Figure BDA0002338719390000043
式中，Co为输出电容的容值，Po是逆变器的额定有功功率，f0为工频频率，Vo为负载的电压有效值；
所述输出电感的感值满足：
Figure BDA0002338719390000044
式中，Lo为输出电感的感值。
所述电感电流采样模块采用电流传感器；
所述负载电压采样模块采用电压传感器。
另一方面，本发明还提供一种高频单相全桥逆变器的控制方法，包括：
电感电流采样模块采集谐振电感的电流，且负载电压采样模块采集负载的电压；
驱动信号生成模块基于所述电压和电流生成驱动信号，驱动开关管导通/关断。
与最接近的现有技术相比，本发明提供的技术方案具有以下有益效果：
本发明提供的高频单相全桥逆变器包括主电路和控制电路；主电路包括谐振电感、负载和开关管，控制电路包括电感电流采样模块、负载电压采样模块和驱动信号生成模块；电感电流采样模块连接谐振电感，用于采集谐振电感的电流；负载电压采样模块连接负载，用于采集负载的电压；驱动信号生成模块连接负载电压采样模块和电感电流采样模块，用于基于电压和电流生成驱动信号，驱动开关管导通/关断，提高了逆变器的工作效率和可靠性，且大大缩小了体积，降低了成本；
本发明提供的技术方案通过控制电路实现软开关，降低生产成本，提高逆变器的运行稳定性；
本发明提供的技术方案在获得较高开关频率的前提下，能维持整个逆变器较高的逆变效率；
本发明提供的技术方案采用GaN基开关管，进一步提高开关频率，减小逆变侧电感电容值的大小，从而减小电路体积，提高功率密度；
本发明提供的技术方案中主电路结构简单，控制电路逻辑清晰明了，适用范围广，不仅适用于500W等小功率的逆变器，且适用于2000W等大功率的逆变器。
附图说明
图1是本发明实施例中高频单相全桥逆变器结构图；
图2是本发明实施例中临界电流模式下谐振电感的电流波形图；
图3是本发明实施例中迟滞恒电流模式下谐振电感的电流波形图；
图4是本发明实施例中迟滞变电流模式下谐振电感的电流波形图；
图5是本发明实施例中2KW高频单相全桥逆变器实现开关管零电压开通的波形图；
图6是本发明实施例中基于谐振电感电流三种模式下逆变器测试效率对比图；
图7是本发明实施例中临界电流模式下SiC基MOSFET和GaN基MOSFET测试效率对比图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步详细说明。
实施例1
本发明实施例1提供了一种高频单相全桥逆变器，如图1所示，包括主电路和控制电路；主电路包括谐振电感、负载和开关管，控制电路包括电感电流采样模块、负载电压采样模块和驱动信号生成模块；
电感电流采样模块连接主电路中的谐振电感，用于采集谐振电感的电流；
负载电压采样模块连接主电路中的负载，用于采集负载的电压；
驱动信号生成模块连接负载电压采样模块和电感电流采样模块，用于基于所述电压和电流生成主电路中驱动信号，驱动开关管导通/关断。
如图1所示，主电路除了包括谐振电感、负载、开关管，还包括输出电感、输出电容、直流电压源和阻尼支路，谐振电感一端连接第一半桥的中点，其另一端连接输出电感和输出电容，输出电感的另一端连接负载的一端，输出电容的另一端连接第二半桥的中点和负载的另一端。阻尼支路并联在开关管两端，其包括串联的阻尼电阻和阻尼电容，图1中，Vd为直流电压源的输出电压，LO为输出电感，CO为输出电容，LS为谐振电感，RS为阻尼电阻，CS为阻尼电容，阻尼支路开关管可以采用MOSFET或IGBT，本发明实施例1采用MOSFET。
其中直流电压源由三相电压源经过可编程电源调节而成，电源正极与开关管Q1和开关管Q2的漏极相连，电源负极与与开关管Q3和开关管Q4的源极相连，开关管Q1的源极和开关管Q3的漏极相连，开关管Q2的源极和开关管Q4的漏极相连，四组阻尼电阻和阻尼电感串联后再分别并联在四只管子的漏极和源极两端，谐振电感的一端连接到开关管Q1的源极，另一端与输出电容的一端及输出电感的一端相连，输出电容的另一端与开关管Q4的漏极以及负载相连，输出电感的另一端与负载相连。开关管Q1和开关管Q3高频开关动作，开关管Q2和开关管Q4工频开关动作。
开关管为多个，多个开关管构成主电路的H桥结构。开关管包括上开关管Q1、下开关管Q3、上开关管Q2和下开关管Q4；上开关管Q1、下开关管Q3、上开关管Q2和下开关管Q4均采用GaN基开关管，能够进一步提高开关频率，减小逆变侧电感电容值的大小，从而减小电路体积，提高功率密度。
其中，上开关管Q1和下开关管Q3连接，构成第一半桥，上开关管Q2和下开关管Q4连接，构成第二半桥；第一半桥和第二半桥构成主电路的H桥结构。
本发明实施例1中，控制电路用于控制上开关管Q1、下开关管Q3的导通和关断，设置上开关管Q2一直关断，并设置下开关管Q4一直导通。
驱动信号生成模块包括数字信号处理器、第一比较器、第二比较器、RS触发器和死区产生电路；
数字信号处理器连接负载电压采样模块，用于基于负载的电压确定上开关管Q2和下开关管Q4的驱动信号以及谐振电感电流的上限和下限；具体的，当负载的电压大于0时，数字信号处理器输出高电平使开关管Q4导通，同时输出低电平使开关管Q2关断；当负载的电压小于0时，数字信号处理器输出低电平使开关管Q4关断，同时输出高电平使开关管Q2导通，两者驱动信号互补，相互切换。
第一比较器的同相输入端连接电感电流采样模块，其反相输入端连接数字信号处理器，输出端连接RS触发器的置位脚，用于将谐振电感的电流和谐振电感电流的上限进行比较，具体的，当谐振电感的电流ILs大于Ip+时，第一比较器将高电平信号输入RS触发器的置位脚，输出Q为高电平，使得开关管Q1导通，开关管Q3关断；否则开关管Q1和开关管Q3的状态不变；
第二比较器的同相输入端连接数字信号处理器，其反相输入端连接电感电流采样模块，输出端连接RS触发器的复位脚，用于将谐振电感的电流和谐振电感电流的下限进行比较，具体的，当谐振电感的电流ILs小于Ip-时，第二比较器将高电平信号输入RS触发器的复位脚，输出Q为低电平，使得开关管Q3导通，开关管Q1关断；否则开关管Q1和开关管Q3的状态不变；
RS触发器用于基于第一比较器的输出结果和第二比较器的输出结果，通过第一输出端输出高电平信号给死区生成电路，并通过第二输出端输出低电平信号给死区生成电路；
死区生成电路用于基于高电平信号和低电平信号驱动上开关管Q1和下开关管Q3。
根据电感的伏秒平衡定理，可以推导出开关管的开通时间和关断时间，上开关管Q1/下开关管Q3的开通时间和关断时间按下式确定：
Figure BDA0002338719390000071
式中，ton为上开关管Q1/下开关管Q3的开通时间，toff为上开关管Q1/下开关管Q3的关断时间，Ls为谐振电感的感值，Ip+为谐振电感的电流的上限，Ip-为谐振电感的电流的下限，Vd为主电路中直流电压源的电压，uo为负载的电压。
Ip+、Ip-的确定，包括：
临界电流模式下谐振电感的电流波形图如图2所示，当谐振电感的电流为临界电流模式时，Ip+、Ip-按下式确定：
Figure BDA0002338719390000081
Figure BDA0002338719390000082
迟滞恒电流模式下谐振电感的电流波形图如图3所示，当谐振电感的电流为迟滞恒电流模式时，Ip+、Ip-按下式确定：
Figure BDA0002338719390000083
迟滞变电流模式谐振电感的电流波形图如图4所示，当谐振电感的电流为迟滞变电流模式时，Ip+、Ip-按下式确定：
Figure BDA0002338719390000084
Figure BDA0002338719390000085
式中，ΔI为复位电流，ω为负载的电压角频率，t为时间，Io,peak为负载的电流峰值，ξv为滞环宽度可变系数，且0＜ξv＜1。
从图2-图4中可以看出，三种模式下谐振电感的电流波形与理论分析的一致，且负载电压波形都为总谐波畸变率小于1.5％的正弦波，满足电能质量的畸变率指标要求。
从上开关管Q1/下开关管Q3的开通时间和关断时间的表达式可以看出，开关频率会在uo过零的时刻变为0，考虑到滤波设计的问题，通常开关频率不会完全降为零。当开关频率降低接近零时，所有开关管关断进入全关断时期，直到开关频率再次上升时才开通动作。全关断时期非常短(小于π/36)时，对输出电压uo造成的总谐波畸变率低于1％，能满足工业界的要求。
谐振电感的感值按下式确定：
Figure BDA0002338719390000086
式中，Fs为上开关管Q1/下开关管Q3的开关频率，且Fsmin<＝Fs<＝Fsmax，Fsmin为开关管Q1/下开关管Q3的最低开关频率，Fsmax为开关管Q1/下开关管Q3的最高开关频率。
最低开关频率按下式确定：
Figure BDA0002338719390000091
最高开关频率按下式确定：
Figure BDA0002338719390000092
式中，Vo,peak为负载的电压峰值，I为中间量，谐振电感的电流为临界电流模式时，I＝Io,peak；谐振电感的电流为迟滞变电流模式时，I＝(1-ξv)Io,peak。
主电路中输出电容的容值越大，对谐振电感的电流高频分量分流越大，滤波作用也越好。但是输出电容容值越大，注入电网的无功就越大，而通常要求无功不超过逆变器额定功率的5％左右，根据该限制条件，输出电容的容值满足：
Figure BDA0002338719390000093
式中，Co为输出电容的容值，Po是逆变器的额定有功功率，f0为工频频率，Vo为负载的电压有效值。
主电路中输出电感的感值越大，越有利于谐振电感高频分量流入输出电容中。为了达到这个目的，考虑在最低开关频率下(满载)，设计输出电感与输出电容的阻抗之比大于10倍，因此输出电感的感值满足：
Figure BDA0002338719390000094
式中，Lo为输出电感的感值。
电感电流采样模块采用电流传感器；负载电压采样模块采用电压传感器。
从图5中可以看出，本发明实施例提供的高频单相全桥逆变器中开关管漏极和源极两端的电压Vds在其驱动信号Vgs到来之前已经下降为0，实现了开关管零电压开通的效果。
从图6中可以看出，谐振电感电流的三种模式中，临界电流模式的效率最高，迟滞变电流模式的效率居中，迟滞恒电流模式的效率最低，随着负载的加重，三者的效率差逐渐减小，这是因为迟滞恒电流模式和迟滞变电流模式两种模式的复位电流ΔI随着负载变化而变化，而临界电流模式的复位电流为常数，本发明实施例1旨在应用于实现定负载的软开关，同样的控制策略对于前两者的实现效果不如后者来得好。
从图7中可以看出，当谐振电感电流同工作在临界电流模式，开关管采用GaN基MOSFET的逆变器效率比采用SiC基MOSFET高，这种趋势随着负载的增加愈加明显，凸显了GaN半导体材料性能上的优势。
实施例2
本发明实施例2提供了一种高频单相全桥逆变器的控制方法，具体过程包括：
电感电流采样模块采集谐振电感的电流，且负载电压采样模块采集负载的电压；
驱动信号生成模块基于所述电压和电流生成开关管的驱动信号。
为了描述的方便，以上所述装置的各部分以功能分为各种模块或单元分别描述。当然，在实施本申请时可以把各模块或单元的功能在同一个或多个软件或硬件中实现。
本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
本申请是参照根据本申请实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，所属领域的普通技术人员参照上述实施例依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换，这些未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，均在申请待批的本发明的权利要求保护范围之内。

Claims (12)

1.一种高频单相全桥逆变器，其特征在于，包括主电路和控制电路；所述主电路包括谐振电感、负载和开关管，所述控制电路包括电感电流采样模块、负载电压采样模块和驱动信号生成模块；
所述电感电流采样模块连接谐振电感，用于采集谐振电感的电流；
所述负载电压采样模块连接负载，用于采集负载的电压；
所述驱动信号生成模块连接负载电压采样模块和电感电流采样模块，用于基于所述电压和电流生成驱动信号，驱动开关管导通/关断。
2.根据权利要求1所述的高频单相全桥逆变器，其特征在于，所述开关管为多个，多个开关管构成主电路的H桥结构。
3.根据权利要求1所述的高频单相全桥逆变器，其特征在于，所述开关管包括上开关管Q1、下开关管Q3、上开关管Q2和下开关管Q4；
所述上开关管Q1和下开关管Q3连接，构成第一半桥，所述上开关管Q2和下开关管Q4连接，构成第二半桥；所述第一半桥和第二半桥构成主电路的H桥结构。
4.根据权利要求3所述的高频单相全桥逆变器，其特征在于，所述驱动信号生成模块包括数字信号处理器、第一比较器、第二比较器、RS触发器和死区产生电路；
所述数字信号处理器连接负载电压采样模块，用于基于负载的电压确定上开关管Q2和下开关管Q4的驱动信号以及谐振电感电流的上限和下限；
所述第一比较器的同相输入端连接电感电流采样模块，其反相输入端连接数字信号处理器，输出端连接RS触发器的置位脚，用于将采集的谐振电感的电流和谐振电感电流的上限进行比较；
所述第二比较器的同相输入端连接数字信号处理器，其反相输入端连接电感电流采样模块，输出端连接RS触发器的复位脚，用于将采集的谐振电感的电流和谐振电感电流的下限进行比较；
所述RS触发器用于基于第一比较器的输出结果和第二比较器的输出结果，通过第一输出端输出高电平信号给死区生成电路，并通过第二输出端输出低电平信号给死区生成电路；
所述死区生成电路用于基于高电平信号和低电平信号驱动上开关管Q1和下开关管Q3。
5.根据权利要求3所述的高频单相全桥逆变器，其特征在于，所述上开关管Q1/下开关管Q3的开通时间和关断时间按下式确定：
Figure FDA0002338719380000021
式中，ton为上开关管Q1/下开关管Q3的开通时间，toff为上开关管Q1/下开关管Q3的关断时间，Ls为谐振电感的感值，Ip+为谐振电感的电流的上限，Ip-为谐振电感的电流的下限，Vd为主电路中直流电压源的电压，uo为负载的电压。
6.根据权利要求5所述的高频单相全桥逆变器，其特征在于，所述Ip+、Ip-的确定，包括：
当谐振电感的电流为临界电流模式时，Ip+、Ip-按下式确定：
Figure FDA0002338719380000022
Figure FDA0002338719380000023
当谐振电感的电流为迟滞恒电流模式时，Ip+、Ip-按下式确定：
Figure FDA0002338719380000024
当谐振电感的电流为迟滞变电流模式时，Ip+、Ip-按下式确定：
Figure FDA0002338719380000025
Figure FDA0002338719380000026
式中，ΔI为复位电流，ω为负载的电压角频率，t为时间，Io,peak为负载的电流峰值，ξv为滞环宽度可变系数，且0＜ξv＜1。
7.根据权利要求5所述的高频单相全桥逆变器，其特征在于，所述Ls按下式确定：
Figure FDA0002338719380000027
式中，Fs为上开关管Q1/下开关管Q3的开关频率，且Fs min<＝Fs<＝Fs max，Fs min为开关管Q1/下开关管Q3的最低开关频率，Fs max为开关管Q1/下开关管Q3的最高开关频率。
8.根据权利要求7所述的高频单相全桥逆变器，其特征在于，
所述最低开关频率Fs min按下式确定：
Figure FDA0002338719380000031
所述最高开关频率Fs max按下式确定：
Figure FDA0002338719380000032
式中，Vo,peak为负载的电压峰值，I为中间量，谐振电感的电流为临界电流模式时，I＝Io,peak；谐振电感的电流为迟滞变电流模式时，I＝(1-ξv)Io,peak。
9.根据权利要求7所述的高频单相全桥逆变器，其特征在于，所述主电路还包括输出电容和输出电感；
所述谐振电感一端连接第一半桥的中点，其另一端连接输出电感和输出电容，所述输出电感的另一端连接负载的一端，所述输出电容的另一端连接第二半桥的中点和负载的另一端。
10.根据权利要求9所述的高频单相全桥逆变器，其特征在于，所述输出电容的容值满足：
Figure FDA0002338719380000033
式中，Co为输出电容的容值，Po是逆变器的额定有功功率，f0为工频频率，Vo为负载的电压有效值；
所述输出电感的感值满足：
Figure FDA0002338719380000034
式中，Lo为输出电感的感值。
11.根据权利要求1所述的高频单相全桥逆变器，其特征在于，所述电感电流采样模块采用电流传感器；
所述负载电压采样模块采用电压传感器。
12.一种高频单相全桥逆变器的控制方法，其特征在于，包括：
电感电流采样模块采集谐振电感的电流；
负载电压采样模块采集负载的电压；
驱动信号生成模块基于所述电压和电流生成驱动信号，驱动开关管导通/关断。
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