CN113258817B - 单级式隔离型双向变换器及其控制方法 - Google Patents

单级式隔离型双向变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种单级式隔离型双向变换器及其控制方法，该变换器包括：第一全桥式电路单元、半桥式电路单元、第二全桥式电路单元、移相电感单元、变压器和滤波电容，变压器包括第一绕组和第二绕组，第一绕组设置有中心抽头，中心抽头与第一端口相连，两端通过移相电感单元分别与第一全桥式电路单元的两个桥臂中点相连，第二绕组的两端分别与第二全桥式电路单元的两个桥臂中点相连；第一全桥式电路单元的两端分别与半桥式电路单元的两端相连；半桥式电路单元的两端还与滤波电容的两端相连，其桥臂中点与第二端口相连；第二全桥式电路单元的两端分别与第三端口和第四端口相连。由此，提高了变换器的变换效率和使用寿命，并且体积较小。

Description

单级式隔离型双向变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种单级式隔离型双向变换器及其控制方法。
背景技术
隔离型双向变换器（交/直流双向变换器）是用于电能变换的电力电子设备，可以工作在整流模式和逆变模式，提供交流电和直流电之间的能量传输，并通过变压器提供电气隔离。隔离型交/直流双向变换器可以用于驱动电机、电动汽车动力电池充放电、锂电池储能等领域。
相关技术中，隔离型交/直流双向变换器大多数采用两级式结构，由一级双向非隔离型交/直流变换器和一级双向隔离型直/直流变换器组成，两级之间并联直流母线电容作为能量缓冲单元。然而，该两级式隔离型交/直流双向变换器存在以下缺点：（1）采用上述双级式隔离型交/直流双向变换器时，由于交流端口和直流端口之间的功率传输，需要经过两次变换才能完成，因此变换效率较低；（2）双级式隔离型交/直流双向变换器中需采用母线电容作为两级变换器的能量缓冲单元，所需容值较高，进而常采用铝电解电容，但是，铝电解电容体积较大、寿命较短，从而导致两级式隔离型交/直流双向变换器的体积较大并且使用寿命较短；（3）双向非隔离型交/直流变换器需要采用感量较大Boost电感以减小电流纹波，从而减小传导到交流端的电磁干扰，并减小半导体开关管和电感上的功率损耗。
发明内容
本发明为解决上述技术问题，提供了一种单级式隔离型双向变换器及其控制方法，仅包含一级功率变换，因此，损耗小，变换效率高，并且，仅包含小容值的滤波电容，无需采用大容值的母线电容作为能量缓冲单元，因此，体积小并且使用寿命长，同时，本发明的单级式隔离型双向变换器无需Boost电感，即该拓扑结构没有Boost电感的特性，因此，减小了该变换器的体积和磁件损耗，降低了该变换器成本。
本发明采用的技术方案如下：
一种单级式隔离型双向变换器，包括：直流电压端口、交流电压端口、第一全桥式电路单元、半桥式电路单元、第二全桥式电路单元、移相电感单元、变压器和滤波电容，其中，所述交流电压端口包括第一端口和第二端口；所述直流电压端口包括第三端口和第四端口；所述变压器包括第一绕组和第二绕组，所述第一绕组设置有中心抽头，所述中心抽头与所述第一端口相连，所述第一绕组的两端通过所述移相电感单元分别与所述第一全桥式电路单元的两个桥臂中点相连，所述第二绕组的两端分别与所述第二全桥式电路单元的两个桥臂中点相连；所述第一全桥式电路单元的两端分别与所述半桥式电路单元的两端相连；所述半桥式电路单元的两端还与所述滤波电容的两端相连，所述半桥式电路单元的桥臂中点与所述第二端口相连；所述第二全桥式电路单元的两端分别与所述第三端口和所述第四端口相连。
所述第一全桥式电路单元包括：串联的第一开关管和第二开关管，所述第一开关管的第一端与所述第二开关管的第一端相连，所述第一开关管与所述第二开关管的连接点为所述第一全桥式电路单元的一个桥臂中点；串联的第三开关管和第四开关管，所述第三开关管的第一端与所述第四开关管的第一端相连，所述第三开关管与所述第四开关管的连接点为所述第一全桥式电路单元的另一个桥臂中点，所述第三开关管的第二端与所述第一开关管的第二端相连，所述第四开关管的第二端与所述第二开关管的第二端相连。
所述半桥式电路单元包括：串联的第五开关管和第六开关管，所述第五开关管的第一端与所述第六开关管的第一端相连，所述第五开关管与所述第六开关管的连接点为所述半桥式电路单元的桥臂中点，所述第五开关管的第二端与所述第三开关管的第二端相连，所述第六开关管的第二端与所述第四开关管的第二端相连。
所述移相电感单元包括：第一移相电感，所述第一移相电感的一端与所述第一全桥式电路单元的一个桥臂中点相连，所述第一移相电感的另一端与所述第一绕组的一端相连；第二移相电感，所述第二移相电感的一端与所述第一全桥式电路单元的另一个桥臂中点相连，所述第二移相电感的另一端与所述第一绕组的另一端相连。
所述第二全桥式电路单元包括：串联的第七开关管和第八开关管，所述第七开关管的第一端与所述第八开关管的第一端相连，所述第七开关管与所述第八开关管的连接点为所述第二全桥式电路单元的一个桥臂中点；串联的第九开关管和第十开关管，所述第九开关管的第一端与所述第十开关管的第一端相连，所述第九开关管与所述第十开关管的连接点为所述第二全桥式电路单元的另一个桥臂中点，所述第九开关管的第二端与所述第七开关管的第二端相连，所述第十开关管的第二端与所述第八开关管的第二端相连。
一种根据单级式隔离型双向变换器的控制方法，包括以下步骤：在接收到整流或逆变控制指令后，向第一开关管至第十开关管的驱动端发送相应的占空比为50%的驱动信号，以控制所述第一全桥式电路单元中处于同一桥臂的两个开关管只有一个开关管处于导通状态，并控制所述半桥式电路单元中的两个开关管只有一个开关管处于导通状态，以及控制所述第二全桥式电路单元中处于同一桥臂的两个开关管只有一个开关管处于导通状态，使得所述单级式隔离型双向变换器工作在整流模式或者逆变模式，其中，当所述单级式隔离型双向变换器工作在整流模式时，所述第一全桥式电路单元对应的驱动信号超前于所述第二全桥式电路单元对应的驱动信号；当所述单级式隔离型双向变换器工作在逆变模式时，所述第一全桥式电路单元对应的驱动信号滞后于所述第二全桥式电路单元对应的驱动信号。
本发明的有益效果：
本发明的单级式隔离型双向变换器仅包含一级功率变换，因此，损耗小，变换效率高，并且，仅包含小容值的滤波电容，无需采用大容值的母线电容作为能量缓冲单元，因此，体积小并且使用寿命长，同时，本发明的单级式隔离型双向变换器无需Boost电感，即该拓扑结构没有Boost电感的特性，因此，减小了该变换器的体积和磁件损耗，降低了该变换器成本。
附图说明
图1为本发明实施例的单级式隔离型双向变换器的结构示意图；
图2a为本发明一个具体实施例的单级式隔离型双向变换器在整流模式工作时的各开关驱动信号、电压以及电流的波形图；
图2b为本发明另一个具体实施例的单级式隔离型双向变换器在整流模式工作时的各开关驱动信号、电压以及电流的波形图；
图3为本发明一个具体实施例的单级式隔离型双向变换器在整流模式的第一阶段工作时的示意图；
图4为本发明一个具体实施例的单级式隔离型双向变换器在整流模式的第二阶段工作时的示意图；
图5为本发明一个具体实施例的单级式隔离型双向变换器在整流模式的第三阶段工作时的示意图；
图6为本发明一个具体实施例的单级式隔离型双向变换器在整流模式的第四阶段工作时的示意图；
图7为本发明一个具体实施例的单级式隔离型双向变换器在整流模式的第五阶段工作时的示意图；
图8为本发明一个具体实施例的单级式隔离型双向变换器在整流模式的第六阶段工作时的示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
图1是根据本发明实施例的单级式隔离型双向变换器的结构示意图。
目前，隔离型交/直流双向变换器多由一级双向非隔离型交/直流变换器和一级双向隔离型直/直流变换器组成，两级之间并联直流母线电容作为能量缓冲单元。其中，双向非隔离型交/直流变换器的常见拓扑结构为图腾柱式功率因数矫正器等；双向隔离型直/直流变换器的常见拓扑结构为CLLC谐振变换器、双有源桥变换器等。
然而，（1）采用上述双级式隔离型交/直流双向变换器时，由于交流端口和直流端口之间的功率传输，需要经过两次变换才能完成，因此变换效率较低；（2）双级式隔离型交/直流双向变换器中需采用母线电容作为两级变换器的能量缓冲单元，所需容值较高，进而常采用铝电解电容，但是，铝电解电容体积较大、寿命较短，从而导致两级式隔离型交/直流双向变换器的体积较大并且使用寿命较短；（3）双向非隔离型交/直流变换器需要采用感量较大Boost电感以减小电流纹波，从而减小传导到交流端的电磁干扰，并减小半导体开关管和电感上的功率损耗。
因此，本发明提出了一种单级式隔离型双向变换器，大大提高了双向变换器的变换效率，而且，无需采用母线电容，因此减小了双向变换器的体积，同时无需采用Boost电感，从而进一步减小了双向变换器的体积，并且成本较低。
具体地，如图1所示，本发明实施例的单级式隔离型双向变换器可包括：直流电压端口100、交流电压端口200、第一全桥式电路单元300、半桥式电路单元400、第二全桥式电路单元500、移相电感单元600、变压器700和滤波电容800。
其中，交流电压端口200包括第一端口和第二端口；直流电压端口100包括第三端口和第四端口；变压器700包括第一绕组710和第二绕组720，第一绕组710设置有中心抽头，中心抽头与第一端口相连，第一绕组710的两端通过移相电感单元600分别与第一全桥式电路单元300的两个桥臂中点相连，第二绕组720的两端分别与第二全桥式电路单元500的两个桥臂中点相连；第一全桥式电路单元300的两端分别与半桥式电路单元400的两端相连；半桥式电路单元400的两端还与滤波电容800的两端相连，滤波电容800为高频滤波电容，用于滤除开关频率的电流波纹，半桥式电路单元400的桥臂中点与第二端口相连；第二全桥式电路单元500的两端分别与第三端口和第四端口相连。
根据本发明的一个实施例，如图1所示，第一全桥式电路单元300包括：串联的第一开关管S1和第二开关管S2，第一开关管S1的第一端与第二开关管S2的第一端相连，第一开关管S1与第二开关管S2的连接点a为第一全桥式电路单元300的一个桥臂中点；串联的第三开关管S3和第四开关管S4，第三开关管S3的第一端与第四开关管S4的第一端相连，第三开关管S3与第四开关管S4的连接点b为第一全桥式电路单元300的另一个桥臂中点，第三开关管S3的第二端与第一开关管S1的第二端相连，第四开关管S4的第二端与第二开关管S2的第二端相连。
根据本发明的一个实施例，如图1所示，半桥式电路单元400包括：串联的第五开关管S5和第六开关管S6，第五开关管S5的第一端与第六开关管S6的第一端相连，第五开关管S5与第六开关管S6的连接点为半桥式电路单元400的桥臂中点，第五开关管S5的第二端与第三开关管S3的第二端相连，第六开关管S6的第二端与第四开关管S4的第二端相连。
根据本发明的一个实施例，如图1所示，移相电感单元600包括：第一移相电感L1，第一移相电感L1的一端与第一全桥式电路单元300的一个桥臂中点相连，第一移相电感L1的另一端与第一绕组710的一端相连；第二移相电感L2，第二移相电感L2的一端与第一全桥式电路单元300的另一个桥臂中点相连，第二移相电感L2的另一端与第一绕组710的另一端相连。
其中，第一移相电感L1和第二移相电感L2的电感量相同，可以没有耦合关系，也可 以有耦合关系。如果第一移相电感L1和第二移相电感L2没有耦合关系，则第一移相电感L1 和第二移相电感L2的电感量可记为Lp；如果第一移相电感L1和第二移相电感L2有耦合关 系，则差模电感量可记为
Figure 665636DEST_PATH_IMAGE001
，共模电感量可记为
Figure 429937DEST_PATH_IMAGE002
。第一移相电感L1和第二移相 电感L2的线圈可以分别绕制在一个磁芯的两个磁柱上，也可以分别绕制在两个磁芯上，还 可以作为漏感在变压器700的磁芯上进行绕制。
根据本发明的一个实施例，如图1所示，第二全桥式电路单元500包括：串联的第七开关管S7和第八开关管S8，第七开关管S7的第一端与第八开关管S8的第一端相连，第七开关管S7与第八开关管S8的连接点c为第二全桥式电路单元500的一个桥臂中点；串联的第九开关管S9和第十开关管S10，第九开关管S9的第一端与第十开关管S10的第一端相连，第九开关管S9与第十开关管S10的连接点d为第二全桥式电路单元500的另一个桥臂中点，第九开关管S9的第二端与第七开关管S7的第二端相连，第十开关管S10的第二端与第八开关管S8的第二端相连。
为了使本领域技术人员能够更清楚地理解本发明实施例的单级式隔离型双向变换器，下面结合具体的实施例，来详细说明单级式隔离型双向变换器的工作方式。
具体地，通过向第一开关管S1~第四开关管S4的驱动端输入驱动信号，以控制第一开关管S1~第四开关管S4导通或关断，从而控制第一全桥式电路单元300按照以下两种模式工作：
模式1：当第一开关管S1和第四开关管S4处于导通状态时，第二开关管S2和第三开关管S3处于关断状态；模式2：当第二开关管S2和第三开关管S3处于导通状态时，第一开关管S1和第四开关管S4处于关断状态。
其中，第一开关管S1~第四开关管S4的驱动信号的占空比为50%，同一桥臂的两个开关管中仅有一个处于导通状态。在每个开关周期Ts内，模式1和模式2各执行一次，持续时间各占50%。
通过向第五开关管S5和第六开关管S6的驱动端输入驱动信号，以控制第五开关管S5和第六开关管S6导通或关断，从而控制半桥式电路单元400按照以下方式工作：
若单级式隔离型双向变换器工作在整流模式，当交流端电压
Figure 678647DEST_PATH_IMAGE003
为正时，第六开关 管S6处于导通状态或关断状态，第五开关管S5处于关断状态；当交流端电压
Figure 266272DEST_PATH_IMAGE003
为负时，第 五开关管S5处于导通状态或关断状态，第六开关管S6处于关断状态；若单级式隔离型双向 变换器工作在逆变模式，当交流端电压
Figure 967643DEST_PATH_IMAGE003
为正时，第五开关管S5处于导通状态，第六开关 管S6处于关断状态；当交流端电压
Figure 660268DEST_PATH_IMAGE003
为负时，第六开关管S6处于导通状态，第五开关管S5 处于关断状态。
通过向第七开关管S7~第十开关管S10的驱动端输入驱动信号，以控制第七开关管S7~第十开关管S10导通或关断，从而控制第二全桥式电路单元500按照以下四种模式工作：
模式1：当第七开关管S7和第十开关管S10处于导通状态时，第八开关管S8和第九开关管S9处于关断状态；模式2：当第八开关管S8和第九开关管S9处于导通状态时，第七开关管S7和第十开关管S10处于关断状态；模式3：当第七开关管S7和第九开关管S9处于导通状态时，第八开关管S8和第十开关管S10处于关断状态；当第八开关管S8和第十开关管S10处于导通状态时，第七开关管S7和第九开关管S9处于关断状态。
其中，第七开关管S7和第十开关管S10的驱动信号的占空比为50%，同一桥臂的两个开关管中仅有一个处于导通状态。在每个开关周期Ts内，模式1、模式2、模式3和模式4各执行一次，各模式的执行顺序和时间，取决于各开关管驱动信号的内在相位关系。
需要说明的是，通过第二全桥式电路单元500中各开关管驱动信号的内在相位关 系，以及第二全桥式电路单元500的驱动信号和第一全桥式电路单元300的驱动信号之间的 外在相位关系，可以控制交流端电流
Figure 763485DEST_PATH_IMAGE004
的功率因数和直流端的输入/输出功率。整流工作 时，第一全桥式电路单元300的驱动信号超前于第二全桥式电路单元500的驱动信号，能量 从交流端向直流端传输；逆变工作时，第一全桥式电路单元300的驱动信号滞后于第二全桥 式电路单元500的驱动信号，能量从直流端向交流端传输。
根据本发明的一个具体实施例，以整流模式为例，图2a为单级式隔离型双向变换 器在一个工频周期20ms内的工作波形，对图2a中的一个开关周期的波形进行放大，可得图 2b的波形。如图2a所示，在一个工频周期内，半桥式电路单元400动作两次，即当交流端电压
Figure 385659DEST_PATH_IMAGE005
为正时，第六开关管S6处于导通状态，第五开关管S5处于关断状态；当交流端电压
Figure 512009DEST_PATH_IMAGE005
为 负时，第五开关管S5处于导通状态，第六开关管S6处于关断状态。
如图2a和2b所示，第一全桥式电路单元300中的第一开关管S1~第四开关管S4的驱 动信号的占空比均为50%，通过Boost变换器的变压比公式可计算滤波电容800两端的电压
Figure 618112DEST_PATH_IMAGE006
，因此滤波电容800两端的电压
Figure 841414DEST_PATH_IMAGE007
为二倍的电网电压的绝对值，即
Figure 141815DEST_PATH_IMAGE008
。由于 单级式隔离型双向变换器工作在整流模式，因此，交流端电压
Figure 509123DEST_PATH_IMAGE008
与电流
Figure 418917DEST_PATH_IMAGE009
同相位。
其中，如图2a所示，第一全桥式电路单元300中的第一开关管S1与第二开关管S2和 第三开关管S3的驱动信号相位均相差180°，第四开关管S4与第二开关管S2和第三开关管S3 的驱动信号相位也均相差180°，滤波电容800两端的电压
Figure 168829DEST_PATH_IMAGE010
被逆变为第一全桥式电路单元 300的桥臂中点间电压
Figure 374551DEST_PATH_IMAGE011
，
Figure 818038DEST_PATH_IMAGE011
的周期为开关周期Ts，正负半周各占50%，外包络线的幅值 为
Figure 268873DEST_PATH_IMAGE012
。
如图2a所示，第二全桥式电路单元500中的第七开关管S7~第十开关管S10的驱动 信号占空比均为50%，第七开关管S7驱动信号超前于第九开关管S9和第十开关管S10的驱动 信号相位
Figure 135942DEST_PATH_IMAGE013
，第八开关管S8驱动信号超前于第九开关管S9和第十开关管S10的驱动信号相 位
Figure 76347DEST_PATH_IMAGE013
，直流端电压
Figure 792149DEST_PATH_IMAGE014
被逆变为第二全桥式电路单元500的桥臂中点间电压
Figure 46675DEST_PATH_IMAGE015
，
Figure 96146DEST_PATH_IMAGE015
的周 期为开关周期Ts，正负半周对称，幅值为
Figure 145136DEST_PATH_IMAGE016
，电压占空比小于等于50%。
如图2a所示，变压器700的副边电流
Figure 274198DEST_PATH_IMAGE017
为高频交流电流，不包含工频交流分量。第 一移相电感L1的电流
Figure 830950DEST_PATH_IMAGE018
和第二移相电感L2的电流
Figure 409962DEST_PATH_IMAGE019
包含工频分量和高频分量，电流
Figure 892502DEST_PATH_IMAGE018
和
Figure 189754DEST_PATH_IMAGE019
的工频分量都等于交流端电流的一半，即
Figure 116908DEST_PATH_IMAGE020
，电流
Figure 314540DEST_PATH_IMAGE018
的高频分量等于
Figure 970912DEST_PATH_IMAGE021
，电流
Figure 814846DEST_PATH_IMAGE019
的高 频分量等于
Figure 214866DEST_PATH_IMAGE022
。
为了便于描述，可假设变压器700的第一绕组710和第二绕组720的变比等于1，第一移相电感L1和第二移相电感L2没有耦合关系，电感量为Lp。
对应的，在整流模式工作阶段的第一阶段，即阶段1，如图3所示，第一开关管S1、第 四开关管S4、第六开关管S6、第八开关管S8和第九开关管S9处于导通状态，第二开关管S2、 第三开关管S3、第五开关管S5、第七开关管S7和第十开关管S10处于关断状态，对应图2b的 阶段I。其中，第一全桥式电路单元300的桥臂中点的电势差
Figure 783118DEST_PATH_IMAGE023
等于
Figure 735024DEST_PATH_IMAGE024
，第二全桥式电路 单元500的桥臂中点的电势差
Figure 3938DEST_PATH_IMAGE025
等于
Figure 4386DEST_PATH_IMAGE026
。第一移相电感L1的电流
Figure 176611DEST_PATH_IMAGE027
线性下降，速率
Figure 240031DEST_PATH_IMAGE028
；第二移相电感L2的电流
Figure 999171DEST_PATH_IMAGE029
线性上升，速率
Figure 800380DEST_PATH_IMAGE030
。交流端电流
Figure 328576DEST_PATH_IMAGE031
等于电流
Figure 551179DEST_PATH_IMAGE027
与
Figure 532036DEST_PATH_IMAGE029
之和，且电流
Figure 576084DEST_PATH_IMAGE027
下降速率与电流
Figure 18173DEST_PATH_IMAGE029
上升速率近似相等，因此交流端电流
Figure 358150DEST_PATH_IMAGE031
近似保持幅值
Figure 157129DEST_PATH_IMAGE032
不变。变压器700的副边电流
Figure 240753DEST_PATH_IMAGE033
与
Figure 475032DEST_PATH_IMAGE029
上升速率近似相等。
在整流模式的第二阶段，即阶段2，如图4所示，第一开关管S1、第四开关管S4、第六 开关管S6、第八开关管S8和第十开关管S10处于导通状态，第二开关管S2、第三开关管S3、第 五开关管S5、第七开关管S7和第九开关管处于关断状态，对应图2b的阶段II。其中，第一全 桥式电路单元300的桥臂中点的电势差
Figure 313806DEST_PATH_IMAGE023
等于
Figure 767790DEST_PATH_IMAGE024
，第二全桥式电路单元500的桥臂中点 的电势差
Figure 669755DEST_PATH_IMAGE025
等于零。第一移相电感L1的电流
Figure 823786DEST_PATH_IMAGE027
线性下降，速率
Figure 768215DEST_PATH_IMAGE034
；第二移相电感L2的电 流
Figure 210960DEST_PATH_IMAGE029
线性上升，速率
Figure 888585DEST_PATH_IMAGE035
。交流端电流
Figure 897123DEST_PATH_IMAGE036
等于电流
Figure 12453DEST_PATH_IMAGE027
与
Figure 942494DEST_PATH_IMAGE029
之和，且电流
Figure 959561DEST_PATH_IMAGE027
下降速率与电流
Figure 291448DEST_PATH_IMAGE029
上升速率近似相等，因此交流端电流
Figure 374417DEST_PATH_IMAGE031
近似保持幅值
Figure 290289DEST_PATH_IMAGE032
不变。变压器700的副边电流
Figure 119836DEST_PATH_IMAGE033
与
Figure 309159DEST_PATH_IMAGE029
上升速率近似相等。
在整流模式的第三阶段，即阶段3，如图5所示，第一开关管S1、第四开关管S4、第六 开关管S6、第七开关管S7和第十开关管S10处于导通状态，第二开关管S2、第三开关管S3、第 五开关管S5、第八开关管S8和第九开关管S9处于关断状态，对应图2b的阶段III。其中，第一 全桥式电路单元300的桥臂中点的电势差
Figure 503642DEST_PATH_IMAGE023
等于
Figure 467662DEST_PATH_IMAGE024
，第二全桥式电路单元500的桥臂中 点的电势差
Figure 38583DEST_PATH_IMAGE025
等于
Figure 578018DEST_PATH_IMAGE037
。第一移相电感L1的电流
Figure 285947DEST_PATH_IMAGE027
线性上升，速率
Figure 412297DEST_PATH_IMAGE038
；第二移相电 感L2的电流
Figure 518400DEST_PATH_IMAGE029
线性下降，速率
Figure 741702DEST_PATH_IMAGE039
。交流端电流
Figure 343234DEST_PATH_IMAGE031
等于电流
Figure 956881DEST_PATH_IMAGE027
与
Figure 368139DEST_PATH_IMAGE029
之和，且电流
Figure 380701DEST_PATH_IMAGE027
上 升速率与电流
Figure 157728DEST_PATH_IMAGE029
下降速率近似相等，因此交流端电流
Figure 258670DEST_PATH_IMAGE031
近似保持幅值
Figure 706576DEST_PATH_IMAGE032
不变。变压器700 的副边电流
Figure 638891DEST_PATH_IMAGE033
与
Figure 281093DEST_PATH_IMAGE029
下降速率近似相等。
在整流模式的第四阶段，即阶段4，如图6所示，第二开关管S2、第三开关管S3、第六 开关管S6、第七开关管S7和第十开关管S10处于导通状态，第一开关管S1、第四开关管S4、第 五开关管S5、第八开关管S8和第九开关管S9处于关断状态，对应图2b的阶段IV。其中，第一 全桥式电路单元300的桥臂中点的电势差
Figure 934578DEST_PATH_IMAGE023
等于
Figure 189105DEST_PATH_IMAGE040
，第二全桥式电路单元500的桥臂中 点的电势差
Figure 972996DEST_PATH_IMAGE025
等于
Figure 287565DEST_PATH_IMAGE041
。第一移相电感L1的电流
Figure 377748DEST_PATH_IMAGE027
线性上升，速率
Figure 668921DEST_PATH_IMAGE042
；第二移相电感 L2的电流
Figure 575828DEST_PATH_IMAGE029
线性下降，速率
Figure 58369DEST_PATH_IMAGE043
。交流端电流
Figure 417937DEST_PATH_IMAGE031
等于电流
Figure 345092DEST_PATH_IMAGE027
与
Figure 106506DEST_PATH_IMAGE029
之和，且电流
Figure 822264DEST_PATH_IMAGE027
上升速 率与电流
Figure 606812DEST_PATH_IMAGE029
下降速率近似相等，因此交流端电流
Figure 794780DEST_PATH_IMAGE031
近似保持幅值
Figure 676279DEST_PATH_IMAGE032
不变。变压器700的副 边电流
Figure 500623DEST_PATH_IMAGE033
与
Figure 271001DEST_PATH_IMAGE029
下降速率近似相等。
在整流模式的第五阶段，即阶段5，如图7所示，第二开关管S2、第三开关管S3、第六 开关管S6、第七开关管S7和第九开关管S9处于导通状态，第一开关管S1、第四开关管S4、第 五开关管S5、第八开关管S8和第十开关管S10处于关断状态，对应图2b的阶段V。其中，第一 全桥式电路单元300的桥臂中点电势差
Figure 209133DEST_PATH_IMAGE023
等于
Figure 885751DEST_PATH_IMAGE044
，第二全桥式电路单元500的桥臂中点 的电势差
Figure 8559DEST_PATH_IMAGE025
等于零。第一移相电感L1的电流
Figure 561507DEST_PATH_IMAGE027
线性上升，速率
Figure 568908DEST_PATH_IMAGE045
；第二移相电感L2的电流
Figure 924252DEST_PATH_IMAGE029
线性下降，速率
Figure 952382DEST_PATH_IMAGE046
。交流端电流
Figure 992626DEST_PATH_IMAGE031
等于电流
Figure 600456DEST_PATH_IMAGE027
与
Figure 48405DEST_PATH_IMAGE029
之和，且电流
Figure 450698DEST_PATH_IMAGE027
上升速率与电流
Figure 682966DEST_PATH_IMAGE029
下 降速率近似相等，因此交流端电流
Figure 825978DEST_PATH_IMAGE031
近似保持幅值
Figure 63186DEST_PATH_IMAGE032
不变。变压器700的副边电流
Figure 893171DEST_PATH_IMAGE033
与
Figure 910937DEST_PATH_IMAGE029
下降速率近似相等。
在整流模式的第六阶段，即阶段6，如图8所示，第二开关管S2、第三开关管S3、第六 开关管S6、第八开关管S8和第九开关管S9处于导通状态，第一开关管S1、第四开关管S4、第 五开关管S5、第七开关管S7和第十开关管S10处于关断状态，对应图2b的阶段VI。其中，第一 全桥式电路单元300的桥臂中点的电势差
Figure 592061DEST_PATH_IMAGE023
等于
Figure 949355DEST_PATH_IMAGE047
，第二全桥式电路单元500的桥臂中 点的电势差
Figure 899643DEST_PATH_IMAGE025
等于
Figure 139126DEST_PATH_IMAGE026
。第一移相电感L1的电流
Figure 328667DEST_PATH_IMAGE027
线性下降，速率
Figure 599855DEST_PATH_IMAGE048
；第二移相电感 L2的电流
Figure 452536DEST_PATH_IMAGE029
线性上升，速率
Figure 459542DEST_PATH_IMAGE049
。交流端电流
Figure 688661DEST_PATH_IMAGE031
等于电流
Figure 938989DEST_PATH_IMAGE027
与
Figure 290467DEST_PATH_IMAGE029
之和，且电流
Figure 507471DEST_PATH_IMAGE027
上升 速率与电流
Figure 540281DEST_PATH_IMAGE029
下降速率近似相等，因此交流端电流
Figure 786061DEST_PATH_IMAGE031
近似保持幅值
Figure 980544DEST_PATH_IMAGE032
不变。变压器700的 副边电流
Figure 876388DEST_PATH_IMAGE033
与
Figure 509626DEST_PATH_IMAGE029
下降速率近似相等。
综上所述，本发明的单级式隔离型双向变换器，仅包含一级功率变换，因此该变换器的损耗小、效率高，并且，本发明的单级式隔离型双向变换器，仅包含小容值的高频滤波电容滤除开关频率的电流纹波，不包含大容值母线电容作为能量缓冲单元，因此无需用到铝电解电容，因而该变换器体积小、寿命长，同时，本发明的单级式隔离型双向变换器无需Boost电感，对电网的电磁干扰很小，且不会引起额外的半导体开关管损耗和移相电感磁芯损耗，该拓扑结构没有Boost电感的特性，因此，减小了该变换器的体积和磁件损耗，降低了该变换器成本。
根据本发明实施例的单级式隔离型双向变换器，该变换器包括：直流电压端口、交流电压端口、第一全桥式电路单元、半桥式电路单元、第二全桥式电路单元、移相电感单元、变压器和滤波电容，其中，交流电压端口包括第一端口和第二端口；直流电压端口包括第三端口和第四端口；变压器包括第一绕组和第二绕组，第一绕组设置有中心抽头，中心抽头与第一端口相连，第一绕组的两端通过移相电感单元分别与第一全桥式电路单元的两个桥臂中点相连，第二绕组的两端分别与第二全桥式电路单元的两个桥臂中点相连；第一全桥式电路单元的两端分别与半桥式电路单元的两端相连；半桥式电路单元的两端还与滤波电容的两端相连，半桥式电路单元的桥臂中点与第二端口相连；第二全桥式电路单元的两端分别与第三端口和第四端口相连。由此，本发明的单级式隔离型双向变换器仅包含一级功率变换，因此，损耗小，变换效率高，并且，仅包含小容值的滤波电容，无需采用大容值的母线电容作为能量缓冲单元，因此，体积小并且使用寿命长，同时，本发明的单级式隔离型双向变换器无需Boost电感，即该拓扑结构没有Boost电感的特性，因此，减小了该变换器的体积和磁件损耗，降低了该变换器成本。
对应上述实施例，本发明还提出了一种单级式隔离型双向变换器的控制方法。
根据本发明实施例的单级式隔离型双向变换器的控制方法，包括以下步骤：在接收到整流或逆变控制指令后，向第一开关管至第十开关管的驱动端发送相应的占空比为50%的驱动信号，以控制第一全桥式电路单元中处于同一桥臂的两个开关管只有一个开关管处于导通状态，并控制半桥式电路单元中的两个开关管只有一个开关管处于导通状态，以及控制第二全桥式电路单元中处于同一桥臂的两个开关管只有一个开关管处于导通状态，使得单级式隔离型双向变换器工作在整流模式或者逆变模式，其中，当单级式隔离型双向变换器工作在整流模式时，第一全桥式电路单元对应的驱动信号超前于第二全桥式电路单元对应的驱动信号；当单级式隔离型双向变换器工作在逆变模式时，第一全桥式电路单元对应的驱动信号滞后于第二全桥式电路单元对应的驱动信号。
具体地，基于上述实施例的单级式隔离型双向变换器，通过向第一开关管S1~第四开关管S4的驱动端输入驱动信号，以控制第一开关管S1~第四开关管S4导通或关断，从而控制第一全桥式电路单元300按照以下两种模式工作：
模式1：当第一开关管S1和第四开关管S4处于导通状态时，第二开关管S2和第三开关管S3处于关断状态；模式2：当第二开关管S2和第三开关管S3处于导通状态时，第一开关管S1和第四开关管S4处于关断状态。
其中，第一开关管S1~第四开关管S4的驱动信号的占空比为50%，同一桥臂的两个开关管中仅有一个处于导通状态。在每个开关周期Ts内，模式1和模式2各执行一次，持续时间各占50%。
通过向第五开关管S5和第六开关管S6的驱动端输入驱动信号，以控制第五开关管S5和第六开关管S6导通或关断，从而控制半桥式电路单元400按照以下方式工作：
若单级式隔离型双向变换器工作在整流模式，当交流端电压
Figure 49061DEST_PATH_IMAGE005
为正时，第六开关 管S6处于导通状态或关断状态，第五开关管S5处于关断状态；当交流端电压
Figure 411515DEST_PATH_IMAGE005
为负时，第 五开关管S5处于导通状态或关断状态，第六开关管S6处于关断状态；若单级式隔离型双向 变换器工作在逆变模式，当交流端电压
Figure 600182DEST_PATH_IMAGE005
为正时，第五开关管S5处于导通状态，第六开关 管S6处于关断状态；当交流端电压
Figure 977724DEST_PATH_IMAGE005
为负时，第六开关管S6处于导通状态，第五开关管S5 处于关断状态。
通过向第七开关管S7~第十开关管S10的驱动端输入驱动信号，以控制第七开关管S7~第十开关管S10导通或关断，从而控制第二全桥式电路单元500按照以下四种模式工作：
模式1：当第七开关管S7和第十开关管S10处于导通状态时，第八开关管S8和第九开关管S9处于关断状态；模式2：当第八开关管S8和第九开关管S9处于导通状态时，第七开关管S7和第十开关管S10处于关断状态；模式3：当第七开关管S7和第九开关管S9处于导通状态时，第八开关管S8和第十开关管S10处于关断状态；当第八开关管S8和第十开关管S10处于导通状态时，第七开关管S7和第九开关管S9处于关断状态。
其中，第七开关管S7和第十开关管S10的驱动信号的占空比为50%，同一桥臂的两个开关管中仅有一个处于导通状态。在每个开关周期Ts内，模式1、模式2、模式3和模式4各执行一次，各模式的执行顺序和时间，取决于各开关管驱动信号的内在相位关系。
需要说明的是，通过第二全桥式电路单元500中各开关管驱动信号的内在相位关 系，以及第二全桥式电路单元500的驱动信号和第一全桥式电路单元300的驱动信号之间的 外在相位关系，可以控制交流端电流
Figure 935447DEST_PATH_IMAGE050
的功率因数和直流端的输入/输出功率。整流工作 时，第一全桥式电路单元300的驱动信号超前于第二全桥式电路单元500的驱动信号，能量 从交流端向直流端传输；逆变工作时，第一全桥式电路单元300的驱动信号滞后于第二全桥 式电路单元500的驱动信号，能量从直流端向交流端传输。
根据本发明的一个具体实施例，以整流模式为例，图2a为单级式隔离型双向变换 器在一个工频周期20ms内的工作波形，对图2a中的一个开关周期的波形进行放大，可得图 2b的波形。如图2a所示，在一个工频周期内，半桥式电路单元400动作两次，即当交流端电压
Figure 734382DEST_PATH_IMAGE005
为正时，第六开关管S6处于导通状态，第五开关管S5处于关断状态；当交流端电压
Figure 410345DEST_PATH_IMAGE005
为 负时，第五开关管S5处于导通状态，第六开关管S6处于关断状态。
如图2a和2b所示，第一全桥式电路单元300中的第一开关管S1~第四开关管S4的驱 动信号的占空比均为50%，通过Boost变换器的变压比公式可计算滤波电容800两端的电压
Figure 821604DEST_PATH_IMAGE051
，因此滤波电容800两端的电压
Figure 851744DEST_PATH_IMAGE007
为二倍的电网电压的绝对值，即
Figure 886827DEST_PATH_IMAGE008
。由于 单级式隔离型双向变换器工作在整流模式，因此，交流端电压
Figure 719261DEST_PATH_IMAGE008
与电流
Figure 435675DEST_PATH_IMAGE009
同相位。
其中，如图2a所示，第一全桥式电路单元300中的第一开关管S1与第二开关管S2和 第三开关管S3的驱动信号相位均相差180°，第四开关管S4与第二开关管S2和第三开关管S3 的驱动信号相位也均相差180°，滤波电容800两端的电压
Figure 433237DEST_PATH_IMAGE010
被逆变为第一全桥式电路单元 300的桥臂中点间电压
Figure 373642DEST_PATH_IMAGE011
，
Figure 83584DEST_PATH_IMAGE011
的周期为开关周期Ts，正负半周各占50%，外包络线的幅值 为
Figure 338110DEST_PATH_IMAGE012
。
如图2a所示，第二全桥式电路单元500中的第七开关管S7~第十开关管S10的驱动 信号占空比均为50%，第七开关管S7超前于第九开关管S9和第十开关管S10的驱动信号相位
Figure 116143DEST_PATH_IMAGE013
，第八开关管S8驱动信号超前于第九开关管S9和第十开关管S10的驱动信号相位
Figure 430712DEST_PATH_IMAGE013
，直 流端电压
Figure 300054DEST_PATH_IMAGE014
被逆变为第二全桥式电路单元500的桥臂中点间电压
Figure 420588DEST_PATH_IMAGE015
，
Figure 763714DEST_PATH_IMAGE015
的周期为开关 周期Ts，正负半周对称，幅值为
Figure 252114DEST_PATH_IMAGE016
，电压占空比小于等于50%。
如图2a所示，变压器700的副边电流
Figure 611682DEST_PATH_IMAGE052
为高频交流电流，不包含工频交流分量。第 一移相电感L1的电流
Figure 205081DEST_PATH_IMAGE018
和第二移相电感L2的电流
Figure 966495DEST_PATH_IMAGE019
包含工频分量和高频分量，电流
Figure 637515DEST_PATH_IMAGE018
和
Figure 484379DEST_PATH_IMAGE019
的工频分量都等于交流端电流的一半，即
Figure 382934DEST_PATH_IMAGE020
，电流
Figure 261504DEST_PATH_IMAGE018
的高频分量等于
Figure 88776DEST_PATH_IMAGE021
，电流
Figure 160287DEST_PATH_IMAGE019
的高 频分量等于
Figure 426315DEST_PATH_IMAGE022
。
为了便于描述，可假设变压器700的第一绕组710和第二绕组720的变比等于1，第一移相电感L1和第二移相电感L2没有耦合关系，电感量为Lp。
对应的，在整流模式工作阶段的第一阶段，即阶段1，如图3所示，第一开关管S1、第 四开关管S4、第六开关管S6、第八开关管S8和第九开关管S9处于导通状态，第二开关管S2、 第三开关管S3、第五开关管S5、第七开关管S7和第十开关管S10处于关断状态，对应图2b的 阶段I。其中，第一全桥式电路单元300的桥臂中点的电势差
Figure 97074DEST_PATH_IMAGE023
等于
Figure 219882DEST_PATH_IMAGE024
，第二全桥式电路 单元500的桥臂中点的电势差
Figure 766970DEST_PATH_IMAGE025
等于
Figure 508793DEST_PATH_IMAGE026
。第一移相电感L1的电流
Figure 34059DEST_PATH_IMAGE027
线性下降，速率
Figure 265451DEST_PATH_IMAGE028
；第二移相电感L2的电流
Figure 10422DEST_PATH_IMAGE029
线性上升，速率
Figure 293285DEST_PATH_IMAGE030
。交流端电流
Figure 3884DEST_PATH_IMAGE031
等于电流
Figure 340931DEST_PATH_IMAGE027
与
Figure 871400DEST_PATH_IMAGE029
之和，且电流
Figure 31990DEST_PATH_IMAGE027
下降速率与电流
Figure 534778DEST_PATH_IMAGE029
上升速率近似相等，因此交流端电流
Figure 544191DEST_PATH_IMAGE031
近似保持幅值
Figure 559027DEST_PATH_IMAGE032
不变。变压器700的副边电流
Figure 75371DEST_PATH_IMAGE033
与
Figure 494982DEST_PATH_IMAGE029
上升速率近似相等。
在整流模式的第二阶段，即阶段2，如图4所示，第一开关管S1、第四开关管S4、第六 开关管S6、第八开关管S8和第十开关管S10处于导通状态，第二开关管S2、第三开关管S3、第 五开关管S5、第七开关管S7和第九开关管处于关断状态，对应图2b的阶段II。其中，第一全 桥式电路单元300的桥臂中点的电势差
Figure 298466DEST_PATH_IMAGE023
等于
Figure 865845DEST_PATH_IMAGE024
，第二全桥式电路单元500的桥臂中点 的电势差
Figure 548062DEST_PATH_IMAGE025
等于零。第一移相电感L1的电流
Figure 196081DEST_PATH_IMAGE027
线性下降，速率
Figure 468668DEST_PATH_IMAGE034
；第二移相电感L2的电 流
Figure 523343DEST_PATH_IMAGE029
线性上升，速率
Figure 755391DEST_PATH_IMAGE035
。交流端电流
Figure 821698DEST_PATH_IMAGE036
等于电流
Figure 609395DEST_PATH_IMAGE027
与
Figure 820540DEST_PATH_IMAGE029
之和，且电流
Figure 494096DEST_PATH_IMAGE027
下降速率与电流
Figure 913445DEST_PATH_IMAGE029
上升速率近似相等，因此交流端电流
Figure 373507DEST_PATH_IMAGE036
近似保持幅值
Figure 71949DEST_PATH_IMAGE032
不变。变压器700的副边电流
Figure 705186DEST_PATH_IMAGE033
与
Figure 811332DEST_PATH_IMAGE029
上升速率近似相等。
在整流模式的第三阶段，即阶段3，如图5所示，第一开关管S1、第四开关管S4、第六 开关管S6、第七开关管S7和第十开关管S10处于导通状态，第二开关管S2、第三开关管S3、第 五开关管S5、第八开关管S8和第九开关管S9处于关断状态，对应图2b的阶段III。其中，第一 全桥式电路单元300的桥臂中点的电势差
Figure 504613DEST_PATH_IMAGE023
等于
Figure 628033DEST_PATH_IMAGE024
，第二全桥式电路单元500的桥臂中 点的电势差
Figure 2645DEST_PATH_IMAGE025
等于
Figure 951579DEST_PATH_IMAGE037
。第一移相电感L1的电流
Figure 251979DEST_PATH_IMAGE027
线性上升，速率
Figure 865625DEST_PATH_IMAGE038
；第二移相电感 L2的电流
Figure 837736DEST_PATH_IMAGE029
线性下降，速率
Figure 915545DEST_PATH_IMAGE039
。交流端电流
Figure 625661DEST_PATH_IMAGE031
等于电流
Figure 726604DEST_PATH_IMAGE027
与
Figure 502405DEST_PATH_IMAGE029
之和，且电流
Figure 870939DEST_PATH_IMAGE027
上升速 率与电流
Figure 14606DEST_PATH_IMAGE029
下降速率近似相等，因此交流端电流
Figure 414231DEST_PATH_IMAGE031
近似保持幅值
Figure 793391DEST_PATH_IMAGE032
不变。变压器700的副 边电流
Figure 842862DEST_PATH_IMAGE033
与
Figure 157431DEST_PATH_IMAGE029
下降速率近似相等。
在整流模式的第四阶段，即阶段4，如图6所示，第二开关管S2、第三开关管S3、第六 开关管S6、第七开关管S7和第十开关管S10处于导通状态，第一开关管S1、第四开关管S4、第 五开关管S5、第八开关管S8和第九开关管S9处于关断状态，对应图2b的阶段IV。其中，第一 全桥式电路单元300的桥臂中点的电势差
Figure 32633DEST_PATH_IMAGE023
等于
Figure 90850DEST_PATH_IMAGE040
，第二全桥式电路单元500的桥臂中 点的电势差
Figure 994827DEST_PATH_IMAGE025
等于
Figure 480297DEST_PATH_IMAGE041
。第一移相电感L1的电流
Figure 276084DEST_PATH_IMAGE027
线性上升，速率
Figure 925941DEST_PATH_IMAGE042
；第二移相电感 L2的电流
Figure 625037DEST_PATH_IMAGE029
线性下降，速率
Figure 278479DEST_PATH_IMAGE043
。交流端电流
Figure 125344DEST_PATH_IMAGE031
等于电流
Figure 590610DEST_PATH_IMAGE027
与
Figure 144213DEST_PATH_IMAGE029
之和，且电流
Figure 30873DEST_PATH_IMAGE027
上升 速率与电流
Figure 801252DEST_PATH_IMAGE029
下降速率近似相等，因此交流端电流
Figure 801700DEST_PATH_IMAGE031
近似保持幅值
Figure 224458DEST_PATH_IMAGE032
不变。变压器700的 副边电流
Figure 488212DEST_PATH_IMAGE033
与
Figure 41159DEST_PATH_IMAGE029
下降速率近似相等。
在整流模式的第五阶段，即阶段5，如图7所示，第二开关管S2、第三开关管S3、第六 开关管S6、第七开关管S7和第九开关管S9处于导通状态，第一开关管S1、第四开关管S4、第 五开关管S5、第八开关管S8和第十开关管S10处于关断状态，对应图2b的阶段V。其中，第一 全桥式电路单元300的桥臂中点电势差
Figure 110878DEST_PATH_IMAGE023
等于
Figure 501058DEST_PATH_IMAGE044
，第二全桥式电路单元500的桥臂中点 的电势差
Figure 794767DEST_PATH_IMAGE025
等于零。第一移相电感L1的电流
Figure 38273DEST_PATH_IMAGE027
线性上升，速率
Figure 318207DEST_PATH_IMAGE053
；第二移相电感L2的电 流
Figure 754437DEST_PATH_IMAGE029
线性下降，速率
Figure 422310DEST_PATH_IMAGE046
。交流端电流
Figure 887533DEST_PATH_IMAGE031
等于电流
Figure 469692DEST_PATH_IMAGE027
与
Figure 34797DEST_PATH_IMAGE029
之和，且电流
Figure 548605DEST_PATH_IMAGE027
上升速率与电流
Figure 566371DEST_PATH_IMAGE029
下降速率近似相等，因此交流端电流
Figure 450757DEST_PATH_IMAGE031
近似保持幅值
Figure 808051DEST_PATH_IMAGE032
不变。变压器700的副边电流
Figure 379295DEST_PATH_IMAGE033
与
Figure 320576DEST_PATH_IMAGE029
下降速率近似相等。
在整流模式的第六阶段，即阶段6，如图8所示，第二开关管S2、第三开关管S3、第六 开关管S6、第八开关管S8和第九开关管S9处于导通状态，第一开关管S1、第四开关管S4、第 五开关管S5、第七开关管S7和第十开关管S10处于关断状态，对应图2b的阶段VI。其中，第一 全桥式电路单元300的桥臂中点的电势差
Figure 808320DEST_PATH_IMAGE023
等于
Figure 17191DEST_PATH_IMAGE047
，第二全桥式电路单元500的桥臂中 点的电势差
Figure 135451DEST_PATH_IMAGE025
等于
Figure 130738DEST_PATH_IMAGE026
。第一移相电感L1的电流
Figure 156594DEST_PATH_IMAGE027
线性下降，速率
Figure 485551DEST_PATH_IMAGE048
；第二移相电感 L2的电流
Figure 633767DEST_PATH_IMAGE029
线性上升，速率
Figure 104632DEST_PATH_IMAGE049
。交流端电流
Figure 871862DEST_PATH_IMAGE031
等于电流
Figure 556790DEST_PATH_IMAGE027
与
Figure 76239DEST_PATH_IMAGE029
之和，且电流
Figure 715293DEST_PATH_IMAGE027
上升 速率与电流
Figure 289144DEST_PATH_IMAGE029
下降速率近似相等，因此交流端电流
Figure 392360DEST_PATH_IMAGE031
近似保持幅值
Figure 82711DEST_PATH_IMAGE032
不变。变压器700的 副边电流
Figure 209061DEST_PATH_IMAGE033
与
Figure 816629DEST_PATH_IMAGE029
下降速率近似相等。
根据本发明实施例的单级式隔离型双向变换器的控制方法，在接收到整流或逆变控制指令后，向第一开关管至第十开关管的驱动端发送相应的占空比为50%的驱动信号，以控制所述第一全桥式电路单元中处于同一桥臂的两个开关管只有一个开关管处于导通状态，并控制所述半桥式电路单元中的两个开关管只有一个开关管处于导通状态，以及控制所述第二全桥式电路单元中处于同一桥臂的两个开关管只有一个开关管处于导通状态，使得所述单级式隔离型双向变换器工作在整流模式或者逆变模式，由此，本发明的单级式隔离型双向变换器仅包含一级功率变换，因此，损耗小，变换效率高，并且，仅包含小容值的滤波电容，无需采用大容值的母线电容作为能量缓冲单元，因此，体积小并且使用寿命长，同时，本发明的单级式隔离型双向变换器无需Boost电感，即该拓扑结构没有Boost电感的特性，因此，减小了该变换器的体积和磁件损耗，降低了该变换器成本。
在本发明的描述中，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
在本发明中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
在本发明中，除非另有明确的规定和限定，第一特征在第二特征“上”或“下”可以是第一和第二特征直接接触，或第一和第二特征通过中间媒介间接接触。而且，第一特征在第二特征“之上”、“上方”和“上面”可是第一特征在第二特征正上方或斜上方，或仅仅表示第一特征水平高度高于第二特征。第一特征在第二特征“之下”、“下方”和“下面”可以是第一特征在第二特征正下方或斜下方，或仅仅表示第一特征水平高度小于第二特征。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必针对相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。
应当理解，本发明的各部分可以用硬件、软件、固件或它们的组合来实现。在上述实施方式中，多个步骤或方法可以用存储在存储器中且由合适的指令执行系统执行的软件或固件来实现。例如，如果用硬件来实现，和在另一实施方式中一样，可用本领域公知的下列技术中的任一项或他们的组合来实现：具有用于对数据信号实现逻辑功能的逻辑门电路的离散逻辑电路，具有合适的组合逻辑门电路的专用集成电路，可编程门阵列（PGA），现场可编程门阵列（FPGA）等。
本技术领域的普通技术人员可以理解实现上述实施例方法携带的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，该程序在执行时，包括方法实施例的步骤之一或其组合。
此外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理模块中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个模块中。上述集成的模块既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。所述集成的模块如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。
上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。

Claims (6)

1.一种单级式隔离型双向变换器，其特征在于，包括：直流电压端口、交流电压端口、第一全桥式电路单元、半桥式电路单元、第二全桥式电路单元、移相电感单元、变压器和滤波电容，其中，
所述交流电压端口包括第一端口和第二端口；
所述直流电压端口包括第三端口和第四端口；
所述变压器包括第一绕组和第二绕组，所述第一绕组设置有中心抽头，所述中心抽头与所述第一端口相连，所述第一绕组的两端通过所述移相电感单元分别与所述第一全桥式电路单元的两个桥臂中点相连，所述第二绕组的两端分别与所述第二全桥式电路单元的两个桥臂中点相连；
所述第一全桥式电路单元的两端分别与所述半桥式电路单元的两端相连；
所述半桥式电路单元的两端还与所述滤波电容的两端相连，所述半桥式电路单元的桥臂中点与所述第二端口相连；所述第二全桥式电路单元的两端分别与所述第三端口和所述第四端口相连。
2.根据权利要求1所述的单级式隔离型双向变换器，其特征在于，所述第一全桥式电路单元包括：
串联的第一开关管和第二开关管，所述第一开关管的第一端与所述第二开关管的第一端相连，所述第一开关管与所述第二开关管的连接点为所述第一全桥式电路单元的一个桥臂中点；
串联的第三开关管和第四开关管，所述第三开关管的第一端与所述第四开关管的第一端相连，所述第三开关管与所述第四开关管的连接点为所述第一全桥式电路单元的另一个桥臂中点，所述第三开关管的第二端与所述第一开关管的第二端相连，所述第四开关管的第二端与所述第二开关管的第二端相连。
3.根据权利要求2所述的单级式隔离型双向变换器，其特征在于，所述半桥式电路单元包括：
串联的第五开关管和第六开关管，所述第五开关管的第一端与所述第六开关管的第一端相连，所述第五开关管与所述第六开关管的连接点为所述半桥式电路单元的桥臂中点，所述第五开关管的第二端与所述第三开关管的第二端相连，所述第六开关管的第二端与所述第四开关管的第二端相连。
4.根据权利要求3所述的单级式隔离型双向变换器，其特征在于，所述移相电感单元包括：
第一移相电感，所述第一移相电感的一端与所述第一全桥式电路单元的一个桥臂中点相连，所述第一移相电感的另一端与所述第一绕组的一端相连；
第二移相电感，所述第二移相电感的一端与所述第一全桥式电路单元的另一个桥臂中点相连，所述第二移相电感的另一端与所述第一绕组的另一端相连。
5.根据权利要求4所述的单级式隔离型双向变换器，其特征在于，所述第二全桥式电路单元包括：
串联的第七开关管和第八开关管，所述第七开关管的第一端与所述第八开关管的第一端相连，所述第七开关管与所述第八开关管的连接点为所述第二全桥式电路单元的一个桥臂中点；
串联的第九开关管和第十开关管，所述第九开关管的第一端与所述第十开关管的第一端相连，所述第九开关管与所述第十开关管的连接点为所述第二全桥式电路单元的另一个桥臂中点，所述第九开关管的第二端与所述第七开关管的第二端相连，所述第十开关管的第二端与所述第八开关管的第二端相连。
6.一种根据权利要求5所述的单级式隔离型双向变换器的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括以下步骤：
在接收到整流或逆变控制指令后，向第一开关管至第十开关管的驱动端发送相应的占空比为50%的驱动信号，以控制所述第一全桥式电路单元中处于同一桥臂的两个开关管只有一个开关管处于导通状态，并控制所述半桥式电路单元中的两个开关管只有一个开关管处于导通状态，以及控制所述第二全桥式电路单元中处于同一桥臂的两个开关管只有一个开关管处于导通状态，使得所述单级式隔离型双向变换器工作在整流模式或者逆变模式，其中，当所述单级式隔离型双向变换器工作在整流模式时，所述第一全桥式电路单元对应的驱动信号超前于所述第二全桥式电路单元对应的驱动信号；当所述单级式隔离型双向变换器工作在逆变模式时，所述第一全桥式电路单元对应的驱动信号滞后于所述第二全桥式电路单元对应的驱动信号。
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