CN115065236B - 基于三电平升压单元的高增益Sepic直流变换器 - Google Patents

基于三电平升压单元的高增益Sepic直流变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于三电平升压单元的高增益Sepic直流变换器，涉及升压直流变换器领域，电容C2、电容C3、续流二极管D1和续流二极管D2构成的第一电路结构，以及电容C4、续流二极管D3、输出二极管Do和输出电容Co1构成的第二电路结构分别连接在耦合电感原边绕组L2和耦合电感副边绕组L3的串联结构两端形成一个全新结构的三电平升压单元连接至Sepic电路的输入电源和负载，且输出电压参考点、负输入端以及输入电源的负极共地；该电路结构简单，可以有效提高电压增益，消除由驱动延时差异引起传统三电平变换器两个开关管驱动波形的差异，也可以消除输入电源、耦合电感、开关管、大多数二极管的寄生参数对两个输出电容的电压差的影响。

Description

基于三电平升压单元的高增益Sepic直流变换器
技术领域
本发明涉及升压直流变换器领域，尤其是一种基于三电平升压单元的高增益Sepic直流变换器。
背景技术
由于能源危机与环境污染严重，专家学者致力于研究和开发以太阳能、风能为代表的可再生新能源应用，其中，太阳能已得到广泛的应用。在光伏发电系统中，如何把光伏组件较低的电压高效转换为可供逆变器使用的母线电压，是提高光伏系统效率与结构灵活性的关键技术。但常规Boost变换器由于寄生参数影响，占空比较高时，导致Boost变换器电压增益较低，开关管电压应力大、损耗严重，所以传统Boost无法提供高电压增益来满足并网需求。随之出现了级联型Boost变换器等结构，虽然通过级联可以提高电压增益，但电路的复杂性也随之升高，使用器件数量多，效率低且电路可靠性低。
发明内容
本发明人针对上述问题及技术需求，提出了一种基于三电平升压单元的高增益Sepic直流变换器，本发明的技术方案如下：
一种基于三电平升压单元的高增益Sepic直流变换器，该高增益Sepic直流变换器包括Sepic电路以及三电平升压单元，三电平升压单元连接在Sepic电路的输入电源Vin和负载R之间，在三电平升压单元中，耦合电感原边绕组L2的第一端连接耦合电感副边绕组L3的第一端以及三电平升压单元的正输入端，耦合电感原边绕组L2的第二端连接电容C3的第一端、续流二极管D2的阴极、续流二极管D3的阳极、输出电容Co1的第一端、三电平升压单元的负输入端以及三电平升压单元的输出电压参考点，续流二极管D2的阳极连接续流二极管D1的阴极以及电容C2的第一端，续流二极管D1的阳极连接电容C3的第二端并作为三电平升压单元的负负载端，耦合电感副边绕组L3的第二端连接电容C2的第二端以及电容C4的第一端，电容C4的第二端连接续流二极管D3的阴极以及输出二极管Do的阳极，输出二极管Do的阴极连接输出电容Co1的第二端以及三电平升压单元的正负载端；
三电平升压单元通过正输入端和负输入端连接至Sepic电路的输入电源Vin，且三电平升压单元的输出电压参考点、三电平升压单元的负输入端以及输入电源Vin的负极共地，三电平升压单元通过正负载端和负负载端连接Sepic电路的负载R。
本发明的有益技术效果是：
本申请公开了一种基于三电平升压单元的高增益Sepic直流变换器,该变换器基于一个全新构造的三电平升压单元，结构简单，采用对称运行方式，输出电容以交错方式充放电，可以有效提高电压增益，可以消除由驱动延时差异引起传统三电平变换器两个开关管驱动波形的差异，避免两个输出电容电压差不断积加，解决了不能正常工作的问题。该变换器中的输入电源和输出电压参考点共地结构，减小了光伏板寄生电容引起的漏电流，具有安全性高、EMI小的特点。
该变换器中磁芯磁通密度会进入第三象限，磁芯利用率高，减小了耦合电感的磁芯体积和损耗。利用三电平变换器结构，输入电源、耦合电感、开关管、大多数二极管的寄生参数对输出电容之间电压平衡没有影响，故三电平变换器两个输出电容电压具有极强的自我平衡能力，输出电压纹波小。
该变换器中开关管的占空比的范围可以在0～1全范围内，且在全范围内都有高增益特点，而通过设计开关管的开关控制信号的占空比在0.5左右可以进一步减少输出电压纹波。
另外，该变换器中可使用低压小容值CBB电容代替高电压大容值电解电容，从而减小输出电容体积，缩减成本，有效提高系统使用寿命。
附图说明
图1是一个实施例中的三电平升压单元的电路图。
图2是一个实施例中的高增益Sepic直流变换器的电路图。
图3是另一个实施例中的高增益Sepic直流变换器的电路图。
图4是图3所示的高增益Sepic直流变换器的等效电路图。
图5是对图4简化后的等效电路图。
图6是一个实施例中的高增益Sepic直流变换器在第一模态时基于图5的电流流通示意图。
图7是一个实施例中的高增益Sepic直流变换器在第二模态时基于图5的电流流通示意图。
图8是一个实施例中的高增益Sepic直流变换器在第三模态时基于图5的电流流通示意图。
图9是一个实施例中的高增益Sepic直流变换器在第四模态时基于图5的电流流通示意图。
图10是一个实施例中的高增益Sepic直流变换器在第五模态时基于图5的电流流通示意图。
图11是一个实施例中的高增益Sepic直流变换器在第六模态时基于图5的电流流通示意图。
图12是一个实施例的高增益Sepic直流变换器在一个开关周期的工作波形图。
图13是一个实施例中的高增益Sepic直流变换器的电压增益与开关管的开关控制信号的占空比之间的关系图。
图14是一个实例中输出电容两端的电压图。
图15是一个实施例中的高增益Sepic直流变换器的输出电压的电压纹波与开关管的开关控制信号的占空比之间的关系图。
图16是一个实施例中的高增益Sepic直流变换器的输出电压的波形图。
图17-20是一个实例中的高增益Sepic直流变换器的工作波形实测图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步说明。
本申请公开了一种基于三电平升压单元的高增益Sepic直流变换器,该高增益Sepic直流变换器包括Sepic电路以及三电平升压单元，三电平升压单元连接在Sepic电路的输入电源Vin和负载R之间。请参考图1，在三电平升压单元中，耦合电感原边绕组L2的第一端连接耦合电感副边绕组L3的第一端以及三电平升压单元的正输入端(图1中的+端)。耦合电感原边绕组L2的第二端连接电容C3的第一端、续流二极管D2的阴极、续流二极管D3的阳极、输出电容Co1的第一端、三电平升压单元的负输入端(图1中的-端)以及三电平升压单元的输出电压参考点O。续流二极管D2的阳极连接续流二极管D1的阴极以及电容C2的第一端，续流二极管D1的阳极连接电容C3的第二端并作为三电平升压单元的负负载端N。耦合电感副边绕组L3的第二端连接电容C2的第二端以及电容C4的第一端，电容C4的第二端连接续流二极管D3的阴极以及输出二极管Do的阳极，输出二极管Do的阴极连接输出电容Co1的第二端以及三电平升压单元的正负载端P。
三电平升压单元通过正输入端和负输入端连接至Sepic电路的输入电源Vin，且三电平升压单元的输出电压参考点O、三电平升压单元的负输入端以及输入电源Vin的负极共地，三电平升压单元通过正负载端和负负载端连接Sepic电路的负载R。具体的，请参考图2，Sepic电路包括输入电源Vin、负载R、滤波电感L1、电容C1以及开关管S，输入电源Vin的正极连接滤波电感L1的第一端，滤波电感L1的第二端连接电容C1的第一端以及开关管S的漏极，电容C1的第二端连接三电平升压单元的正输入端。输入电源Vin的负极连接开关管S的源极并连接三电平升压单元的负输入端和三电平升压单元的输出电压参考点且接地。负载R的两端分别连接三电平升压单元的正负载端和负负载端。开关管S为MOS管或IGBT。
本领域技术人员可以理解的是，电容C3为输出电容，同时为了便于分析，该三电平升压单元的负负载端和输出电压参考点之间还连接输出电容Co2。
进一步的如图3所示，该高增益Sepic直流变换器还包括无源钳位电路，无源钳位电路包括续流二极管D4和电容C5，续流二极管D4的阴极连接耦合电感原边绕组L2的第二端，续流二极管D4的阳极连接续流二极管D2的阴极以及电容C5的第一端，电容C5的第二端连接耦合电感原边绕组L2的第一端。
考虑电路中的器件的寄生参数的影响，图3所示的高增益Sepic直流变换器的电路结构的等效电路图如图4所示。输入电源Vin实际等效为输入电源Vin与等效内阻Rin的串联结构。滤波电感L1等效为滤波电感L1及其等效电阻RL1的串联结构。开关管S等效为开关管S及其导通电阻RDS的串联结构。耦合电感原边绕组L2等效为理想变压器的耦合电感原边绕组L2及其等效电阻RL2和漏感LK1的串联结构。耦合电感副边绕组L3等效为理想变压器的耦合电感副边绕组L3及其等效电阻RL3＝NRL2和漏感LK2的串联结构，N是耦合电感原边绕组L2与耦合电感副边绕组L3的匝数比。每个续流二极管等效为该续流二极管及其电压降Vd和导通内阻Rd的串联结构，且各个续流二极管的电压降Vd以及导通内阻Rd均相等。
为了简化模态分析，首先对图4所示的等效电路图进行简化，得到简化后的等效电路图如图5所示，耦合电感原边绕组L2和耦合电感副边绕组L3可以等效为：耦合线圈漏感LK的正极连接耦合电感原边绕组L2的第一端，耦合线圈漏感LK的负极连接耦合电感副边绕组L3的第一端，磁化电感LM的负极连接正极连接耦合电感原边绕组L2的第一端，磁化电感LM的正极连接耦合电感原边绕组L2的第二端。图5中的耦合线圈漏感LK包括图4中的耦合电感原边绕组L2的漏感和耦合电感副边绕组L3的漏感/>其他器件的寄生参数暂时忽略不做考虑。图5还示出了电路中各个电感和电容的正负极，L1的第一端、C1的第一端、L3的第一端、C4的第二端、Co1的第二端、C2的第二端以及C5的第二端均为正。
结合图5所示的简化后的等效电路图，该高增益Sepic直流变换器在开关管S的一个开关周期内的工作过程依次包括六个模态：
(1)第一模态：开关管S导通，输入电源Vin对滤波电感L1充电，耦合电感原边绕组L2续流，耦合线圈漏感LK和磁化电感LM的电流线性减小；输入电源Vin通过与滤波电感L1、耦合电感副边绕组L3、电容C1、电容C5构成的回路给电容C2充电，输出电容Co2与电容C3并联后再与输出电容Co1串联给负载R供电；当耦合电感副边绕组L3的电流减小至零时，第一模态结束。基于图5，第一模态的等效电路图如图6所示，虚线箭头表示电流走向。
(2)第二模态：开关管S导通，输入电源Vin对滤波电感L1充电，耦合电感原边绕组L2续流，耦合线圈漏感LK和磁化电感LM的电流线性减小，耦合线圈漏感LK和磁化电感LM通过与耦合电感副边绕组L3、电容C2构成的回路给电容C3充电；耦合电感原边绕组L2和耦合电感副边绕组L3串联给电容C4充电；输入电源Vin与滤波电感L1和耦合电感原边绕组L2串联给电容C1充电；输出电容Co1与输出电容Co2串联给负载R供电，当耦合线圈漏感LK的电流减小至零时，第二模态结束。基于图5，第二模态的等效电路图如图7所示。
(3)第三模态：开关管S导通，滤波电感L1继续储能；电容C1给耦合线圈漏感LK和磁化电感LM充电；电容C1与耦合电感副边绕组L3、开关管S和电容C2串联给电容C3充电；电容C1与耦合电感副边绕组L3串联给电容C4充电；当开关管S关断时，第三模态结束。基于图5，第三模态的等效电路图如图8所示。
(4)第四模态：开关管S关断，耦合线圈漏感LK中的能量转移到电容C5中，输入电源Vin与滤波电感L1、电容C1、耦合电感副边绕组L3和电容C4串联给电容C1和输出电容Co1充电；当续流二极管D2导通时，第四模态结束。基于图5，第四模态的等效电路图如图9所示。
(5)第五模态：开关管S关断，耦合电感原边绕组L2电流开始反向增大，该变换器特别设计磁芯的磁通密度进入第三象限，有利于减小磁芯的体积。输入电源Vin与滤波电感L1和耦合电感副边绕组L3串联给电容C1和电容C2充电；当电容C2的电流等于电容C5的电流，续流二极管D4零电流关断，第五模态结束。基于图5，第五模态的等效电路图如图10所示。
(6)第六模态：输入电源Vin与滤波电感L1、电容C1、耦合电感副边绕组L3、电容C2和电容C5构成回路，给电容C1和电容C2充电，直到下一个开关周期时，第六模态结束。基于图5，第六模态的等效电路图如图11所示。
通过上述模态分析可以看出，在本申请中，电容C2、电容C3、续流二极管D1和续流二极管D2构成的第一电路结构，与电容C4、续流二极管D3、输出二极管Do和输出电容Co1构成的第二电路结构对称，且输出电容Co1和电容C3以交错方式充放电形成对称运行方式。常规变换器的拓扑结构中，开关管S的开关控制信号的占空比D的工作范围为0.5～1，并且在占空比D略大于0.5时电压增益低。而本申请由于优化了拓扑结构，开关管S的开关控制信号的占空比D的工作范围为0～1，且在全范围内都具有高增益，相比于常规拓扑结构来说，拓宽了占空比D的工作范围，且可以有效提高电压增益。
该高增益Sepic直流变换器在开关管S的一个开关周期内的工作波形如图12所示，其中，VGS是开关管S的开关控制信号，是滤波电感L1的电流，/>是耦合电感原边绕组L2的电流，/>是耦合电感副边绕组L3的电流，/>是耦合电感副边绕组L3两端的电压。IDS是流过开关管S的电流，VDS是开关管S两端的电压。/>是流过输出二极管Do的电流，/>是流过续流二极管D1的电流，/>是流过续流二极管D2的电流，/>是流过续流二极管D3的电流，/>是流过续流二极管D4的电流。/>是输出二极管Do两端的电压，/>是续流二极管D1两端的电压，是续流二极管D2两端的电压，/>是续流二极管D3两端的电压流，/>是续流二极管D4两端的电压。t0是开关控制信号的上升沿的时刻，也即开关管S导通的时刻，t1是耦合电感副边绕组L3的电流减小至零的时刻，t2是耦合电感原边绕组L2的电流反向减小到零的时刻，t3是开关控制信号的下降沿的时刻，t4是耦合电感原边绕组L2电流正向减小到零的时刻，t5是电容C2的电流等于电容C5的电流的时刻，t6是下一个开关周期的上升沿，也即下一个开关周期的t0时刻。
只考虑第三模态、第五模态和第六模态分析可得：
其中，是磁化电感LM在第五模态和第六模态时两端的电压，/>是耦合线圈漏感LK在第五模态和第六模态时两端的电压，/>是滤波电感L1在第五模态和第六模态时两端的电压。/>是磁化电感LM在第三模态时两端的电压，/>是耦合线圈漏感LK在第三模态时两端的电压，/>是滤波电感L1在第三模态时两端的电压。
根据模态分析可得电容C1、开关管S、输出电容Co1、输出电容Co2的电压应力和该变换器的电压增益为：
其中，是电容C1两端的电压。/>是输出电容Co1两端的电压，/>是输出电容Co2两端的电压，MCCM是高增益Sepic直流变换器的电压增益。K表示耦合电感原边绕组L2和耦合电感副边绕组L3的耦合系数，D是开关管S的开关控制信号的占空比。N表示耦合电感原边绕组L2与耦合电感副边绕组L3的匝数比。
由式(1)可得输出电容Co1和输出电容Co2的电压差为0，在忽略漏感对电压增益的影响下即耦合系数K＝1时，由式(2)得电压增益MCCM为：
由式(3)可得电压增益MCCM与占空比D的关系图如图13所示。根据式(1)-(3)可对变换器进行参数设计。
基于高增益Sepic直流变换器的第三模态、第五模态和第六模态确定输出电容Co1的电压以及输出电容Co2的电压/>的表达式分别为：
根据式(4)可得输出电容Co1的电压与输出电容Co2的电压/>的电压差ΔV为：
根据式(4)和(5)可得输出电容Co1的电压与输出电容Co2的电压/>如图14所示。
在输出电容Co1与输出电容Co2相等为C时，确定输出电压Vo的变化值ΔVo为：
根据式(6)可以得到该变换器的电压纹波与占空比之间的关系如图15所示，由式(6)可以确定，在开关管S的开关控制信号的占空比D的0～1的范围内，通过进一步设定开关管S的开关控制信号的占空比D＝0.5±δ，就能使得输出电压纹波在预定误差范围内。也即通过设定占空比D在0.5左右，就能有效抑制输出电压纹波，理论上可以使得输出电压变化值为0。
另外，由于本申请的变换器的拓扑结构的特殊性，本申请中的输出电容Co1和电容C3可以像传统结构一样采用电解电容实现。或者在一个实施例中，输出电容Co1和电容C3为CBB电容，也即可以使用低压小容值CBB电容代替高电压大容值的电解电容，从而可以减小输出电容的体积，也可以提高系统寿命、减小输出电压纹波。
其中，是电容C3的电压，/>是耦合电感原边绕组L2在第五模态和第六模态时的电压，/>是耦合电感原边绕组L2的漏感/>在第五模态和第六模态时的电压，/>是耦合电感副边绕组L3的漏感/>在第五模态和第六模态时的电压；/>是耦合电感原边绕组L2在第三模态时的电压，/>是耦合电感副边绕组L3的漏感/>在第三模态时的电压；/>是电容C1的电压，/>是耦合电感原边绕组L2的等效电阻；/>是耦合电感原边绕组L2在第五模态和第六模态时的电压，/>是耦合电感副边绕组L3在第五模态和第六模态时的电压，/>是耦合电感副边绕组L3在第三模态时的电压；Vd是每个续流二极管的电压降，Rd是每个续流二极管的导通内阻，Io是输出电流，Ts是开关管S的开关控制信号的开关周期。RDS是开关管S的导通电阻。
且根据式(6)可以看出，输出电压Vo的变化值ΔVo不受器件的寄生参数的影响，也即本申请的变换器中，各个器件的寄生参数对输出电压Vo的波动影响互相平衡，输出电压Vo的变化值ΔVo不受各个器件的寄生参数影响，从而可以消除寄生参数对输出电压纹波的影响，有效减小稳态时输出电压纹波。该变换器在一个实施例中的输出电压的波形图如图16所示，可以看出具有较小的电压纹波。其中，各个器件的寄生参数包括输入电源Vin的等效内阻Rin、开关管S的导通电阻RDS、滤波电感L1的等效电阻耦合电感原边绕组L2的等效电阻及其漏感/>耦合电感副边绕组L3的等效电阻/>及其漏感/>各个续流二极管的电压降Vd以及各个续流二极管的导通内阻Rd，各个续流漏感/>二极管的电压降Vd以及导通内阻Rd均相等，N是耦合电感原边绕组L2与耦合电感副边绕组L3的匝数比。
在一个实例中，该高增益Sepic直流变换器在开关管S的一个开关周期内的工作波形如图17-20所示，其中，输入电压Vin＝40V，输出电压Vo＝400V，开关管S两端的电压VDS的纵坐标为50伏/单元格(V/div)。输出电压Vo的纵坐标为200伏/单元格。耦合电感原边绕组L2两端的电压的纵坐标为50伏/单元格。耦合电感原边绕组L2的电流/>的纵坐标为10安/单元格(A/div)。耦合电感副边绕组L3两端的电压/>的纵坐标为50伏/单元格。流过耦合电感副边绕组L3的电流/>的纵坐标为10安/单元格。续流二极管D2两端的电压/>的纵坐标为100伏/单元格。流过续流二极管D2的电流/>的纵坐标为5安/单元格。输出电容Co1两端的电压的纵坐标为50伏/单元格，输出电容Co2两端的电压/>的纵坐标为50伏/单元格。图17-20中横轴的时间均为5微秒/单元格(μs/div)。
以上所述的仅是本申请的优选实施方式，本发明不限于以上实施例。可以理解，本领域技术人员在不脱离本发明的精神和构思的前提下直接导出或联想到的其他改进和变化，均应认为包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基于三电平升压单元的高增益Sepic直流变换器，其特征在于，所述高增益Sepic直流变换器包括Sepic电路以及三电平升压单元，所述三电平升压单元连接在所述Sepic电路的输入电源Vin和负载R之间，在所述三电平升压单元中，耦合电感原边绕组L2的第一端连接耦合电感副边绕组L3的第一端以及所述三电平升压单元的正输入端，所述耦合电感原边绕组L2的第二端连接电容C3的第一端、续流二极管D2的阴极、续流二极管D3的阳极、输出电容Co1的第一端、所述三电平升压单元的负输入端以及所述三电平升压单元的输出电压参考点，所述续流二极管D2的阳极连接续流二极管D1的阴极以及电容C2的第一端，所述续流二极管D1的阳极连接所述电容C3的第二端并作为所述三电平升压单元的负负载端，所述耦合电感副边绕组L3的第二端连接所述电容C2的第二端以及电容C4的第一端，所述电容C4的第二端连接所述续流二极管D3的阴极以及输出二极管Do的阳极，所述输出二极管Do的阴极连接所述输出电容Co1的第二端以及所述三电平升压单元的正负载端；
所述三电平升压单元通过所述正输入端和所述负输入端连接至Sepic电路的输入电源Vin，且所述三电平升压单元的输出电压参考点、三电平升压单元的负输入端以及所述输入电源Vin的负极共地，所述三电平升压单元通过所述正负载端和所述负负载端连接Sepic电路的负载R。
2.根据权利要求1所述的高增益Sepic直流变换器，其特征在于，所述Sepic电路包括输入电源Vin、负载R、滤波电感L1、电容C1以及开关管S，所述输入电源Vin的正极连接所述滤波电感L1的第一端，所述滤波电感L1的第二端连接所述电容C1的第一端以及所述开关管S的漏极，所述电容C1的第二端连接所述三电平升压单元的正输入端，所述输入电源Vin的负极连接所述开关管S的源极并连接所述三电平升压单元的负输入端和所述三电平升压单元的输出电压参考点且接地；所述负载R的两端分别连接所述三电平升压单元的正负载端和负负载端；所述三电平升压单元的负负载端和输出电压参考点之间还连接输出电容Co2。
3.根据权利要求2所述的高增益Sepic直流变换器，其特征在于，所述高增益Sepic直流变换器还包括无源钳位电路，所述无源钳位电路包括续流二极管D4和电容C5，所述续流二极管D4的阴极连接所述耦合电感原边绕组L2的第二端，所述续流二极管D4的阳极连接所述续流二极管D2的阴极以及所述电容C5的第一端，所述电容C5的第二端连接所述耦合电感原边绕组L2的第一端。
4.根据权利要求2所述的高增益Sepic直流变换器，其特征在于，所述输出电容Co1和所述电容C3为CBB电容。
5.根据权利要求2所述的高增益Sepic直流变换器，其特征在于，电容C2、电容C3、续流二极管D1和续流二极管D2构成的第一电路结构，与电容C4、续流二极管D3、输出二极管Do和输出电容Co1构成的第二电路结构对称，且输出电容Co1和电容C3以交错方式充放电形成对称运行方式，开关管S的开关控制信号的占空比D的取值范围为0～1。
6.根据权利要求3所述的高增益Sepic直流变换器，其特征在于，所述高增益Sepic直流变换器在开关管S的一个开关周期内的工作过程依次包括六个模态：
(1)第一模态：开关管S导通，输入电源Vin对滤波电感L1充电，耦合电感原边绕组L2续流，耦合线圈漏感LK和磁化电感LM的电流线性减小；输入电源Vin通过与滤波电感L1、耦合电感副边绕组L3、电容C1、电容C5构成的回路给电容C2充电，输出电容Co2与电容C3并联后再与输出电容Co1串联给负载R供电；当耦合电感副边绕组L3的电流减小至零时，第一模态结束；
(2)第二模态：开关管S导通，输入电源Vin对滤波电感L1充电，耦合电感原边绕组L2续流，耦合线圈漏感LK和磁化电感LM的电流线性减小，耦合线圈漏感LK和磁化电感LM通过与耦合电感副边绕组L3、电容C2构成的回路给电容C3充电；耦合电感原边绕组L2和耦合电感副边绕组L3串联给电容C4充电；输入电源Vin与滤波电感L1和耦合电感原边绕组L2串联给电容C1充电；输出电容Co1与输出电容Co2串联给负载R供电，当耦合线圈漏感LK的电流减小至零时，第二模态结束；
(3)第三模态：开关管S导通，滤波电感L1继续储能；电容C1给耦合线圈漏感LK和磁化电感LM充电；电容C1与耦合电感副边绕组L3、开关管S和电容C2串联给电容C3充电；电容C1与耦合电感副边绕组L3串联给电容C4充电；当开关管S关断时，第三模态结束；
(4)第四模态：开关管S关断，耦合线圈漏感LK中的能量转移到电容C5中，输入电源Vin与滤波电感L1、电容C1、耦合电感副边绕组L3和电容C4串联给电容C1和输出电容Co1充电；当续流二极管D2导通时，第四模态结束；
(5)第五模态：开关管S关断，耦合电感原边绕组L2电流开始反向增大，输入电源Vin与滤波电感L1和耦合电感副边绕组L3串联给电容C1和电容C2充电；当电容C2的电流等于电容C5的电流，续流二极管D4零电流关断，第五模态结束；
(6)第六模态：输入电源Vin与滤波电感L1、电容C1、耦合电感副边绕组L3、电容C2和电容C5构成回路，给电容C1和电容C2充电，直到下一个开关周期时，第六模态结束；
其中，耦合线圈漏感LK包括耦合电感原边绕组L2的漏感LK1和耦合电感副边绕组L3的漏感LK2，耦合线圈漏感LK的正极连接耦合电感原边绕组L2的第一端，耦合线圈漏感LK的负极连接耦合电感副边绕组L3的第一端，磁化电感LM的负极连接正极连接耦合电感原边绕组L2的第一端，磁化电感LM的正极连接正极连接耦合电感原边绕组L2的第二端。
7.根据权利要求6所述的高增益Sepic直流变换器，其特征在于，所述高增益Sepic直流变换器的电压增益为：
其中，D表示开关管S的开关控制信号的占空比，N表示耦合电感原边绕组L2与耦合电感副边绕组L3的匝数比。
8.根据权利要求7所述的高增益Sepic直流变换器，其特征在于，开关管S的开关控制信号的占空比D＝0.5±δ使得输出电压纹波在预定误差范围内，δ表示占空比误差。
9.根据权利要求8所述的高增益Sepic直流变换器，其特征在于，基于所述高增益Sepic直流变换器的第三模态、第五模态和第六模态确定输出电容Co1的电压以及输出电容Co2的电压/>的表达式分别为：
输出电容Co1的电压VCo1与输出电容Co2的电压的电压差ΔV为：
在输出电容Co1与输出电容Co2相等时，确定输出电压Vo的变化值ΔVo为：
并基于输出电压Vo的变化值ΔVo的表达式确定D＝0.5±δ；
其中，VC3是电容C3的电压，是耦合电感原边绕组L2在第五模态和第六模态时的电压，/>是耦合电感原边绕组L2的漏感/>在第五模态和第六模态时的电压，/>是耦合电感副边绕组L3的漏感/>在第五模态和第六模态时的电压；/>是耦合电感原边绕组L2在第三模态时的电压，/>是耦合电感副边绕组L3的漏感/>在第三模态时的电压；/>是电容C1的电压，/>是耦合电感原边绕组L2的等效电阻；/>是耦合电感原边绕组L2在第五模态和第六模态时的电压，/>是耦合电感副边绕组L3在第五模态和第六模态时的电压，/>是耦合电感副边绕组L3在第三模态时的电压；Vd是每个续流二极管的电压降，Rd是每个续流二极管的导通内阻，IDS是流过开关管S的电流，RDS是开关管S的导通电阻；/>是流过输出二极管Do的电流，/>是流过续流二极管D1的电流，/>是流过续流二极管D2的电流，/>是流过续流二极管D3的电流，/>是流过续流二极管D4的电流，Io是输出电流，Ts是开关管S的开关控制信号的开关周期。
10.根据权利要求9所述的高增益Sepic直流变换器，其特征在于，各个器件的寄生参数对输出电压Vo的波动影响互相平衡，输出电压Vo的变化值ΔVo不受各个器件的寄生参数影响，各个器件的寄生参数包括输入电源Vin的等效内阻Rin、开关管S的导通电阻RDS、滤波电感L1的等效电阻耦合电感原边绕组L2的等效电阻/>及其漏感/>耦合电感副边绕组L3的等效电阻/>及其漏感/>各个续流二极管的电压降Vd以及各个续流二极管的导通内阻Rd，各个续流漏感/>二极管的电压降Vd以及导通内阻Rd均相等，N是耦合电感原边绕组L2与耦合电感副边绕组L3的匝数比。
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