CN112366937A - 一种升降压Cuk双谐振开关电容变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种升降压Cuk双谐振开关电容变换器，该变换器基于传统反压模式SCC进行改进，通过引入两个小电感构成双谐振回路，实现了软开关，降低了变换器的开关损耗，同时通过调节谐振充放电时间实现了该变换器优良的电压增益调节性能。这种RSCC拓扑与其他RSCC拓扑相比，没有增加电路结构的复杂性，为需要高功率密度和超宽的电压增益调节范围的应用场合提供了一种高性能、低成本解决方案。

Description

一种升降压Cuk双谐振开关电容变换器
技术领域
本发明涉及电力电子领域，具体涉及一种升降压Cuk双谐振开关电容变换器。
背景技术
随着现代科技的发展，在实际产品设计中对于电源的小型化、集成化即提高电源的功率密度有了更多的需求。
被广泛应用的PWM变换器如Buck、Boost等，其电路中存在大的电感，所以对于功率密度的提升带来极大的限制。开关电容变换器Switched Capacitor Converter,SCC因其电路结构中不存在额外的电感，所以具有超高功率密度和极易集成的优点，自上世纪80年代被提出以后，在芯片供电、电平转换等微小功率场合获得广泛应用。但是传统开关电容变换器具有不适宜进行输出电压的调节和开关电流尖峰较大等缺陷，所以其场合具有局限性。
谐振开关电容变换器Resonant Switched Capacitor Converter,RSCC在传统SCC的电路基础上引入小电感以实现谐振软开关的目的。其概念的提出，首先解决了传统SCC电流尖峰的问题，同时业内也提出了许多实现RSCC输出电压连续调节的方案。但是受RSCC拓扑的限制，其输出电压调节范围往往是比较窄的，扩展输出电压的调节范围则往往是通过构建多级电路来实现的。多级电路的问题在于引入了更多的电感、电容和开关，这无疑会提高电路拓扑和控制的复杂程度，同时也不利于RSCC的电路小型化和集成化。
发明内容
为解决上述问题，本发明提出一种升降压Cuk双谐振开关电容变换器，通过下述技术方案实现：
一种升降压Cuk双谐振开关电容变换器，包括第一谐振电感Lr1、第二谐振电感Lr2、第一开关管S1、第二开关管S2、第一二极管D1、第二二极管D2，谐振电容Cr，输出电容Co，其中，第一开关管S1的漏极与输入电源正极连接，第一开关管S1的源极分别与第二开关管S2的漏极、谐振电容Cr的一端连接；第二开关管S2的源极与第一谐振电感Lr1的一端连接，第一谐振电感Lr1的另一端与输入电源负极连接；谐振电容Cr的另一端分别与第一二极管D1的阳极、第二二极管D2的阴极连接；第一二极管D1的阴极与第二谐振电感Lr2的一端连接，第二谐振电感Lr2的另一端与输入电源的负极连接；第二二极管D2的阳极分别与输出电容Co的一端和负载的一端连接，输出电容Co另一端和负载的另一端与输入电源负极连接。
进一步的，所述第一开关管S1、第二开关管S2均为金属氧化物半导体场效应管。
进一步的，所述第一二极管D1、第二二极管D2为单向开关。
进一步的，所述变换器还包括输入滤波电容，所述输入滤波电容的一端与所述输入电源的正极连接，所述输入滤波电容的另一端与所述输入电源的负极连接。
进一步的，所述输入电源负极接地，输出电压的正极接地。
进一步的，所述升降压Cuk双谐振开关电容变换器包括降压状态、临界状态、升压状态三种工作状态。
进一步的，所述降压状态下，输出电压的调节通过控制开关S1的导通时间控制输入电源输入变换器的能量。
进一步的，所述临界状态下，在输入电源电压固定的前提下，该状态下的输出电压视为固定值。
进一步的，所述升压状态下，输出电压的调节通过控制开关管S1和开关管S2的重叠导通时间控制由输入电源输入变换器的能量。
本方案的有益效果是，
1、本发明RSCC拓扑与其他RSCC拓扑相比，没有增加电路结构的复杂性，为需要高功率密度和超宽的电压增益调节范围的应用场合提供了一种高性能、低成本解决方案。
2、本发明所提出的升降压Cuk双谐振开关电容变换器能够进行实现反向升降压操作，且能够在一定工作条件下实现超宽范围输出电压，无须引入多级电路结构，可以良好的保证变换器的功率密度。
3、本发明通过引入两个小电感构成双谐振回路，实现了软开关，降低了变换器的开关损耗，同时通过调节谐振充放电时间实现了该变换器优良的电压增益调节性能。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定。在附图中：
图1为本发明的交换器的电路结构示意图。
图2为本发明的降压状态下的电路工作状态示意图，其中图2a为降压状态下工作模态一的电路状态图，图2b为降压状态下工作模态二的电路状态图，图2c为降压状态下工作模态三的电路状态图。
图3为本发明交换器降压状态下关键波形图。
图4为本发明临界状态下的电路工作状态示意图，其中图4a为临界状态下工作模态一的电路状态图，图4b为临界状态下工作模态二的电路状态图。
图5为本发明交换器临界状态下的关键波形图。
图6为本发明升压状态下的电路工作状态示意图，其中图6a为升压状态下工作模态一的电路状态图，图6b为升压状态下工作模态二的电路状态图，图6c为升压状态下工作模态三的电路状态图。
图7为本发明升压状态下的关键波形图。
图8a为变换器电压增益与开关频率的关系曲线。
图8b为变换器电压增益与负载阻值的关系曲线。
图9为电路仿真波形图，其中图9a为降压状态下的仿真波形，图9b为临界状态下的仿真波形，图9c为升压状态下的仿真波形。
具体实施方式
在下文中，可在本发明的各种实施例中使用的术语“包括”或“可包括”指示所发明的功能、操作或元件的存在，并且不限制一个或更多个功能、操作或元件的增加。此外，如在本发明的各种实施例中所使用，术语“包括”、“具有”及其同源词仅意在表示特定特征、数字、步骤、操作、元件、组件或前述项的组合，并且不应被理解为首先排除一个或更多个其它特征、数字、步骤、操作、元件、组件或前述项的组合的存在或增加一个或更多个特征、数字、步骤、操作、元件、组件或前述项的组合的可能性。
在本发明的各种实施例中，表述“或”或“A或/和B中的至少一个”包括同时列出的文字的任何组合或所有组合。例如，表述“A或B”或“A或/和B中的至少一个”可包括A、可包括B或可包括A和B二者。
在本发明的各种实施例中使用的表述诸如“第一”、“第二”等可修饰在各种实施例中的各种组成元件，不过可不限制相应组成元件。例如，以上表述并不限制所述元件的顺序和/或重要性。以上表述仅用于将一个元件与其它元件区别开的目的。例如，第一用户装置和第二用户装置指示不同用户装置，尽管二者都是用户装置。例如，在不脱离本发明的各种实施例的范围的情况下，第一元件可被称为第二元件，同样地，第二元件也可被称为第一元件。
应注意到：如果描述将一个组成元件“连接”到另一组成元件，则可将第一组成元件直接连接到第二组成元件，并且可在第一组成元件和第二组成元件之间“连接”第三组成元件。相反地，当将一个组成元件“直接连接”到另一组成元件时，可理解为在第一组成元件和第二组成元件之间不存在第三组成元件。
在本发明的各种实施例中使用的术语仅用于描述特定实施例的目的并且并非意在限制本发明的各种实施例。如在此所使用，单数形式意在也包括复数形式，除非上下文清楚地另有指示。除非另有限定，否则在这里使用的所有术语包括技术术语和科学术语具有与本发明的各种实施例所属领域普通技术人员通常理解的含义相同的含义。所述术语诸如在一般使用的词典中限定的术语将被解释为具有与在相关技术领域中的语境含义相同的含义并且将不被解释为具有理想化的含义或过于正式的含义，除非在本发明的各种实施例中被清楚地限定。
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明，本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明，并不作为对本发明的限定。
一种升降压Cuk双谐振开关电容变换器，包括第一谐振电感Lr1、第二谐振电感Lr2、第一开关管S1、第二开关管S2、第一二极管D1、第二二极管D2，谐振电容Cr，输出电容Co，如图1所示，第一开关管S1的漏极与输入电源正极连接，第一开关管S1的源极分别与第二开关管S2的漏极、谐振电容Cr的一端连接；第二开关管S2的源极与第一谐振电感Lr1的一端连接，第一谐振电感Lr1的另一端与输入电源负极连接；谐振电容Cr的另一端分别与第一二极管D1的阳极、第二二极管D2的阴极连接；第一二极管D1的阴极与第二谐振电感Lr2的一端连接，第二谐振电感Lr2的另一端与输入电源的负极连接；第二二极管D2的阳极分别与输出电容Co的一端和负载的一端连接，输出电容Co另一端和负载的另一端与输入电源负极连接。
具体而言，所述第一开关管S1、第二开关管S2均为金属氧化物半导体场效应管。
所述第一二极管D1、第二二极管D2为单向开关，在一些具体应用中，如需提高变换器效率，可替换为金属氧化物半导体场效应管或绝缘栅双极型晶体管。
所述变换器还包括输入滤波电容，所述输入滤波电容的一端与所述输入电源的正极连接，所述输入滤波电容的另一端与所述输入电源的负极连接。
所述输入电源负极接地，输出电压的正极接地。
本实施例中，升降压Cuk双谐振开关电容变换器共分为三种工作状态，降压状态、临界状态、升压状态。以下分别讨论三种工作状态。
降压状态下电路的工作模态关键波形如图3所示，在降压状态下变换器的开关控制信号需保证开关管S2的导通时间能够使谐振电感Lr1和谐振电容Cr谐振完半个谐振周期。在输入电源电压固定的前提下，该状态下输出电压的调节依靠控制开关管S1的导通时间进而控制由输入电源输入变换器的能量。
模态一[t0-t1]：如图2a所示，t0时刻，S1导通，D1零电流导通，Cr和Lr2参与谐振，谐振电流iLr2呈正弦规律变化，输出电压依靠输出电容Co保持。
模态二[t1-t2]：如图2b所示，t1时刻，S1关断，S2导通，D1、D2导通，Lr1和Cr参与谐振，谐振电流iLr1呈正弦规律上升。Lr2不再参与谐振，其中的电流iLr2线性下降，t2时刻，下降至0，D1零电流关断；
模态三[t2-t3]：如图2c所示，t2时刻，谐振电流iLr1接着上一模态继续呈正弦规律变化，t3时刻，谐振至0，D2零电流关断；
降压状态下当变换器运行达到稳态时，一个开关周期内t0时刻表示开关管S1开通，即是Lr1和Cr开始谐振的时刻，t1时刻表示开关管S1关断、开关管S2开通，即是Lr1中的谐振电流达到最大值并开始线性下降，Lr2和Cr开始谐振的时刻，t2时刻表示Lr1中的电流线性下降至0的时刻，t3时刻表示Lr2和Cr谐振完半个谐振周期的时刻并与下一开关周期的t0时刻重合。
降压状态下，变换器电压增益的时域表达式为
Figure BDA0002753407670000051
其中
Figure BDA0002753407670000052
Figure BDA0002753407670000053
Figure BDA0002753407670000054
m＝fsCrRL，
Figure BDA0002753407670000055
Figure BDA0002753407670000056
式中M为变换器的电压增益，即Uout/Uin；，MCr_min为谐振电容Cr端电压最小值对Uin的标幺值；MCr_max为谐振电容Cr端电压最大值对Uin的标幺值；A,m,α仅仅是为了简化表达式而定义的中间量，无实际意义；k为谐振频率比。
临界状态下当变换器运行达到稳态时，其关键波形如图5所示，在临界状态下变换器的开关控制信号需保证开关管S1的导通时间能够使谐振电感Lr2和谐振电容Cr谐振完半个谐振周期，且开关管S2的导通时间能够使谐振电感Lr1和谐振电容Cr谐振完半个谐振周期。在输入电源电压固定的前提下，该状态下的输出电压视为固定值，即不可调。
模态一[t0-t1]：如图4a所示，t0时刻，S1导通，D1零电流导通，Cr和Lr2参与谐振，谐振电流iLr2呈正弦规律变化，t1时刻，谐振电流iLr2谐振至0，S1和D1零电流关断，输出电压依靠输出电容Co保持；
模态二[t1-t2]：如图4b所示，t1时刻，S2导通，D2零电流导通，Cr和Lr1参与谐振。t2时刻，谐振电流iLr1谐振至0，S2和D2零电流关断；
一个开关周期内t0时刻表示开关管S1开通，即是Lr1和Cr开始谐振的时刻，t1时刻表示开关管S1关断、开关管S2开通，即是Lr1和Cr谐振完半个谐振周期，Lr2和Cr开始谐振的时刻，t2时刻表示开关管S2关断，即是Lr2和Cr谐振完半个谐振周期的时刻并与下一开关周期的t0时刻重合。
升压状态下电路的工作模态关键波形如图7所示，其中Tov为两个开关同时开通的重叠时间，升压状态下变换器的开关控制信号需保证开关管S1的导通时间能够使谐振电感Lr2和谐振电容Cr谐振完半个谐振周期。在输入电源电压固定的前提下，该状态下输出电压的调节依靠控制开关管S1和开关管S2的重叠导通时间进而控制由输入电源输入变换器的能量。同时应满足在开关管S1关断后，开关管S2持续导通至Lr1中的电流谐振至0。
模态一[t0-t1]：如图6a所示，与降压模式的模态一相同，t0时刻，S1导通，D1零电流导通，Cr和Lr2参与谐振，谐振电流iLr2呈正弦规律变化，输出电压依靠输出电容Co保持；
模态二[t1-t2]：如图6b所示，t1时刻，S1、S2同时导通，输入电压源直接对Lr1充电，其电流iLr1线性上升。Cr和Lr2继续谐振，t2时刻，iLr2谐振至0，D1零电流关断。此时输出电压仍然依靠输出电容Co保持；
模态三[t2-t3]：如图6c所示，t2时刻，S2、D2继续导通，Cr和Lr1参与谐振，电流iLr1呈正弦规律变化。t3时刻，iLr1谐振至0，S2、D2零电流关断；
升压状态下当变换器运行达到稳态时，一个开关周期内t0时刻表示开关管S1开通，即是Lr1和Cr开始谐振的时刻，t1时刻表示开关管S2开通，即是Lr1开始被输入电源直接充电的时刻，t2时刻表示开关管S1关断，即是Lr1中的电流线性上升至最大值，Lr1和Cr谐振完半个谐振周期且Lr2和Cr开始谐振的时刻，t3时刻表示开关管S2关断，即是Lr2中的谐振电流下降至0的时刻并与下一开关周期的t0时刻重合。
升压状态下当变换器运行达到稳态时，一个开关周期内t0时刻表示开关管S1开通Lr1和Cr开始谐振的时刻，t1时刻表示开关管S2开通，即是Lr1开始被输入电源直接充电的时刻，t2时刻表示开关管S1关断，即是Lr1中的电流线性上升至最大值，Lr1和Cr谐振完半个谐振周期且Lr2和Cr开始谐振的时刻，t3时刻表示开关管S2关断，即是Lr2中的谐振电流下降至0的时刻并与下一开关周期的t0时刻重合。
升压状态下，变换器电压增益的时域表达式为
M＝-m(MCr_max-MCr_min)，其中
Figure BDA0002753407670000071
MCr_max＝2-MCr_min，
Figure BDA0002753407670000072
Figure BDA0002753407670000073
β仅仅是为了简化表达式而定义的中间量，无实际意义。
根据上述设计关系，假设Lr1＝Lr2＝2.5uH、Cr＝1uF，在部分阻值的负载情况下，变换器电压增益与开关频率的关系曲线如图8a所示。在部分开关频率情况下，变换器电压增益与负载阻值的关系曲线如图8b所示，图中的fr满足
Figure BDA0002753407670000074
仿真分析结果：
图9为实例的仿真波形，其仿真参数为：输入Vin＝48V，负载电阻RL＝80Ω，谐振电感Lr1和Lr1均为2.5uH，输出电容Co＝100uF。
图9a为降压状态的仿真波形。仿真所采用的参数：开关频率180kHz；开关管S1控制信号占空比0.1；开关管S2控制信号占空比0.9，相移36°。从上至下分别为谐振电流iLr1和iLr2波形，谐振电容端电压VCr波形，输出电压Vo波形，开关管S1控制信号波形，开关管S2控制信号波形。
图9b为临界状态的仿真波形。仿真所采用的参数：开关频率100kHz；开关管S1控制信号占空比0.5；开关管S2控制信号占空比0.5，相移180°。仿真波形从上至下的顺序与图9a相同。
图9c为升压状态的仿真波形。仿真所采用的参数：开关频率166.67kHz；开关管S1控制信号占空比0.8333；开关管S2控制信号占空比0.25，相移270°。仿真波形从上至下的顺序与图9a相同。
综上，本发明所提出的升降压Cuk双谐振开关电容变换器能够进行实现反向升降压操作，且能够在一定工作条件下实现超宽范围输出电压，无须引入多级电路结构，可以良好的保证变换器的功率密度。
本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等上实施的计算机程序产品的形式。
本申请是参照根据本申请实施例的方法、设备系统、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种升降压Cuk双谐振开关电容变换器，其特征在于，包括第一谐振电感Lr1、第二谐振电感Lr2、第一开关管S1、第二开关管S2、第一二极管D1、第二二极管D2，谐振电容Cr输出电容Co，所述第一开关管S1的漏极与输入电源正极连接，所述第一开关管S1的源极分别与所述第二开关管S2的漏极、谐振电容Cr的一端连接；所述第二开关管S2的源极与所述第一谐振电感Lr1的一端连接，所述第一谐振电感Lr1的另一端与输入电源负极连接；所述谐振电容Cr的另一端分别与所述第一二极管D1的阳极、第二二极管D2的阴极连接；所述第一二极管D1的阴极与第二谐振电感Lr2的一端连接，所述第二谐振电感Lr2的另一端与输入电源的负极连接；所述第二二极管D2的阳极分别与所述输出电容Co的一端和负载的一端连接，所述输出电容Co另一端和负载的另一端与输入电源负极连接。
2.根据权利要求1所述的一种升降压Cuk双谐振开关电容变换器，其特征在于，所述第一开关管S1、第二开关管S2均为金属氧化物半导体场效应管。
3.根据权利要求1所述的一种升降压Cuk双谐振开关电容变换器，其特征在于，所述第一二极管D1、第二二极管D2为单向开关。
4.根据权利要求1所述的一种升降压Cuk双谐振开关电容变换器，其特征在于，所述变换器还包括输入滤波电容，所述输入滤波电容的一端与所述输入电源的正极连接，所述输入滤波电容的另一端与所述输入电源的负极连接。
5.根据权利要求1所述的一种升降压Cuk双谐振开关电容变换器，其特征在于，所述输入电源负极接地，输出电压的正极接地。
6.根据权利要求1所述的一种升降压Cuk双谐振开关电容变换器，其特征在于，所述升降压Cuk双谐振开关电容变换器包括降压状态、临界状态、升压状态三种工作状态。
7.根据权利要求6所述的一种升降压Cuk双谐振开关电容变换器，其特征在于，所述降压状态下，输出电压的调节通过控制开关S1的导通时间控制输入电源输入变换器的能量。
8.根据权利要求6所述的一种升降压Cuk双谐振开关电容变换器，其特征在于，所述临界状态在输入电源电压固定的前提下，该状态输出电压为固定值。
9.根据权利要求6所述的一种升降压Cuk双谐振开关电容变换器，其特征在于，所述升压状态下，输出电压的调节通过控制开关管S1和开关管S2的重叠导通时间控制由输入电源输入变换器的能量。
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