CN1756071A - 电机驱动装置 - Google Patents

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Abstract

使DC链接电容器中流动的纹波电流最小，减小电机驱动装置的体积，使用于驱动换流器(20)的换流器的载波信号的频率与用于驱动DC/DC变换器(40)的DC/DC变换器载波信号的频率同步，进行控制使得换流器(20)的输入电流Ip为0的期间的中心与DC/DC变换器(40)的输出电流Io为0的期间的中心一致。

Description

电机驱动装置
技术领域
本发明涉及使用了DC/DC变换器和换流器的电机驱动装置的控制方式。
背景技术
作为在电动汽车或者HEV(混合电动车(Hybrid ElectricVehicle))中使用的以往的电机驱动装置的例子，有在专利文献1(特开平8-214592号公报)中公开的电机驱动装置。该电机驱动装置具备电机、把直流电力变换为交流电力的换流器、高电压蓄电池、DC/DC变换器、DC链接电容器。DC/DC变换器在动力运行时把由高电压蓄电池供给的电压升压，向换流器供给直流电力，再生时把从换流器输出的直流电力降压，供给到高电压蓄电池。DC链接电容器由多个电容器构成，配置在DC/DC变换器与换流器之间，平滑直流电压。
发明内容
以往的电机驱动装置如果为了减小装置的体积，把换流器、DC/DC变换器以及DC链接电容器模块化做成一个电力变换装置，则从DC/DC变换器向DC链接电容器输出的电流脉冲与从DC链接电容器向换流器供给的电流脉冲相互影响，在DC链接电容器中流动的纹波电流增大。如果为了确保DC链接电容器的寿命，构成为使得在每一个电容器中流动的纹波电流成为允许值及其之下，则具有DC链接电容器体积大，装置整体的体积大的问题。
本发明是为解决上述的课题而完成的，目的在于使DC链接电容器中流动的纹波电流成为最小，减小电机驱动装置的体积。
本发明的电机驱动装置具备电力供给源、DC/DC变换器、换流器、DC链接电容器，DC链接电容器连接在换流器与DC/DC变换器之间，平滑电压，在这样的电机驱动装置中，控制电力供给使得将DC/DC变换器的输出电流为0的期间设置为对于换流器的输入电流为0的期间。
如果依据本发明，则由于将DC/DC变换器的输出电流为0的期间设置为对于换流器的输入电流为0的期间，因此从DC/DC变换器向DC链接电容器输出的电流脉冲与从DC链接电容器向换流器供给的电流脉冲的定时一致，降低在DC链接电容器中流动的电流有效值，能够减小DC链接电容器容量或者减小装置的体积。
附图说明
图1表示本发明实施方式1的电机驱动装置的结构。
图2表示本发明实施方式1的换流器的结构。
图3用于说明三角波比较方式的PWM换流器的动作。
图4用于说明DC/DC变换器的升压动作。
图5用于说明DC/DC变换器的降压动作。
图6表示本发明实施方式1的优化换流器与DC/DC变换器的载波信号时的动作波形。
图7表示没有优化换流器与DC/DC变换器的载波信号相位时的动作波形。
图8表示换流器的载波信号频率与DC/DC变换器的载波信号频率不同步时的动作波形。
图9表示使电机在额定功率下动作时的DC链接电容器中流动的电流有效值。
图10说明使换流器的载波信号波形为锯齿波时的动作。
图11表示本发明实施方式1的优化锯齿波形状的三角波比较方式的PWM换流器与DC/DC变换器的载波信号时的动作波形。
图12说明空间电压矢量控制。
图13表示空间电压矢量控制的开关模式的例子。
图14表示空间电压矢量控制的开关模式的其它例子。
图15表示开关定时的偏移量与DC链接电容器中流动的电流的相对值的关系。
图16表示实施方式1的其它开关控制方式的换流器的开关定时与DC/DC变换器的开关定时的关系。
图17表示实施方式1的其它开关控制方式的换流器的开关定时与DC/DC变换器的开关定时的关系。
图18表示本发明实施方式2的电机驱动装置的结构
图19说明二相位方式的DC/DC变换器的升压动作。
图20表示本发明实施方式2的优化换流器与DC/DC变换器的载波信号时的动作波形。
图21表示没有优化换流器与DC/DC变换器的载波信号的相位时的动作波形。
图22说明接通占空比D为0.33的DC/DC变换器的动作。
图23表示本发明实施方式2的优化换流器与DC/DC变换器的载波信号时的动作波形。
图24说明实施方式3的二相位方式的DC/DC变换器的升压动作。
图25表示本发明实施方式3的优化换流器与DC/D变换器的定时的动作波形。
图26表示换流器的交流输出电压与调制率、DC/DC变换器的升压比指令值的一般关系。
图27表示用于降低DC链接电容器的纹波电流有效值的换流器的交流输出电压与调制率、DC/DC变换器的升压比指令值的关系。
图28表示没有进行开关控制时的DC链接电容器的纹波电流有效值和进行了实施方式4的开关控制时的DC链接电容器的纹波电流有效值。
图29表示本发明实施方式5的电机驱动装置的结构。
图30说明接通占空比为0.8时的DC/DC变换器的动作。
图31说明接通占空比为0.5时的DC/DC变换器的动作。
图32说明接通占空比为0.2时的DC/DC变换器的动作。
图33表示本发明实施方式6的电机驱动装置的结构。
具体实施方式
以下，说明本发明的各种实施方式。
实施方式1
图1表示本发明实施方式1的电机驱动装置100的结构。电机驱动装置100是在电动汽车或者HEV中使用的。如图所示，电机驱动装置100具备车辆驱动用电机10、三角波比较方式的PWM(脉宽调制(Pulse Width Modulation))换流器20、DC链接电容器30、DC/DC变换器40、100V～300V的高电压蓄电池(电力供给源)50和控制电路60。
DC/DC变换器40具备半导体开关(IGBT：绝缘栅双极晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor))SH、SL，二极管DH、DL，扼流线圈L，输入电压平滑电容器Cin。
半导体开关SH、SL的集电极端子分别连接二极管DH、DL的阴极端子，半导体开关SH、SL的发射极端子分别连接二极管DH、DL的阳极端子。
开关SH的集电极端子连接DC链接电容器30的一个端子以及换流器20的P端子，半导体开关SH的发射极端子连接开关SL的集电极端子以及扼流线圈L的一个端子。
扼流线圈L的另一个端子连接输入电压平滑电容器Cin的一个端子以及高电压蓄电池50的正端子。高电压蓄电池50的负端子连接输入电压平滑电容器Cin的另一个端子、开关SL的发射极端子、DC链接电容器30的另一个端子以及换流器20的N端子。
作为换流器20的输出端子的U相端子、V相端子、W相端子分别连接作为车辆驱动用电机10的连接端子的U相电机端子、V相电机端子、W相电机端子。
图2表示换流器20的结构。如图所示，换流器20具备半导体开关(IGBT)SuH、SvH、SwH、SuL、SvL、SwL和二极管DuH、DvH、DwH、DuL、DvL、DwL。
半导体开关SuH、SvH、SwH、SuL、SvL、SwL的集电极端子分别连接二极管DuH、DvH、DwH、DuL、DvL、DwL的阴极端子，半导体开关SuH、SvH、SwH、SuL、SvL、SwL的发射极端子分别连接二极管DuH、DvH、DwH、DuL、DvL、DwL的阳极端子。
另外，开关SuH的集电极端子连接P端子，开关SuH的发射极端子连接开关SuL的集电极端子和U相端子，开关SuL的发射极端子连接N端子，构成U相支路。
同样，开关SvH的集电极端子连接P端子，开关SvH的发射极端子连接开关SvL的集电极端子和V相端子，开关SvL的发射极端子连接N端子，构成V相支路。
另外，开关SwH的集电极端子连接P端子，开关SwH的发射极端子连接开关SwL的集电极端子和W相端子，开关SwL的发射极端子连接N端子，构成W相支路。
其次，说明动作。
从控制电路60输出的信号Guh、Gul、Gvh、Gvl、Gwh、Gwl在变换为与各个输入电压电平对应的电压信号的状态下输出，各信号分别输入到换流器20的半导体开关SuH、SvH、SwH、SuL、SvL、SwL的栅极。
信号Gh、Gl也在同样变换了的状态下从控制电路60输出，分别输入到DC/DC变换器40的开关SH、SL的栅极。
信号Guh、Gul、Gvh、Gvl、Gwh、Gwl控制半导体开关SuH、SvH、SwH、SuL、SvL、SwL，由此，换流器20把从高电压蓄电池50经过DC/DC变换器40供给的直流电压变换为交流电压，供给到车辆驱动用电机10。
另外，在使车辆驱动用电机10发电动作的情况下，通过控制电路60的控制，换流器20把来自车辆驱动用电机10的交流电压变换为直流电压，供给到高电压蓄电池50。
另外，DC链接电容器30的电压以及输入电压平滑电容器Cin的电压(＝高电压蓄电池50的电压)、换流器20的U相、V相、W相的电流值供给到控制电路60，在换流器20以及DC/DC变换器40的控制中使用。
其次，说明换流器20的动作。
图3是用于说明换流器20的动作的图。图中，示出换流器20的载波信号波形，U相、V相、W相的各个基波信号波形(电压指示值)，根据载波信号与基波信号比较运算生成的信号Guh、Gvh、Gwh，U相、V相、W相的电机相电流以及对于换流器20的输入电流Ip。
另外，信号Gui是信号Guh的反相信号，信号Gvl是信号Gvh的反相信号，信号Gwl是信号Gwh的反相信号。
信号Guh、Gui、Gvh、Gvi、Gwh、Gwl通过分别输入到半导体开关SuH、SvH、SwH、SuL、SvL、SwL的栅极，在各相的端子产生与U相、V相、W相的基波信号相同振幅的依赖于换流器20的输入电压(P-N端子间电压)的交流电压。
通过使各相的基波信号的振幅变化，能够使在各相的端子中产生的电压的振幅变化。另外，通过使各相电流和基波信号的相位变化，能够使各相的端子电压和各相电流的相位变化。
并且，把换流器20的载波信号的0-峰值与基波信号的振幅值之比(基波振幅值/换流器载波0-峰值)称为调制率。另外，把相电流与载波信号的相位为时的cos称为功率因数。
其次，说明DC/DC变换器40的动作。
图4用于说明DC/DC变换器40的升压动作。所谓升压动作是电力的流向从高电压蓄电池50朝向换流器20的动作。图中示出DC/DC变换器40的载波信号、升压比指令值、通过DC/DC变换器的载波信号与升压比指令值的比较运算生成的开关SL的栅极信号Gl、扼流线圈L中流动的电流IL以及DC/DC变换器40的输出电流Io。
这里，所谓升压比指令值如果把DC/DC变换器40的输入电压记为VIN，把输出电压(＝DC链接电容器30的电压＝换流器20的输入电压)记为VPN，则用VPN/VIN表示。
在图4所示的例子中，当升压比指令值大于载波信号时，Gl信号成为High，Low支路一侧的开关SL接通，当升压比指令值小于载波信号时，Gl信号成为Low，Low支路一侧的开关SL断开。
扼流线圈电流IL是叠加了纹波电流的直流电流。扼流线圈电流IL的纹波的振幅值依赖于扼流线圈L的电感值，电感值越大则纹波越小。另外，输出电流Io成为脉冲形的电流。如图所示，通过控制开关SL的栅极信号Gl，能够控制升压动作。
其次，使用图5说明DC/DC变换器40的降压动作。所谓降压动作是电力的流向从换流器20朝向高电压蓄电池50时的动作。
图中示出DC/DC变换器40的载波信号、升压比指令值、根据DC/DC变换器的载波信号与升压比指令值的比较运算生成的开关SH的栅极Gh、扼流线圈L中流动的电流IL以及DC/DC变换器40的输出电流Io。
在图5所示的例子中，当升压比指令值小于载波信号时，Gh信号成为High，High支路一侧的开关SH接通，当升压比指令值大于载波信号时，Gh信号成为Low，High支路一侧的开关SH断开。
与升压动作相同，扼流线圈电流IL成为叠加了纹波的直流电流，输出电流Io成为脉冲形的电流。如图所示，通过控制开关SH的栅极信号Gh，能够控制降压动作。
其次，根据本发明实施方式1，说明DC链接电容器30中流动的纹波电流的抑制动作(最小化动作)。
DC链接电容器30中流动的电流Icap是对于换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器40的输出电流Io的差分，能够用式(1)表示。
Icap＝Ip-Io    (1)
如图3以及图4、5所示，对于换流器20的输入电流Ip和DC/DC变换器40的输出电流Io是脉冲形的电流波形。从而，考虑到如果使Ip与Io的脉冲电流一致，则能够降低DC链接电容器30的电流Icap。为了使对于换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器40的输出电流Io的脉冲定时一致，需要使各个脉冲电流的基频和基频成分的相位一致。
首先，说明使脉冲电流Ip与Io的基频一致的方法。对于换流器20的输入电流Ip是脉冲形的电流波形，该脉冲电流波形根据功率因数或者调制率等换流器20的驱动条件发生变化。然而，如图3所示，脉冲电流Ip的基频与换流器20的驱动条件无关，成为换流器20的载波信号频率的2倍。另一方面，DC/DC变换器40的输出电流Io的基频如图4、5所示，成为与DC/DC变换器40的载波信号频率相同。
根据以上的原因，为了使对于换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器40的输出电流Io的基频一致，可以把DC/DC变换器40的载波信号的频率设定为换流器20的载波信号的频率的2倍。
其次，说明使输入电流Ip与输出电流Io的相位一致的方法。对于换流器20的输入电流Ip成为0(以下，记为电压零矢量状态。)是U相、V相、W相的High支路侧开关SuH、SvH、SwH全部接通的期间以及U相、V相、W相的Low支路侧开关SuL、SvL、SwL全部接通的期间。换流器20成为电压零矢量状态的时间随着功率因数或者调制率等换流器的驱动条件发生变化，而如图3所示，当换流器20的载波信号成为峰或者谷时，换流器20必定成为电压零矢量状态，换流器20的输入电流Ip成为0。
如果电机电流在一个周期的区间中进行平均，则输入电流Ip的基频成分在换流器20的载波信号成为峰或者谷时，振幅为最小，在换流器20的载波信号成为0时，振幅为最大。
另一方面，在DC/DC变换器40的升压动作时，如图4所示，Low支路侧开关SL的接通时间是扼流线圈L的能量存储期间，Low支路侧开关SL的断开期间是释放存储在扼流线圈中的能量(电流)的期间。DC/DC变换器40的输出电流Io成为0的时间随着升压比指令值发生变化，而DC/DC变换器40的载波信号成为谷时，输出电流Io必定成为0。从而，输出电流Io的基本频率成分的振幅为最小是DC/DC变换器40的载波信号成为谷的时刻，振幅为最大是DC/DC变换器40的载波信号成为峰的时刻。
根据以上的原因，如果使换流器20的输入电流Ip的基频成分的振幅为最小的定时与DC/DC变换器40的输出电流Io的基频成分的振幅为最小的定时一致，则能够使对于换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器的输出电流Io的相位一致。即，为了使电流Ip与Io的相位一致，可以设定各个载波信号的相位，使得在换流器20的载波信号成为峰或者谷的定时时，DC/DC变换器40的载波信号成为谷。
图6示出适用上述的方法，优化换流器20和DC/DC变换器40的载波信号的频率和相位时的动作波形。另外，图7示出没有优化换流器20和DC/DC变换器40的载波信号的相位时的动作波形。另外，图8示出换流器20的载波信号波形与DC/DC变换器40的载波信号波形不同步时的动作波形。在图6～图8中，示出换流器20的载波信号波形和DC/DC变换器40的载波信号波形、换流器20的输入电流Ip、DC/DC变换器40的输出电流Io、DC链接电容器30中流动的电流Icap。这里的换流器20的驱动条件是调制率1.0、功率因数0.9。另外，DC/DC变换器40的升压比指令值大约是1.5。
如果把图6与图7进行比较可知，通过进行实施方式l的换流器20与DC/DC变换器40的载波信号的相位优化，能够使换流器20的输入电流Ip与DC/DC换为变换器40的输出电流Io的定时一致，能够大幅度地降低沿着DC链接电容器30流动的电流Icap的有效值。另外，图8中，由于换流器20的载波信号频率与DC/DC变换器40的载波信号频率不同步，因此存在Ip与Io的定时一致的时刻以及Ip与Io的定时不一致的时刻。其结果，如果与图7的条件相比较，虽然Icap的电流有效值降低，但是如果与图6相比较，则Icap的电流有效值增大。
图9表示按照额定功率使电机动作时的DC链接电容器30中流动的电流有效值。图示的电流有效值是相对值，在换流器20的载波信号波形与DC/DC变换器40的载波信号波形不同步的以往方式中，把电机转数1000rpm时的电流有效值作为1。并且，这里，DC/DC变换器40的升压比指令值取为2.0。如图9所示，通过进行实施方式1的载波信号的优化，在电机转数的整个区域中，能够降低DC链接电容器30的电流有效值。特别是，在电机转数为1000rpm～3000rpm的区域中，DC链接电容器30的电流降低效果大，因此能够减小DC链接电容器30的体积。
至此为止，说明了换流器20的载波信号波形是三角波的情况，而在换流器20的载波信号波形是锯齿波的情况下，换流器20的载波信号的频率与DC/DC变换器40的载波信号的频率的关系发生变化。图10说明把换流器20的载波信号波形取为锯齿波时的动作。如从图10所知，在换流器20的载波信号波形是锯齿波的情况下，对于换流器20的输入电流Ip的基频与载波信号频率相同。从而，这种情况下，DC/DC变换器40的载波信号的频率可以设定为与换流器20的载波信号的频率相同。
另外，关于使对于换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器40的输出电流Io的相位一致的方法，与换流器20的载波信号波形是三角波的情况相同，可以使换流器20的载波信号波形成为峰或者谷的定时与DC/DC变换器40的载波信号波形成为谷的定时一致。而在锯齿波的情况下，为了使换流器20的载波信号波形成为峰的定时与成为谷的定时一致，可以使该定时与DC/DC变换器40的载波信号波形成为谷的定时一致。
图11表示适用以上的方法，优化锯齿波形状的三角波比较方式的PWM换流器20与DC/DC变换器40的载波信号的频率和相位时的动作波形。图中示出换流器20的载波信号波形和DC/DC变换器40的载波信号波形、变换器20的输入电流Ip、DC/DC变换器40的输出电流Io、DC链接电容器30中流动的电流Icap。
如图所示，通过进行实施方式1的锯齿波形状的三角波比较方式的PWM换流器20与DC/DC变换器40的载波信号的优化，能够使换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器40的输出电流Io的定时一致。由此，即使在锯齿波形状的三角波比较方式的PWM换流器20中，也能够降低沿着DC链接电容器30流动的纹波电流有效值，能够减小DC链接电容器30的体积。
至此，作为DC/DC变换器40的电力控制开关的Low侧开关SL，如果升压比指令值大于载波信号波形则接通，小于则断开。根据DC/DC变换器40，也有如果升压比指令值小于载波信号波形则Low侧开关SL接通，大于则断开的情况。
这种情况下，DC/DC变换器40的输出电流Io为0是载波信号波形成为峰的时刻，Io的基频成分的振幅为最大是DC/DC变换器40的载波信号波形成为谷的时刻。从而，为了使换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器40的输出电流Io的定时一致，可以设定各个载波信号的相位，使得在换流器20的载波信号波形成为峰或者谷的定时时，DC/DC变换器40的载波信号成为峰。
这样，根据DC/DC变换器40的载波信号与升压比指令值的比较运算方法，换流器20的载波信号与DC/DC变换器40的载波信号的相位关系不同，而通过使在换流器20成为电压零矢量状态期间的中心的定时与DC/DC变换器40的Low侧开关SL成为接通状态期间的中心定时一致，能够降低沿着DC链接电容器30流动的纹波电流。
其次，说明换流器20是空间电压矢量控制的PWM换流器的情况。所谓空间电压矢量控制，是在电压指令矢量空间中，在一定周期的期间输出形成正三角形区域的顶点的3个瞬时电压矢量，作为它们的时间平均，输出电压指令矢量的方式。
图12说明空间电压矢量控制。在电压矢量空间中，电压矢量V0～V7表示换流器20的U、V、W相的瞬时的输出电压状态，V0(000)表示U、V、W相的Low支路侧开关SuL、SvL、SwL全部成为接通的状态，V7(111)表示U、V、W相的High支路侧开关SuH、SvH、SwH全部成为接通的状态，V0和V7表示电压零矢量状态。另外，例如V6(110)表示U相和V相的High侧开关SuH、SvH接通，W相的High侧开关SwH断开的状态。
图13示出电压指令矢量V*存在于正三角形V0(V7)、V4、V6内的情况下，空间电压矢量控制的开关图形的一个例子。图中，D表示DC/DC变换器40的接通占空比，在0≤D＜1的范围内，升压动作时升压比越大越成为大的值，降压动作时降压比越小越成为大的值。T表示开关周期。
在图13所示的开关图形中，在一个开关周期T内各选择一次电压矢量V0、V4、V6、V7。各个电压矢量的时间比例根据电压指令矢量V*决定。如图13所示，换流器20成为电压零矢量状态在周期T内是2次，交互发生周期T的前半段t0与周期T的后半段t7的两次图形，以及周期T的前半段t7和周期T的后半段t0的两次图形。t0、t4、t6、t7的时间区间根据电压指令矢量V*的变化时刻发生变化，而在图13所示的邻接的开关周期中，t0At0B、t7At7B的关系成立。其结果，以开关周期T切换的定时为中心的2×t0或者2×t7的时间成为电压零矢量状态的时间。
根据以上情况，在图13所示的开关图形中，开关周期T的切换定时是换流器20的输入电流Ip的基频成分的振幅为最小的定时。从而，作为DC/DC变换器40的控制开关的开关定时，可以从换流器20的开关周期T的切换时刻开始，在D×T/2的期间，升压动作时使开关SL接通，降压动作时使开关SH接通，然后在(1-D)×T期间断开。通过实现这样的开关定时，能够使脉冲电流Ip与Io的基频成分的相位一致，能够降低DC链接电容器30中流动的电流Icap。
图14示出空间电压矢量控制的开关图形的其它例子。图14是当电压指令矢量V*存在于正三角形V0(V7)、V4、V6内时，为了降低开关损失，在使W相的开关停止的状态下，用于输出电压指令矢量V*的开关图形。
图14的情况下，瞬时电压输出是V0、V4、V6的3个图形，换流器20成为电压零矢量状态只是Low支路侧开关SuL、SvL、SwL全部成为接通的状态。由此，成为电压零矢量状态在周期T内发生一次，交互地发生电压零矢量状态在周期T的前半段发生的图形和周期T的后半段发生的图形。其结果，以开关周期2T切换的定时为中心，2×t0的时间成为电压零矢量状态。
根据以上的原因，在图14所示的开关图形中，开关周期2T的切换的定时是换流器20的输入电流Ip的基频成分为最小的定时。从而，作为DC/DC变换器40的开关定时，可以从换流器20的开关周期2T的切换时刻开始，在D×T的期间，升压动作时使开关SL接通，降压动作时使开关SH接通，然后，在(1-D)×2T期间断开。通过设为这样的开关定时，能够使脉冲电流Ip与Io的基频成分的相位一致，能够降低DC链接电容器30中流动的电流Icap。
至此，说明了在三角形比较PWM变换器、锯齿波比较PWM变换器、空间电压零矢量控制PWM变换器的各种控制方式中，都能够尽可能抑制DC链接电容器30中流动的纹波电流的半导体元件的开关定时。然而，半导体元件的开关定时不一定需要严格地一致，即使开关定时存在若干偏移，也具有抑制DC链接电容器30的纹波电流的效果。
图15表示了换流器20的功率因数是0.9，调制率是0.2、0.6、1.0时的DC/DC变换器40的开关定时的偏移量与DC链接电容器30中流动的纹波电流的相对值的关系。从图15可知，即使开关定时比最佳相位值有一些偏移，也与调制率无关，具有抑制DC链接电容器30的纹波电流的效果。虽然依赖于换流器20的驱动条件，但是只要开关定时的偏移在DC/DC变换器40的开关周期的±10％以内，则就充分地具有效果。
另外，作为更简易的控制方式，通过使换流器20转移到电压零矢量状态的定时与DC/DC变换器40的Low侧开关SL成为接通的定时几乎一致，也能够降低DC链接电容器30的纹波电流。
图16示出该控制方式的换流器20的开关定时与DC/DC变换器40的开关定时的关系。GZERO是电压零矢量信号，换流器20在电压零矢量状态时成为High，在除此以外时间成为Low。如图所示，DC/DC变换器40的Low侧开关SL成为接通是从换流器20转移到电压零矢量状态的时刻开始的D×T的时间。在除此以外的时间中，SL断开。另外，换流器20转移到电压零矢量状态的定时不是在一定周期T中发生，而是在T±ΔT的不定周期中发生。这里，ΔT是根据换流器20的开关状态时刻变动的值，而ΔT的平均值几乎是0。
从而，在使用了这种控制方式的情况下，当DC/DC变换器40的接通占空比D的值为一定值时，DC/DC变换器40的Low侧开关SL的接通时间成为一定值，而SL的断开时间变为(1-D)×(T±ΔT)，没有成为一定值。
另外，通过使换流器20从电压零矢量状态转移到电压零矢量以外的状态的定时与DC/DC变换器40的Low侧开关SL断开的定时几乎一致，也能够降低DC链接电容器30的纹波电流。
图17示出该控制方式的换流器20的开关定时与DC/DC变换器40的开关定时的关系。如图所示，DC/DC变换器40的Low侧开关SL断开是换流器20从电压零矢量状态转移到除此以外的瞬时电压值的时刻开始的(1-D)×T的时间。在除此以外的时间中，SL接通。并且，换流器20从电压零矢量状态转移到除此以外的瞬时电压值的定时不是在一定周期T中发生，而是在T±ΔT的不定周期中发生。这里，ΔT是根据换流器20的开关状态时刻变动的值，而ΔT的平均值几乎是0。
在使用了这种控制方式的情况下，当DC/DC变换器40的接通占空比D的值一定值时，DC/DC变换器40的Low侧开关SL的断开时间成为一定值，而SL的接通时间成为D×(T±ΔT)，没有成为一定值。
并且，至此为止说明了DC/DC交换器40的升压动作，而在DC/DC变换器40的降压动作时基本动作也相同。不同的是在升压动作时，由Low侧开关SL控制DC/DC变换器40，而在降压动作时，由High侧开关SH控制DC/DC变换器40。
另外，至此为止，作为DC/DC变换器40的比较运算方式，说明了当升压比指令值大于载波信号时Low侧开关SL接通，High侧开关SH断开，当升压比指令值小于载波信号时，Low侧开关SL断开，High侧开关SH接通，而在DC/DC变换器40的比较运算方式相反的情况下，可以设定各载波信号相位，使得按照换流器20的载波信号波形成为峰或者谷的定时，DC/DC变换器40的载波信号波形成为峰。
如上所述，如果依据实施方式1，则由于使换流器20的载波信号的频率与DC/DC变换器40的载波信号的频率同步，把DC/DC变换器40的载波信号的频率取为换流器20的载波信号的频率的等倍或者2倍，在换流器20的Low侧开关全部接通，或者High侧开关全部接通的状态(电压零矢量状态)下，存在DC/DC变换器40的输出电流Io成为0的时间，因此能够降低DC链接电容器30中流动的电流Icap，能够减小DC链接电容器30的体积。
另外，如果依据实施方式1，则由于使换流器20成为电压零矢量状态的期间的中心的定时与DC/DC变换器40的输出电流Io成为0的期间的中心的定时几乎一致，因此能够使DC链接电容器30中流动的电流Icap最小，能够进一步减小DC链接电容器30的体积。
另外，如果依据实施方式1，则把换流器20和DC/DC变换器40进行三角波比较方式PWM控制，通过使换流器20的载波信号波形成为峰以及谷的定时与DC/DC变换器40的载波信号波形成为谷或者峰的定时几乎一致，能够使DC链接电容器30中流动的电流Icap最小，能够进一步减小DC链接电容器30的体积。
另外，如果依据实施方式1，则通过使换流器20转移到电压零矢量状态的定时与DC/DC变换器40的输出电流成为0的定时几乎一致，能够降低DC链接电容器30中流动的电流Icap，能够减小DC链接电容器30的体积。
另外，如果依据实施方式1，则通过使换流器20从电压零矢量状态转移到电压零矢量以外的状态的定时与DC/DC变换器40的输出电流开始流动的定时几乎一致，能够降低DC链接电容器30中流动的电流Icap，能够减小DC链接电容器30的体积。
实施方式2
图18表示本发明实施方式2的电机驱动装置101的结构。与图1相同的符号表示相同构成要素。与实施方式1的不同点在于DC/DC变换器41为多相位方式(这里是二相位)。DC/DC变换器41由DC/DC变换器41a、DC/DC变换器41b构成。多相位方式的DC/DC变换器是通过多个DC/DC变换器的并联构成，使各个DC/DC变换器的输出相位错开动作的电路。多相位DC/DC变换器的优点是能够降低输入电压平滑电容器Cin和DC链接电容器30的纹波电流。缺点是因为需要控制多个DC/DC变换器，因此控制装置复杂。为此，多相位DC/DC变换器在构成比较大容量的DC/DC变换器时使用。
其次，说明动作。
首先，说明二相位方式的DC/DC变换器41的动作。二相位方式的DC/DC变换器41的控制方法有多种，而在实施方式2中，采用使DC/DC变换器41a与DC/DC变换器41b的载波信号的相位错开180度的方式。
说明把DC/DC变换器41a、41b的载波信号相位错开180度的理由。图19用于说明二相位方式的DC/DC变换器41的升压动作。这里，DC/DC变换器41a、41b的接通占空比D是0.6。Gl1是对于DC/DC变换器41a的Low侧开关SL1的控制信号，Gl2是对于DC/DC变换器41b的Low侧开关SL2的控制信号，Gl1与Gl2的相位错开180度。IL1、IL2分别是流过DC/DC变换器41a、DC/DC变换器41b的扼流线圈L1、L2的电流，IL1和IL2由控制电路60控制成为几乎相同的值。Io1、Io2分别是DC/DC变换器41a、DC/DC变换器41b的输出电流，DC/DC变换器41的输出电流Io为Io1与Io2的总和。
DC/DC变换器41的输出电流波形在DC/DC变换器41的载波信号周期T的期间，输出二次脉冲宽度(1-D)×T的脉冲电流。在除此以外的时间输出电流Io成为0。
这样，通过使两个DC/DC变换器载波相位错开180度，交互输出DC/DC变换器41a的输出电流Io1和DC/DC变换器41b的输出电流Io2，能够使DC/DC变换器41的输出电流Io的基频成为DC/DC变换器41的载波信号频率的2倍。
其次，说明DC链接电容器30中流动的纹波电流的抑制动作(最小化动作)。
如果使换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器41的输出电流Io的纹波电流的基频和基频成分的相位一致，则能够降低DC链接电容器30的电流Icap，这一点与实施方式1相同。
对于换流器20的输入电流Ip是脉冲形的电流波形，在三角波比较方式的PWM换流器中，输入电流Ip的基频为换流器载波信号频率的2倍。另外，二相位方式的DC/DC变换器41的输出电流Io的基频通过把DC/DC变换器41a、41b的载波相位错开180度，也成为DC/DC变换器41的载波信号频率的2倍。从而，为了使对于换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器41的输出电流Io的基频一致，可以使DC/DC变换器41的载波信号的频率与换流器20的载波信号的频率相等。
其次，说明使对于换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器41的输出电流Io的相位一致的方法。
如上所述，在DC/DC变换器41a、41b的接通占空比D为0.6时，存在DC/DC变换器41的输出电流Io为0的期间。该期间内，两个DC/DC变换器41a、41b的Low侧开关SL1、SL2的每一个都与成为接通的期间一致。从而，通过使换流器20成为电压零矢量状态的定时与DC/DC变换器41a、41b的Low侧开关SL1、SL2的每一个都接通的定时一致，能够使对于换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器41的输出电流Io的相位一致。
图20示出应用上述方法，优化三角波比较方式的PWM换流器20和DC/DC换流器41的载波信号的相位时的动作波形。如图所示，使换流器20的载波信号成为峰以及谷的定时与DC/DC变换器41a以及DC/DC变换器41b的载波信号成为峰和谷的中点的定时几乎一致。另外，图21示出没有优化换流器20的载波信号和DC/DC变换器41的载波信号的相位时的动作波形。并且，这里的换流器20的驱动条件采用调制率1.0，功率因数0.9，DC/DC变换器41的升压比指令值是2.5。
如把图20与图21相比较可知，通过进行实施方式2的相位优化，能够使换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器41的输出电流Io的定时一致，能够大幅度地降低沿着DC链接电容器30流动的电流Icap的有效值。
至此为止，说明了DC/DC变换器41的接通占空比D大于0.5的情况(0.6)，而以下说明在接通占空比D小于0.5时，使对于换流器20的输入电流Ip和二相位方式的DC/DC变换器41的输出电流Io的相位一致的方法。
图22说明接通占空比D为0.33时的DC/DC变换器41的动作。如图所示，在接通占空比D小于0.5时，由于存在DC/DC变换器41a的输出电流Io1与DC/DC变换器41b的输出电流Io2的重叠时间，因此DC/DC变换器41的输出电流Io成为在直流电流成分上叠加了脉冲电流的波形。所叠加的脉冲电流在DC/DC变换器41的载波信号周期T的期间内输出2次，其脉冲宽度是(1/2-D)×T。这样，即使在接通占空比D小于0.5的情况下，虽然叠加了直流电流成分，但也能够使DC/DC变换器41的输出电流Io的基频成为DC/DC变换器的载波信号频率的2倍。
DC/DC变换器41的输出电流Io为最小的期间是DC/DC变换器41a、41b的Low侧开关SL1、SL2的某一个接通的时间。从而，通过使换流器20成为电压零矢量状态的定时与DC/DC变换器41a、41b的Low侧开关SL1、SL2的某一个接通的定时一致，能够使对于换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器41的输出电流Io的相位一致。
图23中示出应用上述的方法，优化三角波比较方式的PWM换流器20和接通占空比D为0.33的DC/DC变换器41的相位时的动作波形。如图所示，使换流器20的载波信号成为峰的定时与DC/DC变换器41a的载波信号成为谷的定时几乎一致，使换流器20的载波信号成为谷的定时与DC/DC变换器41b的载波信号的谷几乎一致。换流器20的驱动条件采用调制率1.0，功率因数0.9，DC/DC变换器41的升压比指令值是1.5。
这样，即使在DC/DC变换器41的接通占空比D为0.33的情况下，也能够使换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器41的输出电流Io的定时一致，能够大幅度地降低沿着DC链接电容器30流动的电流Icap的有效值。
这里，说明DC/DC变换器41的接通占空比与升压比指令值的关系。在DC/DC变换器41的动作中，具有在扼流线圈L1、L2中始终持续流动电流的电流连续模式和存在L1、L2的电流值为0A的区间的电流不连续模式，通常只要不是极端轻负载，则就在电流连续模式下动作。
DC/DC变换器41在电流连续模式下进行升压动作时，在升压比指令值n与Low侧开关SL1、SL2的接通占空比DL之间成立式(2)的关系式。
           DL1-1/n              (2)
根据式(2)，在升压动作时，接通占空比D大于0.5是在升压比指令值n大于2.0时，接通占空比D小于0.5是在升压比指令值n小于2.0时。
另外，DC/DC变换器41在电流连续模式下进行降压动作时，升压比指令值n与High侧开关SH1、SH2的接通占空比DH之间成立式(3)的关系式。
           DH1/n                (3)
根据式(3)，降压动作时，接通占空比D大于0.5是升压比指令值n大于2.0时，接通占空比D小于0.5是升压比指令值n小于2.0时。
如上所述，在DC/DC变换器41的接通占空比D大于0.5时，使换流器20成为电压零矢量状态的定时与DC/DC变换器41a、41b的每一个都接通的定时一致。另外，在DC/DC变换器41的接通占空比D小于0.5时，使换流器20成为电压零矢量状态的定时与DC/DC变换器41a、41b的某一个接通的定时一致。通过进行这样的相位控制，能够使对于换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器41的输出电流Io的相位一致，能够降低沿着DC链接电容器30流动的纹波电流。
并且，至此为止说明了DC/DC变换器41的升压动作，而在DC/DC变换器41的降压动作时基本动作也相同。不同的是升压动作时由Low侧开关SL控制DC/DC变换器41，而在降压动作时由High侧开关SH控制DC/DC变换器41。
如上所述，如果依据实施方式2，则在构成二相位方式的DC/DC变换器41的DC/DC变换器41a与DC/DC变换器41b的载波信号的相位错开了180度的情况下，在DC/DC变换器41的升压比指令值n大于2.0时，使换流器20成为电压零矢量状态的定时与构成DC/DC变换器41的DC/DC变换器41a、41b的每一个都接通的定时一致。另外，在DC/DC变换器41的升压比指令值n小于2.0时，使换流器20成为电压零矢量状态的定时与DC/DC变换器41a、41b的某一个接通的定时一致。由此，能够使对于换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器41的输出电流Io的相位一致，能够降低沿着DC链接电容器30流动的纹波电流。
并且，在实施方式2中，换流器20采用了三角波比较PWM方式的换流器，而即使在锯齿波比较PWM换流器或者空间电压矢量PWM换流器的情况下，通过应用实施方式2的优化方式也能够降低沿着DC链接电容器30流动的纹波电流。
实施方式3
实施方式3的电机驱动装置的结构与图18所示的实施方式2相同。在实施方式2中，把DC/DC变换器41a与DC/DC变换器41b的载波信号的相位错开了180度，使得DC/DC变换器41的输出电流Io的基频成为DC/DC变换器41的载波信号频率的2倍。在实施方式3中，控制DC/DC变换器41，使得DC/DC变换器41的输出电流Io的基本频率与DC/DC变换器41的载波信号频率相同。
图24说明实施方式3的DC/DC变换器41的升压动作。GZERO是电压零矢量信号，在换流器20为电压零矢量状态时成为High，在除此以外时成为Low。Gl1是DC/DC变换器41a的Low侧开关SL1的接通信号，Gl2是DC/DC变换器41b的Low侧开关SL2的接通信号。
如图所示，在实施方式3中，当电压零矢量信号GZERO从High转移到Low时，把Gl1从High转移到Low，当电压零矢量信号GZERO从Low转移到High时，把Gl2从Low转移到High。如果把DC/DC变换器41a和DC/DC变换器41b的接通占空比记为D，则Gl1维持High状态的时间(Low侧开关SL1接通的时间)是D×T，Gl2维持Low状态的时间(Low侧开关SL2断开的时间)是(1-D)×T。
图25示出根据实施方式3，优化换流器20和DC/DC变换器41的定时的动作波形。换流器20的驱动条件采用调制率1.0，功率因数0.9，DC/DC变换器41的升压比指令值是2.5。通过进行实施方式3的优化，能够更正确地使换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器41的输出电流Io的定时一致，能够进一步降低DC链接电容器30的纹波电流。
并且，在DC/DC换流器41的降压动作时，也与升压动作时相同，能够降低DC链接电容器30的电流。
如上所述，如果依据实施方式3，则在控制DC/DC变换器41使得DC/DC变换器41的输出电流Io的基频与DC/DC变换器41的载波信号频率相同时，通过使换流器20转移到电压零矢量状态的定时与构成二相位方式的DC/DC变换器41的一个DC/DC变换器的接通定时几乎一致，使换流器20不是电压零矢量状态的定时与构成DC/DC变换器41的另一个DC/DC变换器41的断开定时几乎一致，能够优化DC链接电容器30中流动的电流Icap，能够进一步减小DC链接电容器的体积。
实施方式4
实施方式4的电机驱动装置的结构与图18所示的实施方式2相同。在实施方式4中，通过进行DC/DC变换器41的输出电压VPN与换流器20的调制率的优化，进一步降低DC链接电容器30的纹波电流。
换流器20的交流输出电压VINV是与DC/DC变换器41的输出电压VPN和换流器20的调制率m的积成比例。另外，DC/DC变换器41的输出电压VPN由于成为高电压蓄电池50的电压VIN与DC/DC变换器41的升压比指令值n的积，因此换流器20的交流输出电压VINV用式(4)表示。
             VINV＝VIN×n×m×k(4)
这里，k是根据换流器20的控制方式决定的常数。根据式(4)，通常存在无数个用于得到相同的换流器20的交流输出电压VINV的升压比指令值n和调制率m的选择项。
通常，为了抑制换流器20与DC/DC变换器41的开关损失，一般DC/DC变换器41的输出电压VPN采用所需要的最小限度的电压值。图26示出换流器20的交流输出电压VINV与调制率m、DC/DC变换器41的升压比指令值n的一般关系。如图所示，DC/DC变换器41进行升压动作时的换流器20的调制率m始终是1，换流器20的调制率小于1时的DC/DC变换器41的升压比指令值n始终为1，DC/DC变换器41变为没有进行开关动作的状态。
在实施方式4中，通过进行DC/DC变换器41的升压比指令值n和变换器20的调制率m的优化，使DC/DC变换器41的输出电流Io与换流器20的输入电流Ip的定时一致，能够降低DC链接电容器30的纹波电流有效值。图27示出为了降低DC链接电容器30的纹波电流有效值的换流器20的交流输出电压VINV与调制率m、DC/DC变换器41升压比指令值n的关系。与图26所示的关系的不同点在于在换流器20的交流输出电压VINV低的区域中，把升压比指令值n取为大于1的值，设置降低调制率m的区域。
图28示出DC/DC变换器41的升压比指令值为1，没有进行开关动作时的DC链接电容器30的纹波电流有效值，以及应用实施方式4时的DC链接电容器30的纹波电流有效值(都是相对值)。这里，换流器20的功率因数是0.9。如从图所明确的那样，依据实施方式4，能够减低DC链接电容器30的纹波电流有效值。实施方式4的DC链接电容器30的纹波电流降低效果大约为25％。
如上所述，如果依据实施方式4，则通过进行DC/DC变换器41的升压比指令值n与换流器20的调制率m的优化，使DC/DC变换器41的输出电流Io与换流器20的输入电流Ip的定时一致，能够降低DC链接电容器30的纹波电流有效值，能够减小DC链接电容器30的体积。
实施方式5
图29表示本发明实施方式5的电机驱动装置102的结构。与图1以及图18相同的符号表示相同的构成要素。与图18的不同点在于DC/DC变换器42是三相位方式。DC/DC变换器42由DC/DC变换器42a、DC/DC变换器42b、DC/DC变换器42c构成。DC/DC变换器42a、DC/DC变换器42b以及DC/DC变换器42c的结构与DC/DC变换器41a、DC/DC变换器41b相同。
其次，说明三相位方式的DC/DC变换器42的动作。在实施方式5中，采用把DC/DC变换器42a、DC/DC变换器42b、DC/DC变换器42c的载波信号的相位错开了120度的方式。这是因为通过把3个DC/DC变换器42a、42b、42c的载波相位错开120度，能够使DC/DC变换器42的输出电流Io的基频成为DC/DC变换器42的载波信号频率的3倍。
在换流器20是三角波比较方式的PWM控制的情况下，为了使对于换流器20的输入电流Ip与三相位方式的DC/DC变换器42的输出电流Io的基频一致，可以把DC/DC变换器42的频信号的频率设定为换流器20的载波信号的频率的三分之二倍。
其次，说明使对于换流器20的输入电流Ip与三相位方式的DC/DC变换器42的输出电流Io的相位一致的方法。
图30说明接通占空比D为0.8时的DC/DC变换器42的动作。在接通占空比D为大于等于0.667时，存在DC/DC变换器42的输出电流Io为0的期间。该期间是3个DC/DC变换器42a、42b、42c的Low侧开关SL1、SL2、SL3的每一个都成为接通的时间。从而，通过使换流器20成为电压零矢量状态的定时与DC/DC变换器42a、42b、42c的每一个都接通的定时一致，能够使对于换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器42的输出电流Io的相位一致。在换流器20是三角波比较方式的PWM控制的情况下，通过使换流器20的载波信号成为峰或者谷的定时与DC/DC变换器42a、42b、42c中的某一个的载波信号成为谷的定时一致，能够使对于换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器42的输出电流Io的相位一致。
图31说明接通占空比D为0.5时的DC/DC变换器42的动作。在接通占空比D大于等于0.333小于0.667时，由于在3个DC/DC变换器42a、42b、42c中，存在两个DC/DC变换器的输出电流的重叠时间，因此DC/DC变换器42的输出电流Io成为在直流电流成分上叠加了脉冲电流的波形。DC/DC变换器42的输出电流Io为最小的期间是3个DC/DC变换器中两个DC/DC变换器接通的时间。从而，通过使换流器20成为电流零矢量状态的定时与3个DC/DC变换器中某两个DC/DC变换器接通的定时一致，能够使对于换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器42的输出电流Io的相位一致。在换流器20是三角波比较方式PWM控制的情况下，通过使换流器20的载波信号成为峰或者谷的定时与DC/DC变换器42a、42b、42c中的某个频信号成为峰的定时一致，能够使对于换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器42的输出电流Io的相位一致。
图32说明接通占空比D为0.2时的DC/DC变换器42的动作。在接通占空比D小于0.333时，由于存在3个DC/DC变换器42a、42b、42c的输出电流的重叠时间，因此DC/DC变换器42的输出电流Io成为在直流电流成分上叠加了脉冲电流的波形。DC/DC变换器42的输出电流Io为最小的期间是DC/DC变换器42a、42b、42c中的某一个接通的时间。从而，通过使换流器20成为电压零矢量状态的定时与DC/DC变换器42a、42b、42c中的某一个接通的定时一致，能够使对于换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器42的输出电流Io的相位一致。在换流器20是三角波比较方式的PWM控制的情况下，通过使换流器20的载波信号成为峰或者谷的定时与DC/DC变换器42a、42b、42c中的某一个的载波信号成为谷的定时一致，能够使对于换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器42的输出电流Io的相位一致。
这里，根据式(2)，接通占空比D为0.667是升压比指令值大约3.0时，接通占空比D为0.333是升压比指令值大约1.5时。从而，把升压比指令值3.0和1.5作为阈值，(在该范围内)，用于使DC链接电容器30的纹波电流为最小的换流器20与DC/DC变换器42的最佳相位发生变化。
如上所述，如果依据实施方式5，则三相位方式的DC/DC变换器42的升压比指令值n大于3.0时，通过使换流器20成为电压零矢量状态的定时与3个DC/DC变换器42a、42b、42c的每一个都接通的定时一致，另外，在DC/DC变换器42的升压比指令值小于3.0时，通过使换流器20成为电压零矢量状态的定时与3个DC/DC变换器42a、42b、42c的某一个或者某两个接通的定时一致，能够使对于换流器20的输入电流Ip与DC/DC变换器42的输出电流Io的相位一致。由此，能够降低沿着DC链接电容器30流动的纹波电流。
并且，在实施方式5中说明了三角波比较PWM方式的换流器，而在锯齿波比较PWM换流器、空间电压矢量PWM换流器中，通过应用本方式，也能够降低沿着DC链接电容器30流动的纹波电流。另外，对于四相位方式的DC/DC变换器，在升压比指令值n大于等于4.0时和小于4.0时也能够得到同样的结果。
实施方式6
图33表示本发明实施方式6的电机驱动装置103的结构。与图1相同的符号表示相同的构成要素。与图1的不同点在于具有以DC链接电容器30为共同的直流输入的多个(这里是两个)换流器21、22，换流器21控制车辆驱动用电机11，换流器22控制车辆驱动用电机12。
车辆驱动用电机11、12能够独立地控制作为供给车辆行走时的推进力时的电动机的动作，或者作为把引擎的驱动力或车辆减速时的运动能量变换为电能时的发电机的动作。因此，在这种结构的电机驱动装置103中，可使一个电机作为发电机动作，在另一个电机中利用该发电电力，或者可利用蓄电池的电力，使两个电机作为电动机动作，或者，可通过使两个电机作为发电机动作把蓄电池充电。
在这种结构的电机驱动装置103中，在DC链接电容器30中流动的纹波电流Icap是换流器21的输入电流Ip1和换流器22的输入电流Ip2的总和与DC/DC变换器40的输出电流Io的差分。从而，如果使作为Ip1和Ip2总和的换流器的总输入电流与DC/DC变换器40的输出电流Io一致，则能够降低DC链接电容器30的纹波电流Icap。
在实施方式6中，控制电路60具有基准信号选择单元，作为用于决定DC/DC变换器40的开关定时的基准信号，选择换流器21的载波信号或者换流器22的载波信号的某一个。而且，根据所选择的基准信号来决定DC/DC变换器40的开关定时。基准信号选择单元以换流器21(车辆驱动用电机11)、换流器22(车辆驱动用电机12)的控制电量或者交流电流作为判定基准，把控制电量或者交流电流量大的换流器的载波信号选择为基准信号。最佳相位控制单元按照与实施方式1到实施方式5的任一个相同的方法，根据由基准信号选择单元61决定了的换流器的载波信号，决定用于使DC链接电容器30的电流Icap成为最小的DC/DC变换器40的开关定时。通过进行这样的控制，能够使对于换流器的总输入电流支配性的脉冲电流(Ip1、Ip2的某一个)与同样地成为脉冲电流的DC/DC变换器40的输出电流Io的定时一致，能够降低DC链接电容器30的纹波电流Icap。
并且，在实施方式6中说明了换流器为两个的情况。在换流器为三个或三个以上的情况也是一样的。
如上所述，如果依据实施方式6，则由于在具有多个换流器的情况下，以控制电量或者交流电流量大的换流器的载波信号作为基准信号，根据基准信号决定DC/DC变换器40的开关定时，因此在具有以DC链接电容器30作为共同的直流输入的多个换流器的情况下，也能够降低DC链接电容器30的纹波电流有效值，能够减小DC链接电容器30的体积。

Claims (15)

1.一种电机驱动装置，其特征在于具备：
电力供给源；
连接到该电力供给源的DC/DC变换器；
连接到该DC/DC变换器的换流器；
连接在上述换流器与上述DC/DC变换器之间，平滑电压的DC链接电容器；
控制电力供给使得在对于上述换流器的输入电流为0的期间内，设置上述DC/DC变换器的输出电流成为0的期间。
2.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于：
上述控制电路使用于驱动上述换流器的换流器载波信号的频率与用于驱动DC/DC变换器的DC/DC变换器载波信号的频率同步。
3.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于：
上述控制电路控制成使得DC/DC变换器的载波信号的频率与上述DC/DC变换器的相位数之积等于换流器载波信号的频率或者是其2倍。
4.根据权利要求1～权利要求3的任一项所述的电机驱动装置，其特征在于：
上述控制电路使对于换流器的输入电流为0的期间的中心与DC/DC变换器的输出电流为0的期间的中心一致。
5.根据权利要求1～权利要求3的任一项所述的电机驱动装置，其特征在于：
换流器与DC/DC变换器是三角波比较方式的PWM控制电路，
上述控制电路使上述换流器的载波信号的峰以及谷的定时与上述DC/DC变换器的载波信号的峰或者谷的定时一致。
6.根据权利要求1～权利要求3的任一项所述的电机驱动装置，其特征在于：
上述控制电路使对于换流器的输入电流为0的定时与DC/DC变换器的输出电流为0的定时一致。
7.根据权利要求1～权利要求3的任一项所述的电机驱动装置，其特征在于：
上述控制电路使对于换流器的输入电流不是0的定时与DC/DC变换器的输出电流不是0的定时一致。
8.根据权利要求1～权利要求3的任一项所述电机驱动装置，其特征在于：
DC/DC变换器是由多个DC/DC变换器单元构成的多相位方式的DC/DC变换器，升压比指令值小于相位数，
上述控制电路使对于换流器的输入电流为0的期间的中心与任一个DC/DC变换器单元的输出电流为0的期间的中心一致。
9.根据权利要求1～权利要求3的任一项所述的电机驱动装置，其特征在于：
DC/DC变换器是由多个DC/DC变换器单元构成的多相位方式的DC/DC变换器，升压比指令值大于等于相位数，
上述控制电路使对于换流器的输入电流为0的期间的中心与DC/DC变换器的输出电流为0的期间的中心一致。
10.根据权利要求1～权利要求3的任一项所述的电机驱动装置，其特征在于：
换流器和DC/DC变换器是三角波比较方式的PWM控制的电路，
上述DC/DC变换器是具备第一DC/DC变换器和第二DC/DC变换器的二相位方式的DC/DC变换器，上述第一DC/DC变换器的载波信号与上述第二DC/DC变换器的载波信号的相位差是180度，升压比指令值小于2，
上述控制电路使上述换流器的载波信号的峰的定时与上述第一DC/DC变换器的载波信号的谷的定时一致，使上述换流器的载波信号的谷的定时与上述第二DC/DC变换器的载波信号的谷的定时一致。
11.根据权利要求1～权利要求3的任一项所述的电机驱动装置，其特征在于：
换流器和DC/DC变换器是三角波比较方式的PWM控制的电路，
上述DC/DC变换器是具备第一DC/DC变换器和第二DC/DC变换器的二相位方式的DC/DC变换器，上述第一DC/DC变换器的载波信号与上述第二DC/DC变换器的载波信号的相位差是180度，升压比指令值大于等于2，
上述控制电路使上述换流器的载波信号的峰以及谷的定时与上述第一DC/DC变换器以及上述第二DC/DC变换器的载波信号的峰以及谷的中点的定时一致。
12.根据权利要求1～权利要求3的任一项所述的电机驱动装置，其特征在于：
DC/DC变换器是具备两个DC/DC变换单元的二相位方式的DC/DC变换器，
上述控制电路使对于换流器的输入电流为0的定时与一个DC/DC变换器单元的输出电流为0的定时一致，使对于上述换流器的输入电流不是0的定时与另一个DC/DC变换器单元的输出电流不是0的定时一致。
13.根据权利要求1～权利要求3的任一项所述的电机驱动装置，其特征在于：
在换流器的调制率为0.2～1.0的区域中，设置进行DC/DC变换器的升压动作以及降压动作的区域。
14.根据权利要求1～权利要求3的任一项所述的电机驱动装置，其特征在于：
换流器和DC/DC变换器是三角波比较方式的PWM控制的电路，
上述DC/DC变换器是具备第一DC/DC变换器、第二DC/DC变换器和第三DC/DC变换器的三相位方式的DC/DC变换器，上述第一DC/DC变换器的载波信号与上述第二DC/DC变换器的载波信号的相位差以及上述第二DC/DC变换器的载波信号与上述第三DC/DC变换器的载波信号的相位差是120度，
在升压比指令值小于1.5或者大于等于3的情况下，上述控制电路使上述换流器的载波信号成为峰或者谷的定时与上述第一到第三DC/DC变换器中的某一个的载波信号成为谷的定时一致。
在升压比指令值大于等于1.5小于3的情况下，上述控制电路使上述换流器的载波信号成为峰或者谷的定时与上述第一到第三DC/DC变换器中的某一个的载波信号成为峰的定时一致。
15.根据权利要求1～权利要求3的任一项所述的电机驱动装置，其特征在于：
具备多个换流器，
DC链接电容器连接在上述多个换流器与DC/DC变换器之间，平滑电压，
上述控制电路控制电力供给，使得在对于上述多个换流器中输出功率或者输出电流成为最大的换流器的输入电流为0的期间内，设置上述DC/DC变换器的输出电流为0的期间。
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Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101154917B (zh) * 2006-08-04 2010-12-22 通用汽车环球科技运作公司 用于对电压源逆变器进行脉冲宽度调制控制的方法和设备
CN101188399B (zh) * 2006-11-20 2010-12-22 通用汽车环球科技运作公司 降低电压源反相器内损失的脉冲宽度调制模式序列
CN102971956A (zh) * 2010-07-13 2013-03-13 日产自动车株式会社 电力变换系统
CN110554677A (zh) * 2018-06-01 2019-12-10 西门子（中国）有限公司 伺服电机监测数据的处理方法、装置、系统和存储介质
CN110620741A (zh) * 2018-06-19 2019-12-27 华为技术有限公司 载波调制方法、装置及存储介质
CN112564516A (zh) * 2020-11-03 2021-03-26 深圳市禾望电气股份有限公司 一种变流器控制方法
CN112910333A (zh) * 2021-02-06 2021-06-04 广东希塔变频技术有限公司 用于电机驱动的控制方法、装置、电路和变频空调器

Families Citing this family (41)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2043247B1 (en) * 2001-09-29 2013-06-26 Daikin Industries, Ltd. Phase current detection method, inverter control method, motor control method, and apparatuses used in these methods
GB2410848A (en) * 2004-02-05 2005-08-10 Dyson Ltd Voltage compensation in switched reluctance motor
GB2410847A (en) * 2004-02-05 2005-08-10 Dyson Ltd Control of motor winding energisation according to rotor angle
US7348739B2 (en) * 2004-02-06 2008-03-25 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Motor driving apparatus
JP4593973B2 (ja) * 2004-05-26 2010-12-08 トヨタ自動車株式会社 モータ駆動装置
US7932693B2 (en) * 2005-07-07 2011-04-26 Eaton Corporation System and method of controlling power to a non-motor load
EP1956700A1 (en) * 2005-11-29 2008-08-13 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Dc-dc converter for electric automobile
JP5121200B2 (ja) * 2006-09-26 2013-01-16 株式会社東芝 永久磁石電動機の制御装置
JP4468933B2 (ja) * 2006-09-28 2010-05-26 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP4457124B2 (ja) * 2007-04-06 2010-04-28 日立アプライアンス株式会社 コンバータ・インバータ装置
JP5228384B2 (ja) * 2007-07-04 2013-07-03 日産自動車株式会社 電力変換装置
US7616466B2 (en) * 2007-09-12 2009-11-10 Gm Global Technology Operations, Inc. Three phase inverter with improved loss distribution
JP5195002B2 (ja) * 2008-05-09 2013-05-08 トヨタ自動車株式会社 Ｄｃｄｃコンバータ
JP2010028975A (ja) * 2008-07-18 2010-02-04 Toshiba Carrier Corp 電源装置
US7977898B2 (en) * 2008-07-21 2011-07-12 GM Global Technology Operations LLC Current sensing for a multi-phase DC/DC boost converter
DE102008042805A1 (de) * 2008-10-14 2010-04-15 Robert Bosch Gmbh Motorsystem sowie Verfahren zum Betreiben eines Motorsystems
DE102008063201A1 (de) * 2008-12-29 2010-07-22 Martin Weinmann Verfahren und Schaltungsanordnung zur Speisung des Spannungszwischenkreises eines Wechselrichters
JP4937281B2 (ja) * 2009-01-16 2012-05-23 三菱電機株式会社 モーター駆動制御装置、圧縮機、送風機、空気調和機及び冷蔵庫又は冷凍庫
JP2010187521A (ja) * 2009-01-16 2010-08-26 Mitsubishi Electric Corp モーター駆動制御装置、圧縮機、送風機、空気調和機及び冷蔵庫又は冷凍庫
JP5377634B2 (ja) * 2009-06-09 2013-12-25 本田技研工業株式会社 負荷駆動システムの制御装置
CN102171919B (zh) 2009-08-04 2013-11-13 松下电器产业株式会社 电力变换装置及感应加热装置
US8373372B2 (en) * 2009-09-25 2013-02-12 Ut-Battelle, Llc Electrical motor/generator drive apparatus and method
US8680794B2 (en) 2009-11-26 2014-03-25 Panasonic Corporation Load drive system, motor drive system, and vehicle control system
ITGE20090096A1 (it) 2009-12-10 2011-06-11 Rgm Spa Circuito di alimentazione in continua
EP2538531B1 (en) * 2010-02-17 2015-04-08 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Power supply device
JP5340217B2 (ja) * 2010-04-22 2013-11-13 三菱電機株式会社 車両用駆動電源装置
JP5731923B2 (ja) * 2010-08-04 2015-06-10 株式会社半導体エネルギー研究所 インバータ回路、電力変換回路、及び電気推進車両
CN103222175B (zh) * 2010-09-29 2015-07-01 松下电器产业株式会社 电力变换装置
JP5212491B2 (ja) * 2011-01-18 2013-06-19 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
FR2973967B1 (fr) * 2011-04-08 2014-01-03 Valeo Sys Controle Moteur Sas Procede de commande d'un onduleur de tension et dispositif associe
JP2014068428A (ja) * 2012-09-25 2014-04-17 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JP5653473B2 (ja) * 2013-04-03 2015-01-14 三菱電機株式会社 車両用駆動電源装置
US9654036B2 (en) 2013-10-17 2017-05-16 Nissan Motor Co., Ltd. Power conversion device and power conversion method
AT514684B1 (de) * 2013-12-23 2015-03-15 Schneider Electric Power Drives Gmbh Verfahren zur Regelung einer Gleichrichterschaltung
JP5931115B2 (ja) * 2014-04-16 2016-06-08 三菱電機株式会社 車両用駆動電源装置
CN108093675B (zh) * 2015-08-28 2020-11-13 三菱电机株式会社 马达驱动装置、使用马达驱动装置的热泵装置以及冷冻空调装置
JP6277247B1 (ja) * 2016-10-03 2018-02-07 本田技研工業株式会社 変換装置、機器及び制御方法
JP6750549B2 (ja) * 2017-03-31 2020-09-02 株式会社豊田自動織機 電動圧縮機
JP7070004B2 (ja) * 2018-04-13 2022-05-18 株式会社安川電機 電力変換装置及び電力変換方法
CN112751493A (zh) * 2019-10-29 2021-05-04 日本电产株式会社 电力变换装置和电气设备
WO2023228404A1 (ja) * 2022-05-27 2023-11-30 三菱電機株式会社 回転電機制御装置

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0834695B2 (ja) * 1990-09-07 1996-03-29 株式会社日立製作所 電力変換方法、電力変換装置およびその電力変換装置を用いた圧延システム
US5420777A (en) * 1993-06-07 1995-05-30 Nec Corporation Switching type DC-DC converter having increasing conversion efficiency at light load
FR2714233B1 (fr) * 1993-12-16 1996-01-12 Telemecanique Système de contrôle d'alimentation d'un moteur asynchrone.
JP3597591B2 (ja) 1994-12-05 2004-12-08 関西電力株式会社 モータの駆動装置
JP3487952B2 (ja) * 1995-04-14 2004-01-19 株式会社日立製作所 電気自動車の駆動装置及び駆動制御方法
CN1114260C (zh) * 1998-07-16 2003-07-09 三菱电机株式会社 逆变器装置
JP2000092857A (ja) * 1998-09-16 2000-03-31 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電力変換装置
JP4515573B2 (ja) * 1999-12-20 2010-08-04 澤藤電機株式会社 振動型圧縮機の駆動装置
JP3692993B2 (ja) * 2001-10-04 2005-09-07 トヨタ自動車株式会社 駆動装置および動力出力装置
JP4248859B2 (ja) * 2002-12-06 2009-04-02 株式会社豊田中央研究所 電気負荷駆動システム
JP4639585B2 (ja) * 2003-12-02 2011-02-23 日産自動車株式会社 モータ制御装置、モータ制御方法、及びモータ制御装置を具える車両
JP4049091B2 (ja) * 2003-12-09 2008-02-20 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置およびそれを備えた自動車
US7075268B2 (en) * 2004-02-27 2006-07-11 York International Corporation System and method for increasing output horsepower and efficiency in a motor

Cited By (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101154917B (zh) * 2006-08-04 2010-12-22 通用汽车环球科技运作公司 用于对电压源逆变器进行脉冲宽度调制控制的方法和设备
CN101188399B (zh) * 2006-11-20 2010-12-22 通用汽车环球科技运作公司 降低电压源反相器内损失的脉冲宽度调制模式序列
CN102971956A (zh) * 2010-07-13 2013-03-13 日产自动车株式会社 电力变换系统
CN102971956B (zh) * 2010-07-13 2015-05-13 日产自动车株式会社 电力变换系统
CN110554677A (zh) * 2018-06-01 2019-12-10 西门子（中国）有限公司 伺服电机监测数据的处理方法、装置、系统和存储介质
CN110554677B (zh) * 2018-06-01 2021-09-03 西门子（中国）有限公司 伺服电机监测数据的处理方法、装置、系统和存储介质
CN110620741A (zh) * 2018-06-19 2019-12-27 华为技术有限公司 载波调制方法、装置及存储介质
CN110620741B (zh) * 2018-06-19 2020-12-04 华为技术有限公司 载波调制方法、装置及存储介质
CN112564516A (zh) * 2020-11-03 2021-03-26 深圳市禾望电气股份有限公司 一种变流器控制方法
CN112564516B (zh) * 2020-11-03 2022-03-22 深圳市禾望电气股份有限公司 一种变流器控制方法
CN112910333A (zh) * 2021-02-06 2021-06-04 广东希塔变频技术有限公司 用于电机驱动的控制方法、装置、电路和变频空调器

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