JP2018182818A - スイッチング素子駆動装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】スイッチング素子の低損失化と、スイッチング時にＶＢ−ＶＳ間電圧が瞬間的に低下する現象への対策を両立したスイッチング素子駆動装置を提供する。【解決手段】ゲート駆動能力決定部１５の駆動能力変更回路２６は、上アーム駆動回路１６からＭＯＳトランジスタ１１をターンオンするゲート駆動信号を受けたとき、高い駆動能力でＭＯＳトランジスタ１１を駆動し、スイッチング損失を低減する。それにより流れるＭＯＳトランジスタ１１の出力電流は、出力電流検出回路２１によって検出され、比較器２４にてサンプルホールド回路２３が保持していた前回のスイッチングのときのＭＯＳトランジスタ１１の出力電流と比較される。今回検出した出力電流が前回の出力電流に到達したとき、駆動能力変更回路２６は、ＭＯＳトランジスタ１１を低い駆動能力で駆動し、下アームの還流ダイオード１４の逆回復電流の変化を抑制する。【選択図】図１

Description

本発明はスイッチング素子駆動装置に関し、特にモータ駆動用インバータやＤＣ−ＤＣコンバータなどの電力変換用半導体パワーモジュールに適用することができるスイッチング素子駆動装置に関する。
３相モータ駆動用インバータでは、直列に接続した３対のスイッチング素子を並列に結線して構成したパワーモジュールが用いられている。このようなパワーモジュールでは、上アームを構成するスイッチング素子を駆動する上アームの駆動ＩＣ（Integrated Circuit）および下アームを構成するスイッチング素子を駆動する下アームの駆動ＩＣを内蔵している。それぞれの駆動ＩＣが過電流保護、過熱検知および低電圧保護の機能を備えていて、このようなパワーモジュールはＩＰＭ（Intelligent Power Module）を構成している。
図１１はパワーモジュールの単相分のインバータ回路を例示した回路図、図１２は上アームのスイッチング素子がターンオンしたときの動作波形を示す図である。
図１１に示したパワーモジュール１００において、上アームおよび下アームのスイッチング素子は、ＮチャネルのＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）（以下、ＭＯＳトランジスタという）１０１，１０２である。上アームのＭＯＳトランジスタ１０１には、逆並列に還流ダイオード１０３が接続され、下アームのＭＯＳトランジスタ１０２には、逆並列に還流ダイオード１０４が接続されている。還流ダイオード１０３，１０４は、ＭＯＳトランジスタ１０１，１０２に内蔵されるボディダイオード（寄生ダイオード）である。
上アームのＭＯＳトランジスタ１０１のドレインは、パワーモジュール１００の正極端子Ｐに接続され、この正極端子Ｐは、直流電源Ｖｄｃおよび平滑用コンデンサＣの正極端子に接続されている。ＭＯＳトランジスタ１０１のソースは、下アームのＭＯＳトランジスタ１０２のドレインおよびパワーモジュール１００の出力端子ＯＵＴに接続されている。出力端子ＯＵＴは、モータの或る相を構成するコイルＬの一方の端子に接続されている。コイルＬの他方の端子は、パワーモジュール１００の負極端子Ｎに接続されている。下アームのＭＯＳトランジスタ１０２のソースは、パワーモジュール１００の負極端子Ｎに接続され、この負極端子Ｎは、直流電源Ｖｄｃおよび平滑用コンデンサＣの負極端子に接続されている。
上アームのＭＯＳトランジスタ１０１は、集積化された上アーム駆動回路１０５によって駆動される。上アーム駆動回路１０５は、入力端子ＩＮ１、電源端子ＶｃｃＨ、共通接地端子ＣＯＭ１、上アーム基準電圧端子ＶＳ、出力端子ＯＨおよび上アーム電源端子ＶＢを有している。上アーム駆動回路１０５の入力端子ＩＮ１は、パワーモジュール１００の上アーム入力端子ＩＮＨに接続されている。上アーム駆動回路１０５の電源端子ＶｃｃＨは、直流制御電源Ｖｃｃの正極端子に接続され、共通接地端子ＣＯＭ１は、直流制御電源Ｖｃｃの負極端子およびパワーモジュール１００の負極端子Ｎに接続されている。上アーム駆動回路１０５の上アーム基準電圧端子ＶＳは、ＭＯＳトランジスタ１０１のソースおよびパワーモジュール１００の出力端子ＯＵＴに接続され、出力端子ＯＨは、ＭＯＳトランジスタ１０１のゲートに接続されている。上アーム駆動回路１０５の上アーム電源端子ＶＢは、ブートストラップコンデンサＣｂの一方の端子に接続され、ブートストラップコンデンサＣｂの他方の端子は、上アーム基準電圧端子ＶＳに接続されている。上アーム電源端子ＶＢは、また、ブートストラップ抵抗ＲｂおよびブートストラップダイオードＤｂを介して直流制御電源Ｖｃｃの正極端子に接続されている。ブートストラップコンデンサＣｂ、ブートストラップ抵抗ＲｂおよびブートストラップダイオードＤｂは、上アームの上アーム駆動回路１０５に電源を供給するブートストラップ回路を構成している。
下アームのＭＯＳトランジスタ１０２は、集積化された下アーム駆動回路１０６によって駆動される。下アーム駆動回路１０６は、入力端子ＩＮ２、電源端子ＶｃｃＬ、共通接地端子ＣＯＭ２および出力端子ＯＬを有している。下アーム駆動回路１０６の入力端子ＩＮ２は、パワーモジュール１００の下アーム入力端子ＩＮＬに接続されている。下アーム駆動回路１０６の電源端子ＶｃｃＬは、直流制御電源Ｖｃｃの正極端子に接続され、共通接地端子ＣＯＭ２は、直流制御電源Ｖｃｃの負極端子およびパワーモジュール１００の負極端子Ｎに接続されている。下アーム駆動回路１０６の出力端子ＯＬは、ＭＯＳトランジスタ１０２のゲートに接続されている。
なお、上アーム駆動回路１０５および下アーム駆動回路１０６は、それぞれ過電流を検出してスイッチング動作を停止する過電流保護機能、過熱状態を検知してスイッチング動作を停止する過熱検知機能および電源電圧の低下を検出してスイッチング動作を停止する低電圧保護機能を備えている。
以上の構成のパワーモジュール１００において、上アーム駆動回路１０５および下アーム駆動回路１０６は、上位のプロセッサからオン・オフ信号を受けてＭＯＳトランジスタ１０１，１０２をターンオンまたはターンオフする。また、上アーム駆動回路１０５および下アーム駆動回路１０６は、同一構成の半導体集積回路により実現している。
ここで、上アーム駆動回路１０５がＭＯＳトランジスタ１０１をターンオフ状態からターンオンし、下アーム駆動回路１０６がＭＯＳトランジスタ１０２をターンオン状態からターンオフする場合について説明する。
まず、上アームのＭＯＳトランジスタ１０１がターンオフし、下アームのＭＯＳトランジスタ１０２がターンオンの状態にあるとき、上アーム基準電圧端子ＶＳは、直流制御電源Ｖｃｃの負極端子に接続されている。このため、ブートストラップコンデンサＣｂには、直流制御電源Ｖｃｃの電圧からブートストラップ抵抗Ｒｂの電圧降下およびブートストラップダイオードＤｂの順方向電圧を差し引いた電圧に充電されている。
最初に、上アームのＭＯＳトランジスタ１０１がターンオフしたまま、下アームのＭＯＳトランジスタ１０２をターンオフさせる。これは、上アームのＭＯＳトランジスタ１０１と下アームのＭＯＳトランジスタ１０２のオン・オフを同時に切り替えると、ＭＯＳトランジスタ１０１とＭＯＳトランジスタ１０２に貫通電流が流れることがあるので、これを防止するためである。下アームのＭＯＳトランジスタ１０２がターンオフすると、ＭＯＳトランジスタ１０２に流れていた電流が下アームの還流ダイオード１０４に転流されて、コイルＬには下アームの還流ダイオード１０４から電流が供給されるようになる。これが図１２の初期状態である。なお、図１２に示す下アームダイオード電流ＩＦは、図１１の破線矢印の向きを正としている。
この状態で上アームのＭＯＳトランジスタ１０１がターンオンすると、上アーム基準電圧端子ＶＳが直流電源Ｖｄｃの正極端子に接続されて下アームの還流ダイオード１０４は、逆バイアスされる。これにより、上アーム基準電圧端子ＶＳがパワーモジュール１００の負極端子Ｎから切り離され、上アーム駆動回路１０５は、ブートストラップコンデンサＣｂから電源が供給される。また、直流電源Ｖｄｃの正極端子からＭＯＳトランジスタ１０１およびコイルＬを介して直流電源Ｖｄｃの負極端子へ電流が流れる回路が形成され、図１２に示したように、ＭＯＳトランジスタ１０１のドレイン電流ＩＤが増加する。これに伴い、ＭＯＳトランジスタ１０１のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳが減少し、逆に不図示のＭＯＳトランジスタ１０２のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳが上昇して還流ダイオード１０４が逆バイアスされるようになる。ＭＯＳトランジスタ１０１のターンオン動作が開始した直後は、まだ下アームの還流ダイオード１０４からコイルＬに電流ＩＦが流れているが、還流ダイオード１０４の逆バイアス電圧が大きくなるにつれてこの還流ダイオード１０４に流れる電流ＩＦは減少する。
還流ダイオード１０４を流れる電流ＩＦの減少は、電流ＩＦがゼロになった時点で終了せず、逆回復電流が流れ始めることにより電流ＩＦは負（電流の向きが図１１の破線矢印と逆になる）の領域に達する。なお、逆回復電流とは、ダイオードのＰＮ接合部の電荷バランスを、ダイオードに順方向電圧が印加されて安定している状態から逆方向電圧が印加されている状態に変化させるための電流で、電流の向きは順方向電流とは逆になる。逆回復電流はピークに達するとその後は急速に減少して、定常状態のゼロとなる。図１２の＋ｄｉ／ｄｔと示している太線部分が、逆回復電流が急速に減少している領域である。
逆回復電流が急速に減少しているこの領域で、図１２に示すように、上アーム駆動回路１０５の電源電圧となるＶＢ−ＶＳ間電圧が瞬間的に低下して低電圧保護機能が動作し、パワーモジュール１００のスイッチング動作を停止してしまう現象が観察された。この現象は、スイッチング動作が高速になればなるほど顕著に表れた。
ＶＢ−ＶＳ間電圧が瞬間的に低下するメカニズムについて、発明者は次のように考えている。まず、逆回復電流変化が急激に減少するため、下アームの配線インダクタンスを流れる電流の変化率が非常に大きくなって配線インダクタンスに起電力が生じて、共通接地端子ＣＯＭ１を基準とする上アーム基準電圧端子ＶＳの電位が急激に変化する。かつ／または、この領域で逆回復電流による還流ダイオードの接合容量の充電電圧が急上昇して、上アーム基準電圧端子ＶＳの電位が急激に変化する。
ここでブートストラップコンデンサＣｂが単独で存在するのならば、上アーム電源端子ＶＢの電位の変化量は上アーム基準電圧端子ＶＳの変化量と同じになってＶＢ−ＶＳ間電圧が低下することはない。しかしながら、実際は上アーム駆動回路１０５の内部で共通接地端子ＣＯＭ１と上アーム電源端子ＶＢが寄生ダイオードで接続されている。すなわち、上アーム駆動回路１０５が半導体集積回路によって構成されているため、共通接地端子ＣＯＭ１と上アーム電源端子ＶＢの間には様々なＰＮ接合部、すなわちダイオードが存在する。また、ダイオードには必然的に接合容量が付随している。図１１にはこれらのダイオードと接合容量を代表して一つのダイオード１０７と接合容量１０８で示している。すなわち、上アーム電源端子ＶＢは様々な容量を介して共通接地端子ＣＯＭ１に接続されていて、アーム基準電圧端子ＶＳの電位の変化が速いほどその変化がこれらの容量に伝わりやすくなるため、上アーム電源端子ＶＢの電位の変化量が上アーム基準電圧端子ＶＳの変化量と異なったと考えている。
このような急峻な＋ｄｉ／ｄｔの変化に対してこれを抑えるようにした技術が知られている（たとえば、特許文献１参照）。この特許文献１に記載の技術は、スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を使用したものであるが、同じような課題に対する１つの解決方法を記載している。すなわち、この特許文献１によれば、ＩＧＢＴのゲート駆動抵抗を第１の抵抗値に設定してＩＧＢＴをオンし、ＩＧＢＴの主電流が流れ始める閾値にゲート電圧が到達した時点でゲート駆動抵抗を第１の抵抗値よりも大きな第２の抵抗値に切り替える。これにより、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧の下降傾斜が小さくなり、ＩＧＢＴのコレクタ電流がピーク電流を示した後減少するときの負の絶対値が低減される。その結果、オフ動作されたＩＧＢＴのフリーホイーリングダイオードにおける逆回復電流の変化率が緩和されるようになり、ＩＧＢＴを駆動する電源電圧の低下が抑制される。
特開２０１３−２２３２６５号公報
特許文献１に記載の技術では、ゲート電圧もしくはソース・ドレイン間電圧によりスイッチング素子に流れる電流を判断してゲート駆動能力を変えるようにして、過大なｄｉ／ｄｔが発生しないようにしている。しかしながら、スイッチング素子に流れる電流を決めるパラメータは他にもあり、そのパラメータが異なる場合はゲート電圧もしくはソース・ドレイン間電圧からだけでは、スイッチング素子に流れる電流を正確に検知できない。
また、特許文献１は上記のＶＢ−ＶＳ間電圧が瞬間的に低下する現象に関する記載はない。この現象を対策するためには、ＶＢ−ＶＳ間電圧が低下する領域における逆回復電流の変化を抑制する必要がある。一方、スイッチング損失を減少させるためにはスイッチング時間を極力短くして負荷電流を確保する必要がある。両者を両立させるためには、後述のように、スイッチング素子に流れる電流が必要とされる負荷電流に達するまではスイッチング素子の電流を急速に立ち上げるとともに、達した後は電流の増加を抑えることが有効であるが、特許文献１に記載の技術ではこれに対応することができない。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、スイッチング素子の低損失化とＶＢ−ＶＳ間電圧が瞬間的に低下する現象への対策を両立したスイッチング素子駆動装置を提供することを目的とする。
本発明では、上記の課題を解決するために、ハーフブリッジの上アーム部および下アーム部を構成するとともに、それぞれ第１の還流ダイオードおよび第２の還流ダイオードを有する第１および第２のスイッチング素子を駆動するスイッチング素子駆動装置が提供される。このスイッチング素子駆動装置は、第１のスイッチング素子を駆動するための第１の駆動信号を出力する上アーム駆動回路と、第２のスイッチング素子を駆動するための第２の駆動信号を出力する下アーム駆動回路と、第１のスイッチング素子をターンオンさせるとき、第１の駆動信号を最初は高い駆動能力とし、第２のスイッチング素子の第２の還流ダイオードの逆回復電流を検出すると低い駆動能力に変更する駆動能力決定部と、を備えている。
上記構成のスイッチング素子駆動装置は、上アームのスイッチング素子をターンオンするとき駆動能力を高くすることでスイッチング損失が低下される。また、下アームの還流ダイオードに逆回復電流が流れる前に上アームのスイッチング素子の駆動能力を低くすることで、逆回復電流の変化率が緩和され、ノイズが低減される。
第１の実施の形態に係るパワーモジュールの単相分のインバータ回路を例示した回路図である。 第１の実施の形態に係るパワーモジュールの動作概要を示すタイミングチャートである。 ＭＯＳトランジスタおよび出力電流検出回路の一例を示す図である。 サンプルホールド回路の一例を示す図である。 駆動能力変更回路の一例を示す回路図である。 第１の実施の形態に係るパワーモジュールの詳細な動作を示すタイミングチャートである。 第２の実施の形態に係るパワーモジュールのゲート駆動能力決定部における駆動能力変更回路の一例を示す回路図である。 第３の実施の形態に係るパワーモジュールの単相分のインバータ回路を例示した回路図である。 逆回復電流検出回路の一例を示す回路図である。 第３の実施の形態に係るパワーモジュールの詳細な動作を示すタイミングチャートである。 パワーモジュールの単相分のインバータ回路を例示した回路図である。 上アームのスイッチング素子がターンオンしたときの動作波形を示す図である。
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、各実施の形態は、矛盾のない範囲で複数の実施の形態を部分的に組み合わせて実施することができる。また、以下の説明において、端子名とその端子における電圧、信号などは、同じ符号を用いることがある。
図１は第１の実施の形態に係るパワーモジュールの単相分のインバータ回路を例示した回路図、図２は第１の実施の形態に係るパワーモジュールの動作概要を示すタイミングチャートである。
第１の実施の形態に係るパワーモジュール１０は、その出力段に上アームおよび下アームのスイッチング素子としてＭＯＳトランジスタ１１，１２を有している。上アームのＭＯＳトランジスタ１１には、逆並列に接続された還流ダイオード１３が内蔵され、下アームのＭＯＳトランジスタ１２には、逆並列に接続された還流ダイオード１４が内蔵されている。
上アームのＭＯＳトランジスタ１１のドレインは、パワーモジュール１０の正極端子Ｐに接続され、この正極端子Ｐは、図示しない直流電源の正極端子に接続されている。ＭＯＳトランジスタ１１のソースは、下アームのＭＯＳトランジスタ１２のドレインおよびパワーモジュール１０の出力端子ＯＵＴに接続されており、出力端子ＯＵＴは、図示しない負荷に接続される。下アームのＭＯＳトランジスタ１２のソースは、パワーモジュール１０の負極端子Ｎに接続され、この負極端子Ｎは、図示しない直流電源の負極端子に接続されている。
上アームのＭＯＳトランジスタ１１は、ゲート駆動能力決定部１５を介して上アーム駆動回路１６により駆動される。ゲート駆動能力決定部１５は、出力電流検出回路２１、インバータ回路２２、サンプルホールド回路２３、比較器２４および駆動能力変更回路２６を有している。
ゲート駆動能力決定部１５の出力電流検出回路２１は、ＭＯＳトランジスタ１１の出力電流に比例する後述のセンスＭＯＳトランジスタの出力電流を入力する入力端子を有し、出力電流検出回路２１の出力端子は、サンプルホールド回路２３の入力端子および比較器２４の非反転入力端子に接続されている。サンプルホールド回路２３の出力端子は、比較器２４の反転入力端子に接続されている。サンプルホールド回路２３は、また、その制御入力端子に上アーム駆動回路１６の出力端子ＯＨが接続されている。比較器２４の出力端子は、駆動能力変更回路２６の制御入力端子に接続されている。駆動能力変更回路２６の入力端子は、インバータ回路２２の出力端子に接続され、インバータ回路２２の入力端子は、上アーム駆動回路１６の出力端子ＯＨに接続されている。駆動能力変更回路２６の出力端子は、ＭＯＳトランジスタ１１のゲートに接続されている。比較器２４はヒステリシスコンパレータであって、比較器２４の出力によって反転入力端子に入力される大小の信号が切り替えられる。ここで、大小の信号のうちの大きい方の信号が上記のサンプルホールド回路２３の出力であり、小さい方の信号は図示しない分圧回路によりサンプルホールド回路２３の出力を分圧した信号である。
上アーム駆動回路１６は、入力端子ＩＮ１、電源端子ＶｃｃＨ、共通接地端子ＣＯＭ１、上アーム基準電圧端子ＶＳ、出力端子ＯＨおよび上アーム電源端子ＶＢを有している。上アーム駆動回路１６の入力端子ＩＮ１は、パワーモジュール１０の上アーム入力端子ＩＮＨに接続されている。上アーム駆動回路１６の電源端子ＶｃｃＨは、直流制御電源Ｖｃｃの正極端子に接続され、共通接地端子ＣＯＭ１は、直流制御電源Ｖｃｃの負極端子およびパワーモジュール１０の負極端子Ｎに接続されている。上アーム駆動回路１６の上アーム基準電圧端子ＶＳは、ＭＯＳトランジスタ１１のソースに接続されている。上アーム駆動回路１６の上アーム電源端子ＶＢは、ブートストラップコンデンサＣｂの一方の端子に接続され、ブートストラップコンデンサＣｂの他方の端子は、上アーム基準電圧端子ＶＳに接続されている。上アーム電源端子ＶＢは、また、ブートストラップ抵抗ＲｂおよびブートストラップダイオードＤｂを介して直流制御電源Ｖｃｃの正極端子に接続されている。
下アームのＭＯＳトランジスタ１２は、集積化された下アーム駆動回路１７によって駆動される。下アーム駆動回路１７は、入力端子ＩＮ２、電源端子ＶｃｃＬ、共通接地端子ＣＯＭ２および出力端子ＯＬを有している。下アーム駆動回路１７の入力端子ＩＮ２は、パワーモジュール１０の下アーム入力端子ＩＮＬに接続されている。下アーム駆動回路１７の電源端子ＶｃｃＬは、直流制御電源Ｖｃｃの正極端子に接続されている。下アーム駆動回路１７の出力端子ＯＬは、ＭＯＳトランジスタ１２のゲートに直接接続されている。
パワーモジュール１０の上アームにおいて、上アーム駆動回路１６がゲート駆動信号を出力し、ＭＯＳトランジスタ１１がそのゲート駆動信号によってターンオン・ターンオフされる。特に、この第１の実施の形態に係るパワーモジュール１０では、ＭＯＳトランジスタ１１がターンオンするときのゲートの駆動能力を前回ターンオンしたときの上アームの電流値に応じて変更しており、以下、その詳細を説明する。
まず、図２に示したように、時刻ｔ０以前において、上アーム駆動回路１６がＭＯＳトランジスタ１１をオンにするハイ（Ｈ）レベルのゲート駆動信号を出力していたとする。このとき、上アームのＭＯＳトランジスタ１１には、負荷を駆動する上アーム電流が流れている。
時刻ｔ０でＭＯＳトランジスタ１１をターンオフするロー（Ｌ）レベルのゲート駆動信号が出力されると、サンプルホールド回路２３は、ゲート駆動信号の立ち下がりエッジのタイミングで出力電流検出回路２１が検出したターンオフ直前の上アーム電流をサンプリングして保持し、その値を比較器２４の反転入力端子に入力する。
次に、上アームのＭＯＳトランジスタ１１がスイッチング（ターンオン）を開始する時刻ｔ１で、ゲート駆動信号がＨレベルになると、そのタイミングでＭＯＳトランジスタ１１がターンオン動作を開始する。このとき、比較器２４は、上アーム電流が流れていないので、Ｌレベルの信号を出力し、駆動能力変更回路２６は、ＭＯＳトランジスタ１１のゲート駆動能力を高い状態にしている。ＭＯＳトランジスタ１１をターンオンするタイミングでゲート駆動能力が高くなっているので、上アーム電流の立ち上がりが急峻になり、ＭＯＳトランジスタ１１のスイッチング損失が低減されている。
このとき、比較器２４は、出力電流検出回路２１が検出した上アーム電流を入力するとともに、サンプルホールド回路２３が保持している電流値を閾値として入力し、上アーム電流と閾値とを比較している。
時刻ｔ２において、上アーム電流が閾値を超えたことを比較器２４が検出すると、駆動能力変更回路２６は、ＭＯＳトランジスタ１１のゲート駆動能力を低い状態に変更する。ここで、負荷電流は１スイッチング周期でほとんど変化しないと見做せるので、閾値の電流が負荷を駆動する電流に等しく、これ以上の電流は還流ダイオード１４の逆回復電流となる。したがって、時刻ｔ２において上アーム電流が閾値を超えたということは、時刻ｔ２で逆回復電流が流れ始めたことを示す。そこで、逆回復電流が流れ始めた時刻ｔ２で、ＭＯＳトランジスタ１１のゲート駆動能力を低い状態に変更することにより、上アーム電流の変化が図２に破線で示した従来の変化に比べて緩やかになるので、下アームの還流ダイオード１４の逆回復電流の変化率およびピーク値が緩和されて、ノイズを低減することができる。
負荷電流は１スイッチング周期の間ではほとんど変わらないと見做せるので、これにより、上アームが負荷電流を供給できるようになるまでは上アーム電流を急峻に立ち上げてＭＯＳトランジスタ１１のスイッチング損失を低減させるとともに、負荷駆動には関係しない負荷電流以上の電流への変化を抑制して、ＶＢ−ＶＳ間電圧の低下を対策することができる。
次に、ゲート駆動能力決定部１５を構成する構成要素の具体例について説明する。
図３はＭＯＳトランジスタおよび出力電流検出回路の一例を示す図である。
第１の実施の形態では、ＭＯＳトランジスタ１１は、主電流を制御する主ＭＯＳトランジスタ１１ａおよび還流ダイオード１１ｂと、この主ＭＯＳトランジスタ１１ａの電流を検出するセンスＭＯＳトランジスタ１１ｃおよび還流ダイオード１１ｄ（これらのデバイスサイズは、主ＭＯＳトランジスタ１１ａおよび還流ダイオード１１ｂのデバイスサイズより大幅に小さい）とを有している。このＭＯＳトランジスタ１１では、主ＭＯＳトランジスタ１１ａおよびセンスＭＯＳトランジスタ１１ｃのドレインおよびゲートがそれぞれ共通になっていて、ソースだけが主ＭＯＳトランジスタ１１ａおよびセンスＭＯＳトランジスタ１１ｃでそれぞれ独立に設けられている。主ＭＯＳトランジスタ１１ａ、センスＭＯＳトランジスタ１１ｃ、還流ダイオード１１ｂ、および還流ダイオード１１ｄのデバイスサイズは、同じ条件であれば主ＭＯＳトランジスタ１１ａおよび還流ダイオード１１ｂに流れる電流とセンスＭＯＳトランジスタ１１ｃおよび還流ダイオード１１ｄに流れる電流が比例するよう調整されていて、センスＭＯＳトランジスタ１１ｃのソースからは、主電流に比例したセンス信号が出力される。
出力電流検出回路２１は、電流検出抵抗２１ａを備えている。この電流検出抵抗２１ａの一方の端子は、センスＭＯＳトランジスタ１１ｃのソースに接続され、電流検出抵抗２１ａの他方の端子は、主ＭＯＳトランジスタ１１ａのソースに接続されている。電流検出抵抗２１ａとセンスＭＯＳトランジスタ１１ｃのソースとの接続点は、サンプルホールド回路２３の入力端子および比較器２４の非反転入力端子に接続される。
ＭＯＳトランジスタ１１は、主ＭＯＳトランジスタ１１ａおよびセンスＭＯＳトランジスタ１１ｃのゲートが共通であるので両者のソース・ゲート間電圧が常に等しくなり、上記のようにセンスＭＯＳトランジスタ１１ｃには、主ＭＯＳトランジスタ１１ａを流れる電流に比例した電流が流れる。このセンスＭＯＳトランジスタ１１ｃの電流ＩＤ１は、出力電流検出回路２１を介して上アーム基準電圧端子ＶＳに流れる。このとき、電流ＩＤ１は、出力電流検出回路２１の電流検出抵抗２１ａによって電圧信号に変換され、電流検出信号として出力電流検出回路２１から出力される。
図４はサンプルホールド回路の一例を示す図である。
サンプルホールド回路２３は、出力電流検出回路２１の出力端子に入力端子が接続されたボルテージフォロワ３１を有し、このボルテージフォロワ３１の出力端子は、トランスファゲート３２の入力端子に接続されている。トランスファゲート３２の論理反転ゲート端子には、インバータ回路３３の出力端子が接続され、もう一方のゲート端子には、インバータ回路３３の入力端子および遅延回路３４の出力端子が接続されている。遅延回路３４の入力端子は、上アーム駆動回路１６の出力端子ＯＨに接続されている。
トランスファゲート３２の出力端子は、コンデンサ３５の一方の端子に接続され、コンデンサ３５の他方の端子は、上アーム基準電圧端子ＶＳに接続されている。トランスファゲート３２の出力端子は、また、ボルテージフォロワ３６の入力端子に接続され、ボルテージフォロワ３６の出力端子は、比較器２４の反転入力端子に接続される。なお、トランスファゲート３２は、他の半導体スイッチによって構成してもよい。
このサンプルホールド回路２３では、ボルテージフォロワ３１が出力電流検出回路２１によって検出された電流検出信号を常時入力し、ボルテージフォロワ３１は、その電流検出信号をトランスファゲート３２に供給する。
トランスファゲート３２は、遅延回路３４の出力信号がＬレベルのときはオフ（遮断）され、遅延回路３４の出力信号がＨレベルになるとオン（導通）される。遅延回路３４は、上アーム駆動回路１６からＬレベルのゲート駆動信号を受けているとき、Ｌレベルの信号を遅延なく出力し、上アーム駆動回路１６からＨレベルのゲート駆動信号を受けると、受けた時刻から所定時間経過後にＨレベルの出力信号を出力する。この遅延回路３４による遅延時間は、比較器２４が前回のＭＯＳトランジスタ１１のターンオンのときにコンデンサ３５に保持していた出力電流値と今回のＭＯＳトランジスタ１１がターンオンしたときに検出している出力電流値とを比較する期間である。この遅延時間経過後は、トランスファゲート３２がオンして出力電流検出回路２１により検出された電流検出信号がコンデンサ３５に供給され、コンデンサ３５は、出力電流値に相当する電圧をリアルタイムに保持していく。コンデンサ３５に保持された電圧信号は、ボルテージフォロワ３６を介して比較器２４に比較の基準となる閾値を表す信号として供給される。
図５は駆動能力変更回路の一例を示す回路図である。
駆動能力変更回路２６は、ＮチャネルのＭＯＳトランジスタ４１と、ＰチャネルのＭＯＳトランジスタ４２，４３，４４と、インバータ回路４５と、定電流源４６，４７とを有している。ＭＯＳトランジスタ４１およびＭＯＳトランジスタ４２のゲートは、インバータ回路２２の出力端子に接続され、ＭＯＳトランジスタ４１およびＭＯＳトランジスタ４２のドレインは、ＭＯＳトランジスタ１１のゲートへ接続される。ＭＯＳトランジスタ４１のソースは、上アーム基準電圧端子ＶＳに接続され、ＭＯＳトランジスタ４２のソースは、ＭＯＳトランジスタ４３，４４のドレインに接続されている。ＭＯＳトランジスタ４３，４４のソースは、それぞれ定電流源４６，４７の出力端子に接続され、定電流源４６，４７の入力端子は、上アーム電源端子ＶＢに接続されている。ＭＯＳトランジスタ４３のゲートは、インバータ回路４５の出力端子に接続され、インバータ回路４５の入力端子は、ＭＯＳトランジスタ４４のゲートおよび比較器２４の出力端子に接続されている。なお、定電流源４６は、一定の出力電流Ｉ１を出力し、定電流源４７は、一定の出力電流Ｉ２を出力し、出力電流Ｉ１は、出力電流Ｉ２よりも小さい値に設定されている。
この駆動能力変更回路２６において、ＭＯＳトランジスタ４１，４２は、ゲート駆動信号をＭＯＳトランジスタ１１のゲートへ伝達する信号伝達回路であり、ＭＯＳトランジスタ４３，４４は、出力電流Ｉ１，Ｉ２を信号伝達回路に選択的に供給するスイッチとして機能する。
駆動能力変更回路２６は、インバータ回路２２から受けたゲート駆動信号の反転信号を、ＣＭＯＳ構成のＭＯＳトランジスタ４１，４２により再度論理反転してＭＯＳトランジスタ１１のゲートへ供給する。
すなわち、上アーム駆動回路１６から出力されたゲート駆動信号がＬレベルのとき、そのゲート駆動信号は、インバータ回路２２によってＨレベルになり、ＭＯＳトランジスタ４１，４２のゲートに供給される。これにより、ＭＯＳトランジスタ４１がターンオン、ＭＯＳトランジスタ４２がターンオフするので、ＭＯＳトランジスタ１１のゲートへは、Ｌレベルの信号が供給される。
一方、上アーム駆動回路１６から出力されたゲート駆動信号がＨレベルのとき、そのゲート駆動信号は、インバータ回路２２によってＬレベルになり、ＭＯＳトランジスタ４１，４２のゲートに供給される。これにより、ＭＯＳトランジスタ４１がターンオフ、ＭＯＳトランジスタ４２がターンオンするので、ＭＯＳトランジスタ１１のゲートへは、Ｈレベルの信号が供給される。このとき、ＭＯＳトランジスタ１１のゲートへは、定電流源４６の出力電流Ｉ１または定電流源４７の出力電流Ｉ２が供給されるが、出力電流Ｉ１，Ｉ２のいずれを供給するかは、比較器２４の出力信号によって決められる。
たとえば、比較器２４の出力信号がＬレベルのとき、ＭＯＳトランジスタ４３のスイッチがオフ、ＭＯＳトランジスタ４４のスイッチがオンとなるので、定電流源４７の出力電流Ｉ２がＭＯＳトランジスタ１１のゲートへ供給される。
一方、比較器２４の出力信号がＨレベルのときは、インバータ回路４５により反転されてＬレベルの信号がゲートに入力されるＭＯＳトランジスタ４３のスイッチはオンとなり、Ｈレベルの信号が直接ゲートに入力されるＭＯＳトランジスタ４４のスイッチはオフとなる。このとき、出力電流Ｉ２よりも電流値の低い定電流源４６の出力電流Ｉ１がＭＯＳトランジスタ４２を介してＭＯＳトランジスタ１１のゲートへ供給されることになる。
このように、ターンオンされるときのＭＯＳトランジスタ１１は、比較器２４の出力信号がＬレベルのとき、高い駆動能力によって駆動され、比較器２４の出力信号がＨレベルのとき、低い駆動能力によって駆動される。
次に、以上のような具体的な構成例のゲート駆動能力決定部１５を備えたパワーモジュールの動作について説明する。
図６は第１の実施の形態に係るパワーモジュールの詳細な動作を示すタイミングチャートである。この図６において、上から上アームのＭＯＳトランジスタ１１のゲート電圧、ゲート電流およびドレイン電流ＩＤ、比較器２４の出力信号、上アームのＭＯＳトランジスタ１１のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳ、上アームの駆動電位ＶＢを示している。
ここで、上アーム駆動回路１６がＭＯＳトランジスタ１１をターンオフするＬレベルのゲート駆動信号が出力されているとき、サンプルホールド回路２３は、ＭＯＳトランジスタ１１が直近でターンオフしたときの出力電流値を保持している。
上アーム駆動回路１６がＭＯＳトランジスタ１１をターンオンするＨレベルのゲート駆動信号を出力すると、Ｌレベルに反転されたゲート駆動信号を受ける駆動能力変更回路２６では、ＭＯＳトランジスタ４２がターンオンする。このとき、比較器２４の出力信号がＬレベルであるので、駆動能力変更回路２６では、ＭＯＳトランジスタ４３がターンオフするとともにＭＯＳトランジスタ４４がターンオンし、出力電流Ｉ２がＭＯＳトランジスタ４２に供給される。これにより、駆動能力変更回路２６は、出力電流Ｉ１よりも高い出力電流Ｉ２をＭＯＳトランジスタ１１のゲートに供給する。これにより、ＭＯＳトランジスタ１１のゲート容量が高い駆動能力で充電され、ゲート電圧が上昇していく。
ＭＯＳトランジスタ１１は、ゲート駆動能力の高い状態で駆動されることにより、ドレイン電流ＩＤは、急峻に立ち上がる。ドレイン電流ＩＤが急峻に立ち上がることによって、ＭＯＳトランジスタ１１のスイッチング損失が低減される。また、ドレイン電流ＩＤの急峻な立ち上がりとともに、ＭＯＳトランジスタ１１のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳが低下していく。
このドレイン電流ＩＤは、出力電流検出回路２１によって検出されており、比較器２４においてサンプルホールド回路２３が保持していた出力電流値と比較される。保持されていた出力電流値にドレイン電流ＩＤが到達すると、比較器２４は、Ｈレベルの信号を出力する。これにより、駆動能力変更回路２６では、ＭＯＳトランジスタ４３がターンオンするとともにＭＯＳトランジスタ４４がターンオフし、出力電流Ｉ１がＭＯＳトランジスタ４２に供給される。これにより、駆動能力変更回路２６は、出力電流Ｉ２よりも低い出力電流Ｉ１をＭＯＳトランジスタ１１のゲートに供給する。
このため、ＭＯＳトランジスタ１１は、ゲート駆動能力の低い状態で駆動されることにより、ドレイン電流ＩＤの上昇が鈍化し、ドレイン電流ＩＤのオーバシュートが小さくなる。これにより、ドレイン電流ＩＤがオーバシュートするときに下アームの還流ダイオード１４に流れる逆回復電流が小さくなり、その結果、還流ダイオード１４の逆回復電流の変化率も小さくなる。そのため、逆回復電流および配線インダクタンス等に起因する上アームの駆動電位ＶＢの落ち込みが緩和されるので、低電圧保護機能が働いてしまうことがなく、ノイズの発生も抑えられる。
図７は第２の実施の形態に係るパワーモジュールのゲート駆動能力決定部における駆動能力変更回路の一例を示す回路図である。この第２の実施の形態では、ゲート駆動能力決定部１５は、以下に説明する駆動能力変更回路２６ａを除き、第１の実施の形態のものと同じ構成を有している。したがって、駆動能力変更回路２６ａを除く構成の説明は、第１の実施の形態のものを参照することにする。
駆動能力変更回路２６ａは、インバータ回路５１を有している。インバータ回路５１の入力端子は、上アーム駆動回路１６からゲート駆動信号を受けているインバータ回路２２の出力端子に接続され、インバータ回路５１の出力端子は、スイッチとして機能するトランスファゲート５２，５３の入力端子にそれぞれ接続されている。トランスファゲート５２の出力端子は、電流調整抵抗Ｒ１の一方の端子に接続され、トランスファゲート５３の出力端子は、電流調整抵抗Ｒ２の一方の端子に接続されている。電流調整抵抗Ｒ１，Ｒ２の他方の端子は、ともに接続されてこの駆動能力変更回路２６ａの出力端子を構成し、ＭＯＳトランジスタ１１のゲートへ接続される。トランスファゲート５２の論理反転ゲート端子には、インバータ回路５４の出力端子が接続され、もう一方のゲート端子には、インバータ回路５４の入力端子が接続されている。トランスファゲート５３の論理反転ゲート端子には、インバータ回路５４の入力端子が接続され、もう一方のゲート端子には、インバータ回路５４の出力端子が接続されている。インバータ回路５４の入力端子は、比較器２４の出力端子に接続されている。なお、電流調整抵抗Ｒ１，Ｒ２は、異なる抵抗値を有し、電流調整抵抗Ｒ１は、電流調整抵抗Ｒ２よりも大きい値に設定されている。
この駆動能力変更回路２６ａは、インバータ回路２２から受けたゲート駆動信号をインバータ回路５１で論理反転し、電流調整抵抗Ｒ１または電流調整抵抗Ｒ２を介してＭＯＳトランジスタ１１のゲートへ供給する。このとき、比較器２４の出力信号の論理状態によって電流調整抵抗Ｒ１または電流調整抵抗Ｒ２の介入が決められる。
すなわち、比較器２４の出力信号がＬレベルのとき、そのＬレベルの信号を論理反転ゲート端子に受けるとともにインバータ回路５４によって論理反転された信号をゲート端子に受けるトランスファゲート５３がオン（導通）される。このとき、トランスファゲート５２は、ゲート端子にＬレベル、論理反転ゲート端子にＨレベルの信号を受けているので、オフ（遮断）されている。
これにより、駆動能力変更回路２６ａは、インバータ回路２２からＭＯＳトランジスタ１１を駆動するＬレベルのゲート駆動信号を受けると、そのゲート駆動信号は、まず、インバータ回路５４によって論理反転される。次に、論理反転してＨレベルになったゲート駆動信号は、トランスファゲート５３および電流調整抵抗Ｒ２を介してＭＯＳトランジスタ１１のゲートへ供給される。ここで、電流調整抵抗Ｒ２は、電流調整抵抗Ｒ１よりも抵抗値が小さいので、ＭＯＳトランジスタ１１は、高い駆動能力をもって駆動されることになる。
一方、比較器２４の出力信号がＨレベルのときは、トランスファゲート５２がオン（導通）され、トランスファゲート５３がオフ（遮断）される。これにより、駆動能力変更回路２６ａは、インバータ回路２２から受けたゲート駆動信号を、インバータ回路５４により論理反転し、トランスファゲート５２および電流調整抵抗Ｒ１を介してＭＯＳトランジスタ１１のゲートへ供給する。ここで、電流調整抵抗Ｒ１は、電流調整抵抗Ｒ２よりも抵抗値が大きいので、ＭＯＳトランジスタ１１は、低い駆動能力をもって駆動されることになる。
この第２の実施の形態においても、その動作は、第１の実施の形態に係るパワーモジュール１０の動作と同じである。すなわち、ＭＯＳトランジスタ１１をオン駆動するゲート駆動信号が出力されたとき、まず、ＭＯＳトランジスタ１１を高い駆動能力で駆動し、上アームの出力電流がＭＯＳトランジスタ１１をオン駆動していたときの前回の出力電流に達したとき、ＭＯＳトランジスタ１１を低い駆動能力で駆動する。これによる作用効果は、第１の実施の形態の場合と同じである。
図８は第３の実施の形態に係るパワーモジュールの単相分のインバータ回路を例示した回路図、図９は逆回復電流検出回路の一例を示す回路図、図１０は第３の実施の形態に係るパワーモジュールの詳細な動作を示すタイミングチャートである。図８において、図１に示した構成要素と同じまたは均等の構成要素については同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。
この第３の実施の形態に係るパワーモジュール１０ａによれば、ゲート駆動能力決定部１５ａは、電流検出回路６１、逆回復電流検出回路６２、レベルシフト回路６３、インバータ回路２２および駆動能力変更回路２６を備えている。電流検出回路６１は、下アームの出力電流に比例する電流を入力する入力端子を有し、電流検出回路６１の出力端子は、逆回復電流検出回路６２の入力端子に接続されている。逆回復電流検出回路６２の出力端子は、レベルシフト回路６３の入力端子に接続され、レベルシフト回路６３の出力端子は、駆動能力変更回路２６の制御入力端子に接続されている。駆動能力変更回路２６の入力端子は、インバータ回路２２の出力端子に接続され、駆動能力変更回路２６の出力端子は、ＭＯＳトランジスタ１１のゲートに接続されている。
ＭＯＳトランジスタ１２および電流検出回路６１は、図３に示したＭＯＳトランジスタ１１および出力電流検出回路２１と同様の構成を有し、還流ダイオード１４に逆回復電流が流れるとき、電流検出回路６１が下アームの還流ダイオード１４を流れる逆回復電流に比例した値の電流検出信号を出力する。なお、還流ダイオード１４の逆回復電流は、センスＭＯＳトランジスタ１１ｃの還流ダイオード１１ｄの逆回復電流を電流検出抵抗２１ａが電圧に変換することによって検出される。
逆回復電流検出回路６２は、図９に示したように、比較器７１と抵抗Ｒ１１，Ｒ１２とを有している。比較器７１の反転入力端子は、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の一方の端子に接続され、抵抗Ｒ１１の他方の端子は、電圧源Ｖｒｅｆ１に接続され、抵抗Ｒ１２の他方の端子は、電流検出回路６１の出力端子に接続される。比較器７１の非反転入力端子は、電圧源Ｖｒｅｆ２に接続されている。ここで、抵抗Ｒ１２の他方の端子は、この逆回復電流検出回路６２の入力端子を構成し、比較器７１の出力端子は、この逆回復電流検出回路６２の出力端子を構成している。
なお、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２および電圧源Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２は、
Ｖｒｅｆ１×Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２）＝Ｖｒｅｆ２＋△Ｖ
となる関係を満たすように設定されている。ここで、＋△Ｖは微小な正電圧である。すなわち、逆回復電流検出回路６２の入力端子の電圧が減少して０ボルト（Ｖ）を下回ると、比較器７１の出力が逆回復電流を検出したことを示すＨレベルとなるようにしている。また、下アームに電流が流れていないときには、逆回復電流が流れていると判断しないようにしている。
ここで、下アームのＭＯＳトランジスタ１２がターンオンしているとき、電流検出回路６１は、逆回復電流ではない下アームを流れる何らかの出力電流を検出しているので、逆回復電流検出回路６２の入力端子には、ゼロより大きな電圧信号が入力される。この場合、比較器７１の反転入力端子の電圧は、非反転入力端子に印加されている電圧源Ｖｒｅｆ２の電圧より高いので、比較器７１は、Ｌレベルの信号を出力する。
上下アームのスイッチングは、まず下アームのＭＯＳトランジスタ１２がターンオフして、下アームのＭＯＳトランジスタ１２に流れていた電流が還流ダイオード１４に転流される。その後、上アームのＭＯＳトランジスタ１１がターンオンを開始すると、還流ダイオード１４の電流が減少する。そして、下アームの電流がゼロレベルを交差してゼロレベルより低くなり（すなわち還流ダイオード１４に逆方向電流が流れるようになり）、逆回復電流の領域に入る。逆回復電流の領域に入ると、逆回復電流検出回路６２の入力端子に０Ｖより低い電圧が入力される。この場合、比較器７１の反転入力端子の電圧は、非反転入力端子の電圧より低くなるので、比較器７１は、Ｈレベルの信号を出力する。
比較器７１が出力したＨレベルの信号は、レベルシフト回路６３によって、共通接地端子ＣＯＭ２の電位を基準電圧とする下アームの信号から上アーム基準電圧端子ＶＳの電位を基準電圧とする上アームの信号にレベルシフトされる。駆動能力変更回路２６は、レベルシフトされた信号を受けて、ＭＯＳトランジスタ１１のゲート駆動能力をターンオンのときの高い状態から低い状態に変更する。これにより、下アームの還流ダイオード１４に逆回復電流が流れる前に、上アームのドレイン電流ＩＤの変化が緩やかになるようにされるため、下アームの還流ダイオード１４の逆回復電流の変化率およびピーク値が緩和される。
なお、この実施の形態では、駆動能力を図５の駆動能力変更回路２６を採用したが、図７に示した駆動能力変更回路２６ａを採用することができる。
さらに、以上の実施の形態では、スイッチング素子としてＭＯＳトランジスタを用いたパワーモジュールに適用して好適であるが、高速スイッチングが可能なＩＧＢＴでも同様に適用することができる。
また、還流ダイオードは単独のダイオードであってもよいし、スイッチング素子がＭＯＳトランジスタであれば当該ＭＯＳトランジスタのボディダイオードであってもよい。
また、高い駆動能力を与える定電流源４７および電流調整抵抗Ｒ２は、単なる結線に置き換えてもよい。
１０，１０ａ パワーモジュール
１１，１２ ＭＯＳトランジスタ
１１ａ 主ＭＯＳトランジスタ
１１ｂ 還流ダイオード
１１ｃ センスＭＯＳトランジスタ
１１ｄ 還流ダイオード
１３，１４ 還流ダイオード
１５，１５ａ ゲート駆動能力決定部
１６ 上アーム駆動回路
１７ 下アーム駆動回路
２１ 出力電流検出回路
２１ａ 電流検出抵抗
２２ インバータ回路
２３ サンプルホールド回路
２４ 比較器
２６，２６ａ 駆動能力変更回路
３１ ボルテージフォロワ
３２ トランスファゲート
３３ インバータ回路
３４ 遅延回路
３５ コンデンサ
３６ ボルテージフォロワ
４１，４２，４３，４４ ＭＯＳトランジスタ
４５ インバータ回路
４６，４７ 定電流源
５１ インバータ回路
５２，５３ トランスファゲート
５４ インバータ回路
６１ 電流検出回路
６２ 逆回復電流検出回路
６３ レベルシフト回路
７１ 比較器
Ｒ１，Ｒ２ 電流調整抵抗
Ｒ１１，Ｒ１２ 抵抗

Claims (11)

  1. ハーフブリッジの上アーム部および下アーム部を構成するとともに、それぞれ第１の還流ダイオードおよび第２の還流ダイオードを有する第１および第２のスイッチング素子を駆動するスイッチング素子駆動装置において、
    前記第１のスイッチング素子を駆動するための第１の駆動信号を出力する上アーム駆動回路と、
    前記第２のスイッチング素子を駆動するための第２の駆動信号を出力する下アーム駆動回路と、
    前記第１のスイッチング素子をターンオンさせるとき、前記第１の駆動信号を最初は高い駆動能力とし、前記第２のスイッチング素子の前記第２の還流ダイオードの逆回復電流を検出すると低い駆動能力に変更する駆動能力決定部と、
    を備えた、スイッチング素子駆動装置。
  2. 前記駆動能力決定部は、前記第１のスイッチング素子の出力電流を検出する出力電流検出回路と、前記第１のスイッチング素子がターンオフする前にその出力電流の値をサンプリングして保持するとともに保持した値を閾値として出力するサンプルホールド回路と、前記出力電流検出回路が検出した出力電流と前記閾値とを比較する比較器と、前記出力電流検出回路が検出した出力電流が前記閾値を超えたことを前記比較器が検出すると前記第１の駆動信号の駆動能力を低くする駆動能力変更回路と、を有する、請求項１記載のスイッチング素子駆動装置。
  3. 前記駆動能力変更回路は、第１の出力電流を出力する第１の定電流源と、前記第１の出力電流よりも高い第２の出力電流を出力する第２の定電流源と、前記第１の駆動信号を前記第１のスイッチング素子のゲートに伝える信号伝達回路と、前記第１の定電流源と前記信号伝達回路との間に接続されて前記出力電流検出回路が検出した出力電流が前記閾値を超えたことを前記比較器が検出するとオンされる第１のスイッチと、前記第２の定電流源と前記信号伝達回路との間に接続されて前記出力電流検出回路が検出した出力電流が前記閾値を超えたことを前記比較器が検出していないとオンされる第２のスイッチと、を有する、請求項２記載のスイッチング素子駆動装置。
  4. 前記駆動能力変更回路は、前記第１の駆動信号を受けていて前記出力電流検出回路が検出した出力電流が前記閾値を超えたことを前記比較器が検出するとオンされる第１のスイッチと、前記第１の駆動信号を受けていて前記出力電流検出回路が検出した出力電流が前記閾値を超えたことを前記比較器が検出していないとオンされる第２のスイッチと、前記第１のスイッチと前記第１のスイッチング素子のゲートとの間に接続される第１の抵抗と、前記第２のスイッチと前記第１のスイッチング素子のゲートとの間に接続されていて前記第１の抵抗よりも小さい抵抗値を有する第２の抵抗と、を有する、請求項２記載のスイッチング素子駆動装置。
  5. 前記出力電流検出回路は、ＭＯＳＦＥＴおよびその出力電流に比例した電流が流れるセンスＭＯＳＦＥＴを内蔵した前記第１のスイッチング素子の、前記センスＭＯＳＦＥＴに流れる電流を検出する、請求項２記載のスイッチング素子駆動装置。
  6. 前記比較器がヒステリシス特性を有する、請求項２記載のスイッチング素子駆動装置。
  7. 前記駆動能力決定部は、前記第２のスイッチング素子の電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路が検出した電流がゼロより大きいか小さいかによって逆回復電流を検出する逆回復電流検出回路と、前記第１のスイッチング素子の前記第１の駆動信号の駆動能力を、前記第１のスイッチング素子がターンオンするときに高く、前記逆回復電流検出回路が逆回復電流を検出したときに低くする駆動能力変更回路と、を備えた、請求項１記載のスイッチング素子駆動装置。
  8. 前記駆動能力決定部は、前記逆回復電流検出回路が逆回復電流を検出した信号をレベルシフトして前記駆動能力変更回路に渡すレベルシフト回路をさらに有する、請求項７記載のスイッチング素子駆動装置。
  9. 前記駆動能力変更回路は、第１の出力電流を出力する第１の定電流源と、前記第１の出力電流よりも高い第２の出力電流を出力する第２の定電流源と、前記第１の駆動信号を前記第１のスイッチング素子のゲートに伝える信号伝達回路と、前記第１の定電流源と前記信号伝達回路との間に接続されて前記逆回復電流検出回路が逆回復電流を検出したことを示す信号を受けたときにオンされる第１のスイッチと、前記第２の定電流源と前記信号伝達回路との間に接続されて前記逆回復電流検出回路が逆回復電流を検出していないことを示す信号を受けたときオンされる第２のスイッチと、を有する、請求項７記載のスイッチング素子駆動装置。
  10. 前記駆動能力変更回路は、前記第１の駆動信号を受けていて前記逆電流検出回路が逆電流を検出したことを示す信号を受けたときオンされる第１のスイッチと、前記第１の駆動信号を受けていて前記逆電流検出回路が逆電流を検出していないことを示す信号を受けたときオンされる第２のスイッチと、前記第１のスイッチと前記第１のスイッチング素子のゲートとの間に接続される第１の抵抗と、前記第２のスイッチと前記第１のスイッチング素子のゲートとの間に接続されていて前記第１の抵抗よりも小さい抵抗値を有する第２の抵抗と、を有する、請求項７記載のスイッチング素子駆動装置。
  11. 前記電流検出回路は、前記第１のスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴおよび該ＭＯＳＦＥＴに付随した前記第１の還流ダイオードの電流に比例した電流が流れるセンスＭＯＳＦＥＴおよび該センスＭＯＳＦＥＴに付随した前記第２の還流ダイオードを内蔵した前記第２のスイッチング素子の、前記センスＭＯＳＦＥＴおよび前記第２の還流ダイオードに流れる電流を検出する、請求項７記載のスイッチング素子駆動装置。
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