CN113841326B - 具有多个驱动级的开关转换器及相关模式 - Google Patents

具有多个驱动级的开关转换器及相关模式 Download PDF

Info

Publication number
CN113841326B
CN113841326B CN201980096589.0A CN201980096589A CN113841326B CN 113841326 B CN113841326 B CN 113841326B CN 201980096589 A CN201980096589 A CN 201980096589A CN 113841326 B CN113841326 B CN 113841326B
Authority
CN
China
Prior art keywords
coupled
drive
transistor
current terminal
node
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201980096589.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113841326A (zh
Inventor
张亮
景卫兵
李丹
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Texas Instruments Inc
Original Assignee
Texas Instruments Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Texas Instruments Inc filed Critical Texas Instruments Inc
Publication of CN113841326A publication Critical patent/CN113841326A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113841326B publication Critical patent/CN113841326B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0029—Circuits or arrangements for limiting the slope of switching signals, e.g. slew rate
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/04—Modifications for accelerating switching
    • H03K17/041—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0412—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H03K17/04123—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/162—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/163—Soft switching
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0036—Means reducing energy consumption

Abstract

一种系统(100)包含具有输出电感器(114)的开关转换器(102)。所述开关转换器(102)还包含具有耦合到所述输出电感器的开关节点(430)的开关组(112)。所述开关转换器(102)还包含耦合到所述开关组(112)的第一驱动级(108A)。所述开关转换器(102)还包含耦合到所述开关组(112)的第二驱动级(108B)。所述开关转换器(102)还包含耦合到所述第一驱动级(108A)及所述第二驱动级(108B)的控制器(103)。所述控制器(103)包含供应电压检测器电路(104)。所述控制器(103)还包含耦合到所述供应电压检测器电路(104)的输出的电平移位器(106)。所述控制器(103)还包含耦合于所述电平移位器(106)与所述第二驱动级(108B)之间的选择电路(107)。

Description

具有多个驱动级的开关转换器及相关模式
背景技术
电力供应器及电力转换器用于各种电子系统中。电功率通常作为交流电(AC)信号长距离传输。AC信号根据每一商业或家庭位置的期望来划分及计量，且通常转换成直流电(DC)以与个别电子装置或组件一起使用。现代电子系统通常采用经设计以使用不同DC电压操作的装置或组件。因此，此类系统需要不同DC-DC转换器或支持各种输出电压的DC-DC转换器。
存在许多不同DC-DC转换器拓扑。可用拓扑在所使用的组件、所处理的功率量、输入电压、输出电压、效率、可靠性、大小及/或其它特性上有所不同。一种实例DC-DC转换器拓扑是降压转换器。降压转换器的开关摆率影响效率及输入供应电压振铃。举例来说，更快开关摆率更高效，但导致更多输入供应电压振铃。在一些案例中，输入供应电压振铃可导致超过降压转换器的至少一个开关的击穿电压的输入供应电压。改进开关转换器的工作在进行中。
发明内容
根据本公开的至少一个实例，一种系统包括具有输出电感器的开关转换器。所述开关转换器还包括具有耦合到所述输出电感器的开关节点的开关组。所述开关转换器还包括耦合到所述开关组的第一驱动级。所述开关转换器还包括耦合到所述开关组的第二驱动级。所述开关转换器还包括耦合到所述第一驱动级及所述第二驱动级的控制器。所述控制器包括供应电压检测器电路。所述控制器还包括耦合到所述供应电压检测器电路的输出的电平移位器。所述控制器还包括耦合于所述电平移位器与所述第二驱动级之间的选择电路。
根据本公开的至少一个实例，一种开关转换器装置包括具有耦合到输出电感器节点的开关节点的开关组。所述开关转换器装置还包括耦合到所述开关组的第一驱动级。所述开关转换器装置还包括耦合到所述开关组的第二驱动级。所述开关转换器装置还包括耦合到所述第一驱动级及所述第二驱动级的控制器。所述控制器经配置以在第一驱动模式与第二驱动模式之间作出选择。所述第一驱动模式启用所述第一驱动级或所述第二驱动级将驱动信号提供到所述开关组。所述第二驱动模式启用所述第一驱动级及所述第二驱动级两者将驱动信号提供到所述开关组。
根据本公开的至少一个实例，一种开关转换器电路包括第一驱动级及第二驱动级。所述开关转换器电路还包括耦合到所述第一驱动级及所述第二驱动级的信号路径。所述信号路径经配置以选择性触发第一驱动模式及第二驱动模式。在所述第一驱动模式中选择所述第一驱动级或所述第二驱动级提供驱动信号。在所述第二驱动模式中选择所述第一驱动级及所述第二驱动级两者提供驱动信号。
附图说明
为了详细描述各个实例，现将参考附图，其中：
图1是展示根据一些实例的系统的框图；
图2是展示根据一些实例的开关转换器及相关模式的输入供应电压的图表；
图3A及3B是展示根据一些实例的开关节点电压波形的时序图；
图4是展示根据一些实例的系统的示意图；
图5A是展示根据一些实例的输入供应电压波形及开关节点电压波形的时序图；
图5B是展示根据一些实例的对应于图5A中表示的各种波形的驱动级控制信号的时序图；
图6A及6B是展示根据一些实例的随输入供应电压而变化的最大差分电压值的图表；
图6C是展示根据一些实例的随负载而变化的效率的图表；及
图7是展示根据一些实例的开关转换器控制方法的流程图。
具体实施方式
本文中公开具有多个驱动级及驱动模式的开关转换器拓扑。驱动级耦合到开关转换器的开关组，其中开关组包含至少一个开关及开关节点。关于所公开的开关转换器拓扑，开关转换器基于输入供应电压调整其操作。举例来说，如果输入供应电压小于阈值电平，那么两个驱动级中的两者用于将驱动信号提供到开关转换器的开关组(例如，以驱动高侧开关或低侧开关)。当两个驱动级中的两者用于将驱动信号提供到开关组时，开关摆率增大，此提高开关转换器的效率且增大输入供应电压振铃。因为输入供应电压小于阈值电平，所以此振铃不会超过最大电压目标(例如开关转换器的至少一个晶体管的击穿电压)。另一方面，如果输入供应电压大于或等于阈值电平，那么两个驱动级中仅一者用于将驱动信号提供到开关转换器的开关组(例如，以驱动高侧开关或低侧开关)。当两个驱动级中仅一者用于将驱动信号提供到开关组时，开关摆率减小，此降低开关转换器的效率且减小输入供应电压振铃。因为输入供应电压大于或等于阈值电平，所以此振铃应被最小化以避免超过最大电压目标(例如开关转换器的至少一个晶体管的击穿电压)。
在一些实例中，开关转换器包含支持多个模式的控制器，其中模式基于输入供应电压检测器的输出来选择。举例来说，如果输入供应电压检测器的输出指示开关转换器的输入供应电压大于或等于阈值电平，那么控制器经配置以选择第一驱动模式，其使用第一驱动级及第二驱动级中的仅一者将驱动信号提供到开关组。另一方面，如果输入供应电压检测器的输出指示开关转换器的输入供应电压小于阈值电平，那么控制器经配置以选择第二驱动模式，其使用第一驱动级及第二驱动级两者将驱动信号提供到开关组。在一些实例中，控制器包含供应电压检测器电路及电平移位器，其中电平移位器经耦合于供应电压检测器电路与第二驱动级之间。
在一些实例中，第一驱动级经配置以将第一驱动信号比重提供到开关组，且第二驱动级经配置以将第二驱动信号比重提供到开关组，其中第二驱动信号比重大于第一驱动信号比重。根据期望，控制器可支持额外模式(例如，仅使用第一驱动级，仅使用第二驱动级，使用第一驱动级及第二驱动级两者)。而且，在一些实例中，多于两个驱动级是可能的。关于本文中描述的开关转换器拓扑，开关转换器效率及振铃管理是基于输入供应电压检测器及相关阈值而执行。为了提供更佳理解，各个开关转换器选项及电流监测电路选项使用下图描述。
图1是展示根据一些实例的系统100的框图。系统100表示集成电路(IC)、多裸片模块(MDM)、离散组件，或其组合。在一些实例中，IC、MDM及/或离散组件使用印刷电路板(PCB)耦合在一起。如图所示，系统100包含具有耦合到开关组112的多个驱动级108A到108N的开关转换器装置102。开关组112包含一或多个开关及开关节点。在一个实例中，驱动级108A到108N耦合到开关组112的高侧开关，其中驱动级108A到108N中的每一者经配置以将相应驱动信号比重提供到高侧开关。在另一实例中，驱动级108A到108N耦合到开关组112的低侧开关，其中驱动级108A到108N中的每一者经配置以将相应驱动信号比重提供到高侧开关。在一些实例中，每一驱动信号比重彼此相等(例如两个驱动信号的50％比重、四个驱动信号的25％比重等)。在其它实例中，每一驱动信号比重彼此不同(例如两个驱动信号的60％与40％比重等)。在一些实例中，驱动级108A到108N中的若干者耦合到开关组112的高侧开关，而驱动级108A到108N中的其它者耦合到开关组112的低侧开关。
在图1的实例中，驱动级108A到108N耦合到控制器103。控制器103基于开关转换器102的输入供应电压来指导驱动级108A到108N。如图所示，控制器103包含经配置以检测输入供应电压电平的输入供应电压检测器104。在一些实例中，输入供应电压检测器104使用一或多个比较器及阈值执行输入供应电压检测。在其它实例中，输入供应电压检测器104经配置以测量输入供应电压。无论所使用的特定输入供应电压检测机构为何，输入供应电压检测器104经配置以提供指示输入供应电压电平的检测信号(DS)。
在一些实例中，控制器103还包含经配置以从输入供应电压检测器104接收检测信号的电平移位器106。电平移位器106将检测信号调整到另一电压域以使控制器103能够启用或停用驱动级108A到108N中的至少一者。在图1的实例中，控制器103还包含经配置以选择多个模式中的一者的选择逻辑107。在一些实例中，模式基于从输入供应电压检测器104输出的检测信号来选择。举例来说，如果检测信号指示开关转换器102的输入供应电压大于或等于阈值电平，那么控制器103经配置以选择第一驱动模式，其使用驱动级108A到108N中的仅一者(或仅子集)将驱动信号提供到开关组112。另一方面，如果来自输入供应电压检测器104的检测信号指示开关转换器102的输入供应电压小于阈值电平，那么控制器103经配置以选择第二驱动模式，其使用更多(或所有)驱动级108A到108N(与第一驱动模式相比)将驱动信号提供到开关组。
在一个实例中，存在两个驱动级。当输入供应电压大于或等于阈值电平时，从输入供应电压检测器104输出的检测信号呈低态。作为响应，不使用电平移位器106且控制器103指导两个驱动级中的第一者将驱动信号提供到开关组112。当输入供应电压小于阈值电平时，从输入供应电压检测器104输出的检测信号较高。作为响应，电平移位器106改变检测信号的电压域，从而导致控制器103指导两个驱动级中的两者将驱动信号提供到开关组112。
在降压转换器实例中，开关组112包含串联耦合于输入供应电压节点与接地节点之间的高侧开关及低侧开关。在此实例中，高侧开关与低侧开关之间的节点对应于开关节点或输出电感器节点，其耦合到输出电感器(例如系统100的输出组件114中的一者)。在此实例中，输出组件114还包含输出电容器，其中将由输出电容器存储的电荷提供到负载116。在一些实例中，控制器103基于输入供应电压电平来使用不同模式指导驱动级108A到108N将驱动信号提供到高侧开关。在其它实例中，控制器103基于输入供应电压电平来使用不同模式指导驱动级108A到108N将驱动信号提供到低侧开关。在一些实例中，第一组驱动级用于基于输入供应电压电平将驱动信号提供到高侧开关，且第二组驱动级用于基于输入供应电压电平将驱动信号提供到低侧开关。
图2是展示根据一些实例的开关转换器(例如图1中的开关转换器102)及相关模式的输入供应电压的图表200。如图所示，图表200表示从约11V到21V的电压范围，其中不同模式经指派给所表示电压范围的不同部分。更明确来说，不同模式包含最大效率模式202、中间模式204及最小振铃模式206。在图2的实例中，最大效率模式202对应于11V到15V，中间模式204对应于15V到17V，且最小振铃模式206对应于17V到21V。而且，表示客户输入供应电压208(例如12V)、最大推荐输入供应电压(例如17V)210、绝对最大输入供应电压(例如19V)212及设计目标输入供应电压(例如21V)214的实例值。在其它实例中，指派给最大效率模式202、中间模式204及最小振铃模式206的电压可自图2的实例变化。而且，客户输入供应电压208、最大推荐输入供应电压210、绝对最大输入供应电压212及设计目标输入供应电压214可变化。
图3A及3B是展示根据一些实例的开关节点电压波形的时序图。在图3A的时序图300中，表示开关节点电压波形302。如图所示，开关节点电压波形302展示下降边缘案例，其中开关节点电压从高电平304下降到低电平310。在图3A的实例中，下降边缘的斜率经测量为从点306到308的电压变化/时间变化(dv/dt)。开关节点电压波形302还展示开关节点电压达到最小值314，最小值314与低电平310之间具有偏移312。在图3A的实例中，开关节点电压的斜率是约3V/ns。此斜率减少振铃问题，但导致低效开关操作(比更快摆率更多的开关损耗)。
在图3B的时序图320中，表示另一开关节点电压波形322。如图所示，开关节点电压波形322展示下降边缘案例，其中开关节点电压从高电平325下降到低电平330。在图3B的实例中，下降边缘的斜率经测量为从点324到326的电压变化/时间变化(dv/dt)。开关节点电压波形320还展示开关节点电压达到最小值332，最小值332与低电平330之间具有偏移328。在图3B的实例中，开关节点电压的斜率是约10V/ns。此斜率更高效(与开关节点电压波形302的斜率相比)，但增加振铃问题。换句话说，图3B中表示的偏移328大于图3A中表示的偏移312。取决于相对于用于开关转换器(例如图1中的开关转换器102)的组件的击穿电压的输入供应电压电平，可允许不同偏移(输入供应电压加偏移不应扩大超过开关转换器组件的击穿电压)。
图4是展示根据一些实例的系统400的示意图。如图所示，系统400包含开关转换器401(图1中的开关转换器102的实例)，其具有开关组436(图1中的开关组112的实例)、驱动级415及421(图1中的驱动级108A到108N的实例)、选择逻辑411(图1中的选择逻辑107的实例)、电平移位器410(图1中的电平移位器106的实例)及输入供应电压检测器402(图1中的输入供应电压检测器104的实例)。
如图所示，开关组436包含高侧开关(M2)及低侧开关(M3)。M2与M3之间是开关节点430。在图4的实例中，M2包含耦合到第一驱动级415及第二驱动级421的控制端子。M2的第一电流端子经由第一电感器(L1)耦合到输入供应节点428，且M2的第二电流端子及M3的第一电流端子耦合到开关节点430。而且，M3的控制端子经由缓冲器432耦合到低侧驱动信号(XDRVL)节点434。M3的第二电流端子经由第二电感器(L2)耦合到接地节点436。在图4的实例中，L1及L2表示寄生电感(例如，来自印刷电路板或“PCB”)，其考虑驱动器设计。
如图所示，开关节点430还耦合到输出电感器(LOUT)的第一端。LOUT的第二端耦合到输出节点438。如图所示，输出节点438还耦合到输出电感器(COUT)的第一端子。COUT的第二端子耦合到接地节点436。在图4的实例中，负载440经耦合于输出节点438与接地节点436之间，其中负载440由输出节点438处的输出电压(VOUT)供电。比较图1与4，图4中的LOUT及COUT是输出组件114的实例，且图4中的负载440是图1中的负载116的实例。
在操作中，第一驱动级415经配置以响应于来自节点417的高侧驱动信号(XDRVH)而将第一驱动信号419提供到M2(高侧开关)的控制端子。更明确来说，第一驱动级415包含两个晶体管MP1及MN1，其使其控制端子经由相应缓冲器416及418耦合到节点417。而且，MP1的第一电流端子耦合到输入供应(BST)节点414。在一些实例中，BST是电力供应器，其比开关节点430高约5V。在一个实例中，BST的电压电平通过在BST节点414与开关节点430之间放置电容器(C1)来获得。更明确来说，C1的第一(例如顶)板耦合到BST节点414,且C1的第二(例如底)板耦合到开关节点430。
MP1的第二电流端子耦合到MN1的第一电流端子，且MN1的第二电流端子耦合到开关节点430。响应于VOUT下降到低于阈值或另一触发值，XDRVH从高转变到低，此致使MP1及MN1提供第一驱动信号419来接通M2(增大VOUT)。一旦VOUR达到阈值或另一触发值，则XDRVH从低转变到高，此致使MP1及MN1停止提供第一驱动信号419，其导致M2关断。在一些实例中，第一驱动级415用于多个驱动模式中。
在操作中，第二驱动级421经配置以响应于来自输入供应电压检测器402的输入供应电压小于阈值的指示而将第二驱动信号427提供到M2(高侧开关)的控制端子。更明确来说，输入供应电压检测器402包含分压器，其具有串联于输入电压供应(PVIN)节点404与接地(PGND)节点408之间的R1及R2。R1与R2之间的节点405处的值经提供到比较器406的输入节点中的一者。比较器406的另一输入节点接收参考电压(VBG)。在一些实例中，PVIN＝N*VGB且R1＝(N-1)*R2。当节点405处的电压大于或等于VBG时，比较器406的输出呈低态(当VIN呈高态时，比较器406的输出呈高态)，从而导致当XDRVH呈低态时不使用第二驱动级421(例如，当输入供应电压大于阈值时，仅使用第一驱动级415)。另一方面，当节点405处的电压小于VBG时，比较器406的输出呈低态，从而导致当XDRVH呈低态时使用第二驱动级421(XDRVH呈高态导致M2被关断，且XDRVH呈低态导致M2接通)(例如，当输入供应电压小于阈值时，使用第一驱动级415及第二驱动级421两者)。
如图所示，比较器406的输出将控制信号提供到电平移位器410，电平移位器410包含BST节点414与接地节点408之间的R3、M1及R4。而且，M1的控制端子耦合到比较器406的输出，M1的第一电流端子耦合到R3，且M1的第二电流端子耦合到R4。更明确来说，R3的第一端耦合到BST节点414，且R3的第二端耦合到M1的第一电流端子。同时，R4的第一端耦合到M1的第二电流端子，且R4的第二端耦合到接地节点408。在图4的实例中，组件412(例如施密特(Schmitt)比较器)将R3的第二端处的电压电平调整到另一电压电平。
如图所示，比较器412的输出经提供到选择逻辑411。在图4的实例中，选择逻辑411包含OR门420、反相器422及AND门424。更明确来说，组件412的输出经提供到OR门420的输入节点，其中OR门的输出节点耦合到MP2的控制端子。OR门420的另一输入节点耦合到高侧驱动信号节点417。组件412的输出还为反相器422的输入。反相器422的输出耦合到AND门424的输入节点。AND门424的另一输入节点耦合到高侧驱动信号节点417。AND门424的输出节点耦合到MN2的控制端子。在第一驱动模式中，仅使用第一驱动级415。在一些实例中，第一驱动模式中MP1及MN1的控制是XDRVH的功能。更明确来说，当XDRVH在第一驱动模式中呈低态时，MN1关断，MP1接通，且M2接通。相比之下，当XDRVH在第一驱动模式中呈高态时，MN1接通，MP1关断，M2关断。在第二驱动模式中，使用第一驱动级415及第二驱动级421两者。在一些实例中，第二驱动模式中MP1、MN1、MP2及MN2的控制是XDRVH的功能。更明确来说，当XDRVH在第二驱动模式中呈低态时，MP1及M2接通。如果组件412的输出呈低态(指示VIN低于阈值)，那么MP2也将接通(致使M2更快接通)。另一方面，如果组件412的输出呈高态(指示VIN高于阈值)，那么MP2不会接通。而且，当XDRVH在第二驱动模式中呈高态时，MN1接通且M2关断。如果组件412的输出呈低态(指示VIN低于阈值)，那么MN2也将接通(致使M2更快关断)。相比之下，如果组件412的输出呈高态(指示VIN高于阈值)，那么MN2不会接通。
在图4的实例中，开关转换器401的操作基于输入供应电压调整。如果输入供应电压小于阈值电平(由输入供应电压检测器402检测)，那么第一驱动级415及第二驱动级421两者用于将驱动信号提供到M2。当第一驱动级415及第二驱动级421两者用于将驱动信号提供到M2时，开关摆率增大，此提高开关转换器401的效率且增大输入供应电压振铃。因为输入供应电压小于阈值电平，所以此振铃不会超过最大电压目标(例如开关转换器401的至少一个晶体管的击穿电压)。另一方面，如果输入供应电压大于或等于阈值电平，那么仅第一驱动级415用于将驱动信号提供到M2。当仅第一驱动级415用于将驱动信号提供到M2时，开关摆率减小，此降低开关转换器401的效率且还减小输入供应电压振铃。因为输入供应电压大于或等于阈值电平，所以此振铃应被最小化以避免超过最大电压目标(例如开关转换器401的至少一个晶体管的击穿电压)。
在一些实例中，图4的输入供应电压检测器402、电平移位器410及选择逻辑411是耦合到第一驱动级415及第二驱动级421的信号路径的实例，其中信号路径经配置以选择性触发第一驱动模式及第二驱动模式。在第一驱动模式中，选择第一驱动级或第二驱动级提供驱动信号(例如，提供到图4中的M2)。在第二驱动模式中，选择第一驱动级及第二驱动级两者提供驱动信号(例如，提供到M2)。
图5A是展示根据一些实例的输入供应电压波形及开关节点电压波形的时序图500。在时序图500中，表示各个输入供应电压波形502、506及510。输入供应电压波形502具有约21V的基值且在时间504由于振铃而具有约25V的最大值。输入供应电压波形506具有约17V的基值且在时间508由于振铃而具有约24V的最大值。输入供应电压波形510具有约17V的基值且在时间512由于振铃而具有约21V的最大值。
在时序图500中，还表示各个开关节点电压波形514、518、522。开关节点电压波形514对应于输入供应电压波形502。如图所示，开关节点电压波形514的开关节点电压在减小到约0V之前在约21V开始，其中从21V到0V的转变主要发生于对应于输入供应电压波形502的振铃的下降边缘间隔516期间。开关节点电压波形518对应于输入供应电压波形510。如图所示，开关节点电压波形518的开关节点电压在减小到约0V之前在约17V开始，其中从17V到0V的转变主要发生于对应于输入供应电压波形510的振铃的下降边缘间隔520期间。
开关节点电压波形522对应于输入供应电压波形506。如图所示，开关节点电压波形522的开关节点电压在减小到约0V之前在约17V开始，其中从17V到0V的转变主要发生于对应于输入供应电压波形506的振铃的下降边缘间隔524期间。如图所示，下降边缘间隔524小于下降边缘间隔516及520，其指示开关节点电压波形522的斜率及相关效率高于开关节点电压波形514及518的相应斜率。在时序图500中，输入供应电压波形506及开关节点电压波形522表示其中确定输入供应电压小于阈值电平的案例。作为响应，使用多个驱动级来驱动开关转换器开关以在电压预算可用于振铃时提高效率，如本文中描述。
图5B是展示根据一些实例的对应于图5A中表示的各种波形的驱动级控制信号的时序图540。如图所示，时序图540包含对应于MP1及MN1的接通/关断状态的一组波形542，其中所述组波形542导致图5A中表示的下降边缘间隔516。时序图540还包含对应于MP1及MN1的接通/关断状态的一组波形544，其中所述组波形544导致图5A中表示的下降边缘间隔520。在一些实例中，MP2及MN2的控制信号在下降边缘间隔516及520期间处于关断状态。时序图540还包含对应于MP1、MP2、MN1及MN2的接通/关断状态的一组波形546，其中所述组波形546导致图5A中表示的下降边缘间隔524。
图6A及6B是展示根据一些实例的随输入供应电压而变化的最大差分电压值的图表600及610。在图6A的图表600中，线604对应于先前驱动策略，其中PVIN-PGND随着VIN增大而线性增大。如本文中使用，PVIN及PGND包含此节点上的振铃(PVIN-PGND＝VIN(dc)+VIN(振铃)+GND(振铃))。同时，图表600中的线602对应于新驱动策略，其中线602的PVIN-PGND高于线604的PVIN-PGND。如图所示，线602随着VIN增大到高达预定阈值VIN(例如，在图6A的实例中，17V)而线性增大。当高于阈值VIN时，线602下降，使得线602的PVIN-PGND在18V或更大VIN值匹配线604的PVIN-PGND。在图6A的实例中，线602对应于2x值，其指示第二级驱动器的强度等于第一级驱动器。在一些实例中，相同强度是指具有相同通道宽度，使得当两个级驱动器接通时，通道宽度加倍。因此，当VIN低于阈值时，第一级驱动器及第二级驱动器两者接通，从而导致线602是相对于线604的2x值。
在图6B的图表610中，线614对应于先前驱动策略，其中PVIN-PGND随着VIN增大而线性增大。同时，图表610中的线602对应于新驱动策略，其中线612的PVIN-PGND高于线614的PVIN-PGND。如图所示，线612随着VIN增大到高达预定阈值VIN(例如，在图6B的实例中，17V)而线性增大。当高于阈值VIN时，线612下降，使得线612的PVIN-PGND在18V或更大VIN值匹配线614的PVIN-PGND。在图6B的实例中，线612对应于4x值，其指示第二级驱动器的强度是第一级驱动器的3倍。因此，当VIN低于阈值时，第一级驱动器及第二级驱动器两者接通，从而导致线612是相对于线614的4x值。
图6C是展示根据一些实例的随负载而变化的效率的图表620。在图表620中，线624对应于现存驱动策略，其中效率在随负载下降到约84％之前达到约90％。同时，线622对应于新驱动策略，其中效率在随负载下降到约85％之前达到约92％。关于图表620，假设值包含VIN＝12V、VOUT＝1V及L＝1μH。
图7是展示根据一些实例的开关转换器控制方法700的流程图。如图所示，方法700包含在框702监测VIN。如果VIN大于或等于阈值电平(确定框704)，那么在框706使用两个驱动级中的一者(例如图4中的第一驱动级415)提供驱动信号。另一方面，如果VIN不大于或等于阈值电平(确定框704)，那么在框708使用两个驱动级中的两者(例如图4中的第一驱动级415及第二驱动级421)提供驱动信号。在一些实例中，方法700用于控制开关转换器的高侧开关(如同图4的实例开关转换器401)。在其它实例中，方法700用于控制开关转换器的低侧开关。
在一些实例中，所公开的开关转换器(例如图1的开关转换器102或图4的开关转换器401)中的一或多者用于例如膝上型计算机或平板计算机的电池供电装置中。作为实例，开关转换器可用于电池供电装置中，其中开关转换器的VIN由电池或AC/DC适配器提供。开关转换器将VIN减小到VOUT(例如6V或更大VIN及3.3V或5V VOUT)以用于对电池供电装置的电子组件供电。
贯穿说明书使用术语“耦合”。术语可涵盖实现与本公开的描述一致的功能关系的连接、通信或信号路径。举例来说，如果装置A产生控制装置B执行动作的信号，那么在第一实例中，装置A耦合到装置B，或在第二实例中，如果中介组件C基本上未更改装置A与装置B之间的功能关系，那么装置A通过中介组件C耦合到装置B，使得装置B由装置A经由装置A产生的控制信号控制。
在所描述实施例中，修改是可能的，且在权利要求书的范围内，其它实施例是可能的。

Claims (20)

1.一种开关转换器系统，其包括：
开关转换器，其具有：
开关组，其包含高侧开关、低侧开关以及连接在所述高侧开关和所述低侧开关之间的开关节点；
第一驱动级，其包括第一晶体管以及第二晶体管，所述第一晶体管具有第一控制端子、耦合到输入供应节点的第一电流端子以及耦合到所述开关组的第二电流端子，所述第二晶体管具有第二控制端子、直接连接到所述开关节点的第三电流端子以及直接连接到所述第二电流端子和所述开关组的第四电流端子；
第二驱动级，其包括第三晶体管以及第四晶体管，所述第三晶体管具有第三控制端子、耦合到所述输入供应节点的第五电流端子以及直接连接到所述第二电流端子和所述开关组的第六电流端子，所述第四晶体管具有第四控制端子、直接连接到所述开关节点的第七电流端子以及耦合到所述第二电流端子和所述开关组的第八电流端子；及
控制器，其耦合到所述第二驱动级，其中所述控制器包括：
供应电压检测器电路；
电平移位器，其耦合到所述供应电压检测器电路的输出；及
选择电路，其耦合于所述电平移位器与所述第二驱动级之间。
2.根据权利要求1所述的开关转换器系统，其中所述第一驱动级经配置以将第一驱动信号比重提供到所述开关组，且所述第二驱动级经配置以将第二驱动信号比重提供到所述开关组，其中所述第二驱动信号比重大于所述第一驱动信号比重。
3.根据权利要求2所述的开关转换器系统，其中所述控制器经配置以选择以下中的一者：
第一驱动模式，其仅启用所述第一驱动级；及
第二驱动模式，其启用所述第一驱动级及所述第二驱动级两者。
4.根据权利要求3所述的开关转换器系统，其中所述控制器经配置以响应于所述供应电压检测器电路检测到所述开关转换器的供应电压大于阈值而选择所述第一驱动模式。
5.根据权利要求3所述的开关转换器系统，其中所述控制器经配置以响应于所述供应电压检测器电路检测到所述开关转换器的供应电压小于阈值而选择所述第二驱动模式。
6.根据权利要求2所述的开关转换器系统，其中所述控制器经配置以选择仅启用所述第二驱动级的第三驱动模式。
7.一种开关转换器装置，其包括：
开关组，其具有高侧晶体管、低侧晶体管以及连接在所述高侧晶体管和所述低侧晶体管之间的开关节点；
第一驱动级，其包括第一晶体管以及第二晶体管，所述第一晶体管具有第一控制端子、耦合到输入供应节点的第一电流端子以及耦合到所述开关组的第二电流端子，所述第二晶体管具有第二控制端子、直接连接到所述开关节点的第三电流端子以及直接连接到所述第二电流端子和所述开关组的第四电流端子；
第二驱动级，其包括第三晶体管以及第四晶体管，所述第三晶体管具有第三控制端子、耦合到所述输入供应节点的第五电流端子以及耦合到所述第二电流端子和所述开关组的第六电流端子，所述第四晶体管具有第四电流端子、直接连接到所述开关节点的第七电流端子以及直接连接到所述第二电流端子和所述开关组的第八电流端子；及
控制器，其耦合到所述第一驱动级及所述第二驱动级，其中所述控制器经配置以在第一驱动模式与第二驱动模式之间作出选择，其中所述第一驱动模式启用所述第一驱动级或所述第二驱动级以将驱动信号提供到所述开关组，且其中所述第二驱动模式启用所述第一驱动级及所述第二驱动级两者以将所述驱动信号提供到所述开关组。
8.根据权利要求7所述的开关转换器装置，其中所述第一驱动级经配置以将第一驱动信号比重提供到所述开关组，且所述第二驱动级经配置以将第二驱动信号比重提供到所述开关组，其中所述第二驱动信号比重大于所述第一驱动信号比重。
9.根据权利要求8所述的开关转换器装置，其中所述第一驱动模式仅启用所述第一驱动级，且其中所述控制器经配置以支持仅启用所述第二驱动级的第三驱动模式。
10.根据权利要求7所述的开关转换器装置，其中所述控制器包括供应电压检测器电路，且经配置以响应于所述供应电压检测器电路检测到所述开关转换器的供应电压大于阈值而启用所述第一驱动模式。
11.根据权利要求7所述的开关转换器装置，其中所述控制器包括供应电压检测器电路，且经配置以响应于所述供应电压检测器电路检测到所述开关转换器的供应电压小于阈值而启用所述第二驱动模式。
12.根据权利要求7所述的开关转换器装置，其中所述控制器包括供应电压检测器电路及电平移位器，其中所述电平移位器耦合于所述供应电压检测器电路与所述第二驱动级之间。
13.一种开关转换器电路，其包括：
第一驱动级；
第二驱动级；
信号路径，其耦合到所述第一驱动级及所述第二驱动级，其中所述信号路径经配置以选择性触发第一驱动模式及第二驱动模式，其中在所述第一驱动模式中，选择所述第一驱动级或所述第二驱动级以提供驱动信号，且其中在所述第二驱动模式中，选择所述第一驱动级及所述第二驱动级两者以提供驱动信号；
第一晶体管，其经配置以接收所述驱动信号，其中所述第一晶体管包括控制端子、第一电流端子及第二电流端子，其中所述控制端子耦合到所述第一驱动级及所述第二驱动级，其中所述第一电流端子耦合到供应电压节点，且其中所述第二电流端子耦合到输出电感器节点，
其中所述第一驱动级包括第二晶体管及第三晶体管，所述第二晶体管及所述第三晶体管中的每一者具有相应控制端子、第一电流端子及第二电流端子，其中所述第二晶体管及所述第三晶体管的控制端子耦合到驱动控制节点，其中所述第二晶体管的所述第一电流端子耦合到输入供应节点，所述第二晶体管的所述第二电流端子耦合到所述第三晶体管的所述第一电流端子，且其中所述第一晶体管的所述控制端子耦合到在所述第二晶体管的所述第二电流端子与所述第三晶体管的所述第一电流端子之间的节点，
其中所述第二驱动级包括第四晶体管及第五晶体管，所述第四晶体管及所述第五晶体管中的每一者具有相应控制端子、第一电流端子及第二电流端子，其中所述第四晶体管的控制端子及所述第五晶体管的控制端子耦合到驱动控制节点，其中所述第四晶体管的所述第一电流端子耦合到所述输入供应节点，所述第四晶体管的所述第二电流端子耦合到所述第五晶体管的所述第一电流端子，且其中所述第一晶体管的所述控制端子耦合到在所述第四晶体管的所述第二电流端子与所述第五晶体管的所述第一电流端子之间的节点。
14.根据权利要求13所述的开关转换器电路，其中所述第三晶体管的所述第二电流端子及所述第五晶体管的所述第二电流端子耦合到所述输出电感器节点。
15.根据权利要求13所述的开关转换器电路，其中所述第二晶体管的所述第一电流端子及所述第四晶体管的所述第一电流端子耦合到电力供应节点。
16.根据权利要求13所述的开关转换器电路，其进一步包括电平移位器及OR门，其中所述OR门包括两个输入节点及一输出节点，其中所述第四晶体管的所述控制端子耦合到OR门的所述输出节点，其中所述OR门的所述两个输入节点中的第一者耦合到所述电平移位器的输出节点，且其中所述OR门的所述两个输入节点中的第二者耦合到所述驱动控制节点。
17.根据权利要求13所述的开关转换器电路，其进一步包括电平移位器及AND门，其中所述AND门包括两个输入节点及一输出节点，其中所述第五晶体管的所述控制端子耦合到所述AND门的所述输出节点，其中所述AND门的所述两个输入节点中的第一者经由反相器耦合到所述电平移位器的输出节点，且其中所述AND门的所述两个输入节点中的第二者耦合到所述驱动控制节点。
18.根据权利要求13所述的开关转换器电路，其中仅所述第一驱动级用于响应于供应电压检测器电路检测到所述开关转换器电路的供应电压大于阈值而将所述驱动信号提供到所述第一晶体管的所述控制端子。
19.根据权利要求18所述的开关转换器电路，其中所述第一驱动级及所述第二驱动级两者用于响应于所述供应电压检测器电路检测到所述开关转换器电路的供应电压小于所述阈值而将所述驱动信号提供到所述晶体管的所述控制端子。
20.一种用于向开关转换器的开关组提供驱动信号的驱动器电路，所述开关组包括高侧开关和低侧开关，且所述驱动器电路包括：
输入供应电压检测器，其具有适于耦合到输入电压供应的输入，所述输入供应电压检测器具有输出；
选择器电路，其具有输入、输出、第一逻辑门以及第二逻辑门，所述选择器电路的所述输入耦合到所述输入供应电压检测器的所述输出，所述选择器电路的所述输出耦合到所述第一逻辑门和所述第二逻辑门的输出，且所述第一逻辑门及所述第二逻辑门各自具有耦合到驱动信号的输入；
第一驱动级，其包括：
第一晶体管，其具有第一控制端子、第一电流端子以及第二电流端子，所述第一控制端子耦合到所述驱动信号，其中所述第一电流端子耦合到输入供应节点且所述第二电流端子耦合到所述开关组；及
第二晶体管，其具有第二控制端子、第三电流端子以及第四电流端子，所述第二控制端子耦合到所述驱动信号，所述第三电流端子耦合到所述第二电流端子且所述第四电流端子耦合到所述开关组；及
第二驱动级，其包括：
第三晶体管，其具有第三控制端子、第五电流端子以及第六电流端子，所述第三控制端子耦合到所述第一逻辑门的所述输出，其中所述第五电流端子耦合到所述输入供应节点且所述第六电流端子直接连接到所述第二电流端子和所述开关组；及
第四晶体管，其具有第四控制端子、第七电流端子以及第八电流端子，所述第四控制端子耦合到所述第二逻辑门的所述输出，所述第八电流端子耦合到所述开关组，且所述第七电流端子直接连接到所述第六电流端子、所述第二电流端子以及所述开关组。
CN201980096589.0A 2019-06-24 2019-06-24 具有多个驱动级的开关转换器及相关模式 Active CN113841326B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/CN2019/092512 WO2020257962A1 (en) 2019-06-24 2019-06-24 Switching converter with multiple drive stages and related modes

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113841326A CN113841326A (zh) 2021-12-24
CN113841326B true CN113841326B (zh) 2024-02-13

Family

ID=74037950

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201980096589.0A Active CN113841326B (zh) 2019-06-24 2019-06-24 具有多个驱动级的开关转换器及相关模式

Country Status (5)

Country Link
US (1) US11264898B2 (zh)
EP (1) EP3987640A4 (zh)
JP (1) JP7348968B2 (zh)
CN (1) CN113841326B (zh)
WO (1) WO2020257962A1 (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11664716B2 (en) * 2020-05-19 2023-05-30 Qualcomm Incorporated Adaptive switch driving
US20230268832A1 (en) * 2022-02-22 2023-08-24 Texas Instruments Incorporated Switching converter with drive strength control

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013005231A (ja) * 2011-06-16 2013-01-07 Toyota Central R&D Labs Inc 駆動装置
CN203933362U (zh) * 2014-06-24 2014-11-05 广东美的集团芜湖制冷设备有限公司 智能功率模块及空调器
CN106664020A (zh) * 2014-08-11 2017-05-10 德州仪器公司 用于多相位降压转换器电路的共享式自举电容器及方法
CN107005157A (zh) * 2014-10-24 2017-08-01 德克萨斯仪器股份有限公司 用于电压转换器的自适应控制器
CN107612296A (zh) * 2017-09-26 2018-01-19 中原工学院 一种基于三相桥的多模式供电系统

Family Cites Families (31)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6130563A (en) * 1997-09-10 2000-10-10 Integrated Device Technology, Inc. Output driver circuit for high speed digital signal transmission
DE19855604C5 (de) * 1998-12-02 2004-04-15 Siemens Ag Verfahren und Vorrichtung zum Ansteuern einer Leistungsendstufe
DE10217611B4 (de) * 2002-04-19 2005-06-30 Infineon Technologies Ag Verfahren und Vorrichtung zur EMV-optimierten Ansteuerung eines Halbleiterschaltelements
JP4323266B2 (ja) * 2003-09-09 2009-09-02 三菱電機株式会社 半導体駆動回路
JP5167665B2 (ja) * 2007-03-26 2013-03-21 富士通セミコンダクター株式会社 降圧ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、降圧ｄｃ−ｄｃコンバータおよびその制御方法
US7982445B1 (en) * 2007-11-08 2011-07-19 National Semiconductor Corporation System and method for controlling overshoot and undershoot in a switching regulator
JP4734390B2 (ja) 2008-09-19 2011-07-27 株式会社東芝 コンバータの制御回路
JP2010245366A (ja) 2009-04-08 2010-10-28 Fujifilm Corp 電子素子及びその製造方法、並びに表示装置
DE102009037486B3 (de) * 2009-08-13 2011-07-28 Texas Instruments Deutschland GmbH, 85356 Elektronische Vorrichtung und Verfahren zur effizienten Pegelverschiebung
US8305053B2 (en) * 2010-08-18 2012-11-06 Texas Instruments Incorporated System and method for controlling a power switch in a power supply system
US20120062190A1 (en) * 2010-09-10 2012-03-15 Holger Haiplik Dc-dc converters
TWI418240B (zh) * 2010-10-11 2013-12-01 Prodigit Electronics Co Ltd Electronic Load Simulation Device for Semiconductor Components
US8497714B2 (en) * 2011-01-14 2013-07-30 Infineon Technologies Austria Ag System and method for driving a switch transistor
JP2013115931A (ja) 2011-11-29 2013-06-10 Denso Corp スイッチング素子の駆動回路
JP5959901B2 (ja) * 2012-04-05 2016-08-02 株式会社日立製作所 半導体駆動回路および電力変換装置
US9106134B2 (en) * 2013-06-21 2015-08-11 O2Micro, Inc. Power transfer devices
US9343949B2 (en) * 2014-09-22 2016-05-17 Texas Instruments Incorporated Control circuit to detect a noise signal during a state change of a switch
KR102404605B1 (ko) * 2014-11-11 2022-05-31 마쉬넨파브릭 레인하우센 게엠베하 저항기 에뮬레이션 및 게이트 부스트
US9496852B2 (en) * 2014-12-04 2016-11-15 Intel Corporation Digital current sensing in power controller
GB2537691B8 (en) * 2015-04-22 2021-10-20 Tridonic Gmbh & Co Kg A switching converter for driving variable load voltages
CN107996017B (zh) * 2015-09-03 2020-07-03 三菱电机株式会社 功率转换装置
US10256812B2 (en) * 2016-07-08 2019-04-09 Infineon Technologies Austria Ag Half bridge coupled resonant gate drivers
US10411692B2 (en) * 2016-11-23 2019-09-10 Alpha And Omega Semiconductor Incorporated Active clamp overvoltage protection for switching power device
JP6915351B2 (ja) * 2017-04-05 2021-08-04 富士電機株式会社 スイッチング素子駆動装置
DE102017207473A1 (de) * 2017-05-04 2018-11-08 Zumtobel Lighting Gmbh Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betreiben von Leuchtmitteln
US10348293B2 (en) * 2017-06-19 2019-07-09 Psemi Corporation Timing controller for dead-time control
IT201700073773A1 (it) * 2017-07-05 2019-01-05 St Microelectronics Srl Modulo di controllo per un convertitore a commutazione a frequenza costante e metodo di controllo di un convertitore a commutazione
US10355688B2 (en) * 2017-12-06 2019-07-16 Silanna Asia Pte Ltd Controlled current manipulation for regenerative charging of gate capacitance
JP7151325B2 (ja) * 2018-09-25 2022-10-12 富士電機株式会社 ドライバ回路
US10637348B1 (en) * 2019-06-10 2020-04-28 Diodes Incorporated Dead-time control for half-bridge driver circuit
JP7251351B2 (ja) * 2019-06-24 2023-04-04 富士電機株式会社 ゲート駆動装置及び電力変換装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013005231A (ja) * 2011-06-16 2013-01-07 Toyota Central R&D Labs Inc 駆動装置
CN203933362U (zh) * 2014-06-24 2014-11-05 广东美的集团芜湖制冷设备有限公司 智能功率模块及空调器
CN106664020A (zh) * 2014-08-11 2017-05-10 德州仪器公司 用于多相位降压转换器电路的共享式自举电容器及方法
CN107005157A (zh) * 2014-10-24 2017-08-01 德克萨斯仪器股份有限公司 用于电压转换器的自适应控制器
CN107612296A (zh) * 2017-09-26 2018-01-19 中原工学院 一种基于三相桥的多模式供电系统

Also Published As

Publication number Publication date
US11264898B2 (en) 2022-03-01
CN113841326A (zh) 2021-12-24
EP3987640A4 (en) 2022-06-29
EP3987640A1 (en) 2022-04-27
WO2020257962A8 (en) 2021-02-18
WO2020257962A1 (en) 2020-12-30
JP2022539703A (ja) 2022-09-13
US20200403509A1 (en) 2020-12-24
JP7348968B2 (ja) 2023-09-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US6154015A (en) DC-DC converter
US9768687B2 (en) Step-down DC/DC converter
US9246387B2 (en) Output voltage controller, electronic device, and output voltage control method
US10075070B2 (en) Step-down DC/DC converter
US8749208B2 (en) Intelligent switching controller and power conversion circuits and methods
US10326365B2 (en) Method and system for increasing efficiency and controlling slew rate in DC-DC converters
US20140015503A1 (en) Boot-strap circuit and voltage converting device thereof
CN113841326B (zh) 具有多个驱动级的开关转换器及相关模式
CN106558979B (zh) 半导体装置
US11532979B2 (en) Dual supply low-side gate driver
US7439719B2 (en) Switching control circuit with off period adjustment
JP5428713B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ、及びその制御方法
US10461631B2 (en) DC-to-DC controller and control method thereof
US10468981B2 (en) Switching power supply device
US10931198B2 (en) Buck-boost power converter controller
CN110198135B (zh) 负载检测电路与具有双输出电源的电源供应器
CN116134719A (zh) 降压转换器的限流技术
US20230268832A1 (en) Switching converter with drive strength control
CN116647124A (zh) 具有驱动强度控制的切换转换器
KR20160116276A (ko) 전류 보상 회로 및 이를 포함하는 조명 장치
JP2023145020A (ja) スイッチング電源装置
JP2020010563A (ja) ゲートドライバ
JP2017041923A (ja) スイッチング電源回路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant