JP7348968B2 - 複数の駆動ステージ及び関連モードを備えるスイッチングコンバータ - Google Patents

複数の駆動ステージ及び関連モードを備えるスイッチングコンバータ Download PDF

Info

Publication number
JP7348968B2
JP7348968B2 JP2021576563A JP2021576563A JP7348968B2 JP 7348968 B2 JP7348968 B2 JP 7348968B2 JP 2021576563 A JP2021576563 A JP 2021576563A JP 2021576563 A JP2021576563 A JP 2021576563A JP 7348968 B2 JP7348968 B2 JP 7348968B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
drive
coupled
current terminal
switching converter
transistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2021576563A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2022539703A (ja
Inventor
ジャン リャン
ジン ウェイビン
リー ダン
Original Assignee
テキサス インスツルメンツ インコーポレイテッド
日本テキサス・インスツルメンツ合同会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by テキサス インスツルメンツ インコーポレイテッド, 日本テキサス・インスツルメンツ合同会社 filed Critical テキサス インスツルメンツ インコーポレイテッド
Publication of JP2022539703A publication Critical patent/JP2022539703A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP7348968B2 publication Critical patent/JP7348968B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0029—Circuits or arrangements for limiting the slope of switching signals, e.g. slew rate
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/04—Modifications for accelerating switching
    • H03K17/041—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0412—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H03K17/04123—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/162—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/163—Soft switching
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0036—Means reducing energy consumption

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

電源及びパワーコンバータは、様々な電子システムにおいて用いられる。電力は一般に、交流（ＡＣ）信号として長距離にわたって送られる。ＡＣ信号は、各ビジネス又はホームロケーションにとって望ましいように分割及び測定され、しばしば個別の電子デバイス又は構成要素と共に用いるために直流（ＤＣ）に変換される。最近の電子システムはしばしば、異なるＤＣ電圧を用いて動作するように設計されたデバイス又は構成要素を使用する。したがって、こうしたシステムには、様々なＤＣ－ＤＣコンバータ、又は、広範な出力電圧をサポートするＤＣ－ＤＣコンバータが必要である。
多くの異なるＤＣ－ＤＣコンバータトポロジが存在する。利用可能なトポロジは、用いられる構成要素、扱われる電力の量、入力電圧、出力電圧、効率、信頼度、サイズ、及び／又は他の特徴に関して、異なる。ＤＣ－ＤＣコンバータトポロジの一例は降圧コンバータである。降圧コンバータのスイッチングスルーレートは、効率及び入力供給電圧リンギングに影響を与える。例えば、スイッチングスルーレートが速いほどより効率的であるが、結果としてより多くの入力供給電圧リンギングを生じさせる。いくつかのシナリオにおいて、入力供給電圧リンギングは結果として、降圧コンバータの少なくとも１つのスイッチについて降伏電圧を超える入力供給電圧を生じさせる可能性がある。スイッチングコンバータを改善するための努力が進められている。
本開示の少なくとも１つの例によれば、或るシステムが、出力インダクタを備えるスイッチングコンバータを含む。スイッチングコンバータは、出力インダクタに結合されるスイッチノードを備えるスイッチセットも含む。スイッチングコンバータは、スイッチセットに結合される第１の駆動ステージも含む。スイッチングコンバータは、スイッチセットに結合される第２の駆動ステージも含む。スイッチングコンバータは、第１の駆動ステージ及び第２の駆動ステージに結合されるコントローラも含む。コントローラは、供給電圧検出器回路を含む。コントローラは、供給電圧検出器回路の出力に結合されるレベルシフタも含む。コントローラは、レベルシフタと第２の駆動ステージとの間に結合される選択回路も含む。
本開示の少なくとも１つの例によれば、スイッチングコンバータデバイスが、出力インダクタノードに結合されるスイッチノードを備えるスイッチセットを含む。スイッチングコンバータデバイスは、スイッチセットに結合される第１の駆動ステージも含む。スイッチングコンバータデバイスは、スイッチセットに結合される第２の駆動ステージも含む。スイッチングコンバータデバイスは、第１の駆動ステージ及び第２の駆動ステージに結合されるコントローラも含む。コントローラは、第１の駆動モードと第２の駆動モードの間で選択するように構成される。第１の駆動モードは、第１の駆動ステージ又は第２の駆動ステージのいずれかが、スイッチセットに駆動信号を提供できるようにする。第２の駆動モードは、第１の駆動ステージ及び第２の駆動ステージの両方が、スイッチセットに駆動信号を提供できるようにする。
本開示の少なくとも１つの例によれば、スイッチングコンバータ回路が第１の駆動ステージ及び第２の駆動ステージを含む。スイッチングコンバータ回路は、第１の駆動ステージ及び第２の駆動ステージに結合される信号経路も含む。信号経路は、第１の駆動モード及び第２の駆動モードを選択的にトリガするように構成される。第１の駆動ステージ又は第２の駆動ステージのいずれかが、第１の駆動モードで駆動信号を提供するために選択される。第１の駆動ステージ及び第２の駆動ステージの両方が、第２の駆動モードで駆動信号を提供するために選択される。
次に、様々な例の詳細な説明のために添付の図面を参照する。
いくつかの例に従ったシステムを示すブロック図である。
いくつかの例に従った、スイッチングコンバータ及び関連モードについての入力供給電圧を示す図表である。
いくつかの例に従った、スイッチングノード電圧波形を示すタイミング図である。 いくつかの例に従った、スイッチングノード電圧波形を示すタイミング図である。
いくつかの例に従ったシステムを示す概略図である。
いくつかの例に従った、入力供給電圧波形及びスイッチングノード電圧波形を示すタイミング図である。
いくつかの例に従った、図５Ａに示される様々な波形に対応する駆動ステージ制御信号を示すタイミング図である。
いくつかの例に従った、最大差動電圧値を入力供給電圧の関数として示す図表である。 いくつかの例に従った、最大差動電圧値を入力供給電圧の関数として示す図表である。
いくつかの例に従った、効率を負荷の関数として示す図表である。
いくつかの例に従った、スイッチングコンバータ制御方法を示すフローチャートである。
本明細書において、複数の駆動ステージ及び駆動モードを備えるスイッチングコンバータトポロジが開示される。駆動ステージはスイッチングコンバータのスイッチセットに結合され、スイッチセットは、少なくとも１つのスイッチとスイッチノードとを含む。開示されたスイッチングコンバータトポロジを用いて、スイッチングコンバータは、入力供給電圧に基づいてその動作を調整する。例えば、入力供給電圧が閾値レベルよりも低い場合、２つの駆動ステージのうちの２つを用いて、スイッチングコンバータのスイッチセットに（例えば、ハイサイドスイッチ又はローサイドスイッチを駆動させるための）駆動信号を提供する。スイッチセットに駆動信号を提供するために２つの駆動ステージのうちの２つが用いられるとき、スイッチングスルーレートは増加し、これがスイッチングコンバータの効率を増加させ、入力供給電圧のリンギングを増加させる。入力供給電圧は閾値レベルよりも低いため、こうしたリンギングは最大電圧ターゲット（例えば、スイッチングコンバータの少なくとも１つのトランジスタの降伏電圧）を超えることはない。他方で、入力供給電圧が閾値レベルよりも高いか又は等しい場合、２つの駆動ステージのうちの１つのみを用いて、スイッチングコンバータのスイッチセットに（例えば、ハイサイドスイッチ又はローサイドスイッチを駆動させるため）駆動信号を提供する。スイッチセットに駆動信号を提供するために２つの駆動ステージのうちの１つのみが用いられるとき、スイッチングスルーレートは減少し、これがスイッチングコンバータの効率を減少させ、入力供給電圧のリンギングを減少させる。入力供給電圧は閾値レベルよりも高いか又は等しいため、こうしたリンギングは、最大電圧ターゲット（例えば、スイッチングコンバータの少なくとも１つのトランジスタの降伏電圧）を超えることを避けるために最小化されるべきである。
いくつかの例において、スイッチングコンバータが、複数のモードをサポートするコントローラを含み、モードは入力供給電圧検出器の出力に基づいて選択される。例えば、入力供給電圧検出器の出力が、スイッチングコンバータのための入力供給電圧が閾値レベルよりも高いか又は等しいことを示す場合、コントローラは、スイッチセットに駆動信号を提供するために、第１の駆動ステージ及び第２の駆動ステージのうちの１つのみを使用する第１の駆動モードを選択するように構成される。他方で、入力供給電圧検出器の出力が、スイッチングコンバータのための入力供給電圧が閾値レベルよりも低いことを示す場合、コントローラは、スイッチセットに駆動信号を提供するために、第１の駆動ステージ及び第２の駆動ステージの両方を使用する第２の駆動モードを選択するように構成される。いくつかの例において、コントローラは、供給電圧検出器回路及びレベルシフタを含み、レベルシフタは、供給電圧検出器回路と第２の駆動ステージとの間に結合される。
いくつかの例において、第１の駆動ステージは、スイッチセットに第１の駆動信号寄与（contribution）を提供するように構成され、第２の駆動ステージは、スイッチセットに第２の駆動信号寄与を提供するように構成され、第２の駆動信号寄与は第１の駆動信号寄与よりも大きい。必要に応じて、コントローラは、追加のモード（例えば、第１の駆動ステージのみが用いられる、第２の駆動ステージのみが用いられる、第１及び第２の両方の駆動ステージが用いられる）をサポートし得る。いくつかの例においては、２つより多くの駆動ステージが可能である。本明細書で説明するスイッチングコンバータトポロジを用いる場合、スイッチングコンバータの効率及びリンギング管理は、入力供給電圧検出器及び関連する閾値に基づいて行なわれる。より良く理解するために、様々なスイッチングコンバータオプション及び電流モニタ回路オプションを、下記のように図面を用いて説明する。
図１は、いくつかの例に従ったシステム１００を示すブロック図である。システム１００は、集積回路（ＩＣ）、マルチダイモジュール（ＭＤＭ）、個別構成要素、又はそれらの組み合わせを表す。いくつかの例において、ＩＣ、ＭＤＭ、及び／又はディスクリート構成要素が、印刷回路基板（ＰＣＢ）を用いて互いに結合される。図に示されるように、システム１００は、スイッチセット１１２に結合される複数の駆動ステージ１０８Ａ～１０８Ｎを備えるスイッチングコンバータデバイス１０２を含む。スイッチセット１１２は、一つ又は複数のスイッチとスイッチノードとを含む。一例において、駆動ステージ１０８Ａ～１０８Ｎはスイッチセット１１２のハイサイドスイッチに結合され、駆動ステージ１０８Ａ～１０８Ｎの各々は、それぞれの駆動信号寄与をハイサイドスイッチに提供するように構成される。別の例において、駆動ステージ１０８Ａ～１０８Ｎはスイッチセット１１２のローサイドスイッチに結合され、駆動ステージ１０８Ａ～１０８Ｎの各々は、それぞれの駆動信号寄与をハイサイドスイッチに提供するように構成される。いくつかの例において、各駆動信号寄与は互いに等しい（例えば、２つの駆動信号の場合は５０％寄与、４つの駆動信号の場合は２５％寄与、など）。他の例において、各駆動信号寄与は互いに異なる（例えば、２つの駆動信号の場合は６０％及び４０％寄与、など）。いくつかの例において、駆動ステージ１０８Ａ～１０８Ｎのうちのいくつかが、スイッチセット１１２のハイサイドスイッチに結合される一方で、駆動ステージ１０８Ａ～１０８Ｎのうちのその他が、スイッチセットのローサイドスイッチに結合される。
図１の例において、駆動ステージ１０８Ａ～１０８Ｎはコントローラ１０３に結合される。コントローラ１０３は、スイッチングコンバータ１０２に対する入力供給電圧に基づいて、駆動ステージ１０８Ａ～１０８Ｎに指示する。図示されるように、コントローラ１０３は、入力供給電圧レベルを検出するように構成された入力供給電圧検出器１０４を含む。いくつかの例において、入力供給電圧検出器１０４は、一つ又は複数のコンパレータ及び閾値を用いて、入力供給電圧検出を行なう。他の例において、入力供給電圧検出器１０４は、入力供給電圧を測定するように構成される。用いられる特定の入力供給電圧検出機構に関係なく、入力供給電圧検出器１０４は、入力供給電圧レベルを示す検出信号（ＤＳ）を提供するように構成される。
いくつかの例において、コントローラ１０３は、入力供給電圧検出器１０４から検出信号を受信するように構成されたレベルシフタ１０６も含む。レベルシフタ１０６は、コントローラ１０３が、駆動ステージ１０８Ａ～１０８Ｎのうちの少なくとも１つをイネーブル又はディセーブルすることができるように、検出信号を別の電圧領域へと調整する。図１の例において、コントローラ１０３は、複数のモードのうちの１つを選択するように構成された選択論理１０７も含む。いくつかの例において、モードは、入力供給電圧検出器１０４から出力される検出信号に基づいて選択される。例えば、検出信号が、スイッチングコンバータ１０２に対する入力供給電圧が閾値レベルよりも大きいか又は等しいことを示す場合、コントローラ１０３は、スイッチセット１１２に駆動信号を提供するために駆動ステージ１０８Ａ～１０８Ｎのうちの１つのみ（又は、サブセットのみ）を用いる第１の駆動モードを選択するように構成される。他方で、入力供給電圧検出器１０４からの検出信号が、スイッチングコンバータ１０２に対する入力供給電圧が閾値レベルよりも低いことを示す場合、コントローラ１０３は、（第１の駆動モードに比べて）より多くの（又はすべての）駆動ステージ１０８Ａ～１０８Ｎを用いてスイッチセットに駆動信号を提供する、第２の駆動モードを選択するように構成される。
一例において、２つの駆動ステージが存在する。入力供給電圧が閾値レベルよりも高いか又は等しい場合、入力供給電圧検出器１０４から出力される検出信号は低い。これに応答して、レベルシフタ１０６は用いられず、コントローラ１０３は、２つの駆動ステージのうちの第１の駆動ステージに、スイッチセット１１２に駆動信号を提供するよう指示する。入力供給電圧が閾値レベルよりも低いとき、入力供給電圧検出器１０４から出力される検出信号はより高い。これに応答して、レベルシフタ１０６は検出信号の電圧領域を変更し、結果としてコントローラ１０３は、２つの駆動ステージの両方に、スイッチセット１１２に駆動信号を提供するように指示する。
降圧コンバータの例において、スイッチセット１１２は、入力供給電圧ノードと接地ノードとの間に直列に結合される、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを含む。この例において、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの間のノードが、出力インダクタ（例えば、システム１００に対する出力構成要素１１４のうちの１つ）に結合されるスイッチノード又は出力インダクタノードに対応する。この例において、出力構成要素１１４は出力キャパシタも含み、出力キャパシタによって蓄えられた電荷は負荷１１６に提供される。いくつかの例において、コントローラ１０３は、異なるモードを用いて、入力供給電圧レベルに基づいてハイサイドスイッチに駆動信号を提供するよう、駆動ステージ１０８Ａ～１０８Ｎに指示する。他の例において、コントローラ１０３は、異なるモードを用いて、入力供給電圧レベルに基づいてローサイドスイッチに駆動信号を提供するよう、駆動ステージ１０８Ａ～１０８Ｎに指示する。いくつかの例において、駆動ステージの第１のセットが、入力供給電圧レベルに基づいてハイサイドスイッチに駆動信号を提供するために用いられ、駆動ステージの第２のセットが、入力供給電圧レベルに基づいてローサイドスイッチに駆動信号を提供するために用いられる。
図２は、いくつかの例に従った、スイッチングコンバータ（例えば、図１におけるスイッチングコンバータ１０２）及び関連モードについての入力供給電圧を示す図表２００である。図に示されるように、図表２００は、示された電圧範囲の異なる部分に異なるモードが割り当てられた、およそ１１Ｖから２１Ｖまでの電圧範囲を表す。より具体的には、異なるモードは効率最大化モード２０２、中間モード２０４、及びリング最小化モード２０６を含む。図２の例において、効率最大化モード２０２は１１Ｖ～１５Ｖに対応し、中間ノード２０４は１５Ｖ～１７Ｖに対応し、リング最小化モード２０６は１７Ｖ～２１Ｖに対応する。また、カスタマー入力供給電圧２０８（例えば、１２Ｖ）、最大推奨入力供給電圧（例えば、１７Ｖ）２１０、絶対最大入力供給電圧（例えば、１９Ｖ）２１２、及び設計ターゲット入力供給電圧（例えば、２１Ｖ）２１４についての例示の値が示されている。他の例において、効率最大化モード２０２、中間モード２０４、及びリング最小化モード２０６に割り当てられた電圧は、図２の例とは異なり得る。また、顧客入力供給電圧２０８、最大推奨入力供給電圧２１０、絶対最大入力供給電圧２１２、及び設計ターゲット入力供給電圧２１４も異なり得る。
図３Ａ及び図３Ｂは、いくつかの例に従ったスイッチングノード電圧波形を示すタイミング図である。図３Ａのタイミング図において、スイッチノード電圧波形３０２が示されている。図に示されるように、スイッチノード電圧波形３０２は立下りエッジシナリオを示し、スイッチノード電圧は高レベル３０４から低レベル３１０へと降下する。図３Ａの例において、立下りエッジのスルーレートは、ポイント３０６から３０８の間の電圧変化／時間変化（ｄｖ／ｄｔ）として測定される。スイッチノード電圧波形３０２は、スイッチノード電圧が、最小値３１４と低レベル３１０との間にオフセット３１２を伴い、最小値３１４に達することも示す。図３Ａの例において、スイッチノード電圧当たりのスルーレートは、およそ３Ｖ／ｎｓである。こうしたスルーレートはリンギング問題を減少させるが、結果として非効率なスイッチング動作（より速いスルーレートに比べてより多くのスイッチング損失）を生じさせる。
図３Ｂのタイミング図において、別のスイッチノード電圧波形３２２が示されている。図示されるように、スイッチノード電圧波形３２２は立下りエッジシナリオを示し、スイッチノード電圧は高レベル３２５から低レベル３３０へと降下する。図３Ｂの例において、立下りエッジのスルーレートは、ポイント３２４から３２６の間の電圧変化／時間変化（ｄｖ／ｄｔ）として測定される。スイッチノード電圧波形３２０は、スイッチノード電圧が、最小値３３２と低レベル３３０との間にオフセット３２８を伴い、最小値３３２に達することも示す。図３Ｂの例において、スイッチノード電圧当たりのスルーレートは、およそ１０Ｖ／ｎｓである。こうしたスルーレートは（スイッチノード電圧波形３０２のスルーレートに比べて）より効率的であるが、リンギング問題を増加させる。言い換えれば、図３Ｂに示されるオフセット３２８は、図３Ａに示されるオフセット３１２よりも大きい。スイッチングコンバータ（例えば、図１におけるスイッチングコンバータ１０２）に用いられる構成要素の降伏電圧に関連した入力供給電圧レベルに依存して、異なるオフセットが許容される（入力供給電圧にオフセットを加えたものは、スイッチングコンバータ構成要素の降伏電圧を超えてはならない）。
図４は、いくつかの例に従ったシステム４００を示す概略図である。図示されるように、システム４００は、スイッチセット４３６（図１におけるスイッチセット１１２の一例）、駆動ステージ４１５及び４２１（図１における駆動ステージ１０８Ａ～１０８Ｎの例）、選択論理４１１（図１における選択論理１０７の一例）、レベルシフタ４１０（図１におけるレベルシフタ１０６の一例）、及び入力供給電圧検出器４０２（図１における入力供給電圧検出器１０４の一例）を備える、スイッチングコンバータ４０１（図１におけるスイッチングコンバータ１０２の一例）を含む。
図示されるように、スイッチセット４３６はハイサイドスイッチ（Ｍ２）及びローサイドスイッチ（Ｍ３）を含む。Ｍ２とＭ３の間にスイッチノード４３０がある。図４の例において、Ｍ２は、第１の駆動ステージ４１５及び第２の駆動ステージ４２１に結合される制御端子を含む。Ｍ２の第１の電流端子は、第１のインダクタ（Ｌ１）を介して入力供給ノード４２８に結合され、Ｍ２の第２の電流端子及びＭ３の第１の電流端子は、スイッチノード４３０に結合される。また、Ｍ３の制御端子は、バッファ４３２を介してローサイド駆動信号（ＸＤＲＶＬ）ノード４３４に結合される。Ｍ３の第２の電流端子は、第２のインダクタ（Ｌ２）を介して接地ノード４３６に結合される。図４の例において、Ｌ１及びＬ２は、ドライバ設計にとっての考慮事項である（例えば、印刷回路基板又は「ＰＣＢ」からの）寄生インダクタンスを表す。
図示されるように、スイッチノード４３０は出力インダクタ（ＬＯＵＴ）の第１の端部にも結合される。ＬＯＵＴの第２の端部は出力ノード４３８に結合される。図示されるように、出力ノード４３８は、出力キャパシタ（ＣＯＵＴ）の第１の端子にも結合される。ＣＯＵＴの第２の端子は接地ノード４３６に結合される。図４の例において、負荷４４０が出力ノード４３８と接地ノード４３６との間に結合され、負荷４４０は、出力ノード４３８において出力電圧（ＶＯＵＴ）によって電力供給される。図１及び図４を比較すると、図４のＬＯＵＴ及びＣＯＵＴは出力構成要素１１４の例であり、図４の負荷４４０は図１の負荷１１６の一例である。
動作において、第１の駆動ステージ４１５は、ノード４１７からのハイサイド駆動信号（ＸＤＲＶＨ）に応答して、Ｍ２（ハイサイドスイッチ）の制御端子に第１の駆動信号４１９を提供するように構成される。より具体的には、第１の駆動ステージ４１５は２つのトランジスタＭＰ１及びＭＮ１を含み、２つのトランジスタは、それぞれのバッファ４１６及び４１８を介してノード４１７に結合されるそれらの制御端子を有する。また、ＭＰ１の第１の電流端子は、入力供給（ＢＳＴ）ノード４１４に結合される。いくつかの例において、ＢＳＴは、スイッチングノード４３０よりも約５Ｖ高い電源である。いくつかの例において、ＢＳＴのための電圧レベルは、ＢＳＴノード４１４とスイッチノード４３０との間にキャパシタ（Ｃ１）を置くことによって得られる。より具体的には、Ｃ１の第１の（例えば、頂部）プレートがＢＳＴノード４１４に結合され、Ｃ１の第２の（例えば、底部）プレートがスイッチノード４３０に結合される。
ＭＰ１の第２の電流端子はＭＮ１の第１の電流端子に結合され、ＭＮ１の第２の電流端子はスイッチノード４３０に結合される。ＶＯＵＴが閾値又は別のトリガより下に降下することに応答して、ＸＤＲＶＨはハイからローへ遷移し、これによって、Ｍ２をオンにする（ＶＯＵＴを増加させる）ために、ＭＰ１及びＭＮ１に第１の駆動信号４１９を提供させる。ＶＯＵＴが閾値又は別のトリガに達すると、ＸＤＲＶＨはローからハイへ遷移し、これによってＭＰ１及びＭＮ１に第１の駆動信号４１９の提供を停止させ、結果としてＭ２がオフにされる。いくつかの例において、第１の駆動ステージ４１５は複数の駆動モードで用いられる。
動作において、第２の駆動ステージ４２１は、入力供給電圧が閾値よりも低いという入力供給電圧検出器４０２からの指示に応答して、Ｍ２（ハイサイドスイッチ）の制御端子に第２の駆動信号４２７を提供するように構成される。より具体的には、入力供給電圧検出器４０２は、入力電圧供給（ＰＶＩＮ）ノード４０４と接地（ＰＧＮＤ）ノード４０８との間にＲ１及びＲ２を直列に備える分圧器を含む。Ｒ１とＲ２との間のノード４０５における値は、コンパレータ４０６の入力ノードのうちの１つに提供される。コンパレータ４０６の他方の入力ノードは基準電圧（ＶＢＧ）を受け取る。いくつかの例において、ＰＶＩＮ＝Ｎ×ＶＧＢ及びＲ１＝（Ｎ－１）×Ｒ２である。ノード４０５における電圧がＶＢＧより高いか又はＶＢＧに等しいとき、コンパレータ４０６の出力は低であり（ＶＩＮが高であるとき、コンパレータ４０６の出力は高である）、結果として、ＸＤＲＶＨが低であるとき、第２の駆動ステージ４２１は用いられない（例えば、入力供給電圧が閾値より高いとき、第１の駆動ステージ４１５のみが用いられる）。他方で、ノード４０５における電圧がＶＢＧより低いとき、コンパレータ４０６の出力は低く、結果として、ＸＤＲＶＨが低であるとき、第２の駆動ステージ４２１が用いられる（ＸＤＲＶＨが高であるとき、結果としてＭ２はオフにされ、ＸＤＲＶＨが低であるとき、結果としてＭ２はオンになる）（例えば、入力供給電圧が閾値よりも低いとき、第１の駆動ステージ４１５及び第２の駆動ステージ４２１の両方が用いられる）。
図示されるように、コンパレータ４０６の出力は、ＢＳＴノード４１４と接地ノード４０８との間にＲ３、Ｍ１、及びＲ４を含むレベルシフタ４１０に制御信号を提供する。また、Ｍ１の制御端子はコンパレータ４０６の出力に結合され、Ｍ１の第１の電流端子はＲ３に結合され、Ｍ１の第２の電流端子はＲ４に結合される。より具体的には、Ｒ３の第１の端部がＢＳＴノード４１４に結合され、Ｒ３の第２の端部がＭ１の第１の電流端子に結合される。一方で、Ｒ４の第１の端部はＭ１の第２の電流端子に結合され、Ｒ４の第２の端部は接地ノード４０８に結合される。図４の例において、構成要素４１２（例えば、シュミットコンパレータ）が、Ｒ３の第２の端部における電圧レベルを別の電圧レベルに調整する。
図示されるように、構成要素４１２の出力は選択論理４１１に提供される。図４の例において、選択論理４１１はＯＲゲート４２０、インバータ４２２、及びＡＮＤゲート４２４を含む。より具体的には、構成要素４１２の出力はＯＲゲート４２０の入力ノードに提供され、ＯＲゲートの出力ノードはＭＰ２の制御端子に結合される。ＯＲゲート４２０の他の入力ノードは、ハイサイド駆動信号ノード４１７に結合される。構成要素４１２の出力は、インバータ４２２への入力でもある。インバータ４２２の出力は、ＡＮＤゲート４２４の入力ノードに結合される。ＡＮＤゲート４２４の他方の入力ノードは、ハイサイド駆動信号ノード４１７に結合される。ＡＮＤゲート４２４の出力ノードは、ＭＮ２の制御端子に結合される。第１の駆動モードでは、第１の駆動ステージ４１５のみが用いられる。いくつかの例において、第１の駆動モードにおけるＭＰ１及びＭＮ１の制御は、ＸＤＲＶＨの関数である。より具体的には、第１の駆動モードにおいてＸＤＲＶＨが低であるとき、ＭＮ１はオフになり、ＭＰ１はオンになり、Ｍ２はオンになる。これに対して、第１の駆動モードにおいてＸＤＲＶＨが高であるとき、ＭＮ１はオンになり、ＭＰ１はオフになり、Ｍ２はオフになる。第２の駆動モードでは、第１の駆動ステージ４１５及び第２の駆動ステージ４２１の両方が用いられる。いくつかの例において、第２の駆動モードにおけるＭＰ１、ＭＮ１、ＭＰ２、及びＭＮ２の制御は、ＸＤＲＶＨの関数である。より具体的には、第２の駆動モードにおいてＸＤＲＶＨが低であるとき、ＭＰ１及びＭ２はオンにされる。構成要素４１２の出力が低である（ＶＩＮが閾値よりも低いことを示す）場合、ＭＰ２もオンになる（Ｍ２をより速くオンさせる）。他方で、構成要素４１２の出力が高である（ＶＩＮが閾値よりも高いことを示す）場合、ＭＰ２はオンにされない。また、第２の駆動モードにおいてＸＤＲＶＨが高であるとき、ＭＮ１はオンにされ、Ｍ２はオフにされる。構成要素４１２の出力が低である（ＶＩＮが閾値よりも低いことを示す）場合、ＭＮ２もオンになる（Ｍ２をより速くオフさせる）。これに対して、構成要素４１２の出力が高である（ＶＩＮが閾値よりも高いことを示す）場合、ＭＮ２はオンしない。
図４の例において、スイッチングコンバータ４０１の動作は入力供給電圧に基づいて調整される。入力供給電圧が閾値レベルよりも低い（入力供給電圧検出器４０２によって検出される）場合、第１及び第２の駆動ステージ４１５及び４２１の両方が、駆動信号をＭ２に提供するために用いられる。第１及び第２の駆動ステージ４１５及び４２１の両方が、駆動信号をＭ２に提供するために用いられるとき、スイッチングスルーレートは増加し、これによって、スイッチングコンバータ４０１の効率は向上し、入力供給電圧リンギングは増加する。入力供給電圧は閾値レベルよりも低いため、こうしたリンギングは最大電圧ターゲット（例えば、スイッチングコンバータ４０１の少なくとも１つのトランジスタの降伏電圧）を超えない。他方で、入力供給電圧が閾値レベルよりも高いか又は閾値レベルに等しい場合、駆動信号をＭ２に提供するために第１の駆動ステージ４１５のみが用いられる。駆動信号をＭ２に提供するために第１の駆動ステージ４１５のみが用いられるとき、スイッチングスルーレートは減少し、これによって、スイッチングコンバータ４０１の効率は低下し、入力供給電圧リンギングも減少する。入力供給電圧は閾値レベルよりも高いか又は閾値レベルに等しいため、こうしたリンギングは最大電圧ターゲット（例えば、スイッチングコンバータ４０１の少なくとも１つのトランジスタの降伏電圧）を超えるのを避けるために最小化されるべきである。
いくつかの例において、図４の入力供給電圧検出器４０２、レベルシフタ４１０、及び選択論理４１１は、第１の駆動ステージ４１５及び第２の駆動ステージ４２１に結合される信号経路の一例であり、信号経路は、第１の駆動モード及び第２の駆動モードを選択的にトリガするように構成される。第１の駆動モードにおいて、駆動信号を（例えば、図４におけるＭ２に）提供するために、第１の駆動ステージ又は第２の駆動ステージのいずれかが選択される。第２の駆動モードにおいて、駆動信号を（例えば、Ｍ２に）提供するために、第１の駆動ステージ及び第２の駆動ステージの両方が選択される。
図５Ａは、いくつかの例に従った、入力供給電圧波形及びスイッチングノード電圧波形を示すタイミング図５００である。タイミング図５００において、様々な入力供給電圧波形５０２、５０６、及び５１０が示されている。入力供給電圧波形５０２は、およそ２１Ｖの基底値と、リンギングに起因した時間５０４におけるおよそ２５Ｖの最大値とを有する。入力供給電圧波形５０６は、およそ１７Ｖの基底値と、リンギングに起因した時間５０８におけるおよそ２４Ｖの最大値とを有する。入力供給電圧波形５１０は、およそ１７Ｖの基底値と、リンギングに起因した時間５１２におけるおよそ２１Ｖの最大値とを有する。
タイミング図５００には、様々なスイッチノード電圧波形５１４、５１８、５２２も示されている。スイッチノード電圧波形５１４は、入力供給電圧波形５０２に対応する。図示されるように、スイッチノード電圧波形５１４に対するスイッチノード電圧は、およそ２１Ｖで開始した後、およそ０Ｖまで低下し、２１Ｖから０Ｖへの遷移は、大部分が、入力供給電圧波形５０２におけるリンギングに対応する立下りエッジ間隔５１６の間に生じる。スイッチノード電圧波形５１８は、入力供給電圧波形５１０に対応する。図示されるように、スイッチノード電圧波形５１８に対するスイッチノード電圧は、およそ１７Ｖで開始した後、およそ０Ｖまで低下し、１７Ｖから０Ｖへの遷移は、大部分が、入力供給電圧波形５１０におけるリンギングに対応する立下りエッジ間隔５２０の間に生じる。
スイッチノード電圧波形５２２は、入力供給電圧波形５０６に対応する。図示されるように、スイッチノード電圧波形５２２に対するスイッチノード電圧は、およそ１７Ｖで開始した後、およそ０Ｖまで低下し、１７Ｖから０Ｖへの遷移は、大部分が、入力供給電圧波形５０６におけるリンギングに対応する立下りエッジ間隔５２４の間に生じる。図に示されるように、立下りエッジ間隔５２４は立下りエッジ間隔５１６及び５２０より小さく、これは、スイッチノード電圧波形５２２に対するスルーレート及び関連する効率が、スイッチノード電圧波形５１４及び５１８のそれぞれのスルーレートよりも高いことを示す。タイミング図５００において、入力供給電圧波形５０６及びスイッチノード電圧波形５２２は、入力供給電圧が閾値レベルよりも低いように決定されるシナリオを表す。これに応答して、本明細書で説明するようなリンギングに使用可能な電圧バジェットが存在するとき、効率を増加させるために、複数の駆動ステージを用いてスイッチングコンバータスイッチが駆動される。
図５Ｂは、いくつかの例に従った、図５Ａに示される様々な波形に対応する駆動ステージ制御信号を示すタイミング図５４０である。図示されるように、タイミング図５４０は、ＭＰ１及びＭＮ１のオン／オフ状態に対応する波形のセット５４２を含み、波形のセット５４２は結果として、図５Ａに示される立下りエッジ間隔５１６を生じさせる。タイミング図５４０は、ＭＰ１及びＭＮ１のオン／オフ状態に対応する波形のセット５４４も含み、波形のセット５４４は結果として、図５Ａに示される立下りエッジ間隔５２０を生じさせる。いくつかの例において、ＭＰ２及びＭＮ２についての制御信号は、立下りエッジ間隔５１６及び５２０の間、オフ状態である。タイミング図５４０は、ＭＰ１、ＭＰ２、ＭＮ１、及びＭＮ２についてのオン／オフ状態に対応する波形のセット５４６も含み、波形のセット５４６は結果として、図５Ａに示される立下りエッジ間隔５２４を生じさせる。
図６Ａ及び図６Ｂは、いくつかの例に従った、最大差動電圧値を入力供給電圧の関数として示す図表６００及び６１０である。図６Ａの図表６００において、線６０４は以前の駆動ストラテジに対応し、ＰＶＩＮ－ＰＧＮＤはＶＩＮが増加するにつれて線形に増加する。本明細書で用いられる場合、ＰＶＩＮ及びＰＧＮＤは、このノード上でのリンギングを含む（ＰＶＩＮ－ＰＧＮＤ＝ＶＩＮ（ｄｃ）＋ＶＩＮ（リンギング）＋ＧＮＤ（リンギング））。一方、図表６００における線６０２は新しい駆動ストラテジに対応し、線６０２についてのＰＶＩＮ－ＰＧＮＤは、線６０４についてのＰＶＩＮ－ＰＧＮＤよりも高い。図示されるように、線６０２は、ＶＩＮが所定の閾値ＶＩＮ（例えば、図６Ａの例では１７Ｖ）まで増加するにつれて線形に増加する。閾値ＶＩＮを超えると、線６０２は、線６０２についてのＰＶＩＮ－ＰＧＮＤが１８Ｖ又はそれ以上のＶＩＮ値において線６０４についてのＰＶＩＮ－ＰＧＮＤと一致するように、下方に下がる。図６Ａの例において、線６０２は２倍値に対応し、これは第２のステージドライバの強度が第１のステージドライバの強度に等しいことを示す。いくつかの例において、等しい強度は同じチャネル幅を有することを指し、両方のステージドライバがオンであるとき、チャネル幅は２倍である。したがって、ＶＩＮが閾値よりも下のとき、第１及び第２のステージドライバ両方がオンになり、結果として線６０２は線６０４に関して２倍値になる。
図６Ｂの図表６１０において、線６１４は以前の駆動ストラテジに対応し、ＰＶＩＮ－ＰＧＮＤはＶＩＮが増加するにつれて線形に増加する。一方、図表６１０における線６１２は新しい駆動ストラテジに対応し、線６１４についてのＰＶＩＮ－ＰＧＮＤは、線６１４についてのＰＶＩＮ－ＰＧＮＤよりも高い。図示されるように、線６１２は、ＶＩＮが所定の閾値ＶＩＮ（例えば、図６Ｂの例では１７Ｖ）まで増加するにつれて線形に増加する。閾値ＶＩＮを超えると、線６１２は、線６１２についてのＰＶＩＮ－ＰＧＮＤが１８Ｖ又はそれ以上のＶＩＮ値において線６１４についてのＰＶＩＮ－ＰＧＮＤと一致するように、下方に下がる。図６Ｂの例において、線６１２は４倍値に対応し、これは第２のステージドライバの強度が第１のステージドライバの強度の３倍であることを示す。したがって、ＶＩＮが閾値よりも下のとき、第１及び第２のステージドライバ両方がオンになり、結果として線６１２は線６１４に関して４倍値になる。
図６Ｃは、いくつかの例に従った、効率を負荷の関数として示す図表６２０である。図表６２０において、線６２４は既存の駆動ストラテジに対応し、効率は、およそ９０％に達した後、負荷の関数としておよそ８４％まで降下する。一方、線６２２は新しい駆動ストラテジに対応し、この場合、効率はおよそ９２％に達した後、負荷の関数としておよそ８５％まで降下する。図表６２０の場合、推定される値は、ＶＩＮ＝１２Ｖ、ＶＯＵＴ＝１Ｖ、及びＬ＝１μＨを含む。
図７は、いくつかの例に従った、スイッチングコンバータ制御方法７００を示すフローチャートである。図示されるように、方法７００は、ブロック７０２においてＶＩＮを監視することを含む。ＶＩＮが閾値レベルよりも大きいか又は等しい（決定ブロック７０４）場合、ブロック７０６において、駆動信号を提供するために２つの駆動ステージのうちの１つ（例えば、図４における第１の駆動ステージ４１５）が用いられる。他方で、ＶＩＮが閾値レベルよりも大きくないか又は等しくない（決定ブロック７０４）場合、ブロック７０８において、駆動信号を提供するために２つの駆動ステージのうちの２つ（例えば、図４における第１及び第２の駆動ステージ４１５及び４２１）が用いられる。いくつかの例において、方法７００は、スイッチングコンバータ（図４の例におけるスイッチコンバータ４０１など）のハイサイドスイッチを制御するために用いられる。他の例において、方法７００は、スイッチングコンバータのローサイドスイッチを制御するために用いられる。
いくつかの例において、開示されるスイッチングコンバータ（例えば、図１のスイッチングコンバータ１０２又は図４のスイッチングコンバータ４０１）の一つ又は複数が、ラップトップ又はタブレットなどのバッテリ式デバイスにおいて用いられる。一例として、バッテリ駆動デバイスにおいてスイッチングコンバータが用いられ得、スイッチングコンバータに対するＶＩＮは、バッテリ又はＡＣ／ＤＣアダプタによって提供される。スイッチングコンバータは、バッテリ駆動デバイスの電子構成要素に電力供給する際に使用するために、ＶＩＮをＶＯＵＴまで低下させる（例えば、６Ｖ又はそれ以上のＶＩＮ、及び３．３Ｖ又は５ＶのＶＯＵＴ）。
「結合する」という用語は、本明細書全体を通じて用いられる。この用語は、本開示の説明と一貫した機能的関係を可能にする、接続、通信、又は信号経路を包含し得る。例えば、デバイスＡが或る行為を行なうためにデバイスＢを制御するための信号を生成する場合、第１の例において、デバイスＡはデバイスＢに結合されるか、又は、第２の例において、介在構成要素ＣがデバイスＡとデバイスＢとの間の機能関係を実質的に変化させない場合、デバイスＢがデバイスＡによって生成される制御信号を介してデバイスＡによって制御されるように、デバイスＡは介在構成要素Ｃを介してデバイスＢに結合される。
特許請求の範囲内で、説明した実施形態におおける改変が可能であり、また、他の実施形態も可能である。

Claims (13)

  1. スイッチングコンバータであって、
    ハイサイドトランジスタと、ローサイドトランジスタと、前記ハイサイドトランジスタと前記ローサイドトランジスタとの間に結合されるスイッチノードとを含むスイッチセットと、
    第１のトランジスタと第２のトランジスタとを含む第１の駆動ステージであって、前記第１のトランジスタが第１の制御端子と第１の電流端子と前記スイッチセットに結合される第２の電流端子とを有し、前記第２のトランジスタが第２の制御端子と前記スイッチセットに結合される第３の電流端子と前記第２の電流端子と前記スイッチセットとに結合される第４の電流端子とを有する、前記第１の駆動ステージと、
    第３のトランジスタと第４のトランジスタとを含む第２の駆動ステージであって、前記第３のトランジスタが第３の制御端子と第５の電流端子と前記第２の電流端子と前記スイッチセットとに結合される第６の電流端子とを有し、前記第４のトランジスタが第４の制御端子と前記スイッチノードに結合される第７の電流端子と前記第２の電流端子と前記スイッチセットとに結合される第８の電流端子とを有する、前記第２の駆動ステージと、
    前記第２の駆動ステージに結合されるコントローラであって、
    供給電圧検出器回路と、
    前記供給電圧検出器回路の出力に結合されるレベルシフタと、
    前記レベルシフタと前記第２の駆動ステージとの間に結合される選択回路と、
    を含む、前記コントローラと、
    を含む、スイッチングコンバータ。
  2. 請求項１に記載のスイッチングコンバータであって、
    前記第１の駆動ステージが前記スイッチセットに第１の駆動信号寄与を提供するように構成され、前記第２の駆動ステージが前記スイッチセットに第２の駆動信号寄与を提供するように構成され、前記第２の駆動信号寄与が前記第１の駆動信号寄与よりも大きい、スイッチングコンバータ。
  3. 請求項２に記載のスイッチングコンバータであって、
    前記コントローラが、
    前記第１の駆動ステージのみをイネーブルする第１の駆動モードと、
    前記第１及び第２の駆動ステージの両方をイネーブルする第２の駆動モードと、
    のうちの１つを選択するように構成される、スイッチングコンバータ。
  4. 請求項３に記載のスイッチングコンバータであって、
    前記コントローラが、前記スイッチングコンバータに対する供給電圧が閾値よりも高いことを前記供給電圧検出器回路が検出することに応答して前記第１の駆動モードを選択するように更に構成される、スイッチングコンバータ。
  5. 請求項３に記載のスイッチングコンバータであって、
    前記コントローラが、前記スイッチングコンバータに対する供給電圧が閾値よりも低いことを前記供給電圧検出器回路が検出することに応答して前記第２の駆動モードを選択するように更に構成される、スイッチングコンバータ。
  6. 請求項３に記載のスイッチングコンバータであって、
    前記コントローラが、前記第２の駆動ステージのみをイネーブルする第３の駆動モードを選択するように更に構成される、スイッチングコンバータ。
  7. スイッチングコンバータデバイスであって、
    ハイサイドトランジスタと、ローサイドトランジスタと、前記ハイサイドトランジスタと前記ローサイドトランジスタとの間に結合されるスイッチノードとを含むスイッチセットと、
    第１のトランジスタと第２のトランジスタとを含む第１の駆動ステージであって、前記第１のトランジスタが第１の制御端子と第１の電流端子と前記スイッチセットに結合される第２の電流端子とを有し、前記第２のトランジスタが第２の制御端子と前記スイッチノードに結合される第３の電流端子と前記第２の電流端子と前記スイッチセットとに結合される第４の電流端子とを有する、前記第１の駆動ステージと、
    第３のトランジスタと第４のトランジスタとを含む第２の駆動ステージであって、前記第３のトランジスタが第３の制御端子と第５の電流端子と前記第２の電流端子と前記スイッチセットとに結合される第６の電流端子とを有し、前記第４のトランジスタが第４の制御端子と前記スイッチノードに結合される第７の電流端子と前記第２の電流端子と前記スイッチセットとに結合される第８の電流端子とを有する、前記第２の駆動ステージと、
    前記第１の駆動ステージと前記第２の駆動ステージとに結合され、第１の駆動モードと第２の駆動モードの間で選択するように構成されるコントローラであって、前記第１の駆動モードが、前記スイッチセットに駆動信号を提供するために前記第１の駆動ステージ又は前記第２の駆動ステージのいずれかをイネーブルし、前記第２の駆動モードが、前記スイッチセットに駆動信号を提供するために前記第１の駆動ステージと前記第２の駆動ステージとの両方をイネーブルする、前記コントローラと、
    を含む、スイッチングコンバータデバイス。
  8. 請求項７に記載のスイッチングコンバータデバイスであって、
    前記第１の駆動ステージが前記スイッチセットに第１の駆動信号寄与を提供するように構成され、前記第２の駆動ステージが前記スイッチセットに第２の駆動信号寄与を提供するように構成され、前記第２の駆動信号寄与が前記第１の駆動信号寄与よりも大きい、スイッチングコンバータデバイス。
  9. 請求項８に記載のスイッチングコンバータデバイスであって、
    前記第１の駆動モードが前記第１の駆動ステージのみをイネーブルし、
    前記コントローラが前記第２の駆動ステージのみをイネーブルする第３の駆動モードをサポートするように構成される、スイッチングコンバータデバイス。
  10. 請求項７に記載のスイッチングコンバータデバイスであって、
    前記コントローラが、供給電圧検出器回路を含み、前記スイッチングコンバータデバイスに対する供給電圧が閾値よりも高いことを前記供給電圧検出器回路が検出することに応答して前記第１の駆動モードをイネーブルするように構成される、スイッチングコンバータデバイス。
  11. 請求項７に記載のスイッチングコンバータデバイスであって、
    前記コントローラが、供給電圧検出器回路を含み、前記スイッチングコンバータデバイスに対する供給電圧が閾値よりも低いことを前記供給電圧検出器回路が検出することに応答して前記第２の駆動モードをイネーブルするように構成される、スイッチングコンバータデバイス。
  12. 請求項７に記載のスイッチングコンバータデバイスであって、
    前記コントローラが供給電圧検出器回路とレベルシフタとを含み、前記レベルシフタが前記供給電圧検出器回路と前記第２の駆動ステージとの間に結合される、スイッチングコンバータデバイス。
  13. スイッチングコンバータのスイッチセットにドライバ信号を提供するドライバ回路であって、前記スイッチセットがハイサイドトランジスタとローサイドトランジスタとを含み、前記ドライバ回路が、
    入力電圧供給に結合されるように適合される入力と、出力とを有する入力供給電圧検出器と、
    入力と出力と第１の論理ゲートと第２の論理ゲートとを有するセレクタ回路であって、前記セレクタ回路の入力が前記入力供給電圧検出器の出力に結合され、前記セレクタ回路の出力が前記第１及び第２の論理ゲートの出力に結合され、前記第１の論理ゲートと前記第２の論理ゲートとが各々駆動信号に結合される入力を有する、前記セレクタ回路と、
    第１の駆動ステージであって、
    第１の制御端子と第１の電流端子と第２の電流端子とを有する第１のトランジスタであって、前記第１の制御端子が前記駆動信号に結合され、前記第２の電流端子が前記スイッチセットに結合される、前記第１のトランジスタと、
    第２の制御端子と第３の電流端子と第４の電流端子とを有する第２のトランジスタであって、前記第２の制御端子が前記駆動信号に結合され、前記第３の電流端子が前記第２の電流端子に結合され、前記第４の電流端子が前記スイッチセットに結合される、前記第２のトランジスタと、
    を含む、前記第１の駆動ステージと、
    第２の駆動ステージであって、
    第３の制御端子と第５の電流端子と第６の電流端子とを有する第３のトランジスタであって、前記第３の制御端子が前記第１の論理ゲートの出力に結合され、前記第６の電流端子が前記第２の電流端子と前記スイッチセットとに結合される、前記第３のトランジスタと、
    第４の制御端子と第７の電流端子と第８の電流端子とを有する第４のトランジスタであって、前記第４の制御端子が前記第２の論理ゲートの出力に結合され、前記第８の電流端子が前記スイッチセットに結合され、前記第７の電流端子が前記第６の電流端子と前記第２の電流端子と前記スイッチセットとに結合される、前記第４のトランジスタと、
    を含む、前記第２の駆動ステージと、
    を含む、ドライバ回路。
JP2021576563A 2019-06-24 2019-06-24 複数の駆動ステージ及び関連モードを備えるスイッチングコンバータ Active JP7348968B2 (ja)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/CN2019/092512 WO2020257962A1 (en) 2019-06-24 2019-06-24 Switching converter with multiple drive stages and related modes

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2022539703A JP2022539703A (ja) 2022-09-13
JP7348968B2 true JP7348968B2 (ja) 2023-09-21

Family

ID=74037950

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2021576563A Active JP7348968B2 (ja) 2019-06-24 2019-06-24 複数の駆動ステージ及び関連モードを備えるスイッチングコンバータ

Country Status (5)

Country Link
US (1) US11264898B2 (ja)
EP (1) EP3987640A4 (ja)
JP (1) JP7348968B2 (ja)
CN (1) CN113841326B (ja)
WO (1) WO2020257962A1 (ja)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11664716B2 (en) * 2020-05-19 2023-05-30 Qualcomm Incorporated Adaptive switch driving
US20230268832A1 (en) * 2022-02-22 2023-08-24 Texas Instruments Incorporated Switching converter with drive strength control

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010074972A (ja) 2008-09-19 2010-04-02 Toshiba Corp コンバータの制御回路
JP2010245366A (ja) 2009-04-08 2010-10-28 Fujifilm Corp 電子素子及びその製造方法、並びに表示装置
US20120043950A1 (en) 2010-08-18 2012-02-23 Truong Tom C System and method for controlling a power switch in a power supply system
JP2013115931A (ja) 2011-11-29 2013-06-10 Denso Corp スイッチング素子の駆動回路

Family Cites Families (32)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6130563A (en) * 1997-09-10 2000-10-10 Integrated Device Technology, Inc. Output driver circuit for high speed digital signal transmission
DE19855604C5 (de) * 1998-12-02 2004-04-15 Siemens Ag Verfahren und Vorrichtung zum Ansteuern einer Leistungsendstufe
DE10217611B4 (de) * 2002-04-19 2005-06-30 Infineon Technologies Ag Verfahren und Vorrichtung zur EMV-optimierten Ansteuerung eines Halbleiterschaltelements
JP4323266B2 (ja) * 2003-09-09 2009-09-02 三菱電機株式会社 半導体駆動回路
JP5167665B2 (ja) * 2007-03-26 2013-03-21 富士通セミコンダクター株式会社 降圧ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、降圧ｄｃ−ｄｃコンバータおよびその制御方法
US7982445B1 (en) * 2007-11-08 2011-07-19 National Semiconductor Corporation System and method for controlling overshoot and undershoot in a switching regulator
DE102009037486B3 (de) * 2009-08-13 2011-07-28 Texas Instruments Deutschland GmbH, 85356 Elektronische Vorrichtung und Verfahren zur effizienten Pegelverschiebung
US20120062190A1 (en) * 2010-09-10 2012-03-15 Holger Haiplik Dc-dc converters
TWI418240B (zh) * 2010-10-11 2013-12-01 Prodigit Electronics Co Ltd Electronic Load Simulation Device for Semiconductor Components
US8497714B2 (en) * 2011-01-14 2013-07-30 Infineon Technologies Austria Ag System and method for driving a switch transistor
JP2013005231A (ja) * 2011-06-16 2013-01-07 Toyota Central R&D Labs Inc 駆動装置
JP5959901B2 (ja) * 2012-04-05 2016-08-02 株式会社日立製作所 半導体駆動回路および電力変換装置
US9106134B2 (en) * 2013-06-21 2015-08-11 O2Micro, Inc. Power transfer devices
CN203933362U (zh) * 2014-06-24 2014-11-05 广东美的集团芜湖制冷设备有限公司 智能功率模块及空调器
US9419509B2 (en) * 2014-08-11 2016-08-16 Texas Instruments Incorporated Shared bootstrap capacitor for multiple phase buck converter circuit and methods
US9343949B2 (en) * 2014-09-22 2016-05-17 Texas Instruments Incorporated Control circuit to detect a noise signal during a state change of a switch
WO2016061815A1 (en) 2014-10-24 2016-04-28 Texas Instruments Incorporated Adaptive controller for voltage converter
EP3219010B1 (en) * 2014-11-11 2020-07-08 Maschinenfabrik Reinhausen GmbH Resistor emulation and gate boost
US9496852B2 (en) * 2014-12-04 2016-11-15 Intel Corporation Digital current sensing in power controller
GB2537691B8 (en) * 2015-04-22 2021-10-20 Tridonic Gmbh & Co Kg A switching converter for driving variable load voltages
US10312904B2 (en) * 2015-09-03 2019-06-04 Mitsubishi Electric Corporation Power converter
US10256812B2 (en) * 2016-07-08 2019-04-09 Infineon Technologies Austria Ag Half bridge coupled resonant gate drivers
US10411692B2 (en) * 2016-11-23 2019-09-10 Alpha And Omega Semiconductor Incorporated Active clamp overvoltage protection for switching power device
JP6915351B2 (ja) * 2017-04-05 2021-08-04 富士電機株式会社 スイッチング素子駆動装置
DE102017207473A1 (de) * 2017-05-04 2018-11-08 Zumtobel Lighting Gmbh Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betreiben von Leuchtmitteln
US10348293B2 (en) * 2017-06-19 2019-07-09 Psemi Corporation Timing controller for dead-time control
IT201700073773A1 (it) * 2017-07-05 2019-01-05 St Microelectronics Srl Modulo di controllo per un convertitore a commutazione a frequenza costante e metodo di controllo di un convertitore a commutazione
CN107612296B (zh) * 2017-09-26 2019-02-26 中原工学院 一种基于三相桥的多模式供电系统
US10355688B2 (en) * 2017-12-06 2019-07-16 Silanna Asia Pte Ltd Controlled current manipulation for regenerative charging of gate capacitance
JP7151325B2 (ja) * 2018-09-25 2022-10-12 富士電機株式会社 ドライバ回路
US10637348B1 (en) * 2019-06-10 2020-04-28 Diodes Incorporated Dead-time control for half-bridge driver circuit
JP7251351B2 (ja) * 2019-06-24 2023-04-04 富士電機株式会社 ゲート駆動装置及び電力変換装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010074972A (ja) 2008-09-19 2010-04-02 Toshiba Corp コンバータの制御回路
JP2010245366A (ja) 2009-04-08 2010-10-28 Fujifilm Corp 電子素子及びその製造方法、並びに表示装置
US20120043950A1 (en) 2010-08-18 2012-02-23 Truong Tom C System and method for controlling a power switch in a power supply system
JP2013115931A (ja) 2011-11-29 2013-06-10 Denso Corp スイッチング素子の駆動回路

Also Published As

Publication number Publication date
EP3987640A1 (en) 2022-04-27
CN113841326A (zh) 2021-12-24
WO2020257962A1 (en) 2020-12-30
US20200403509A1 (en) 2020-12-24
CN113841326B (zh) 2024-02-13
JP2022539703A (ja) 2022-09-13
EP3987640A4 (en) 2022-06-29
WO2020257962A8 (en) 2021-02-18
US11264898B2 (en) 2022-03-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10263518B2 (en) System and method for switched power supply with delay measurement
US9246387B2 (en) Output voltage controller, electronic device, and output voltage control method
US20210028683A1 (en) Phase shedding control method used in multiphase switching converters with daisy chain configuration
US9831780B2 (en) Buck-boost converter and method for controlling buck-boost converter
US9312771B2 (en) Single inductor multiple output buck converter and control method thereof
US9887624B2 (en) System and method for a switching converter
US10075070B2 (en) Step-down DC/DC converter
EP2973971B1 (en) Systems and methods for 100 percent duty cycle in switching regulators
US20090243577A1 (en) Reverse current reduction technique for dcdc systems
US9054583B2 (en) Power-supply apparatus
US8058860B2 (en) Single pin multi-VID bit interface circuit for dynamic voltage change of a DC/DC converter
US11532979B2 (en) Dual supply low-side gate driver
JP7348968B2 (ja) 複数の駆動ステージ及び関連モードを備えるスイッチングコンバータ
US10461631B2 (en) DC-to-DC controller and control method thereof
US9900943B2 (en) Two-terminal integrated circuits with time-varying voltage-current characteristics including phased-locked power supplies
CN116134719A (zh) 降压转换器的限流技术
US9812957B2 (en) DC/DC converter and method of driving DC/DC converter
US20230268832A1 (en) Switching converter with drive strength control
CN116647124A (zh) 具有驱动强度控制的切换转换器
JP2017041923A (ja) スイッチング電源回路

Legal Events

Date Code Title Description
A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821

Effective date: 20211223

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20220623

A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20220623

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20230629

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20230704

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20230706

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20230906

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20230908

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 7348968

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150