JP6163981B2

JP6163981B2 - 駆動装置および電力変換システム

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Publication number: JP6163981B2
Application number: JP2013182034A
Authority: JP
Inventors: 笠松　晃; 晃笠松
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2013-09-03
Filing date: 2013-09-03
Publication date: 2017-07-19
Anticipated expiration: 2033-09-03
Also published as: JP2015050864A

Description

本発明は、駆動装置および電力変換システムに関し、特に直流電圧が印加される正極および負極の間で、互いに直列に接続される一対のスイッチング素子の一方を駆動する駆動装置に関する。

特許文献１には、互いに直列に接続される一対のパワー半導体素子を有する半導体回路が記載されている。特許文献１では、各パワー半導体素子を駆動するために、上側トランジスタおよび下側トランジスタが設けられている。この上側トランジスタおよび下側トランジスタは、直流電圧が充電される動作電源用コンデンサの高電位端と低電位端との間において、互いに直列に接続されている。また、上側トランジスタと下側トランジスタとの間の点と、パワー半導体素子の制御電極との間には、コンデンサが設けられている。

このような半導体回路において、上側トランジスタをオンし、下側トランジスタをオフすると、電源用コンデンサからコンデンサを介してパワー半導体素子の制御電極に制御電圧を印加することができる。これにより、パワー半導体素子をオンすることができる。

またこのとき、コンデンサには、パワー半導体素子側の電位を低電位とする電圧が充電される。

一方、上側トランジスタをオフし、下側トランジスタをオフすると、コンデンサに充電された電圧によって、パワー半導体素子の制御電極に逆バイアス電圧を印加することができる。これにより、パワー半導体素子を速やかにターンオフすることができる。

また特許文献１では、パワー半導体素子のターンオン時間とターンオフ時間とを個別に調整すべく、第１および第２のゲート抵抗と、第１および第２のダイオードとを設けている。特許文献１では、コンデンサとパワー半導体素子の制御電極との間において、第１のゲート抵抗と第１のダイオードとが互いに直列に接続されている。また第２のゲート抵抗および第２のダイオードも互いに直列に接続されており、その一組が、第１のゲート抵抗と第１のダイオードとの一組に並列に接続されている。第１のダイオードの順方向はパワー半導体素子からコンデンサへと向かう方向であり、第２のダイオードの順方向はこれと反対である。

パワー半導体素子をオンするときには、第２のダイオード、第２のゲート抵抗およびコンデンサを介して制御電圧が印加されるので、第２のゲート抵抗の抵抗値を調整することで、ターンオン時間を調整できる。また、パワー半導体素子をオフするときには、第１のダイオード、第１のゲート抵抗を介して、コンデンサによる逆バイアス電圧が印加されるので、第１のゲート抵抗の抵抗値を調整することで、ターンオフ時間を調整できる。

また本発明に関連する技術として特許文献２が開示されている。

特開２００７−２１５３８９号公報特開２００６−２９６１１９号公報

しかしながら特許文献１の技術では、一対のパワー半導体素子の一方がターンオンすることに起因して、他方のパワー半導体素子が誤動作してオンする可能性がある。以下に、その理由について述べる。

このターンオンにより、一方のパワー半導体素子の両端電圧がほぼ零になるのに対して、他方のパワー半導体素子の両端電圧は増大する。そして、この両端電圧の増大に起因して、他方のパワー半導体素子には次のように電流が流れる。即ち、他方のパワー半導体素子の高電位側の電極と、制御電極との間の寄生容量を介して電流が流れる。この電流は、第１のダイオード、第１のゲート抵抗、コンデンサおよび下側トランジスタへと流れる。このとき、第１のゲート抵抗で生じる電圧降下は、他方のパワー半導体素子の制御電圧を増大させることになる。よって、他方のパワー半導体素子が誤動作してオンする可能性がある。

そこで、本発明は、互いに直列に接続される一対のスイッチング素子の一方を、誤動作の抑制しつつ、駆動する駆動装置を提供することを目的とする。

本発明にかかる駆動装置の第１の態様は、直流電圧が印加される正極(P1)及び負極(P2)と、前記正極と前記負極との間において、互いに直列に接続される一対のスイッチング素子(Su1,Su2,Sv1,Sv2,Sw1,Sw2,Sx1,Sx2)とを備え、前記一対のスイッチング素子の一方は、第１電極と、前記第１電極よりも前記負極側に設けられる第２電極と、前記第２電極の電位を基準とする制御電圧が与えられる制御電極とを有し、前記制御電圧が所定値を下回ることで、前記第１電極から前記第２電極へと向かう電流が阻止される電力変換装置における、前記一対のスイッチング素子の前記一方についての駆動装置であって、前記制御電極に接続される第１端と、前記第２電極に接続される第２端とを有し、前記第２端の電位を基準とした前記第１端と前記第２端との間の電圧を、前記所定値よりも小さい第１値と前記所定値よりも大きい第２値との間で変化させる駆動回路(11)と、前記第１端と前記制御電極との間に設けられるコンデンサ(C1)と、前記第１端と前記コンデンサとの間に設けられる第１抵抗(R2)と、前記コンデンサと前記第１抵抗とを接続する接続点と、前記第２電極との間に設けられるスイッチ素子(SW1)と、前記コンデンサと前記第１抵抗との一組に並列に接続され、前記第１抵抗の抵抗値よりも大きい抵抗値を有する第２抵抗(R3)と、前記スイッチング素子の前記一方がオフした時点よりも後に、且つ他方のスイッチング素子がオンするよりも前に、前記スイッチ素子をオンさせるスイッチタイミング調整部とを備える。

本発明にかかる駆動装置の第２の態様は、第１の態様にかかる駆動装置であって、前記コンデンサ(C1)と並列に接続され、前記駆動回路側にカソードを有するダイオード(D5)を更に備える。

本発明にかかる駆動装置の第３の態様は、第１または第２の態様にかかる駆動装置であって、第３抵抗(R1)と、第２ダイオード(D1,D2)とを更に備え、前記第２ダイオードは、前記第１抵抗(R2)および前記第３抵抗の一方と直列に接続し、前記一方と前記第２ダイオードとの一組は、他方と並列に接続される。

本発明にかかる駆動装置の第４の態様は、第１から第３のいずれか一つの態様にかかる駆動装置であって、前記一対のスイッチング素子の前記一方は、前記第２電極から前記第１電極へと電流を流すことができ、前記駆動装置は、前記接続点と前記第２電極との間で、スイッチ素子(SW1)と直列に接続される第３ダイオード(D4)を更に備える。

本発明にかかる電力変換システムの第１の態様は、直流電圧が印加される正極または負極と、前記正極と前記負極との間において、互いに直列に接続される一対のスイッチング素子と、第１から第４のいずれか一つの態様にかかる駆動装置とを備え、前記一対のスイッチング素子の一方は、第１電極と、前記第１電極よりも前記負極側に設けられる第２電極と、前記第２電極の電位を基準とする制御電圧が与えられる制御電極とを有し、前記制御電圧が所定値を下回ることで、前記第１電極から前記第２電極へと向かう電流が阻止される。

本発明にかかる駆動装置の第１の態様および電力変換システムの第１の態様によれば、スイッチ素子をオフした状態で、駆動回路が第１端と第２端との間の電圧を第２値とすることで、制御電圧を所定値よりも高めることができ、スイッチング素子の一方がオンすることができる。このとき、コンデンサには、第１端側の電位を高電位とする電圧が充電される。

そして、スイッチ素子をオフした状態で、駆動回路が第１端と第２端との間の電圧を第１値とすると、コンデンサが、第１抵抗を介して、スイッチング素子の制御電極に逆バイアス電圧を印加する。これにより、制御電圧が所定値を下回り、スイッチング素子の一方をオフすることができる。

このように、スイッチング素子の一方をオフする際には第１抵抗が介在するので、スイッチング素子の一方のターンオフ時間を、第１抵抗の抵抗値で調整できる。

そして、スイッチング素子の一方がオフした状態でスイッチ素子をオンさせる。この状態で、スイッチング素子の他方がオンすると、スイッチング素子の他方の両端電圧がほぼ零になる。これにより、スイッチング素子の一方の両端電圧（第１電極と第２電極との間の電圧）が増大することから、第１電極と制御電極との間の寄生容量を介して、第１電極から制御電極へと電流が流れる。この電流はコンデンサへも流れる。

このとき、スイッチ素子が導通しているので、コンデンサを経由した電流を、第１抵抗を迂回してスイッチ素子を介して第２電極へと流すことができる。第１抵抗を介して電流が流れると、第１抵抗の電圧降下により、逆バイアス電圧を低減させるところ、スイッチ素子の導通によってこのような低減を抑制できる。よって、スイッチング素子の一方がセルフターンオンすることを抑制できる。

また、スイッチング素子の一方がオフしているときに、コンデンサは第２抵抗を介して放電する。よって、スイッチング素子の制御電極に印加される逆バイアス電圧は、時間の経過と共に低減するものの、第２抵抗の抵抗値は比較的大きいので、逆バイアス電圧の低下速度を抑制できる。よって、スイッチング素子の他方がオンする時点での、逆バイアス電圧を比較的高く維持することができる。ひいては、スイッチング素子の一方のセルフターンオンを抑制できる。

その後、スイッチング素子の他方が再びオフし、続いてスイッチング素子の一方がオフするときには、逆バイアス電圧が低減されているので、スイッチング素子の一方を速やかにオンしやすい。

本発明にかかる駆動装置の第２の態様によれば、コンデンサに、制御電極側の電位を高電位とする電圧が充電されたとしても、ダイオードを介して速やかに放電できる。

本発明にかかる駆動装置の第３の態様によれば、ターンオン時間とターンオフ時間とを、それぞれ第１抵抗および第３抵抗の抵抗値に基づいて個別に設定できる。

本発明にかかる駆動装置の第４の態様によれば、スイッチング素子の一方に第２電極から第１電極へと電流が流れているときに、スイッチング素子の他方がオンすると、スイッチング素子の一方に流れる電流が低減する。この電流低下に伴って、第２電極側の配線インダクタンスには、誘導起電力が生じる。この誘導起電力により、第２電極と制御電極との間の寄生容量を介して電流が流れる。この電流はコンデンサ、第４ダイオードおよびスイッチ素子をも流れる。

この電流は時間の経過と共に低減するものの、第４ダイオードが設けられているので、当該電流が零に至った後に、逆方向に電流が流れない。

仮に第４ダイオードが設けられていなければ、当該電流は逆方向に流れる。このような電流は、制御電圧を増大させるところ、第４の態様では、第４ダイオードが設けられているので、このような制御電圧の増大を抑制して、スイッチング素子の一方のセルフターンオンを防止できる。

電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。電力変換システムの概念的な構成の一例を示す図である。タイミングチャートの一例を示す図である。駆動装置の等価回路を示す図である。駆動装置の等価回路を示す図である。駆動装置の等価回路を示す図である。駆動装置の等価回路を示す図である。駆動装置の概念的な構成の一例を示す図である。電力変換システムの概念的な構成の一例を示す図である。駆動装置の等価回路を示す図である。電力変換システムの概念的な構成の一例を示す図である。駆動装置の等価回路を示す図である。電力変換システムの概念的な構成の一例を示す図である。タイミングチャートの一例を示す図である。電力変換システムの等価回路を示す図である。電力変換システムの概念的な構成の一例を示す図である。タイミングチャートの一例を示す図である。

第１の実施の形態．
＜電力変換装置＞
図１に例示するように、電力変換装置１０はスイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｕ２，Ｓｖ１，Ｓｖ２，Ｓｗ１，Ｓｗ２を備えている。また図１では、電源線ＬＨが正極端Ｐ１に接続され、電源線ＬＬが負極端Ｐ２に接続されている。これらの正極端Ｐ１および負極端Ｐ２の間には、正極端Ｐ１の電位を高電位とする直流電圧が印加される。スイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｕ２は、電源線ＬＨ，ＬＬの間で互いに直列に接続される。またスイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｕ２の間の点は交流線Ｐｕに接続される。スイッチング素子Ｓｖ１，Ｓｖ２とスイッチング素子Ｓｗ１，Ｓｗ２とについても同様であり、スイッチング素子Ｓｖ１，Ｓｖ２の間の点が交流線Ｐｖに接続され、スイッチング素子Ｓｗ１，Ｓｗ２の間の点が交流線Ｐｗに接続される。

以下、スイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１を総称してスイッチング素子Ｓｘ１とも呼び、スイッチング素子Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２を総称してスイッチング素子Ｓｘ２とも呼び、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを総称して交流線Ｐｘとも呼ぶ。またここでは、スイッチング素子Ｓｘ１はスイッチング素子Ｓｘ２よりも電源線ＬＨ側に配置されるので、以下では、スイッチング素子Ｓｘ１を上側のスイッチング素子Ｓｘ１とも呼び、スイッチング素子Ｓｘ２を下側のスイッチング素子Ｓｘ２とも呼ぶ。

スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２の各々は、第１電極と、第２電極と、制御電極とを有しており、第１電極から第２電極へと向かう方向のオン／オフを切り替える。ここでは第１電極は、第２電極よりも電源線ＬＨ側の電極である。例えばスイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２の各々は、第２電極の電位を基準とする制御電極の制御電圧が、オン電圧を超えたときにオンし、オン電圧を下回るときにオフする。

ここでは、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２は非絶縁ゲート型のトランジスタであり、例えば接合型電界効果トランジスタ（JFET、Junction-Field-Effect-Transistor）である。かかるトランジスタは例えばワイドギャップ半導体で形成される。このスイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２の各々は、ドレイン電極（第１電極）の電位を基準としたドレイン電極とゲート電極（制御電極）との間の電圧が、所定値を超えるときに、ソース電極（第２電極）からドレイン電極に向って電流を流すことができる。また、このようなスイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２またスイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２のゲート電極からソース電極までの部分、および、ゲート電極からドレイン電極までの部分はダイオード特性を有している。よって、所定値以上の制御電圧（ソース電極とゲート電極との間の電圧）が印加されるときには、スイッチング素子Ｓｘ１のゲート電極からソース電極あるいはドレイン電極に電流が流れる。

なお、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２は必ずしも接合型電界効果トランジスタである必要はない。例えばスイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２は、静電誘導型トランジスタ(SIT、Static-Induction-Transistor)、ヘテロ電界効果トランジスタ(HFET、Hetero-Field-Effect-Transistor)又はＭＥＳＦＥＴ(Metal-Semiconductor-Field-Effect-Transistor)などであってもよい。これらのスイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２は、比較的に小さいオン電圧でオンするので、例えば高速スイッチングに適している。

スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２が制御部３０によって適切に制御されることにより、電力変換装置１０は、電源線ＬＨ，ＬＬの間に印加される直流電圧を交流電圧に変換して、これを交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。なおここでは、直流電圧を三相交流電圧に変換する三相の電力変換装置１０が例示されているものの、単相であってもよく、三相以上であってもよい。

交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗには、負荷２０が接続されている。負荷２０は例えば誘導性負荷であって、例えばモータである。負荷２０は、印加された交流電圧に応じて回転する。

＜駆動装置＞
図３に示すように、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２の制御電極には、それぞれ駆動装置１，２が接続されている。駆動装置１，２は、それぞれ制御部３０からスイッチング信号を受け取り、これをスイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２の制御電極に与えることで、それぞれスイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２を駆動する。

駆動装置１は、駆動回路１１と、コンデンサＣ１と、抵抗Ｒ１〜Ｒ３と、ダイオードＤ１，Ｄ２と、スイッチ素子ＳＷ１とを備えている。なお、ここでは駆動装置２は駆動装置１と同じ構成を有しており、各要素が駆動装置１，２のいずれに属しているのかを明記すべく、図３においては、駆動装置１に属する要素に対して、括弧書きで符号Ａを追記している。以下の説明においても、駆動装置１，２を区別する場合には、駆動装置１に対しては各要素を符号Ａ付きで説明し、また駆動装置２に対しては各要素を符号Ｂ付きで説明する。

駆動回路１１は、第一端Ｐ１１と、第二端Ｐ１２とを有しており、第一端Ｐ１１と第二端Ｐ１２との間の電圧を変化させる。第二端Ｐ１２はスイッチング素子Ｓｘ１の第２電極に接続されている。

ダイオードＤ２と抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１とは、スイッチング素子Ｓｘ１の制御電極と、駆動回路１１の第一端Ｐ１１との間において、互いに直列に接続されている。ダイオードＤ２の順方向は、スイッチング素子Ｓｘ１の制御電極から第一端Ｐ１１へと向かう方向である。また抵抗Ｒ２とダイオードＤ２との一組は、コンデンサＣ１と第一端Ｐ１１との間に配置されている。

抵抗Ｒ１とダイオードＤ１とは互いに直列に接続されており、その一組は、抵抗Ｒ２とダイオードＤ２の一組と並列に接続されている。ダイオードＤ１の順方向は、第一端Ｐ１１からスイッチング素子Ｓｘ１の制御電極へと向かう方向である。

ダイオードＤ１，Ｄ２の整流作用により、駆動回路１１からコンデンサＣ１へと電流が流れるときには、当該電流は抵抗Ｒ２を避けて抵抗Ｒ１を経由して流れ、逆にコンデンサＣ１から駆動回路１１へと電流が流れるときには、当該電流は抵抗Ｒ１を避けて抵抗Ｒ２を経由して流れる。よって、コンデンサＣ１を流れる電流の方向によって、経由する抵抗の抵抗値を異ならせることができる。これにより、後に詳述するように、スイッチング素子Ｓｘ１のターンオンに要する時間およびターンオフに要する時間を個別に調整することができる。

スイッチング素子Ｓｘ１の制御電極と、駆動回路１１の第一端Ｐ１１との間には抵抗Ｒ３も接続される。よって抵抗Ｒ３は、コンデンサＣ１と、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とがつくる構成に対して並列に接続されている。抵抗Ｒ３の抵抗値は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値よりも大きい。この抵抗値の大小関係の技術的な意義については後に詳述する。

スイッチ素子ＳＷ１は、例えばトランジスタ（例えばＭＯＳ電界効果トランジスタ）であり、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ２との間の点（図１の例示では、ダイオードＤ２とコンデンサＣ１との間の点）と、スイッチング素子Ｓｘ１の第２電極との間に設けられている。このスイッチ素子ＳＷ１も制御部３０によって制御される。

なお、図３の例示では、スイッチング素子Ｓｘ１の第２電極と交流線Ｐｘとの間に、配線インダクタンスＬ１１が示されている。またスイッチング素子Ｓｘ２の第２電極と電源線ＬＬとの間にも、配線インダクタンスＬ２１が示されている。ただし、第１の実施の形態では、簡単のために、配線インダクタンスＬ１１，Ｌ２１を無視して説明する。配線インダクタンスＬ１１，Ｌ２１については第３の実施の形態で述べる。

図３の例示では、スイッチ素子ＳＷ１にはダイオードＤ３が並列に接続されている。ダイオードＤ３の順方向は、スイッチング素子Ｓｘ１の第２電極からコンデンサＣ１へと向かう方向である。このダイオードＤ３は、スイッチ素子ＳＷ１に生じる逆方向の電圧を抑制する。なお、スイッチ素子ＳＷ１が逆方向に導通可能な構造を有していれば、ダイオードＤ３は不要である。

図３の例示では、駆動回路１１は、例えばトーテムポール型の駆動回路であって、スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２を備えている。スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２は、直流電源Ｅ１の高電位端と低電位端との間で、互いに直列に接続されている。ここでは、スイッチ素子Ｓ１１はスイッチ素子Ｓ１２よりも高電位端側に設けられる。そして、スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２の間の点が第一端Ｐ１１として機能し、スイッチ素子Ｓ１２の両端のうち、スイッチ素子Ｓ１１とは反対側の端が第二端Ｐ１２として機能する。

スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２は互いに排他的に導通する。図３の例示では、スイッチ素子Ｓ１１はＰチャネルのＭＯＳトランジスタであり、そのソース電極が直流電源Ｅ１の高電位端に接続される。スイッチ素子Ｓ１２はＮチャネルのＭＯＳトランジスタであり、そのソース電極（第二端Ｐ１２）が直流電源Ｅ１の低電位端に接続される。そして、スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２のゲート電極が共通して接続される。このような駆動回路１１は、いわゆるＣＭＯＳ構造の論理反転回路により、実現することができる。

これらのスイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２のゲート電極に、低電圧のスイッチング信号が入力されると、スイッチ素子Ｓ１１がオンし、スイッチ素子Ｓ１２がオフする。このとき、直流電源Ｅ１からスイッチ素子Ｓ１１、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ１，Ｒ３およびコンデンサＣ１を介して、スイッチング素子Ｓｘ１の制御電極へと制御電圧Ｖｇが印加される。抵抗Ｒ３の抵抗値は抵抗Ｒ１の抵抗値よりも大きいので、初期的には、主として抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１およびコンデンサＣ１を経由して電流が流れる。このとき、コンデンサＣ１の静電容量は、スイッチング素子Ｓｘ１の制御電極と第２電極との間の寄生容量Ｃ２２の静電容量よりも十分に大きい。よって、スイッチング素子Ｓｘ１の制御電圧の増大速度の時定数は主として抵抗Ｒ１と寄生容量Ｃ２２とで決まる。したがって、抵抗Ｒ１の抵抗値を調整することで、スイッチング素子Ｓｘ１のターンオンに要する時間を調整することができる。

またスイッチング素子Ｓｘ１のオン期間においてその制御電極へと流れる電流は、抵抗値の高い抵抗Ｒ３によって制限されるので、スイッチング素子Ｓｘ１のオン期間における損失を低減することができる。またコンデンサＣ１には、抵抗Ｒ３の電圧降下の分、電圧が充電される。

一方で、スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２のゲート電極に、高電圧のスイッチング信号が入力されると、スイッチ素子Ｓ１１がオフし、スイッチ素子Ｓ１２がオンする。このとき、コンデンサＣ１の高電位端が、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ２およびスイッチ素子Ｓ１２を介して、スイッチング素子Ｓｘ１の第２電極に接続される。これにより、スイッチング素子Ｓｘ１の制御電極には逆バイアス電圧が印加されることになる。したがって、スイッチング素子Ｓｘ１の制御電圧を、オン電圧よりも低減させることができる。

なお、抵抗Ｒ３の抵抗値は、コンデンサＣ１に蓄積される電荷量が、寄生容量Ｃ２２に蓄積される電荷量よりも大きくなるように、設定される。これは、上述のようにスイッチング素子Ｓｘ１のターンオフの際に、制御電極に逆バイアス電圧を印加するためである。すなわち、スイッチ素子Ｓ１２がオンすると、コンデンサＣ１および寄生容量Ｃ２２は放電するところ、仮に、寄生容量Ｃ２２の電荷量がコンデンサＣ１の電荷量よりも大きいと、寄生容量Ｃ２２よりも先にコンデンサＣ１に蓄積される電荷が尽きてしまい、適切に逆バイアス電圧を印加できないからである。

なおこのとき、スイッチング素子Ｓｘ１の制御電圧は、抵抗Ｒ２と寄生容量Ｃ２２とで決まる時定数に基づいて変化するので、抵抗Ｒ２の抵抗値を調整することで、スイッチング素子Ｓｘ１のターンオフに要する時間を調整することもできる。スイッチング素子Ｓｘ１のターンオフを速やかに行うには抵抗Ｒ２の抵抗値を小さく選定する。

なお図３の例示では、スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２には、それぞれダイオードＤ１１，Ｄ１２が並列に接続されている。ダイオードＤ１１，Ｄ１２の順方向は、直流電源Ｅ１の低電位端から高電位端へと向かう方向である。これらのダイオードＤ１１，Ｄ１２は、それぞれスイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２に生じる逆電圧を抑制する。ただし、スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２が逆方向導通可能な構造を有する場合には、このダイオードＤ１１，Ｄ１２は必要ではない。

また図３の例示では、駆動装置１はタイミング調整部１２，１３を有するものの、これについては後に詳述する。

駆動装置２の具体的な内部構成は、駆動装置１と同様であるので、繰り返しの説明を避ける。

＜タイミングチャート＞
次に、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２のスイッチング動作について説明する。スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２は互いに排他的にオンする。換言すれば、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２が同時にオンしないように、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２へのスイッチング信号のタイミングが調整される。これは、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２が同時にオンすると、電源線ＬＨ，ＬＬがスイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２を介して短絡することにより、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２に大電流が流れるからである。

また、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２の両方がオンする事態をより確実に回避すべく、一旦、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２の両方をオフしてから、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２のオン／オフを切り替えることが望ましい。このようにスイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２の両方がオフする期間は、デッドタイムとも呼ばれる。

図４は、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２のタイミングチャートの一例を模式的に示している。スイッチング素子スイッチング素子以下の説明では、まず、上側のスイッチング素子Ｓｘ１をオン状態からターンオフした上で、下側のスイッチング素子Ｓｘ２をターンオンする場合を説明し（時点ｔ１〜ｔ６）、次に、再び下側のスイッチング素子Ｓｘ２をターンオフした上で、上側のスイッチング素子Ｓｘ１をターンオンする場合について説明する（時点ｔ７〜ｔ１０）。第１の実施の形態についての効果（スイッチング素子の誤動作の抑制）は、後者の場合について説明される。

時点ｔ１においては、駆動回路１１（Ａ）に入力されるスイッチング信号ＳＳ（Ａ）が低電圧であるので、スイッチ素子Ｓ１１（Ａ）がオンしている。また時点ｔ１において、スイッチ素子ＳＷ１（Ａ）はオフしている。よって、スイッチング素子Ｓｘ１の制御電圧Ｖｇ（Ａ）は正の所定値（＞オン電圧）であり、上側のスイッチング素子Ｓｘ１はオンしている。

また上側のスイッチング素子Ｓｘ１がオンしている期間では、コンデンサＣ１（Ａ）は、直流電源Ｅ１（Ａ）からの電流により、駆動回路１１（Ａ）側の電位を高電位として充電される。そして、コンデンサＣ１（Ａ）が直流電源Ｅ１（Ａ）の電圧に応じた電圧まで充電されると、コンデンサＣ１（Ａ）への充電が終了する。時点ｔ１においては、コンデンサＣ１（Ａ）には、駆動回路１１（Ａ）側の電位を高電位とした電圧が充電されている。

一方で、時点ｔ１においては、駆動回路１１（Ｂ）に入力されるスイッチング信号ＳＳ（Ｂ）が高電圧であるので、スイッチ素子Ｓ１２（Ｂ）がオンしており、このとき下側のスイッチング素子Ｓｘ２はオフしている。また、時点ｔ１においてはスイッチ素子ＳＷ１（Ｂ）はオンしている。その理由は、後述する時点ｔ１０における説明によって明らかになる。

よって、時点ｔ１においては、上側のスイッチング素子Ｓｘ１がオンし、下側のスイッチング素子Ｓｘ２がオフしている。またここでは、時点ｔ１において、電源線ＬＨから上側のスイッチング素子Ｓｘ１および交流線Ｐｘを介して、誘導性負荷２０へと電流が流れていると仮定する。

時点ｔ２において、上側のスイッチング素子Ｓｘ１をオフすべく、スイッチング信号ＳＳ（Ａ）を低電位から高電位へと遷移させる（立ち上げる）。これに伴って、スイッチ素子Ｓ１２（Ａ）がターンオンし、スイッチ素子Ｓ１１（Ａ）がターンオフする。よって、コンデンサＣ１（Ａ）の高電位端が、抵抗Ｒ２（Ａ）、ダイオードＤ２（Ａ）およびスイッチ素子Ｓ１２（Ａ）を介して、スイッチング素子Ｓｘ１の第２電極に接続される。

これにより、スイッチング素子Ｓｘ１の制御電極には、第２電極を高電位とする逆バイアス電圧が印加されることになる。つまり制御電圧Ｖｇ（Ａ）は負の所定値（＜オン電圧）を採る。

制御電圧Ｖｇ（Ａ）がスイッチング素子Ｓｘ１のオン電圧を下回るので、スイッチング素子Ｓｘ１はターンオフする。これにより、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２の両方がオフするデッドタイムが開始される。

またスイッチング素子Ｓｘ１がターンオフすると、誘導性負荷２０の誘導性に起因して、下側のスイッチング素子Ｓｘ２には逆方向（電源線ＬＬから交流線Ｐｘへと向かう方向）に電流が流れ、交流線Ｐｘから誘導性負荷２０への電流が維持される。

さて時点ｔ２においては、逆方向に電流が流れるスイッチング素子Ｓｘ２の制御電圧Ｖｇ（Ｂ）は、ほぼ零である。つまり、スイッチング素子Ｓｘ２の制御電極には逆バイアス電圧がほとんど印加されていない。これは、後に詳述するように、コンデンサＣ１（Ｂ）が放電する（時点ｔ７〜ｔ１０も参照）からである。これにより、スイッチング素子Ｓｘ２に逆方向に電流が流れているときの損失を低減できる。すなわち、スイッチング素子Ｓｘ２の制御電極に逆バイアス電圧が印加された状態で、スイッチング素子Ｓｘ２に逆方向の電流が流れると、スイッチング素子Ｓｘ２の両端電圧が、逆バイアス電圧の分、大きくなるからである。これにより、損失が増大する。他方、第１の実施の形態では、このような損失の増大を抑制することができる。

制御電圧Ｖｇ（Ａ）は時点ｔ２から時間の経過と共に零へと近づく。これは、逆バイアス電圧を印加するコンデンサＣ１（Ａ）が、次で説明するように放電するからである。即ち、図５に示すように、コンデンサＣ１（Ａ）は、ダイオードＤ２（Ａ）および抵抗Ｒ２（Ａ），Ｒ３（Ａ）を経由して放電する。これにより、コンデンサＣ１（Ａ）の電圧は時間の経過と共に零に近づく。よって図４において、制御電圧Ｖｇ（Ａ）も時間の経過と共に零に近づいているのである。ただし、抵抗Ｒ３（Ａ）の抵抗値は比較的大きいので、時間に対する制御電圧Ｖｇ（Ａ）の増大率（コンデンサＣ１（Ａ）の放電速度）は比較的小さい。

次に時点ｔ３において、スイッチ素子ＳＷ１（Ａ）をターンオンする。これに伴って、コンデンサＣ１（Ａ）は、図６に示すように、抵抗Ｒ２（Ａ）を迂回した経路（スイッチ素子ＳＷ１（Ａ）、ダイオードＤ１２（Ａ）および抵抗Ｒ３（Ａ））も経由して、放電する。よって、コンデンサＣ１（Ａ）の放電速度は増大する。しかるに、この経路であっても抵抗Ｒ３（Ａ）が介在する。よって、小さい抵抗値を有する抵抗のみを介してコンデンサＣ１（Ａ）が放電する場合（例えば後述する第１変形例）に比べれば、放電速度はそこまで高まらない。

次に時点ｔ４において、スイッチ素子ＳＷ１（Ｂ）をターンオフする。これは、時点ｔ５でのスイッチング素子Ｓｘ２のターンオンのための動作である。つまり、スイッチ素子ＳＷ１（Ｂ）がオンしていれば、スイッチング素子Ｓｘ２の制御電極と第２電極とがコンデンサＣ１（Ｂ）およびスイッチ素子ＳＷ１（Ｂ）を介して短絡し、これにより、スイッチング素子Ｓｘ２の制御電極へと、オン電圧を超える制御電圧を適切に印加することができないので、時点ｔ５に先立つ時点ｔ４において、スイッチ素子ＳＷ（Ｂ）をターンオフするのである。

次に時点ｔ５において、下側のスイッチング素子Ｓｘ２をオンすべく、スイッチング信号ＳＳ（Ｂ）を高電圧から低電圧に遷移させる（立ち下げる）。これにより、スイッチ素子Ｓ１１（Ｂ）がターンオンし、スイッチ素子Ｓ１２（Ｂ）がターンオフする。

スイッチ素子Ｓ１１（Ｂ）がオンし、スイッチ素子ＳＷ１（Ｂ）がオフすると、直流電源Ｅ１（Ｂ）から、抵抗Ｒ１（Ｂ），Ｒ３（Ｂ）、ダイオードＤ１（Ｂ）およびコンデンサＣ１（Ｂ）を介して、スイッチング素子Ｓｘ２の制御電極に高電圧（＞オン電圧）が印加される。

なおここでは、時点ｔ５以降においても、スイッチング素子Ｓｘ２は逆方向に電流が流れているものとする。

またスイッチ素子Ｓ１２（Ｂ）のオンに伴って、コンデンサＣ１（Ｂ）には、駆動回路１１（Ｂ）側の電位を高電位とする電圧が充電される。

次に、時点ｔ６において、コンデンサＣ１（Ａ）の電圧が零に至ることで、制御電圧Ｖｇ（Ａ）が零に至る。つまり、スイッチング素子Ｓｘ１の制御電極に印加する逆バイアス電圧が解消される。

次に時点ｔ７において、下側のスイッチング素子Ｓｘ２を再びオフすべく、スイッチング信号ＳＳ（Ｂ）を低電圧から高電圧へと遷移させる（立ち上げる）。これに伴って、スイッチ素子Ｓ１１（Ｂ）がターンオフし、スイッチ素子Ｓ１２（Ｂ）がターンオンする。これに伴って、制御電圧Ｖｇ（Ｂ）が負の所定値（＜オン電圧）へと変化する。これは、コンデンサＣ１（Ｂ）の電圧によって、スイッチング素子Ｓｘ２の制御電極に逆バイアス電圧が印加されるからである。

なおここでは、時点ｔ７においてもスイッチング素子Ｓｘ２が逆方向に導通しているものとする。

またスイッチ素子Ｓ１２（Ｂ）のオンに伴って、コンデンサＣ１（Ｂ）が図５に示すように放電するので、図４に示すように、制御電圧Ｖｇ（Ｂ）は時間の経過とともに零に近づいている。ただし、コンデンサＣ１（Ｂ）の放電経路には大きい抵抗値を有する抵抗Ｒ３が介在するので、その放電速度はさほど速くない。よって制御電圧Ｖｇ（Ｂ）は緩やかに零に向かう。

次に時点ｔ８において、スイッチ素子ＳＷ１（Ｂ）をターンオンする。これに伴って、コンデンサＣ１（Ｂ）は、抵抗Ｒ２（Ｂ）を迂回した経路（スイッチ素子ＳＷ１（Ｂ）、ダイオードＤ１２（Ｂ）および抵抗Ｒ３（Ｂ））をも経由して、放電する（図６参照）。よって、コンデンサＣ１（Ｂ）の放電速度は増大する。しかるに、この経路であっても抵抗Ｒ３（Ｂ）が介在する。よって、小さい抵抗のみを介してコンデンサＣ１（Ｂ）が放電する場合に比べれば、放電速度はそこまで高まらない。

次に時点ｔ９において、スイッチ素子ＳＷ１（Ａ）をターンオフし、時点ｔ１０において、上側のスイッチング素子Ｓｘ１を再びオンすべく、スイッチング信号ＳＳ（Ａ）を高電圧から低電圧へと遷移させる（立ち下げる）。これに伴って、スイッチング素子Ｓｘ１の制御電圧Ｖｇ（Ａ）がオン電圧を超える。これにより、スイッチング素子Ｓｘ１がターンオンする。

スイッチング素子Ｓｘ１のターンオンに伴って、電源線ＬＨからスイッチング素子Ｓｘ１および交流線Ｐｘを介して誘導性負荷２０へと電流が流れ始める。よって、スイッチング素子Ｓｘ１の両端電圧はほぼ零に変化する。一方で、電源線ＬＨ，ＬＬには直流電圧が印加されているので、スイッチング素子Ｓｘ２の両端電圧は、その直流電圧とほぼ等しい値まで増大する。これに伴って、図７を参照して、スイッチング素子Ｓｘ２の第１電極と制御電極との間の寄生容量Ｃ２１（Ｂ）を経由して、制御電極へと電流が流れる。この電流は、コンデンサＣ１（Ｂ）を経由した後に、主としてスイッチ素子ＳＷ１（Ｂ）を流れる。

この電流に伴って、図４に示すように、制御電圧Ｖｇ（Ｂ）はオン電圧へと近づく（増大する）。しかるに本駆動装置２によれば、次に説明する理由から、制御電圧Ｖｇ（Ｂ）がオン電圧を超えることを抑制できる。第１に、スイッチ素子ＳＷ１（Ｂ）の一端が、コンデンサＣ１（Ｂ）と抵抗Ｒ２（Ｂ）との間に設けられているので、当該電流は、抵抗Ｒ２をほとんど流れず、主としてスイッチ素子ＳＷ１を流れる。

第１の実施の形態とは異なって、スイッチ素子ＳＷ１（Ｂ）が設けられていない場合には、図８に示すように、当該電流はコンデンサＣ１（Ｂ）、ダイオードＤ２（Ｂ）および抵抗Ｒ２（Ｂ）を経由して流れる。このように抵抗Ｒ２（Ｂ）に大きな電流が流れると、その電圧降下の分、制御電圧Ｖｇ（Ｂ）の増大を招くことになる。一方で、本駆動装置２によれば、当該電流は抵抗Ｒ２（Ｂ）をほとんど流れないので、このような増大を抑制することできる。よって、制御電圧Ｖｇ（Ｂ）がオン電圧を超えることを抑制できる。

第２に、スイッチ素子ＳＷ１（Ｂ）の一端が、コンデンサＣ１（Ｂ）と抵抗Ｒ２（Ｂ）との間に設けられているので、上記電流にコンデンサＣ１（Ｂ）を経由させることができる。よって、スイッチ素子ＳＷ１（Ｂ）の一端が、コンデンサＣ１（Ｂ）とスイッチング素子Ｓｘ２の制御電極との間に接続される場合に比して、その構造上、負の値を初期値として制御電圧Ｖｇ（Ｂ）を増大させることができる。初期値（負の値）が小さいので、図７に示す電流が流れたとしても、制御電圧Ｖｇ（Ｂ）がオン電圧に到達するまでコンデンサＣ１（Ｂ）が充電されにくい。

しかも、コンデンサＣ１（Ｂ）が抵抗値の大きい抵抗Ｒ３を経由して放電するので、時点ｔ１０におけるコンデンサＣ１（Ｂ）の電圧を比較的大きくすることができる。換言すれば、時点ｔ１０における逆バイアス電圧を大きくすることができる。更に換言すれば、制御電圧Ｖｇ（Ｂ）をより小さく（負の値であり、その絶対値としては大きく）できる。これにより、制御電圧Ｖｇ（Ｂ）は、時点ｔ１０において、より小さい初期値から増大するので、オン電圧を超えることを抑制できる。

以上のように、上側のスイッチング素子Ｓｘ１がターンオンする時点ｔ１０において、下側のスイッチング素子Ｓｘ２が誤動作によりオンすることを防止でき、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２の両方がオンすることを防止できる。

なお、ここでは一例として、時点ｔ１０におけるスイッチング素子Ｓｘ２の誤動作を抑制する場合について述べた。しかるに、次に説明するように、スイッチング素子Ｓｘ２をターンオンさせる時点ｔ５における、スイッチング素子Ｓｘ１の誤動作も抑制できる。ここで、時点ｔ１〜ｔ５において、上側のスイッチング素子Ｓｘ１が逆方向に電流が流れている場合について考慮する。このとき、時点ｔ５において制御電圧Ｖｇ（Ｂ）がオン電圧を超えると、下側のスイッチング素子Ｓｘ２に電流が流れ始める。よって、下側のスイッチング素子Ｓｘ２の両端電圧がほぼ零に変化する。一方で、上側のスイッチング素子Ｓｘ１の両端電圧は、直流電圧とほぼ等しくなる。

このスイッチング素子Ｓｘ１の両端電圧の変化に伴って、図７に示すように、スイッチング素子Ｓｘ１の寄生容量Ｃ２１（Ａ）、コンデンサＣ１（Ａ）およびスイッチ素子ＳＷ１（Ａ）を介して電流が流れる。よって、制御電圧Ｖｇ（Ａ）がオン電圧に近づくものの、当該電流はコンデンサＣ１（Ａ）を経由し、かつ、抵抗Ｒ２（Ａ）をほとんど流れないので、制御電圧Ｖｇ（Ａ）がオン電圧を超えることを抑制できるのである。

また、第１の実施の形態では、ダイオードＤ１，Ｄ２の両方が設けられているものの、いずれか一方のみが設けられていても良い。これによっても、コンデンサＣ１を流れる電流の方向によって、コンデンサＣ１と直列に接続される抵抗の抵抗値を異ならせることができるからである。これにより、スイッチング素子Ｓｘ１（或いはＳｘ２）のターンオンに要する時間とターンオフに要する時間とを個別に調整することができる。

また第１の実施の形態では、抵抗Ｒ１，Ｒ２およびダイオードＤ１，Ｄ２が設けられているものの、これら一組の替わりに一つの抵抗が設けられていても良い。これによっても、スイッチング素子Ｓｘ１（或いはＳｘ２）のターンオンに要する時間およびターンオフに要する時間を、当該一つの抵抗の抵抗値に基づいて調整することができる。ただし、これらの時間を個別に調整することはできない。この場合であっても、スイッチ素子ＳＷ１の一端が、コンデンサＣ１と当該一つの抵抗との間に設けられていれば、上述と同様の理由により、制御電圧Ｖｇがオン電圧を超えることを抑制できる。

また、駆動装置１，２のいずれもが上述の構成を有している必要はない。いずれか一方のみがこの構成を有していれば良い。駆動装置１，２の一方のみが上記構成を有している場合でも、その一方によって駆動されるスイッチング素子の誤動作を抑制できる。以下では、一例として、駆動装置１，２が互いに同じ構成を有するものとして説明する。

＜タイミング調整部＞
上述したように、スイッチ素子ＳＷ１は、制御部３０の制御を受けて、スイッチング素子Ｓｘ１（或いはＳｘ２）がターンオフした後、かつ、スイッチング素子Ｓｘ２（或いはＳｘ１）がターンオンする前に、ターンオンする。またスイッチ素子ＳＷ１は、スイッチング素子Ｓｘ１（或いはＳｘ２）をターンオンする前に、ターンオフする。

図３では、これを実現すべく、一例としてタイミング調整部１２，１３が設けられている。タイミング調整部１２，１３は、スイッチング素子Ｓｘ１（或いはＳｘ２）がターンオフした後に、スイッチ素子ＳＷ１をターンオンさせ、スイッチング素子Ｓｘ１（或いはＳｘ２）をターンオンする前に、スイッチ素子ＳＷ１をターンオフさせる。

より詳細には、タイミング調整部１２，１３は互いに協働して、スイッチング信号ＳＳの立ち上がり、および、立ち下がりのタイミングと、スイッチ素子ＳＷ１へと与えるスイッチング信号の立ち上がり、および、立ち下がりのタイミングとを調整する。

図３の例示では、タイミング調整部１２は、抵抗Ｒ１２とコンデンサＣ１２とを備えている。抵抗Ｒ１２の一端は、スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２のゲート電極に共通して接続されており、コンデンサＣ１２は、抵抗Ｒ１２と駆動回路１１との間の点と、スイッチング素子Ｓｘ１の第２電極との間に設けられている。タイミング調整部１２は、抵抗Ｒ１２とコンデンサＣ１２とで決まる時定数に基づいて、抵抗Ｒ１２の他端に入力されたスイッチング信号の立ち上がりおよび立ち下がりを遅らせる。そして、調整後のスイッチング信号ＳＳを駆動回路１１へと与える。

タイミング調整部１３は、抵抗Ｒ１３１，Ｒ１３２とダイオードＤ１３とコンデンサＣ１３とを設けている。抵抗Ｒ１３２とダイオードＤ１３とは、抵抗Ｒ１２の他端とスイッチ素子ＳＷ１の制御電極との間において、互いに直列に接続されている。ダイオードＤ１３の順方向は、スイッチ素子ＳＷ１から抵抗Ｒ１２の他端へと向かう方向である。抵抗Ｒ１３１は抵抗Ｒ１３２とダイオードＤ１３との一組に並列に接続されている。コンデンサＣ１３は、抵抗Ｒ１３１とスイッチ素子ＳＷ１の制御電極との間の点と、スイッチ素子ＳＷ１の低電位側の電極との間に設けられている。

タイミング調整部１３は、抵抗Ｒ１３１とコンデンサＣ１３とで決まる時定数に基づいて、入力されたスイッチング信号の立ち上がりを、スイッチング信号ＳＳよりも遅らせて、遅らせた後のスイッチング信号をスイッチ素子ＳＷ１の制御電極に印加する。

しかも、抵抗Ｒ１３１とコンデンサＣ１３とで決まる時定数は、抵抗Ｒ１２とコンデンサＣ１２とで決まる時定数よりも大きい。これにより、駆動回路１１に入力されるスイッチング信号ＳＳの立ち上がりよりも後に、スイッチ素子ＳＷ１の制御電極に印加されるスイッチング信号を立ち上げることができる。そしてこれらの時定数を適宜に設定することで、図４に示すように、スイッチング素子Ｓｘ１をターンオフした後に、スイッチ素子ＳＷ１をターンオンすることができる（時点ｔ２，ｔ３）。

ただし、スイッチング素子Ｓｘ２をターンオンさせる前に、スイッチ素子ＳＷ１がターンオンするように、抵抗Ｒ１３１とコンデンサＣ１３とで決まる時定数を設定する（時点ｔ３，ｔ５）。なお、デッドタイムの長さ（時点ｔ２，ｔ５の間の期間の長さ）は例えば予め決められているので、上述の条件を満たすように時定数を設定することは可能である。

一方で、タイミング調整部１３は、抵抗Ｒ１３１，Ｒ１３２とコンデンサＣ１３とで決まる時定数に基づいて、入力されたスイッチング信号の立ち下がりを、スイッチング信号ＳＳの立ち下がりよりも早め、早めた後のスイッチング信号を、スイッチ素子ＳＷ１の制御電極に印加する。抵抗Ｒ１３１，Ｒ１３２とコンデンサＣ１３とで決まる時定数は、抵抗Ｒ１２とコンデンサＣ１２とで決まる時定数よりも小さい。これにより、駆動回路１１に入力されるスイッチング信号ＳＳの立ち下がりよりも前に、スイッチ素子ＳＷ１の制御電極に印加される信号を立ち下げることができる。よって、スイッチング素子Ｓｘ１のターンオンよりも前に、スイッチ素子ＳＷ１をターンオフさせることができる（時点ｔ９）。

図３のダイオードＤ１３とは反対の順方向を有するダイオードを、抵抗Ｒ１３１と直列に設け、その一組と、抵抗Ｒ１３２とダイオードＤ１３との一組とを並列に接続させても良い。この場合、タイミング調整部１３は、抵抗Ｒ１３２とコンデンサＣ１３とで決まる時定数に基づいて、入力されたスイッチング信号を、スイッチング信号ＳＳの立ち下がりよりも早く立ち上げる。よって、抵抗Ｒ１３２とコンデンサＣ１３とで決まる時定数を、抵抗Ｒ１２とコンデンサＣ１２とで決まる時定数よりも小さくすればよい。

第２の実施の形態．
第１の実施の形態では、例えば時点ｔ１０において、コンデンサＣ１に、抵抗Ｒ２側の電位を低電位とする電圧（以下、逆方向電圧とも呼ぶ）が充電され得る。このとき、コンデンサＣ１は、抵抗Ｒ１とダイオードＤ１のみならず、抵抗Ｒ３をも介して放電するので、この逆方向電圧を速やかに低減できない。このような逆方向電圧は不要な電圧であり、制御電圧Ｖｇを増大させ得るので、速やかな低減が望まれる。

図９は、第２の実施の形態にかかる駆動装置１の概念的な構成の一例を示す図である。第２の実施の形態にかかる駆動装置１は、第１の実施の形態で説明した駆動装置１に比して、ダイオードＤ５を更に有している。

ダイオードＤ５はコンデンサＣ１と並列に接続されており、その順方向はスイッチング素子Ｓｘ１の制御電極から駆動回路１１へと向かう方向である。

このような駆動装置１において、コンデンサＣ１に逆方向電圧が充電されると、コンデンサＣ１はダイオードＤ５を介して放電することができる。これにより、逆方向電圧を速やかに低減することができる。

第３の実施の形態．
図１０は、第３の実施の形態にかかる駆動装置１の概念的な構成の一例を示す図である。第３の実施の形態にかかる駆動装置１は、第１の実施の形態で説明した駆動装置１に比して、ダイオードＤ４を更に有している。

ダイオードＤ４は、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ２との間の点（図１０では、コンデンサＣ１とダイオードＤ２との間の点）と、スイッチング素子Ｓｘ２の第２電極との間で、スイッチ素子ＳＷ１と直列に接続されている。ダイオードＤ４の順方向は、コンデンサＣ１からスイッチング素子Ｓｘ２の第２電極へと向かう方向である。

ここではまず、ダイオードＤ４が設けられていない場合の配線インダクタンスＬ２１の影響について説明する。例えば図４を参照して、時点ｔ１０の前には、下側のスイッチング素子Ｓｘ２に逆方向に電流が流れており、時点ｔ１０の後には、上側のスイッチング素子Ｓｘ１がターンオンして、これに電流が流れる。つまり、下側のスイッチング素子Ｓｘ２を逆方向に流れる電流は時点ｔ１０から低減してゆく。

このように下側のスイッチング素子Ｓｘ２を逆方向に流れる電流が低減すると、配線インダクタンスＬ２１に誘導起電力が発生する。この誘導起電力は、スイッチング素子Ｓｘ２の第２電極側の電位を高電位とする電圧である。よって、図１１に示すように、配線インダクタンスＬ２１とコンデンサＣ１（Ｂ）と寄生容量Ｃ２２（Ｂ）とスイッチ素子ＳＷ１（Ｂ）とを有する直列回路においても、電流が流れる。しかもこの直列回路においては、配線インダクタンスＬ２１と、コンデンサＣ１（Ｂ）および寄生容量Ｃ２２（Ｂ）とが直列に接続されるので、この直列回路を流れる電流は振動し得る。言い換えれば、当該電流はこの直列回路において図１１の矢印とは逆方向にも流れ得る。この電流により、スイッチング素子Ｓｘ２の制御電圧Ｖｇ（Ｂ）（寄生容量Ｃ２２（Ｂ）の電圧）が増大する。これは、スイッチング素子Ｓｘ２を誤作動してしまうという観点で望ましくない。

そこで、第３の実施の形態では、ダイオードＤ４を設けているのである。このダイオードＤ４の整流機能により、当該直列回路における電流の振動を回避することができる。つまり、当該電流が図１１の矢印と逆方向に流れることを防止する。したがって、電流が逆方向に流れることに起因して制御電圧Ｖｇ（Ｂ）が増大することを防止することができ、ひいては制御電圧Ｖｇ（Ｂ）がオン電圧を超えることを抑制できるのである。

図１２は、第３の実施の形態にかかる駆動装置１の概念的な構成の他の一例を示す図である。図１２の駆動装置１は、図１０の駆動装置１に比して、抵抗Ｒ４を更に有している。抵抗Ｒ４はダイオードＤ４と並列に接続されている。

上側のスイッチング素子Ｓｘ１がターンオンする際には、図１３に示すように、上述の直列回路には抵抗Ｒ４（Ｂ）が設けられることになり、この抵抗Ｒ４（Ｂ）を介して逆方向に電流が流れ得る。ここでいう逆方向とは、制御電極の電位が高電位となるように、寄生容量Ｃ２２（Ｂ）を充電するときの電流の方向である。しかるに、抵抗Ｒ４（Ｂ）が設けられていることで、その逆方向の電流を抑制することができる。これにより、制御電圧Ｖｇ（Ｂ）の増大を抑制できる。

しかも、ダイオードＤ４（Ｂ）が設けられているので、寄生容量Ｃ２１（Ｂ）を経由して流れる電流は、主としてダイオードＤ４（Ｂ）を流れる。仮に、この電流が抵抗Ｒ４を流れると、制御電圧Ｖｇ（Ｂ）の増大を招く。なぜなら、この電流が寄生容量Ｃ２２（Ｂ）側へと流れやすくなるからである。本駆動装置２によれば、当該電流はダイオードＤ４（Ｂ）を流れるので、このような制御電圧Ｖｇ（Ｂ）の増大をも抑制できるのである。

なお、第１から第３の実施の形態で述べた内容は、適宜に組み合わせることができる。

以下、参考のため、他の駆動装置の例を説明する。

第１参考例．
図１４は、第１参考例にかかる駆動装置１の概念的な構成の一例を示している。第１参考例にかかる駆動装置１は、スイッチ素子ＳＷ１の位置という点で、第１の実施の形態の駆動装置１と相違する。第１参考例にかかる駆動装置１においては、スイッチ素子ＳＷ１は、コンデンサＣ１とスイッチング素子Ｓｘ１の制御電極との間の点と、スイッチング素子Ｓｘ１の第２電極との間に設けられている。またスイッチ素子ＳＷ１は、第１の実施の形態と同様に、スイッチング素子Ｓｘ１のターンオフの後、かつ、スイッチング素子Ｓｘ２がターンオンする前に、ターンオンし、スイッチング素子Ｓｘ１のターンオンの前にターンオフする。

図１５は、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２の動作の一例を模式的に示すタイミングチャートである。第１参考例では、時点ｔ２における制御電圧Ｖｇ（Ａ）が比較的速やかに低減する。これは、コンデンサＣ１（Ａ）が抵抗Ｒ２、ダイオードＤ２、スイッチ素子Ｓ１２およびダイオードＤ３および抵抗Ｒ４をも介して放電するからである。

同様に、時点ｔ７における制御電圧Ｖｇ（Ｂ）も比較的速やかに低減する。図１５の例示では、制御電圧Ｖｇ（Ａ）がオン電圧を超える時点ｔ１０において、制御電圧Ｖｇ（Ｂ）は零である。

時点ｔ１０においては、スイッチング素子Ｓｘ２の両端電圧が、電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧とほぼ等しい値まで増大することに起因して、寄生容量Ｃ２１（Ｂ）を経由して電流が流れる。この電流は、主として、順方向電圧の小さいダイオードＤ４と、スイッチ素子ＳＷ１とを経由して流れる。よって、制御電圧Ｖｇ（Ｂ）（寄生容量Ｃ２２（Ｂ）の電圧）の増大を抑制することができる。

またスイッチング素子Ｓｘ２を流れる逆方向の電流が零に低減することに起因して、配線インダクタンスＬ２１には誘導起電力が発生するものの、これに起因する制御電圧Ｖｇ（Ｂ）の増大は、ダイオードＤ４および抵抗Ｒ４によって抑制される。

したがって、スイッチング素子Ｓｘ２の誤作動によるターンオンを抑制することができる。

第２参考例．
図１７は、第２参考例にかかる駆動装置１の概念的な構成の一例を示している。駆動装置１は、駆動回路１１と、抵抗Ｒ１〜Ｒ３と、コンデンサＣ１と、ダイオードＤ１とを有している。

駆動回路１１は、スイッチ素子Ｓ１１と、スイッチ素子Ｓ１２とを有している。スイッチ素子Ｓ１１の一端は直流電源Ｅ１の高電位端に接続されており、スイッチ素子Ｓ１２の一端は直流電源Ｅ１の低電位端と、スイッチング素子Ｓｘ１の第２電極とに共通して接続されている。スイッチ素子Ｓ１１，Ｓ１２の他端同士は直接に接続されていない。

スイッチ素子Ｓ１１の他端と、スイッチング素子Ｓｘ１の制御電極との間には、抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１およびコンデンサＣ１とが互いに直列に接続されている。ダイオードＤ１の順方向は例えば駆動回路１１からスイッチング素子Ｓｘ１の制御電極へと向かう方向であり、ダイオードＤ１は、コンデンサＣ１と、駆動回路１１との間に設けられている。

抵抗Ｒ３は、コンデンサＣ１とダイオードＤ１との一組に並列に接続されている。抵抗Ｒ３の抵抗値は抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値よりも大きい。なお抵抗Ｒ３はこれに限らず、抵抗Ｒ１とダイオードＤ１とコンデンサＣ１との一組に並列に接続されていても良い。

抵抗Ｒ２は、コンデンサＣ１とダイオードＤ１との間の点と、スイッチ素子Ｓ１２の他端との間に設けられている。

このような駆動装置１によれば、スイッチ素子Ｓ１１をオンし、スイッチ素子Ｓ１２をオフすることで、直流電源Ｅ１からの直流電圧が、抵抗Ｒ１，Ｒ３、ダイオードＤ１およびコンデンサＣ１を介して、スイッチング素子Ｓｘ１の制御電極へと印加される。これにより、スイッチング素子Ｓｘ１がオンする。このとき、初期的には、主として抵抗Ｒ１とダイオードＤ１とコンデンサＣ１とを経由して電流が流れ、コンデンサＣ１の充電が終了すると、電流は抵抗Ｒ１，Ｒ３を経由して流れる。よって、第２参考例によっても、抵抗Ｒ１の抵抗値を調整することで、スイッチング素子Ｓｘ１のターンオンに要する時間を調整することができる。またコンデンサＣ１の充電が終了すれば、電流は抵抗値の大きい抵抗Ｒ３を経由して流れるので、スイッチング素子Ｓｘ１のオン期間におけるゲート損失を低減できる。

スイッチ素子Ｓ１１をオフし、スイッチ素子Ｓ１２をオンすることで、コンデンサＣ１の電圧が、抵抗Ｒ２およびスイッチ素子Ｓ１２を介して、スイッチング素子Ｓｘ１の制御電極へと印加される。これにより、スイッチング素子Ｓｘ１の制御電極には逆バイアス電圧が印加されることとなる。また、スイッチング素子Ｓｘ１の制御電圧は、抵抗Ｒ２と寄生容量Ｃ２２とで決まる時定数に基づいて変化するので、抵抗Ｒ２の抵抗値を調整することで、スイッチング素子Ｓｘ１のターンオフに要する時間を調整することもできる。

図１８は、スイッチング素子Ｓｘ１，Ｓｘ２の動作の一例を模式的に示すタイミングチャートである。第２参考例によれば、スイッチング素子Ｓｘ２のオフ期間（時点ｔ７〜ｔ１０）において、コンデンサＣ１（Ｂ）はほとんど放電しない。放電経路が形成されていないからである。したがって、スイッチング素子Ｓｘ２の制御電極には逆バイアス電圧が印加され続ける。これにより、たとえスイッチング素子Ｓｘ２の制御電圧Ｖｇ（Ｂ）が増大しても、その増大の初期値が低いので、制御電圧Ｖｇ（Ｂ）がオン電圧を超えることを抑制できる。

１，２駆動装置
１０電力変換装置
１１，２１駆動回路
Ｃ１コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ４抵抗
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ４，Ｄ５ダイオード
Ｐ１正極端
Ｐ２負極端
Ｓｕ１，Ｓｕ２，Ｓｖ１，Ｓｖ２，Ｓｗ１，Ｓｗ２，Ｓｘ１，Ｓｘ２スイッチング素子
ＳＷ１スイッチ素子

Claims

直流電圧が印加される正極(P1)及び負極(P2)と、
前記正極と前記負極との間において、互いに直列に接続される一対のスイッチング素子(Su1,Su2,Sv1,Sv2,Sw1,Sw2,Sx1,Sx2)と
を備え、
前記一対のスイッチング素子の一方は、
第１電極と、
前記第１電極よりも前記負極側に設けられる第２電極と、
前記第２電極の電位を基準とする制御電圧が与えられる制御電極とを有し、
前記制御電圧が所定値を下回ることで、前記第１電極から前記第２電極へと向かう電流が阻止される電力変換装置における、前記一対のスイッチング素子の前記一方についての駆動装置であって、
前記制御電極に接続される第１端と、前記第２電極に接続される第２端とを有し、前記第２端の電位を基準とした前記第１端と前記第２端との間の電圧を、前記所定値よりも小さい第１値と前記所定値よりも大きい第２値との間で変化させる駆動回路(11)と、
前記第１端と前記制御電極との間に設けられるコンデンサ(C1)と、
前記第１端と前記コンデンサとの間に設けられる第１抵抗(R2)と、
前記コンデンサと前記第１抵抗とを接続する接続点と、前記第２電極との間に設けられるスイッチ素子(SW1)と、
前記コンデンサと前記第１抵抗との一組に並列に接続され、前記第１抵抗の抵抗値よりも大きい抵抗値を有する第２抵抗(R3)と、
前記スイッチング素子の前記一方がオフした時点よりも後に且つ他方のスイッチング素子がオンするよりも前に前記スイッチ素子をオンさせるスイッチタイミング調整部と
を備える、駆動装置。
前記コンデンサ(C1)と並列に接続され、前記駆動回路側にカソードを有するダイオード(D5)を更に備える、請求項１に記載の駆動装置。
第３抵抗(R1)と、第２ダイオード(D1,D2)とを更に備え、
前記第２ダイオードは、前記第１抵抗(R2)および前記第３抵抗の一方と直列に接続し、
前記一方と前記第２ダイオードとの一組は、他方と並列に接続される、請求項１または２に記載の駆動装置。
前記一対のスイッチング素子の前記一方は、前記第２電極から前記第１電極へと電流を流すことができ、
前記駆動装置は、
前記接続点と前記第２電極との間で、スイッチ素子(SW1)と直列に接続される第３ダイオード(D4)を更に備える、請求項１から３のいずれか一つに記載の駆動装置。
直流電圧が印加される正極または負極と、
前記正極と前記負極との間において、互いに直列に接続される一対のスイッチング素子と、
請求項１から４のいずれか一つに記載の駆動装置と
を備え、
前記一対のスイッチング素子の一方は、
第１電極と、
前記第１電極よりも前記負極側に設けられる第２電極と、
前記第２電極の電位を基準とする制御電圧が与えられる制御電極とを有し、
前記制御電圧が所定値を下回ることで、前記第１電極から前記第２電極へと向かう電流が阻止される、電力変換システム。