JP5929333B2

JP5929333B2 - 駆動装置

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Publication number: JP5929333B2
Application number: JP2012050181A
Authority: JP
Inventors: 笠松　晃; 晃笠松
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2012-03-07
Filing date: 2012-03-07
Publication date: 2016-06-01
Anticipated expiration: 2032-03-07
Also published as: JP2013187975A

Description

本発明は、駆動装置に関し、特に直流電圧が印加される電源線の間で、互いに直列に接続される一対のスイッチング素子の一方を駆動する駆動装置に関する。

特許文献１には互いに直列に接続される一対のスイッチング素子を有するインバータが記載されている。特許文献１では、一対のスイッチング素子の一方が、他方のスイッチングに起因して誤動作して導通することを抑制する技術が記載されている。より詳細には、スイッチング素子の一方を駆動する駆動回路とは別に、当該スイッチング素子の一方のゲート電極とエミッタ電極とを短絡する短絡用スイッチ素子を設けている。そして当該スイッチング素子の一方が非導通する期間では短絡用スイッチ素子を導通させる。これにより、スイッチング素子の一方が誤動作して導通することを抑制している。

また本発明に関連する技術として特許文献２〜５が開示されている。

特開２００６−２９６１１９号公報特許第３４３２４５号公報特開２０００−３３３４４１号公報特開２００６−２３７２６１号公報特開２０００−１９７３４３号公報

しかしながら、短絡用スイッチ素子が導通すると、スイッチング素子のゲート電極とエミッタ電極と短絡用スイッチ素子とからなる経路が導通する。かかる経路において、スイッチング素子のゲート電極とエミッタ電極との間に存在する寄生容量、及び、スイッチング素子と短絡用スイッチ素子との間に存在する配線の寄生インダクタンス（以下、配線インダクタンス）が存在する。よって、この経路においてスイッチング素子のゲート電極とエミッタ電極との間の電圧に振動が生じ得る。そしてこの振動によって当該電圧がスイッチング素子のオン電圧を超えればスイッチング素子が誤動作して導通する。

そこで、本発明は、スイッチング素子の誤動作の抑制に資する駆動装置を提供することを目的とする。

本発明にかかる駆動装置の第１の態様は、第１電源線(LH)と、前記第１電源線よりも低い電位が印加される第２電源線(LL)との間に設けられるインバータ(10)に備えられ、第１スイッチング部(Sx1,Sx2)と共に前記第１電源線と前記第２電源線との間で直列に接続される第２スイッチング部(Sx2,Sx1)を駆動する駆動装置であって、前記第２スイッチング部は、第１電極と、前記第１電極よりも前記第２電源線側に位置する第２電極と、前記第１電極から前記第２電極へと向う第１方向に電流が流れることの可否を司る制御電極とを有し、前記第２スイッチング部は前記第２電極から前記第１電極へと向う第２方向に電流を流すことができ、前記制御電極と前記第２電極との間に設けられるスイッチ素子(S11,S21)と、前記制御電極と前記第２電極との間で前記スイッチ素子と直列に接続され、前記制御電極側にアノードを有するダイオード(D1,D2)と、抵抗成分(R1,R2,Sx22)を有し、前記スイッチ素子を迂回する経路で前記制御電極と前記第２電極とを前記抵抗成分を介して互いに短絡させることによって前記第２スイッチング部を非導通とする状態と、前記制御電極へと電圧または電流を与えて前記第２スイッチング部を導通させる状態とを選択する駆動部(11,21)とを備え、前記駆動部(21)は、前記制御電極に接続される第１の接続点(P1)と、前記第２電極に接続される第２の接続点(P2)と、前記第１及び前記第２の接続点を短絡する状態と、前記第１及び前記第２の接続点の間に電圧を与える又は前記第１及び前記第２の接続点に電流を与える状態とを選択する駆動回路(Dr2)と、前記第１の接続点と前記制御電極との間または前記第２の接続点と前記第２電極との間に設けられる前記抵抗成分としての第２抵抗(R2)とを有し、前記ダイオード(D2)と前記スイッチ素子(S21)との直列接続体は、前記第１及び前記第２の接続点の間で前記第２抵抗と直列に接続される。

本発明にかかる駆動装置の第２の態様は、第１の態様にかかる駆動装置であって、前記ダイオード(D2)と並列に接続される抵抗(R21)を更に備える。

本発明にかかる駆動装置の第３の態様は、第１電源線(LH)と、前記第１電源線よりも低い電位が印加される第２電源線(LL)との間に設けられるインバータ(10)に備えられ、第１スイッチング部(Sx1,Sx2)と共に前記第１電源線と前記第２電源線との間で直列に接続される第２スイッチング部(Sx2,Sx1)を駆動する駆動装置であって、前記第２スイッチング部は、第１電極と、前記第１電極よりも前記第２電源線側に位置する第２電極と、前記第１電極から前記第２電極へと向う第１方向に電流が流れることの可否を司る制御電極とを有し、前記第２スイッチング部は前記第２電極から前記第１電極へと向う第２方向に電流を流すことができ、前記制御電極と前記第２電極との間に設けられるスイッチ素子(S11,S21)と、前記制御電極と前記第２電極との間で前記スイッチ素子と直列に接続され、前記制御電極側にアノードを有するダイオード(D1,D2)と、抵抗成分(R1,R2,Sx22)を有し、前記スイッチ素子を迂回する経路で前記制御電極と前記第２電極とを前記抵抗成分を介して互いに短絡させることによって前記第２スイッチング部を非導通とする状態と、前記制御電極へと電圧または電流を与えて前記第２スイッチング部を導通させる状態とを選択する駆動部(11,21)とを備え、前記駆動部(21)は、前記制御電極に接続される第１の接続点(P1)と、前記第２電極に接続される第２の接続点(P2)と、前記第１及び前記第２の接続点を短絡する状態と、前記第１及び前記第２の接続点の間に電圧を与える又は前記第１及び前記第２の接続点に電流を与える状態とを選択する駆動回路(Dr2)と、前記第１の接続点と前記制御電極との間または前記第２の接続点と前記第２電極との間に設けられる前記抵抗成分としての抵抗(R2)とを有し、前記ダイオード(D2)は前記抵抗に並列に接続され、前記スイッチ素子(S21)は、前記制御電極と前記第２電極との間で、前記抵抗と前記ダイオードとの並列接続体と直列に接続される。

本発明にかかる駆動装置の第４の態様は、第１から第３の何れか一つの態様にかかる駆動装置であって、前記制御電極と前記第２電極との間の前記電圧が前記第２スイッチング部(Sx2)のオン電圧を下回る期間のうち、少なくとも、前記第１スイッチング部(Sx1)の導通／非導通が切り替わる時点を含む期間(T21,T22)において、前記スイッチ素子を導通させる第２駆動回路(Dr21)を備える。

本発明にかかる駆動装置の第１〜第４の態様によれば、インバータが誘導性負荷を駆動する場合には、第１スイッチング部及び第２スイッチング部の両方が非導通である状態でも、第２スイッチング部（例えば第１スイッチング部に対して第２電源線側に設けられる）には、第２方向に電流が流れ得る。

この状態で第１スイッチング部（例えば第２スイッチング部に対して第１電源線側）が非導通から導通へと切り替わる際に、この第２方向の電流は低減する。第１スイッチング部から誘導性負荷へと電流が供給され始めるからである。この第２方向の電流の低減に伴って、第２スイッチング部の第２電極と第２電源線との間の配線インダクタンスには、第２電極側を高電位とする誘導起電力が生じる。

このときスイッチ素子を導通させれば、第２電極、制御電極、ダイオードおよびスイッチ素子からなる第１経路において、誘導起電力に基づいた電流が流れる。これによって、第２のスイッチング部の制御電極と第２電極との間には、第２電極を高電位とする逆電圧が印加され、第２のスイッチング部が非導通の状態を維持する。

第２スイッチング部を非導通とするために、その制御電極と第２電極とは抵抗成分を介して短絡されているので、この第２経路にも、誘導起電力に基づいて電流が流れ得る。

第１経路にはダイオードが存在するので、第１経路には一方向に電流が流れる。よってたとえ第１経路に配線インダクタンスと第２スイッチング部の制御電極と第２電極との間の寄生容量とが存在しても、これらに起因して第２スイッチング部の制御電極と第２電極との間の電圧に振動が生じることはない。

一方、第２経路には抵抗成分が介在するので、制御電極と第２電極との間の電圧には振動が生じにくい。抵抗成分が振動を減衰するからである。

以上のとおり、第１経路及び第２経路のいずれにおいても制御電極と第２電極との間の電圧が増大することを抑制でき、第２スイッチング部のオン電圧を超えることを抑制できる。ひいては第２スイッチング部が誤動作することを抑制できる。

本発明にかかる駆動装置の第２の態様によれば、さらに第２スイッチング部の制御電極と第２電極との間に印加される逆電圧を低減することができる。

本発明にかかる駆動装置の第３の態様によれば、さらにスイッチ素子が前記制御電極と前記第２電極との間で前記抵抗と前記ダイオードとの並列接続体と直列に接続される。したがって、スイッチ素子と駆動回路とを構造的に近づけることができ、これらを一体的なモジュールで構成することができる。したがって実装面積を低減できる。

インバータの概念的な構成の一例を示す図である。スイッチング部の概念的な構成の一例を示す図である。駆動装置の概念的な構成の一例を示す図である。スイッチング部のゲート電圧とスイッチ素子のゲート電圧の一例を示す図である。ゲート・ソース間電圧とドレイン・ソース間電圧とドレイン電流との一例を示す図である。ゲート・ソース間電圧とドレイン・ソース間電圧とドレイン電流との一例を示す図である。駆動装置の概念的な構成の一例を示す図である。駆動装置の概念的な構成の一例を示す図である。ゲート・ソース間電圧とドレイン・ソース間電圧とドレイン電流との一例を示す図である。ゲート・ソース間電圧とドレイン・ソース間電圧とドレイン電流との一例を示す図である。駆動装置の概念的な構成の一例を示す図である。

第１の実施の形態．
図１に例示するように、インバータ１０はスイッチング部Ｓｕ１，Ｓｕ２，Ｓｖ１，Ｓｖ２，Ｓｗ１，Ｓｗ２を備えている。スイッチング部Ｓｕ１，Ｓｕ２は電源線ＬＨ，ＬＬの間で互いに直列に接続される。なお電源線ＬＨ，ＬＬの間には電源線ＬＨを正極とする直流電圧が印加される。またスイッチング部Ｓｕ１，Ｓｕ２の間の点は交流線Ｐｕに接続される。スイッチング部Ｓｖ１，Ｓｖ２とスイッチング部Ｓｗ１，Ｓｗ２とについても同様であり、スイッチング部Ｓｖ１，Ｓｖ２の間の点が交流線Ｐｖに接続され、スイッチング部Ｓｗ１，Ｓｗ２の間の点が交流線Ｐｗに接続される。

以下、スイッチング部Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１を総称してスイッチング部Ｓｘ１とも呼び、スイッチング部Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２を総称してスイッチング部Ｓｘ２とも呼び、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを総称して交流線Ｐｘとも呼ぶ。またここでは、スイッチング部Ｓｘ１はスイッチング部Ｓｘ２よりも電源線ＬＨ側に配置される。

スイッチング部Ｓｘ１，Ｓｘ２が適切に制御されることにより、インバータ１０は電源線ＬＨ，ＬＬの間に印加される直流電圧を交流電圧に変換して、これを交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。

交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗには誘導性負荷２０が接続されている。誘導性負荷２０は例えばモータであって、印加された交流電圧に応じて回転する。

スイッチング部Ｓｘ１，Ｓｘ２の各々は、第１電極と、第２電極と、第１電極から第２電極へと向う方向の導通／非導通を司る制御電極とを有し、第２電極から第１電極へと向う方向に電流を流すことができる。第１電極は、第２電極よりも電源線ＬＨ側の電極である。例えばスイッチング部Ｓｘ１，Ｓｘ２の各々は、自身の制御電極と第２電極との間に印加される電圧が、オン電圧を超えたときに導通し、オン電圧を下回るときに非導通する。つまりスイッチング部Ｓｘ１，Ｓｘ２はいわゆるノーマリオフのスイッチング素子である。

スイッチング部Ｓｘ１，Ｓｘ２は例えばワイドギャップ半導体で形成される接合型電界効果トランジスタ（JFET、Junction-Field-Effect-Transistor）である。このスイッチング部Ｓｘ１，Ｓｘ２の各々においては、特許文献１に記載のように、ソース電極からドレイン電極に向って電流を流すことができる。

なお、スイッチング部Ｓｘ１，Ｓｘ２は必ずしも接合型電界効果トランジスタである必要はない。例えばスイッチング部Ｓｘ１，Ｓｘ２は、バイポーラジャンクショントランジスタ(BJT、Bipolar-Junction-Transistor)、ＭＯＳ電界効果トランジスタ(MOSFET、Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor)、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT、Insulated-Gate-Bipolar-Transistor)、静電誘導型トランジスタ(SIT、Static-Induction-Transistor)、ヘテロ電界効果トランジスタ(HFET、Hetero-Field-Effect-Transistor)又はＭＥＳＦＥＴ(Metal-Semiconductor-Field-Effect-Transistor)を有していても良い。

なおこれらのスイッチング素子の逆導通が不可能であれば、図２に示すように、スイッチング部Ｓｘ１はスイッチング素子Ｔｘ１とダイオードＤｘ１を有していても良く、スイッチング部Ｓｘ２はスイッチング素子Ｔｘ２とダイオードＤｘ２とを有していても良い。ダイオードＤｘ１，Ｄｘ２はそれぞれスイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２に並列に接続される。ダイオードＤｘ１，Ｄｘ２の順方向はいずれも電源線ＬＬから電源線ＬＨに向う方向である。これによってスイッチング部Ｓｘ１，Ｓｘ２としてダイオードＤｘ１，Ｄｘ２による逆導通を実現できる。

ここでは逆導通可能なスイッチング素子も、スイッチング素子にダイオードを逆並列に接続させた構造も、スイッチング部Ｓｘ１，Ｓｘ２として把握することができる。

図３に示すように、本駆動装置１，２はスイッチング部Ｓｘ１，Ｓｘ２をそれぞれ駆動する。駆動装置１は駆動部１１とダイオードＤ１とスイッチ素子Ｓ１１とを備えている。駆動装置２は駆動部２１とダイオードＤ２とスイッチ素子Ｓ２１とを備えている。図３の例示では駆動装置１，２は互いに同一の構成を有している。よって、ここでは代表的に駆動装置２について説明する。なお駆動装置１，２は必ずしも同一の構成を有している必要はなく、一方は例えば従来の駆動装置であってもよい。

スイッチ素子Ｓ２１はスイッチング部Ｓｘ２の制御電極（以下、ゲート電極）と、第２電極（以下、ソース電極）との間に設けられる。ダイオードＤ２はスイッチング部Ｓｘ２のゲート電極と、ソース電極との間でスイッチ素子Ｓ２１と直列に設けられ、ゲート電極側にアノードを有する。

スイッチ素子Ｓ２１は駆動回路Ｄｒ２１によって駆動され、例えば次のように制御される。即ち、図４に例示するように、スイッチ素子Ｓ２１は、スイッチング部Ｓｘ２が非導通となる期間のうち、少なくとも、スイッチング部Ｓｘ１の導通／非導通が切り替わる時点を含む期間Ｔ２１，Ｔ２２において導通し、スイッチング部Ｓｘ２が導通する期間において非導通する。より詳細な一例として、図４の例示では、スイッチ素子Ｓ２１のゲート電極とソース電極との間のゲート電圧は、スイッチング部Ｓｘ１のゲート電圧が立ち下がる時点（例えば時点ｔ１’）と、スイッチング部Ｓｘ２のゲート電圧が立ち上がる時点（例えば時点ｔ２’）との間のいずれかの時点で、立ち下がっている。またスイッチ素子Ｓ２１のゲート電圧は、スイッチング部Ｓｘ２のゲート電圧が立ち下がる時点（例えば時点ｔ３’）と、スイッチング部Ｓｘ１のゲート電圧が立ち上がる時点（例えば時点ｔ４’）との間のいずれかの時点で、立ち上がっている。

図３を参照して駆動部２１は抵抗成分を有する。図３の例示では駆動部２１は抵抗成分として抵抗Ｒ２を有している。駆動部２１は次の第１状態と第２状態とを選択する。即ち第１状態は、スイッチ素子Ｓ２１を迂回する経路で、スイッチング部Ｓｘ２のゲート電極とソース電極とを当該抵抗成分を介して互いに短絡してスイッチング部Ｓｘ２を非導通とする状態である。第２状態は、スイッチング部Ｓｘ２のゲート電極に電圧または電流を与えてスイッチング部Ｓｘ２を導通させる状態である。ここでは、スイッチング部Ｓｘ２のゲート電極とソース電極との間に、ゲート電極を正極とする電圧を印加してスイッチング部Ｓｘ２を導通させる。なお電圧を与えるとは例えば定電圧（ただし、定電圧は常識の範囲で変動する）を与えることを意味し、電流を与えるとは例えば定電流（ただし、定電流は常識の範囲で変動する）を意味する。

また図３の例示では駆動部２１は駆動回路Ｄｒ２を有している。駆動回路Ｄｒ２は接続点Ｐ１，Ｐ２を有する。接続点Ｐ１は例えば抵抗Ｒ２を介してスイッチング部Ｓｘ２のゲート電極に接続され、接続点Ｐ２はスイッチング部Ｓｘ２のソース電極に接続される。なお抵抗Ｒ２は必ずしも接続点Ｐ１とゲート電極との間に設けられる必要はなく、接続点Ｐ２とソース電極との間に設けられても良い。

また図３の例示ではダイオードＤ２とスイッチ素子Ｓ２１との直列接続体は、接続点Ｐ１，Ｐ２の間で抵抗Ｒ２と直列に接続される。

このような駆動部２１において、駆動回路Ｄｒ２は外部から入力されるスイッチ信号に基づいて、接続点Ｐ１，Ｐ２を短絡する状態と接続点Ｐ１，Ｐ２の間に定電圧を印加する状態とを選択する。駆動回路Ｄｒ２が接続点Ｐ１，Ｐ２を短絡すれば、スイッチング部Ｓｘ２のゲート電極とソース電極とを抵抗Ｒ２を介して短絡することができる。また駆動回路Ｄｒ２が接続点Ｐ１，Ｐ２の間に直流電圧を印加すれば、スイッチング部Ｓｘ２のゲート電極とソース電極との間に、ゲート電極を正極とする電圧を印加することができる。

なお図３の例示では、各配線に存在する配線インダクタンスが示されている。即ち、スイッチング部Ｓｘ２のソース電極と電源線ＬＬとの間に配線インダクタンスＬ２１が示され、スイッチング部Ｓｘ２のゲート電極と駆動装置２との間に配線インダクタンスＬ２２が示され、抵抗Ｒ２と駆動回路Ｄｒ２（より詳細には接続点Ｐ１）との間に配線インダクタンスＬ２３が示されている。

本駆動装置２はスイッチング部Ｓｘ２の誤動作を抑制に資することができる。以下、その理由について、スイッチング部Ｓｘ１，Ｓｘ２の制御と関連させて詳述する。スイッチング部Ｓｘ１，Ｓｘ２は互いに排他的に導通する。またスイッチング部Ｓｘ１，Ｓｘ２の導通／非導通の切り替えに際して、一旦、スイッチング部Ｓｘ１，Ｓｘ２の両方を非導通とする。これは、スイッチング部Ｓｘ１，Ｓｘ２の両方が導通すると、スイッチング部Ｓｘ１，Ｓｘ２に大きな電流が流れるからである。

ここではスイッチング部Ｓｘ２が誤動作して導通することを抑制できる理由について説明するので、スイッチング部Ｓｘ２が非導通である状態でスイッチング部Ｓｘ１の導通／非導通を切り替える場合について説明する。以下ではまずスイッチング部Ｓｘ１が非導通から導通へと切り替わる場合（図４では期間Ｔ２１）について説明する。

図５は、スイッチング部Ｓｘ２のゲート電極とソース電極との間のゲート電圧Ｖｇｓと、スイッチング部Ｓｘ２のドレイン電極とソース電極との間の電圧Ｖｄｓと、スイッチング部Ｓｘ２を流れる電流Ｉｄとを示している。また図５の例示では、比較のために、ダイオードＤ２を有さない従来の駆動装置を採用した場合のゲート電圧Ｖｇｓと電流Ｉｄとが破線で示される。なおゲート電圧Ｖｇｓはゲート電極が正極である場合に正の値を有するものと定義する。またゲート電極が負極となる場合の電圧を逆電圧とも呼ぶ。電圧Ｖｄｓはドレイン電極が正極である場合に正の値を有するものと定義する。電流Ｉｄはドレイン電極からソース電極へと流れる場合に正の値を有するものと定義する。またこの方向を順方向とも呼び、ソース電極からドレイン電極へと向う方向を逆方向とも呼ぶ。

図５の例示では、時点ｔ１，ｔ２の間の期間においてスイッチング部Ｓｘ１，Ｓｘ２の両方が非導通であり、この期間において電流Ｉｄは負の値を採る。よってこの期間ではスイッチング部Ｓｘ２には逆方向に電流Ｉｄが流れている。なおこの逆方向の電流は誘導性負荷２０の誘導成分によって生じる。

この状況で上側のスイッチング部Ｓｘ１が非導通から導通へと切り替わると、この切り替えに伴って、図５に示すように時点ｔ２において電流Ｉｄが増大し始める。言い換えれば電流Ｉｄの大きさが低減し始める。これは、スイッチング部Ｓｘ１から誘導性負荷２０へと電流が供給されようとするからである。そして時点ｔ３において電流Ｉｄが零に至ると電圧Ｖｄｓが増大する。これは時点ｔ３においてスイッチング部Ｓｘ１が導通に切り替わり、電源線ＬＨと交流線Ｐｘとの電位が互いに等しくなるからである。

さて時点ｔ２において電流Ｉｄが増大し始めると、この変化に伴って配線インダクタンスＬ２１には、スイッチング部Ｓｘ２側を正極とする誘導起電力が生じる（図３も参照）。これによってスイッチング部Ｓｘ２のソース電極、ゲート電極、配線インダクタンスＬ２２、ダイオードＤ２及びスイッチ素子Ｓ２１を経由する経路Ａ１に電流が流れる。この電流によってスイッチング部Ｓｘ２のゲート電極とソース電極との間の寄生容量が充電されてゲート電圧Ｖｇｓは低下し始める。言い換えれば、スイッチング部Ｓｘ２のゲート電極とソース電極との間には逆電圧が印加されることとなる。よってこのとき、スイッチング部Ｓｘ２は非導通を維持する。

さて従来の駆動装置においては経路Ａ１においてダイオードＤ２が設けられない。よって、経路Ａ１に、ゲート電極とソース電極との間の寄生容量と、配線インダクタンスＬ２１，Ｌ２２とが存在すれば、これらに起因してゲート電圧Ｖｇｓに振動が生じる。これはＬＣ直列回路に流れる電流を考慮すれば当然に理解できる。この振動が図５において時点ｔ３以降の破線で示されている。

一方で本駆動装置２においてはダイオードＤ２が設けられているので、経路Ａ１にはダイオードＤ２の順方向のみに電流が流れる。したがって、経路Ａ１においてゲート電圧Ｖｇｓを振動させる要因を排除できる。また本駆動装置２によれば、スイッチング部Ｓｘ２が非導通である期間では接続点Ｐ１，Ｐ２が短絡する。よって、スイッチング部Ｓｘ２のソース電極、ゲート電極、配線インダクタンスＬ２１，Ｌ２２、抵抗Ｒ２、配線インダクタンスＬ２３および駆動回路Ｄｒ２を経由する経路Ａ２にも電流は流れ得る。しかるに経路Ａ２上には抵抗成分として抵抗Ｒ２が設けられるので、経路Ａ２に電流が流れたとしてもゲート電圧Ｖｇｓの振動は減衰される。

図５の例示において、従来では時点ｔ３以降の期間においてゲート電圧Ｖｇｓに振動が生じているのに対し、本駆動装置２においてはゲート電圧Ｖｇｓの振動が従来に比べて減衰されている。より詳細に、本駆動装置２におけるゲート電圧Ｖｇｓは時点ｔ３において増大に転じた後に零に漸近して零に至っている。

以上のように、ゲート電圧Ｖｇｓの振動を抑制できるのでゲート電圧Ｖｇｓがスイッチング部Ｓｘ２のオン電圧を超えることを抑制できる。ひいてはスイッチング部Ｓｘ２が誤動作して導通することを抑制することができる。

次にスイッチング部Ｓｘ１が導通から非導通へと切り替わる場合（図４では期間Ｔ２２）について説明する。図６の例示では、スイッチング部Ｓｘ２が非導通である状態でスイッチング部Ｓｘ１が導通から非導通へと切り替わる場合の、ゲート電圧Ｖｇｓと電圧Ｖｄｓと電流Ｉｄとが示されている。

時点ｔ１１，ｔ１２の間の期間においてスイッチング部Ｓｘ１は導通し、スイッチング部Ｓｘ２は非導通している。この期間において電源線ＬＨと交流線Ｐｘとが接続され、スイッチング部Ｓｘ１を経由して交流線Ｐｘへと電流が流れる。よって電圧Ｖｄｓは高電圧を採る。

スイッチング部Ｓｘ１が導通から非導通へと切り替わるに際して、電圧Ｖｄｓが時点ｔ１２から低下して時点ｔ１３において零となる。電圧Ｖｄｓが零になるのは、スイッチング部Ｓｘ１が非導通になった後でも誘導性負荷２０が交流線Ｐｘに流れる電流を維持しようとして、スイッチング部Ｓｘ２を逆方向に電流が流れるからである。

この電圧Ｖｄｓの低下に伴って時点ｔ１２，ｔ１３の間の期間においてゲート電圧Ｖｇｓが低下する。言い換えれば、スイッチング部Ｓｘ２のゲート電極とソース電極との間に逆電圧が印加される。これは次の理由による。すなわち、電圧Ｖｄｓの低下に伴って次の第１経路と第２経路とに電流が流れるからである。第１経路は、スイッチング素子のソース電極→ソース／ゲート間の寄生容量→ゲート電極→ゲート／ドレイン間の寄生容量→ドレイン電極をこの順で経由する経路である。第２経路は、ソース電極→駆動回路Ｄｒ２→抵抗Ｒ２→ゲート→ドレイン／ゲートの寄生容量→ドレイン電極をこの順で経由する経路である。

そして時点ｔ１３において電圧Ｖｄｓが零に至った後には電流Ｉｄが低下する。言い換えればスイッチング部Ｓｘ２を逆方向に流れる電流Ｉｄの大きさが増大する。この逆方向の電流Ｉｄの大きさの増大に伴って、配線インダクタンスＬ２１には電源線ＬＬ側を正極とする誘導起電力が生じる。

この誘導起電力によって、スイッチング部Ｓｘ２のゲート電極からソース電極へと向う方向で経路Ａ２に電流が流れる。なお、本駆動装置２によればダイオードＤ２が設けられているので、経路Ａ１にはこの方向で電流が流れない。このように経路Ａ２に電流が流れることでゲート電圧Ｖｇｓは増大する。ただし、経路Ａ２には抵抗成分（抵抗Ｒ２）が設けられているので、ゲート電圧Ｖｇｓの増大は従来に比べて低減される。図６の例示ではゲート電圧Ｖｇｓは時点ｔ１３において増大に転じた後に零に漸近して零に至っている。

一方で従来の駆動装置であればダイオードＤ２が設けられていない。よって時点ｔ１２，ｔ１３の間の期間においてスイッチング部Ｓｘ２のゲート電極からドレイン電極へと流れる電流は抵抗Ｒ２ではなくスイッチ素子Ｓ２１を経由することができる。よってスイッチング素子Ｓ２１を介したゲート電極とソース電極との間のインピーダンスは比較的低い。これによって従来の駆動装置では時点ｔ１２，ｔ１３の期間においてゲート電圧Ｖｇｓはほとんど低下しない。

そして時点ｔ１３において、配線インダクタンスＬ２１に生じる誘導起電力に起因してゲート電圧Ｖｇｓが増大する。その後、ゲート電圧Ｖｇｓは経路Ａ１の配線インダクタンスＬ２１，Ｌ２２とゲート電極とソース電極との間の寄生容量などに起因して振動を伴って低減する。

さて上述したように本駆動装置２においても、配線インダクタンスＬ２１に生じる誘導起電力に起因して時点ｔ１３以降においてゲート電圧Ｖｇｓが増大する。しかしながら本駆動装置２においては時点ｔ１３においてゲート電圧Ｖｇｓは従来に比べて小さい値を採る。したがって、たとえゲート電圧Ｖｇｓが増大しても、従来に比べてより小さい値から増大するので、ゲート電圧Ｖｇｓの増大を抑制することができる。しかも、従来とは違ってダイオードＤ２が設けられているので、誘導起電力による電流は経路Ａ１ではなく抵抗成分（抵抗Ｒ２）の存在する経路Ａ２を電流が流れる。したがって、ゲート電圧Ｖｇｓの振動が従来に比べて抑制される。

以上のとおり、本駆動装置２によればゲート電圧Ｖｇｓの増大を抑制できる。したがってスイッチング部Ｓｘ２が誤動作して導通することを抑制できる。

上述の例ではスイッチング部Ｓｘ２のゲート電圧Ｖｇｓの増大の抑制について本駆動装置２を採用して説明した。一方で駆動装置１を採用することでスイッチング部Ｓｘ１のゲート電圧Ｖｇｓの増大も抑制できる。ひいてはスイッチング部Ｓｘ１が誤動作して導通することも抑制できる。その理由について以下に簡単に説明する。

まずスイッチ素子Ｓ１１の制御について説明する。図４に例示するように、スイッチ素子Ｓ１１は、スイッチング部Ｓｘ１が非導通となる期間のうち、少なくとも、スイッチング部Ｓｘ２の導通／非導通が切り替わる時点を含む期間Ｔ１１，Ｔ１２において導通し、スイッチング部Ｓｘ１が導通する期間において非導通する。よって、スイッチング部Ｓｘ１が非導通の状態でスイッチング部Ｓｘ１の導通／非導通が切り替わるときにはスイッチ素子Ｓ１１は、スイッチ素子Ｓ２１と同様に、導通する。

さてスイッチング部Ｓｘ１が非導通である状態でスイッチング部Ｓｘ２が非導通から導通へと切り替わる場合（図４では期間Ｔ１１）の、スイッチング部Ｓｘ１のゲート電圧Ｖｇｓと電圧Ｖｄｓと電流Ｉｄとは、図５を参照して説明することができる。

即ち、時点ｔ１，ｔ２の間の期間においてスイッチング部Ｓｘ１には逆方向に電流Ｉｄが流れる。これは誘導性負荷２０の誘導成分によって生じ得る。そして、スイッチング部Ｓｘ２が非導通から導通へと切り替われば、交流線Ｐｘからの電流はスイッチング部Ｓｘ２を介して電源線ＬＬへと流れる。つまり、スイッチング部Ｓｘ２が導通することに起因して逆方向の電流Ｉｄが低減する。これが時点ｔ２以降の電流Ｉｄの増大で示される。その後の現象は図５を参照して説明したものと同様であるので詳細な説明は省略する。

また同様に図６は、スイッチング部Ｓｘ１が非導通である状態でスイッチング部Ｓｘ２が導通から非導通へと切り替わる場合（図４では期間Ｔ１２）の、スイッチング部Ｓｘ１のゲート電圧Ｖｇｓと電圧Ｖｄｓと電流Ｉｄとを示す、と把握することができる。

以上のとおり、駆動装置１によってスイッチング部Ｓｘ１の誤動作を抑制できる。

なおワイドギャップ半導体で形成されるスイッチング素子はオン電圧が小さいため、誤動作を生じやすい。よってワイドギャップ半導体で形成されるスイッチング素子に対して本駆動装置を採用することは特に有益である。

＜駆動装置の他の例＞
図７の例示では、駆動部２１は一対のスイッチング素子Ｓｘ２１，Ｓｘ２２を備えている。スイッチング素子Ｓｘ２１，Ｓｘ２２は互いに直列に接続されており、互いに排他的に導通する。スイッチング素子Ｓｘ２１，Ｓｘ２２の一組の両端には直流電源が接続される。スイッチング素子Ｓｘ２１，Ｓｘ２２の間の接続点は配線を介してスイッチング部Ｓｘ２のゲート電極に接続される。スイッチング素子Ｓｘ２２の当該接続点とは反対側の一端がスイッチング部Ｓｘ２のソース電極に接続される。スイッチング素子Ｓｘ２１が導通すればスイッチング部Ｓｘ２のゲート電極とソース電極との間に電圧を印加でき、スイッチング素子Ｓｘ２２が導通すればスイッチング部Ｓｘ２のゲート電極とソース電極とを短絡できる。この場合、導通状態のスイッチング素子Ｓｘ２２が抵抗成分として把握することができる。したがって、図７の例示では駆動装置２には抵抗Ｒ２が設けられていない。

なお駆動部２１はスイッチング素子Ｓｘ２１，Ｓｘ２２の両方を有する必要はなく、いずれか一方の替わりに抵抗を有していても良い。スイッチング素子Ｓｘ２２の替わりに抵抗が設けられる場合には、当該抵抗が抵抗成分と把握される。

また抵抗成分として例えばフェライトビーズの抵抗成分を採用してもよい。よってフェライトビーズを介してスイッチング部Ｓｘ２のゲート電極とソース電極とを短絡してもよい。

また図３，７の例示では、駆動装置２は略定電圧（直流電源の電圧）をスイッチング部Ｓｘ２のゲート電極へと与えるものの、略定電流をスイッチング部Ｓｘ２のゲート電極に流すものであってもよい。このときスイッチング部Ｓｘ２は、制御電極に与えられる電流によって導通／非導通が制御されるスイッチング素子を有し、例えばバイポーラトランジスタなどである。この場合、例えば駆動装置２は周知のカレントミラー回路を有し、スイッチング部Ｓｘ１のゲート電極に定電流を与える。またスイッチング部Ｓｘ２を非導通とする場合もカレントミラー回路でゲート電極から定電流で放電する。但しゲート電圧低下に伴い放電電流は低下する。即ち、駆動回路Ｄｒ２は接続点Ｐ１からＰ２に略定電流で放電してスイッチング部Ｓｘ２を非導通とし、接続点Ｐ１からＰ２に略定電流を与えてスイッチング部Ｓｘ２を導通させる。

なお駆動回路Ｄｒ２の接続点Ｐ１，Ｐ２の間のインピーダンスは高インピーダンスとなる。これは駆動回路Ｄｒ２が略定電流をゲート電極に与えるからである。ひいては駆動回路Ｄｒ２を経由したスイッチング部Ｓｘ２のゲート電極とソース電極との間のインピーダンスは高インピーダンスとなる。したがってこの場合、駆動回路Ｄｒ２の高インピーダンスの抵抗成分を介してゲート電極とソース電極とが互いに短絡する、と把握することができる。

以下、他の実施の形態について、第１の実施の形態と異なる点を中心に説明し、重畳する説明は省略する。

第２の実施の形態．
図８に例示する駆動装置２は、図３の駆動装置２と比較して、抵抗Ｒ２１をさらに備えている。抵抗Ｒ２１はダイオードＤ２と並列に接続される。

図９は、スイッチング部Ｓｘ２が非導通である状態でスイッチング部Ｓｘ１が非導通から導通へと切り替わる場合の、ゲート電圧Ｖｇｓと電圧Ｖｄｓと電流Ｉｄとを示す。図９から理解できるように、抵抗Ｒ２１が設けられた場合でも、ゲート電圧Ｖｇｓが増大することを抑制できることが分かる。より詳細に説明すると、時点ｔ３までの現象は図５と同様である。時点ｔ３以降においては、抵抗Ｒ２１がダイオードＤ２に並列接続されているので経路Ａ１を双方向に電流が流れ得るところ、抵抗Ｒ２１によってゲート電圧Ｖｇｓの振動が減衰され、ゲート電圧Ｖｇｓの増大が抑制される。したがって、スイッチング部Ｓｘ２の誤動作を抑制することができる。

なお抵抗Ｒ２１の抵抗値を調整することでゲート電圧Ｖｇｓの振動の抑制量を調整できる。たとえば抵抗Ｒ２１の抵抗値を小さくするほど、ゲート電圧Ｖｇｓが図５の従来の駆動装置におけるゲート電圧Ｖｇｓに近づき、抵抗Ｒ２１の抵抗値を大きくするほど、ゲート電圧Ｖｇｓが図５の駆動装置２におけるゲート電圧Ｖｇｓに近づく。

図１０は、スイッチング部Ｓｘ２が非導通である状態でスイッチング部Ｓｘ１が導通から非導通へと切り替わる場合の、ゲート電圧Ｖｇｓと電圧Ｖｄｓと電流Ｉｄとを示す。図１０に例示するように、抵抗Ｒ２１が設けられることによって、時点ｔ１２，ｔ１３の間のゲート電圧Ｖｇｓの低下量が小さくなる。これは次の理由によると考えられる。即ち、ゲート電極とソース電極との間のインピーダンスは主に抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ２１との合成抵抗値であり、当該合成抵抗値は抵抗Ｒ２の抵抗値よりも小さい。よって当該インピーダンスが第１の実施の形態に比して小さくなる。したがって、ゲート電圧Ｖｇｓの低下量は小さくなる。これによって、スイッチング部Ｓｘ２のゲート電極とソース電極との間に印加される逆電圧を低減することができる。

一方で、時点ｔ１３において電圧Ｖｄｓが零に至った後には電流Ｉｄが低下する。言い換えればスイッチング部Ｓｘ２を逆方向に流れる電流Ｉｄの大きさが増大する。この逆方向の電流Ｉｄの大きさの増大に伴って、配線インダクタンスＬ２１には電源線ＬＬ側を正極とする誘導起電力が生じる。この誘導起電力によって、スイッチング部Ｓｘ２のゲート電極からソース電極へと向う方向で経路Ａ１，Ａ２に電流が流れる。つまり抵抗Ｒ２，Ｒ２１は互いに並列接続される。抵抗Ｒ２，Ｒ２１の合成抵抗値は抵抗Ｒ２の抵抗値よりも小さい。よって、抵抗Ｒ２のみを電流が流れる第１の実施の形態の駆動装置２に比べてゲート電圧Ｖｇｓの振動が大きくなるものの、合成抵抗によって従来に比べれば振動を減衰することができる。よってスイッチング部Ｓｘ２の誤動作を抑制することができる。

なお抵抗Ｒ２１の抵抗値を調整することでゲート電圧Ｖｇｓの振動の抑制量を調整できる。たとえば抵抗Ｒ２１の抵抗値を小さくするほど、ゲート電圧Ｖｇｓが図６の従来の駆動装置におけるゲート電圧Ｖｇｓに近づく。これによってゲート電圧Ｖｇｓの最大値が増大するものの、逆電圧を低減することができる。一方で抵抗Ｒ２１の抵抗値を大きくするほど、ゲート電圧Ｖｇｓが図６の駆動装置２におけるゲート電圧Ｖｇｓに近づく。これによって逆電圧が増大するものの、ゲート電圧Ｖｇｓの最大値を低減できる。

第３の実施の形態．
図１１の例示にかかる駆動装置２は、スイッチ素子Ｓ２１およびダイオードＤ２の位置という点で、図３の駆動装置２と相違する。図１１の例示では、ダイオードＤ２は抵抗Ｒ２と並列に接続され、そのアノードをスイッチング部Ｓｘ２のゲート電極に向けて設けられる。スイッチ素子Ｓ２１は、スイッチング部Ｓｘ２のゲート電極とソース電極との間で、抵抗Ｒ２とダイオードＤ２との並列接続体と直列に接続される。駆動回路Ｄｒ２と抵抗Ｒ２との間の点と、電源線ＬＬとの間に設けられている。ダイオードＤ２は抵抗Ｒ２と並列接続され、そのアノードをスイッチング部Ｓｘ２のゲート電極に向けて設けられる。

駆動回路Ｄｒ２は例えば前述した電流駆動と同様に略定電流で放電してスイッチング部Ｓｘ２を非導通とする。このとき、スイッチング部Ｓｘ２のゲート電極とソース電極とが抵抗Ｒ２とダイオードＤ２との並列接続体を介して短絡する。

スイッチ素子Ｓ２１は第１及び第２の実施の形態と同様にスイッチング部Ｓｘ２が非導通である期間のうち、少なくとも、スイッチング部Ｓｘ１の導通／非導通が切り替わる時点を含む切替期間（図４の期間Ｔ２１，Ｔ２２を参照）において導通する。したがって、この切替期間では、スイッチング部Ｓｘ１のゲート電極とソース電極とは、スイッチ素子Ｓ２１を通る経路においても、抵抗Ｒ２とダイオードＤ２との並列接続体を介して短絡する。

以上のとおり本駆動装置２によれば、駆動回路Ｄｒ２よりもインピーダンスの低いスイッチ素子Ｓ２１とダイオードＤ２とを介してゲート電極とソース電極とを短絡できる為、第２の実施の形態と同様にゲート電圧Ｖｇｓの振動を抑制できる。したがって、ゲート電圧Ｖｇｓがスイッチング部Ｓｘ２のオン電圧を超えることを抑制でき、ひいてはスイッチング部Ｓｘ２が誤動作して導通することを抑制できる。

しかも、スイッチ素子Ｓ２１がゲート電極とソース電極との間で抵抗Ｒ２とダイオードＤ２との並列接続体と直列に接続される。したがって、スイッチ素子Ｓ２１と駆動回路Ｄｒ２とを構造的に近づけることができ、これらを一体的なモジュールで構成することができる。したがって実装面積を低減できる。

なお駆動回路Ｄｒ２は電流駆動に限らず電圧駆動であってもよい。例えば図７の駆動回路Ｄｒ２を採用したとしても、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

１，２駆動装置
１０インバータ
１１，２１駆動部
Ｄ１，Ｄ２ダイオード
Ｄｒ１，Ｄｒ２，Ｄｒ１１，Ｄｒ２１駆動回路
ＬＨ，ＬＬ電源線
Ｐ１，Ｐ２接続点
Ｒ１，Ｒ２抵抗
Ｓ１１，Ｓ２１スイッチ素子
Ｓｘ１，Ｓｘ２スイッチング部

Claims

第１電源線(LH)と、前記第１電源線よりも低い電位が印加される第２電源線(LL)との間に設けられるインバータ(10)に備えられ、第１スイッチング部(Sx1,Sx2)と共に前記第１電源線と前記第２電源線との間で直列に接続される第２スイッチング部(Sx2,Sx1)を駆動する駆動装置であって、
前記第２スイッチング部は、第１電極と、前記第１電極よりも前記第２電源線側に位置する第２電極と、前記第１電極から前記第２電極へと向う第１方向に電流が流れることの可否を司る制御電極とを有し、前記第２スイッチング部は前記第２電極から前記第１電極へと向う第２方向に電流を流すことができ、
前記制御電極と前記第２電極との間に設けられるスイッチ素子(S11,S21)と、
前記制御電極と前記第２電極との間で前記スイッチ素子と直列に接続され、前記制御電極側にアノードを有するダイオード(D1,D2)と、
抵抗成分(R1,R2,Sx22)を有し、前記スイッチ素子を迂回する経路で前記制御電極と前記第２電極とを前記抵抗成分を介して互いに短絡させることによって前記第２スイッチング部を非導通とする状態と、前記制御電極へと電圧または電流を与えて前記第２スイッチング部を導通させる状態とを選択する駆動部(11,21)と
を備え、
前記駆動部(21)は、
前記制御電極に接続される第１の接続点(P1)と、
前記第２電極に接続される第２の接続点(P2)と、
前記第１及び前記第２の接続点を短絡する状態と、前記第１及び前記第２の接続点の間に電圧を与える又は前記第１及び前記第２の接続点に電流を与える状態とを選択する駆動回路(Dr2)と、
前記第１の接続点と前記制御電極との間または前記第２の接続点と前記第２電極との間に設けられる前記抵抗成分としての第２抵抗(R2)と
を有し、
前記ダイオード(D2)と前記スイッチ素子(S21)との直列接続体は、前記第１及び前記第２の接続点の間で前記第２抵抗と直列に接続される、駆動装置。
前記ダイオード(D2)と並列に接続される抵抗(R21)を更に備える、請求項１に記載の駆動装置。
第１電源線(LH)と、前記第１電源線よりも低い電位が印加される第２電源線(LL)との間に設けられるインバータ(10)に備えられ、第１スイッチング部(Sx1,Sx2)と共に前記第１電源線と前記第２電源線との間で直列に接続される第２スイッチング部(Sx2,Sx1)を駆動する駆動装置であって、
前記第２スイッチング部は、第１電極と、前記第１電極よりも前記第２電源線側に位置する第２電極と、前記第１電極から前記第２電極へと向う第１方向に電流が流れることの可否を司る制御電極とを有し、前記第２スイッチング部は前記第２電極から前記第１電極へと向う第２方向に電流を流すことができ、
前記制御電極と前記第２電極との間に設けられるスイッチ素子(S11,S21)と、
前記制御電極と前記第２電極との間で前記スイッチ素子と直列に接続され、前記制御電極側にアノードを有するダイオード(D1,D2)と、
抵抗成分(R1,R2,Sx22)を有し、前記スイッチ素子を迂回する経路で前記制御電極と前記第２電極とを前記抵抗成分を介して互いに短絡させることによって前記第２スイッチング部を非導通とする状態と、前記制御電極へと電圧または電流を与えて前記第２スイッチング部を導通させる状態とを選択する駆動部(11,21)と
を備え、
前記駆動部(21)は、
前記制御電極に接続される第１の接続点(P1)と、
前記第２電極に接続される第２の接続点(P2)と、
前記第１及び前記第２の接続点を短絡する状態と、前記第１及び前記第２の接続点の間に電圧を与える又は前記第１及び前記第２の接続点に電流を与える状態とを選択する駆動回路(Dr2)と、
前記第１の接続点と前記制御電極との間または前記第２の接続点と前記第２電極との間に設けられる前記抵抗成分としての抵抗(R2)と
を有し、
前記ダイオード(D2)は前記抵抗に並列に接続され、前記スイッチ素子(S21)は、前記制御電極と前記第２電極との間で、前記抵抗と前記ダイオードとの並列接続体と直列に接続される、駆動装置。
前記制御電極と前記第２電極との間の前記電圧が前記第２スイッチング部(Sx2)のオン電圧を下回る期間のうち、少なくとも、前記第１スイッチング部(Sx1)の導通／非導通が切り替わる時点を含む期間(T21,T22)において、前記スイッチ素子を導通させる第２駆動回路(Dr21)を備える、請求項１から３の何れか一つに記載の駆動装置。