CN113497546A - 栅极驱动装置及栅极驱动方法、功率半导体模块和电力变换装置 - Google Patents

栅极驱动装置及栅极驱动方法、功率半导体模块和电力变换装置 Download PDF

Info

Publication number
CN113497546A
CN113497546A CN202110186742.8A CN202110186742A CN113497546A CN 113497546 A CN113497546 A CN 113497546A CN 202110186742 A CN202110186742 A CN 202110186742A CN 113497546 A CN113497546 A CN 113497546A
Authority
CN
China
Prior art keywords
gate
voltage
semiconductor device
arm
branch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202110186742.8A
Other languages
English (en)
Inventor
五十岚大介
增田彻
早川诚一
高柳雄治
稻叶政光
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hitachi Power Semiconductor Device Ltd
Original Assignee
Hitachi Power Semiconductor Device Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hitachi Power Semiconductor Device Ltd filed Critical Hitachi Power Semiconductor Device Ltd
Publication of CN113497546A publication Critical patent/CN113497546A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/084—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters using a control circuit common to several phases of a multi-phase system
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/08104—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0814—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit
    • H03K17/08142—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/162—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0812—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H03K17/08122—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

本发明提供一种栅极驱动装置及栅极驱动方法、功率半导体模块和电力变换装置，能够抑制负侧栅极浪涌电压。栅极驱动装置对电力变换装置中的构成支路的半导体装置进行驱动，在驱动支路开始断开之前，在配对支路中，将半导体装置的一方的主端子与半导体装置的栅极端子之间的电压(VgsH)充电为比栅极负电源的负电压(‑Vgsn1)在正方向上大(+α)并且比半导体装置的栅极阈值电压(Vgs(th)1)小的电压值。

Description

栅极驱动装置及栅极驱动方法、功率半导体模块和电力变换 装置
技术领域
本发明涉及对半导体装置进行驱动的栅极驱动装置及栅极驱动方法、以及应用它们的功率半导体模块、电力变换装置。
背景技术
电力变换装置具备电力的交流-直流变换、直流-交流变换或者交流电力的频率变换、直流电力的电压变换等功能。为了起到这样的变换功能，电力变换装置具备通过具有开关功能的功率半导体模块的导通、截止动作来变换电力的电力变换电路。功率半导体模块通过利用栅极驱动电路将栅极端子与源极端子(或者发射极端子)之间的栅极电压控制为高电平(正电压)而成为导通状态，通过控制为低电平(0V或者负电压)而成为截止状态。另外，栅极驱动电路还被上位的控制器所控制。
在功率半导体模块中，有搭载有单一或者多个并联连接的半导体开关元件(以下记载为“开关元件”)的1合1(1in1)模块、将开关元件在模块内部串联连接2个并利用1个模块构成半桥电路的2合1(2in1)模块等。
在开关元件中此前使用Si(硅)元件，但近年来为了提高电力变换电路的性能，低导通电阻性、高速开关性、高温动作性等优良的SiC(碳化硅)元件得到普及。
作为与SiC-MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)的高速开关有关的现有技术，已知专利文献1记载的技术。在该现有技术中，在半桥电路中作为开关时的误动作、寄生振荡的对策，在功率半导体模块内部搭载有源米勒钳位电路(Active Miller clamp circuit)来降低SiC-MOSFET的栅极端子与源极端子之间的布线阻抗。
现有技术文献
专利文献1：日本特开2015-126342号公报
发明内容
在半桥电路中，在驱动支路的开关元件断开时，作为未驱动的一方的支路的配对支路的开关元件的两端电压减少，从而经由配对支路的反馈电容在栅极电压的放电方向上流过电流，由此在配对支路中发生负侧栅极浪涌电压。
如果这样的负侧栅极浪涌电压变得过大，则开关元件发生故障或者特性劣化。在SiC-MOSFET的情况下，负侧的栅极额定电压是-4V至-15V程度，与Si-MOSFET的-20V程度相比小，所以配对支路的栅极电压易于超过负侧的栅极额定电压，负侧栅极浪涌电压的影响显著。
相对于此，在上述现有技术中，发生由于有源米勒钳位电路自身的布线阻抗和经由反馈电容的电流而引起的负侧栅极浪涌电压，如果使开关速度高速化，则存在超过负侧的栅极额定电压的可能性。
因此，本发明提供一种能够抑制负侧栅极浪涌电压的栅极驱动装置及栅极驱动方法、功率半导体模块和电力变换装置。
为了解决上述课题，本发明的栅极驱动装置对电力变换装置中的构成支路的半导体装置进行驱动，在驱动支路开始断开之前，在配对支路中，将半导体装置的一方的主端子与半导体装置的栅极端子之间的电压充电为比栅极负电源的负电压在正方向上大并且比半导体装置的栅极阈值电压小的电压值。
为了解决上述课题，本发明的栅极驱动方法对电力变换装置中的构成支路的半导体装置进行驱动，在驱动支路开始断开之前，将配对支路的半导体装置的一方的主端子与半导体装置的栅极端子之间的电压充电为比栅极负电源电压在正方向上大并且比半导体装置的栅极阈值电压小的电压值。
为了解决上述课题，本发明的功率半导体模块具备：上支路及下支路，构成电力变换装置的主电路；第1栅极驱动装置，驱动上支路；以及第2栅极驱动装置，驱动下支路，其中，第1以及第2栅极驱动装置由上述本发明的栅极驱动装置构成。
为了解决上述课题，本发明的电力变换装置具备：主电路，将一对支路具有多个；第1栅极驱动装置，驱动一对支路中的上支路；以及第2栅极驱动装置，驱动一对支路中的下支路，其中，第1以及第2栅极驱动装置由上述本发明的栅极驱动装置构成。
根据本发明，能够抑制负侧栅极浪涌电压。
上述以外的课题、结构以及效果通过以下的实施方式的说明而会变得明确。
附图说明
图1是示出作为第一实施例的栅极驱动装置的结构的电路图。
图2是示出图1中的预充电控制部的信号处理动作的时序图。
图3是示出图1中的栅极驱动电路和上下支路的动作状态的时序图。
图4是示出作为比较例的栅极驱动装置的结构的电路图。
图5是示出图4中的比较例的栅极驱动电路和上下支路的动作状态的时序图。
图6是示出作为第二实施例的栅极驱动装置的结构的电路图。
图7是示出图6中的栅极驱动电路和上下支路的动作状态的时序图。
图8是示出作为第三实施例的栅极驱动装置的结构的电路图。
图9是作为第四实施例的马达驱动系统的结构图。
(符号说明)
1：直流电源；2、3、4、5：布线；6：平滑电容器；7：感应性负载；8：开关元件；9：二极管；10：栅极-源极端子间电容；11：反馈电容；12：漏极-源极端子间电容；13：开关元件；15：栅极-源极端子间电容；16：反馈电容；17：漏极-源极端子间电容；18、19：电容器；20、21：直流电源；22、23：平滑电容器；24、25：栅极电阻器；26、27：直流电源；28、29：平滑电容器；30、31：栅极电阻器；32、33、34、35、36、37：放大器；38、39：逻辑与(AND)电路；40、41、42、43：比较器；44、45：逻辑非(NOT)电路；46、47：二极管；48、49：上升延迟电路；50：2合1模块；51：栅极驱动电路；52：控制电路；53：PWM信号；54：预充电控制部；55：逻辑或(OR)电路；56：下降沿脉冲电路；57：逻辑或电路；58：下降沿脉冲电路；59、60、61、62、63、64：控制信号用端子；65、66、67、68、69、70：栅极电源用端子；71：栅极驱动装置；72：功率半导体模块；73、74、75：电流传感器；76：马达；77：速度检测器；78：控制器；79：马达驱动系统；80：电力变换装置。
具体实施方式
以下，通过下述的实施例1～4，使用附图来说明本发明的实施方式。在各图中，参照编号相同的结构要件表示同一结构要件或者具备类似的功能的结构要件。
【实施例1】
使用图1～3，说明本发明的第一实施例。首先，使用图1来说明第一实施例的结构，接下来使用图2以及图3来说明第一实施例的动作。
图1是示出作为本发明的第一实施例的栅极驱动装置的结构的电路图。
如图1所示，在第一实施例中，栅极驱动的半导体装置是所谓的2合1模块50。在该2合1模块50中，将包含开关元件8和二极管9的并联连接体的上支路与包含开关元件13和二极管14的并联连接体的下支路相互串联连接而构成半桥电路。此外，本实施例还能够应用于作为上支路和下支路而使用单独的1合1模块的情况。
作为开关元件8、13，除了图示的MOSFET以外，还应用IGBT(Insulated GateBipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)等。另外，作为二极管9、14，除了pn结二极管以外，还应用SBD(Schottky Barrier Diode，肖特基势垒二极管)等。构成开关元件8、13以及二极管9、14的半导体材料既可以是Si，也可以是SiC等宽带隙半导体。此外，在应用MOSFET作为开关元件8、13的情况下，也可以使用MOSFET的寄生二极管(体二极管)作为二极管9、14，。
开关元件8、13分别具备漏极端子D1、D2、栅极端子G1、G2、源极端子S1、S2，在各端子之间具有反馈电容11、16、漏极-源极端子间电容12、17、栅极-源极端子间电容10、15这样的寄生电容。漏极端子D1是高电位端子，作为源极端子S1和漏极端子D2的连接点的输出端子AC是中间电位端子，源极端子S2是低电位端子。此外，源极端子S1和漏极端子D2的连接点是开关元件8、13的串联连接点。
这些端子(D1、S1、S2、AC、G1、G2)与外部电路(主电路、栅极驱动装置)连接。此外，在2合1模块50中，虽然被收纳于收纳半桥电路的未图示的壳体(树脂壳体等)内，但端子(D1、S1、S2、AC、G1、G2)以能够与外部电路连接的方式被抽出到壳体外。另外，源极端子S2也可以被分为连接主电路的主端子以及连接栅极驱动装置的辅助端子。
在图1中，示出在漏极端子D1与输出端子AC之间连接感应性负载7的下支路驱动的半桥电路结构。另外，漏极端子D1和源极端子S2经由布线4、5而与平滑电容器6连接，平滑电容器6经由布线2、3而与直流电源1连接。平滑电容器6通过直流电源1而被充电为直流电源电压Vcc。这样的主电路结构例如相当于对三相交流电动机进行驱动的三相逆变器的一相部分。在该情况下，感应性负载7相当于三相交流电动机的三相绕组的一相部分。
栅极端子G1、G2和源极端子S1、S2连接于栅极驱动电路51。利用栅极驱动电路51将上支路的栅极电压VgsH充电为栅极驱动电路51的正电源电压Vgsp1从而上支路成为导通，通过充电为栅极驱动电路51的负电源电压Vgsn1从而上支路成为截止。同样地，通过将下支路的栅极电压VgsL充电为栅极驱动电路51的正电源电压Vgsp2从而下支路成为导通，通过充电为负电源电压Vgsn2从而下支路成为截止。
栅极驱动电路51具备作为正电压电源的直流电源20、26和作为负电压电源的直流电源21、27，将正电压电源用的平滑电容器22、28分别充电为正电源电压Vgsp1、Vgsp2，将负电压电源用的平滑电容器23、29分别充电为负电源电压Vgsn1、Vgsn2。
在栅极驱动电路51中，开关元件Q1在上支路的导通时成为导通，经由栅极电阻器24将上支路的栅极电压VgsH充电为正电源电压Vgsp1。开关元件Q4在下支路的导通时成为导通，经由栅极电阻器30将下支路的栅极电压VgsL充电为正电源电压Vgsp2。另外，开关元件Q2在上支路的截止时成为导通，经由栅极电阻器25将上支路的栅极电压VgsH充电为负电源电压-Vgsn1。开关元件Q5在下支路的截止时成为导通，经由栅极电阻器31将下支路的栅极电压VgsL充电为负电源电压-Vgsn2。
在本实施例1中，如图1所示，作为开关元件Q1、Q2、Q4、Q5应用结型双极性晶体管，但不限于此，也可以应用MOSFET等。
在栅极驱动电路51中，电容器18和开关元件Q3的串联连接电路、以及电容器19和开关元件Q6的串联连接电路是米勒钳位电路，降低本支路为截止状态时的栅极端子与源极端子之间的阻抗。由此，由反馈电容11、16引起的各个栅极电压VgsH、VgsL的变动(升高)被抑制。
例如，在作为驱动支路的下支路进行开关(Switching)时，使作为配对支路的截止状态的上支路侧的米勒钳位电路的开关元件Q3导通，降低上支路中的栅极端子G1与源极端子S1之间的阻抗。由此，上支路的栅极电压VgsH的变动被抑制。此时，驱动支路侧的米勒钳位电路的开关元件Q6成为截止状态。此外，在上支路是驱动支路的情况下，使开关元件Q3成为截止，使开关元件Q6成为导通，从而抑制作为配对支路的下支路的栅极电压VgsL的变动。
根据来自控制电路52的导通/截止控制信号来控制栅极驱动电路51中的开关元件Q1～Q6。控制电路52根据从电力变换装置的控制器(未图示)输入的PWM(Pulse WidthModulation，脉冲宽度调制)信号53(SQ1～SQ6)而生成面向开关元件Q1～Q6的导通/截止控制信号并输出给栅极驱动电路51。
上支路的截止控制用的信号SQ2是使上支路的导通控制用的信号SQ1反转而得到的信号。即，在信号SQ1是高电平时，信号SQ2是低电平，在信号SQ1是低电平时，信号SQ2是高电平。同样地，下支路的截止控制用的信号SQ5是使下支路的导通控制用的信号SQ4反转而得到的信号。
上支路米勒钳位电路的控制用的信号SQ3的上升(从低电平向高电平的变化)与下支路的导通控制用的信号SQ4的上升同步。与此相对，SQ3的下降(从高电平向低电平的变化)与SQ4的下降相比延迟一定时间。此外，在上支路是驱动支路的情况下，下支路米勒钳位电路的控制用的信号SQ6的上升与上支路的导通控制用的信号SQ1的上升同步，SQ6的下降与SQ1的下降相比延迟一定时间。
在此，关于SQ3和SQ6的下降时的延迟时间，设定开关元件8、13的断开开关时间量或者比其长的时间。这是因为，在开关元件8、13的断开期间中也使米勒钳位电路的动作继续。
接下来，使用图1～3，说明在本实施例1中为了抑制负侧栅极浪涌电压而设置的预充电控制部54。
如图1所示，在控制电路52中，信号SQ1～SQ6首先被输入到预充电控制部54。预充电控制部54的信号处理功能在上下支路中相同，所以在此以上支路为例来说明预充电控制部54的信号处理功能。
针对SQ1，预充电控制部54不实施任何处理，SQ1不变化而原样地被输入到放大器32。
SQ2被输入到逻辑与电路38。SQ3被输入到逻辑非电路44和比较器41。逻辑非电路44的输出被输入到比较器40。在比较器40中，如果逻辑非电路44的输出大于阈值电压VthQ23则将高电平信号输出给逻辑与电路38，如果逻辑非电路44的输出小于阈值电压VthQ23则将低电平信号输出给逻辑与电路38。逻辑与电路38使其输出信号SQ2’在SQ2和比较器40的输出两方都是高电平时成为高电平并在其以外时成为低电平，输出给放大器33。
比较器41使其输出信号SQ3’在SQ3大于阈值电压VthQ23时成为高电平并在SQ3小于阈值电压VthQ23时成为低电平，输出给放大器34。
放大器32、33、34分别将从预充电控制部54输入的SQ1、SQ2’、SQ3’放大为能够分别驱动开关元件Q1、Q2、Q3的大小并输出。开关元件Q1、Q2、Q3根据放大器32、33、34的输出而进行导通/截止动作。
图2是示出图1中的预充电控制部54的信号处理动作的时序图。此外，根据信号SQ1、SQ2’、SQ3’，分别对开关元件Q1、Q2、Q3进行导通/截止控制，但根据信号为高电平以及低电平，开关元件被分别控制为导通状态以及截止状态。
由于使下支路成为驱动支路，所以预充电控制部54作为用于使开关元件8为截止状态的上支路中的负侧栅极浪涌电压降低的一个单元而发挥功能。因此，在图2中，示出使下支路成为驱动支路(截止→接通→断开)、使上支路成为配对支路(保持截止状态)、SQ2为高电平时(开关元件8为截止)的针对上支路控制用的SQ1～SQ3的预充电控制部54的信号处理动作。
SQ1是包括开关元件Q1(图1)的导通栅极电路部用的PWM信号，SQ2是包括开关元件Q2(图1)的截止栅极电路部用的PWM信号。因此，SQ1以及SQ2的高电平以及低电平处于互补关系。因此，如图2所示，SQ2以高电平而恒定，所以SQ1以低电平而恒定。
如果在时刻t1，SQ3的上升开始，在时刻t2，SQ3大于VthQ23，则比较器41(图1)的输出SQ3’成为高电平。
如果在时刻t3，逻辑非电路44(图1)的输出(SQ3的反转信号)小于VthQ23，则比较器40的输出(未图示)成为低电平，所以SQ2和将比较器40的输出作为输入的逻辑与电路38(图1)的输出SQ2’成为低电平。
如上所述，SQ3的上升与SQ4的上升同步，所以作为驱动支路的下支路在时刻t1开始接通。此时，在时刻t2，SQ3’成为高电平，所以Q3导通而上支路米勒钳位电路进行动作。之后，在时刻t3，SQ2’成为低电平，所以Q2截止。由此，在上支路米勒钳位电路动作的状态下，包括Q2的上支路用截止栅极电路从上支路的开关元件8电气性地暂时分离。
之后，在时刻t6，驱动支路完成接通(参照后述的图3)。
进而，之后在时刻t7，驱动支路开始断开(参照后述的图3)。
如果在时刻t9，SQ3的下降开始，在时刻t10，SQ3的反转信号大于VthQ23，则比较器40的输出(未图示)成为高电平，所以逻辑与电路的输出SQ2’成为高电平。
如果在时刻t11，SQ3小于VthQ23，则比较器41(图1)的输出SQ3’成为低电平。
如上所述，SQ3的下降与SQ4的下降相比延迟一定时间，所以作为驱动支路的下支路在时刻t7开始断开，在时刻t10完成断开(参照后述的图3)。在驱动支路的断开完成后的时刻t10，SQ2’成为高电平，所以Q2导通。由此，包括在时刻t2以后从开关元件8电气性地分离的Q2的上支路用截止栅极电路再次与开关元件8连接而动作。在时刻t11，SQ3’成为低电平，所以Q3截止，上支路米勒钳位电路从上支路的开关元件8电气性地分离而成为非动作状态。
这样，在上支路米勒钳位电路动作的过程中下支路完成断开，此时，上支路用的截止栅极电路再次动作之后，上支路米勒钳位电路结束动作。
如果在时刻t1，下支路开始接通，则由于经由上支路的开关元件8的反馈电容11流过的dv/dt电流，上支路的栅极电压VgsH升高，但在时刻t2，上支路米勒钳位电路动作，从而抑制这样的栅极电压的升高。进而，在时刻t3，上支路米勒钳位电路动作时，上支路的截止栅极电路成为非动作状态，所以如后所述(参照图3)，栅极电压VgsH不被充电至负电源电压(-Vgsn1)，而被充电到-Vgsn1<Vgs<0的范围内。并且，在这样的VgsH的充电状态下，下支路断开，所以能够抑制此时在上支路中发生的负侧栅极浪涌电压。
在此，通过将VthQ23设定为SQ3的高电平与低电平的中间电平、即比高电平与低电平之间的中值Vmid小的值，从而在SQ3的上升时在使SQ3’成为高电平之后使SQ2’成为低电平，在SQ3的下降时在使SQ2’成为高电平之后使SQ3’成为低电平。
关于这样的SQ2’、SQ3’的定时，除了如本实施例那样利用比较器来设定以外，也可以利用信号的延迟来设定。在该情况下，例如在SQ3的上升时，相对于SQ3’的上升而对SQ2’的下降设置延迟时间，在SQ3的下降时，相对于SQ2’的上升而对SQ3’的下降设置延迟时间。
图3是示出图1中的栅极驱动电路和上下支路的动作状态的时序图。
在图中，从上起示出栅极驱动电路51(图1)中的开关元件Q1～Q6的导通/截止动作状态、上支路的栅极电压(栅极-源极间电压)VgsH、上支路的漏极电压(漏极-源极间电压)VdsH以及漏极电流IdH、下支路的栅极电压(栅极-源极间电压)VgsL、下支路的漏极电压(漏极-源极间电压)VdsL以及漏极电流IdL。其中，图3中的IdH是在二极管9中流过的电流，将二极管9的正向电流设为正。
此外，图3所示的期间a、b、c、d、e、f以及g分别与在图2中示出的期间a(t1以前)、b(t1～t5)、c(t5～t6)、d(t6～t7)、e(t7～t9)、f(t9～t10)以及g(t10～t11以后)对应。
在期间a中，Q1是截止状态，并且Q2是导通状态。因此，VgsH被充电为栅极驱动电路的上支路的负电源电压(-Vgsn1)，上支路的开关元件8是截止状态。另外，Q3是截止状态，上支路的米勒钳位电路是非动作状态。
此外，在期间a以前，由于在下支路的开关元件13的导通时(未图示)积蓄于感应性负载7的能量，负载电流Iload作为IdH而从感应性负载7经由上支路的二极管9回流。此时，VdsH成为上支路的二极管9的正向电压(<<直流电源电压Vcc(图1))。另外，上支路的米勒钳位电路的电容器18的电压(未图示)经由二极管46而被充电为栅极驱动电路的上支路的负电源电压(-Vgsn1)。
另外，在期间a中，Q4是截止状态，Q5是导通状态。因此，VgsL被充电为栅极驱动电路的下支路的负电源电压(-Vgsn2)，下支路的开关元件13也是截止状态。因此，IdL是0(零)A，VdsL成为直流电源电压Vcc。另外，Q6是截止状态，下支路的米勒钳位电路是非动作状态。此外，下支路是驱动支路，在后述的期间b～g中，下支路的米勒钳位电路也是非动作状态。
此外，下支路的米勒钳位电路的电容器19的电压(未图示)与上支路同样地，经由二极管47而被充电为栅极驱动电路的下支路的负电源电压(-Vgsn2)。
在期间b中，Q4从截止状态切换为导通状态，并且Q5从导通状态切换为截止状态。因此，下支路的栅极端子G2与源极端子S2之间被施加栅极驱动电路的正电源电压(Vgsp2)，开始VgsL的充电。如果VgsL超过开关元件13的阈值电压Vgs(th)2，则下支路的开关元件13接通，Iload开始从上支路的二极管9向下支路的开关元件13转移，IdL增加。然后，如果VgsL达到开关元件13的米勒电压Vgsm2，则Iload全都从二极管9转移到开关元件13，IdL等于Iload。
另外，在期间b中，Q3比Q4延迟地从截止状态切换为导通状态。因此，上支路的米勒钳位电路动作，上支路的栅极端子G1与源极端子S1之间的阻抗降低。而且，比Q3从截止状态切换到导通状态的时间点延迟地，将Q2从导通状态切换到截止状态。由此，从栅极驱动电路向上支路的开关元件8的栅极端子G1与源极端子S1之间的负电源电压(-Vgsn1)的施加停止，但在期间a中开关元件8的栅极-源极端子间电容10和电容器18被充电为-Vgsn1，所以VgsH在期间b中也被维持为-Vgsn1。
另外，在期间b中，使将Q2从导通状态切换到截止状态的定时与将Q3从截止状态切换到导通状态的定时相比延迟，从而能够在利用米勒钳位电路而使上支路的栅极端子G1与源极端子S1之间的阻抗降低的状态下，切断上支路的栅极端子G1和上支路的栅极驱动电路的电连接。
在期间c中，利用栅极驱动电路将下支路的开关元件13的反馈电容16进行放电，从而VdsL减少至0(零)V附近。与此相伴地，VdsH从0(零)V附近增加至Vcc。由于此时的VdsH的正方向的电压变化(dv/dt)，经由上支路的开关元件8的反馈电容11，流过对栅极-源极端子间电容10和电容器18的电压进行充电的电流。通过该充电电流以及上支路的栅极端子G1与源极端子S1之间的阻抗所致的电压降，VgsH从-Vgsn1向正电压方向增加。此时，由于具备电容器18的米勒钳位电路，G1-S1之间的阻抗被降低，所以VgsH的增加被抑制。而且，Q2是截止状态，栅极驱动电路被电气性地切断，所以VgsH不会被充电为负电源电压(-Vgsn1)，因此与米勒钳位电路的VgsH增大抑制相互作用，VgsH如图3所示被充电为与-Vgsn1相比向正电压方向增加的-Vgsn1+α。在此，-Vgsn1<-Vgsn1+α<0。
此外，α的大小依赖于经由反馈电容11流过的充电电流的路径中的电路常数以及VdsH的电压变化(dv/dt)。在此，VdsH根据下支路接通时的VdsL的负方向的电压变化而向正方向进行变化。因此，α的大小依赖于经由反馈电容11流过的充电电流的路径中的电路常数以及上下支路的开关条件。
在此，如图3所示，VdsH由于因开关元件8的寄生电容和布线4、5的布线电感引起的谐振而发生振动。因此，VgsH也振动而增减，但增加的量比减少的量多，VgsH收敛于-Vgsn1+α而被维持。
这样，在期间c中，作为驱动支路的下支路的配对支路即上支路的栅极电压VgsH从-Vgsn1被预充电+α。
此外，在期间c中，下支路的开关元件13是导通状态，如果由于VgsH的增加而使上支路的开关元件8误触发而成为导通状态，则发生上下支路短路，在上下支路中流过过大的电流。相对于此，在本实施例中，利用如上所述具备电容器18的米勒钳位电路来抑制VgsH的增加，所以VgsH低于上支路的开关元件8的栅极阈值电压Vgs(th)1，所以防止开关元件8的误触发。
此外，如图3所示，在本实施例中，VgsH被充电为与-Vgsn1相比向正电压方向增加的-Vgsn1+α。在此，-Vgsn1<-Vgsn1+α<0，但为了防止误触发，-Vgsn1<-Vgsn1+α<Vgs(th)1即可，但通过设为-Vgsn1<-Vgsn1+α<0，可靠性高，防止误触发。
期间d是下支路的导通期间，在期间d中，对电感值Lload的感应性负载7施加直流电源1的电源电压Vcc，从而IdL以斜率Vcc/Lload增加。
在期间e中，Q4从导通状态切换到截止状态，Q5从截止状态切换到导通状态。由此，下支路的开关元件13的栅极端子G2与源极端子S2之间被施加栅极驱动电路的负电源电压-Vgsn2，所以开始VgsL的放电。如果VgsL降低而达到米勒电压Vgsm2，则通过下支路的栅极驱动电路对开关元件13的反馈电容16进行充电，所以VdsL从0V增加至Vcc。与此相伴地，VdsH从Vcc减少至0V。
此时，由于VdsH的负方向的电压变化(dv/dt)，经由开关元件8的反馈电容11而流过对栅极-源极端子间电容10和电容器18的电压进行放电的电流。由于该放电电流以及上支路的栅极端子G1与源极端子S1之间的阻抗所致的电压降，在VgsH中发生从-Vgsn1+α向负电压方向减少的负侧浪涌电压。
在期间e中，Q3不会从导通状态切换到截止状态，而是将导通状态持续至开关元件13的断开完成的期间f结束为止。由此，在期间e中，通过具备电容器18的上支路的米勒钳位电路来降低G1-S1之间的阻抗，所以VgsH向负侧的增大被抑制。而且，通过使在期间g中将Q2从截止状态切换为导通状态的定时早于在期间g中将Q3从导通状态切换为截止状态的定时，从而在Q3截止之前在开关元件8的栅极端子G1与源极端子S1之间电连接上支路的栅极驱动电路而施加栅极负电源电压(-Vgsn1)。
在期间e中，在VgsH从-Vgsn1向正电压方向预充电+α的状态下发生负侧浪涌电压，所以能够将负侧浪涌电压的峰值降低+α量。而且，如上所述，通过具备电容器18的米勒钳位电路来抑制VgsH向负侧的增大。因此，能够降低VgsH的负侧浪涌电压。由此，防止VgsH超过上支路的开关元件8的负侧栅极额定电压Vgss(-)，防止开关元件8的可靠性的降低。
在期间g中，在Q3成为截止状态之后，本实施例的动作状态返回到与上述期间a相同的动作状态。
图4是示出作为针对上述第一实施例的比较例的栅极驱动装置的结构的电路图。
如图4所示，本比较例不具备图1所示的预充电控制部54。因此，来自电力变换装置的控制器(未图示)的PWM信号SQ1～SQ6被直接输入到放大器32～37。
图5是示出图4中的比较例的栅极驱动电路和上下支路的动作状态的时序图。
与图3同样地，在图中，从上起示出栅极驱动电路51(图4)中的开关元件Q1～Q6的导通/截止动作状态、上支路的栅极电压(栅极-源极间电压)VgsH、上支路的漏极电压(漏极-源极间电压)VdsH以及漏极电流IdH、下支路的栅极电压(栅极-源极间电压)VgsL、下支路的漏极电压(漏极-源极间电压)VdsL以及漏极电流IdL。其中，图4中的IdH是在二极管9中流过的电流，将二极管9的正向电流设为正。
如图5所示，在本比较例中，与上述实施例(图3)不同，在期间b中不将Q2从导通状态切换到截止状态，Q2在期间a～g中是导通状态。
如果使Q2保持导通状态，则在期间c中VgsH在由于因VdsH的正方向的电压变化(dv/dt)引起的正电压方向的浪涌电压而暂时增加之后，被放电至栅极驱动电路的负电源电压-Vgsn1。因此，期间e中的VdsH的负方向的电压变化(dv/dt)所致的负电压方向的浪涌电压峰值比本实施例(图3)大+α量，存在VgsH超过负侧的栅极额定电压Vgss(-)的可能性。
例如，在SiC-MOSFET中，Vgss(-)是-4V至-15V程度，与Si-MOSFET的-20V程度相比在负电压方向上更小，所以由于负侧栅极浪涌电压，配对支路的栅极电压易于超过负侧的栅极额定电压。
如上所述，根据本实施例，在驱动支路(下支路)的接通开始至接通完成为止的期间，在配对支路(上支路)中，具备电容器的米勒钳位电路动作，并且栅极负电源从配对支路电气性地切断，从而配对支路(上支路)的栅极电压(VgsH)从栅极负电源电压(-Vgsn1)向正方向(+α)被预充电。由此，在处于导通状态的驱动支路(下支路)断开时，能够抑制在配对支路(上支路)的栅极电压(VgsH)中发生的负侧栅极浪涌电压。
而且，在使上下支路的开关元件高速化的情况、例如应用SiC-MOSFET的情况下，能够抑制负侧栅极浪涌电压的增大。
【实施例2】
接下来，使用图6以及图7来说明本发明的第二实施例。此外，主要说明与第一实施例不同的点。
图6是示出作为本发明的第二实施例的栅极驱动装置的结构的电路图。
如图6所示，本实施例中的预充电控制部54与第一实施例(图1)不同，具备上升延迟电路48、49、下降沿脉冲电路56、58以及逻辑或电路55、57。其它电路结构与第一实施例(图1)相同。
此外，预充电控制部54的信号处理功能在上下支路中相同，所以与第一实施例同样地，以上支路为例来说明预充电控制部54的信号处理功能。
上升延迟电路48使信号SQ3中的从低电平切换到高电平的上升的定时延迟预定时间，将延迟信号输出给逻辑非电路44。此外，上升延迟电路48使从高电平切换到低电平的下降的定时不延迟。由上升延迟电路48延迟的延迟时间被设定为下支路(驱动支路)的开关元件13的接通开关时间以上。
下降沿脉冲电路56在比较器40的输出从高电平切换到低电平的下降时，生成预定时间宽度的脉冲信号。此外，下降沿脉冲电路56在比较器40的输出从低电平切换到高电平的上升时，不生成脉冲信号。逻辑或电路55在信号SQ1和下降沿脉冲电路56的输出的某一个是高电平时将高电平信号输出给放大器32，在都是低电平时将低电平信号输出给放大器32。由此，在本实施例中，与第一实施例(图1)不同，在比较器40的输出从高电平切换到低电平之后一定时间SQ1’成为高电平。
图7是示出图6中的栅极驱动电路和上下支路的动作状态的时序图。
与图3同样地，在图中，从上起示出栅极驱动电路51(图6)中的开关元件Q1～Q6的导通/截止动作状态、上支路的栅极电压(栅极-源极间电压)VgsH、上支路的漏极电压(漏极-源极间电压)VdsH以及漏极电流IdH、下支路的栅极电压(栅极-源极间电压)VgsL、下支路的漏极电压(漏极-源极间电压)VdsL以及漏极电流IdL。其中，图7中的IdH是在二极管9中流过的电流，将二极管9的正向电流设为正。
此外，图7所示的期间a、b、c、d1～d3、e、f以及g分别与在图3中示出的期间a、b、c、d、e、f以及g对应。
关于VgsH的预充电，在上述第一实施例中使用经由反馈电容流过的充电电流，但在本实施例中使用来自直流电源20(栅极正电源)的充电电流。因此，在下支路的开关元件13的接通完成之前维持Q2的导通状态，向上支路的栅极-源极之间继续施加栅极负电源电压(-Vgsn1)。然后，在开关元件13的接通完成而成为导通状态的期间d1中，将Q2从导通状态切换为截止状态，进而在接着期间d1的期间d2中使Q1导通预定时间(＝期间d2的时间)，向上支路的开关元件8的栅极-源极之间施加栅极驱动电路的正电源电压(Vgsp1)。由此，VgsH从-Vgsn1被预充电为-Vgsn1+α。
在上述第1实施例中，从-Vgsn1向正方向的充电量α依赖于电路常数和开关条件，可以说是被动地设定，但在本实施例中，根据期间d2的时间即Q1的导通时间宽度来设定。因此，在本实施例中，能够根据下降沿脉冲电路56(图6)发生的脉冲宽度来调整α的大小。此外，α的大小被设定为-Vgsn1<-Vgsn1+α<0的范围。因此，VgsH不会超过上支路的开关元件8的栅极阈值电压Vgs(th)1，所以防止上下支路的短路。
如上所述，根据本实施例，与第一实施例同样地抑制在配对支路中发生的负侧栅极浪涌电压。而且，根据本实施例，在驱动支路的接通完成后(VgsH的电压变化完成后)，从配对支路切断栅极负电源，利用栅极正电源对配对支路的栅极-源极间电压进行预充电，从而能够调整预充电电压的大小。
【实施例3】
接下来，使用图8来说明本发明的第三实施例。
图8是示出作为本发明的第三实施例的栅极驱动装置的结构的电路图。
如图8所示，在本实施例中，功率半导体模块72内置上下支路以及栅极驱动装置71。此外，上下支路以及栅极驱动装置71的电路结构与实施例1(图1)相同。
在功率半导体模块72中，作为连接外部电路的端子而具备主端子(D1、AC、S2)、输入来自电力变换装置的控制器(未图示)的PWM信号(SQ1～SQ6)的控制信号用端子59～64、以及用于向栅极驱动装置71供给电源的栅极电源用端子65～70。这些端子被抽出到收纳上下支路以及栅极驱动装置71的壳体(未图示)的外部。
根据本实施例，通过在功率半导体模块72内部内置栅极驱动装置71，能够降低米勒钳位电路与开关元件8、13之间的布线阻抗。由此，能够抑制由米勒钳位电路引起的驱动支路开关时的配对支路的栅极电压的变动。
【实施例4】
接下来，使用图9来说明本发明的第四实施例。
图9是作为本发明的第四实施例的马达驱动系统的结构图。
如图9所示，在马达驱动系统79中，通过电力变换装置80所输出的交流电力来驱动马达76。电力变换装置80具备：三相逆变器主电路，由分别具备一组上下支路的3台功率半导体模块51(2合1模块)构成；直流电源1，与三相逆变器主电路的直流侧连接；栅极驱动装置71，驱动功率半导体模块51；以及控制器78，向栅极驱动装置71输出PWM信号。作为栅极驱动装置71，应用上述第一实施例以及第二实施例中的任意实施例。此外，马达76是三相交流马达，马达76的各相与功率半导体模块的输出端子(图1的“AC”)连接。
控制器78根据由电流传感器(73、74、75)检测的马达76的三相电流(Iu、Iv、Iw)和由速度检测器77检测的马达76的旋转速度(ω)，关于各相运算6个PWM信号(SQ1i～SQ6i：i＝u、v、w)，输出给各相的栅极驱动装置71。功率半导体模块51响应于PWM信号利用栅极驱动装置71进行开关动作，从而将来自直流电源1的直流电力变换为三相交流电力。通过该三相交流电力来驱动马达76。
作为栅极驱动装置71，应用上述第一实施例以及第二实施例中的任意实施例，从而能够抑制在上下支路内的驱动支路的断开时在配对支路中发生的负侧栅极浪涌电压。因此，电力变换装置80以及马达驱动系统79的可靠性提高。
此外，通过应用上述实施例3，将栅极驱动装置71内置于功率半导体模块51，从而能够抑制配对支路中的栅极电压变动。由此，电力变换装置80以及马达驱动系统79的可靠性提高。
此外，本发明不限于上述实施例而包括各种变形例。例如，上述实施例只是为了易于理解地说明本发明而详细说明的例子，不限于一定具备说明的所有结构。另外，能够将某个实施例的结构的一部分置换为其它实施例的结构，另外还能够对某个实施例的结构追加其它实施例的结构。另外，能够对各实施例的结构的一部分进行其它结构的追加、删除、置换。
此外，本发明还能够应用于支路中的绝缘栅型的开关元件的沟道的导电类型与上述实施例不同的情况。在该情况下，栅极电源电压、栅极阈值电压的正负与上述实施例相反。

Claims (10)

1.一种栅极驱动装置，对电力变换装置中的构成支路的半导体装置进行驱动，所述栅极驱动装置的特征在于，
在驱动支路开始断开之前，在配对支路中，将所述半导体装置的一方的主端子与所述半导体装置的栅极端子之间的电压充电为比栅极负电源的负电压在正方向上大并且比所述半导体装置的栅极阈值电压小的电压值。
2.根据权利要求1所述的栅极驱动装置，其特征在于，
所述电压值小于零。
3.根据权利要求1所述的栅极驱动装置，其特征在于，
所述栅极驱动装置具有开关元件和电容器的串联电路，该串联电路连接于所述一方的主端子与所述栅极端子之间。
4.根据权利要求3所述的栅极驱动装置，其特征在于，
在所述驱动支路的接通开始至接通完成为止的期间，在所述配对支路中，使所述开关元件成为导通状态，并且从所述半导体装置电气性地切断所述栅极负电源。
5.根据权利要求4所述的栅极驱动装置，其特征在于，
在所述驱动支路的断开完成后，在所述配对支路中，在对所述一方的主端子与所述栅极端子之间施加所述负电压之后使所述开关元件成为断开。
6.根据权利要求3所述的栅极驱动装置，其特征在于，
在所述驱动支路的接通开始至接通完成为止的期间，在所述配对支路中，使所述开关元件成为导通状态，并且对所述一方的主端子与所述栅极端子之间施加所述负电压，
在所述驱动支路接通后，在所述配对支路中，从所述半导体装置电气性地切断所述栅极负电源，并且在所述一方的主端子与所述栅极端子之间连接预定时间的栅极正电源而施加正电压。
7.根据权利要求6所述的栅极驱动装置，其特征在于，
在所述驱动支路的断开完成后，在所述配对支路中，在对所述一方的主端子与所述栅极端子之间施加所述负电压之后使所述开关元件断开。
8.一种栅极驱动方法，对电力变换装置中的构成支路的半导体装置进行驱动，所述栅极驱动方法的特征在于，
在驱动支路开始断开之前，将配对支路的所述半导体装置的一方的主端子与所述半导体装置的栅极端子之间的电压充电为比栅极负电源电压在正方向上大并且比所述半导体装置的栅极阈值电压小的电压值。
9.一种功率半导体模块，具备：
上支路及下支路，构成电力变换装置的主电路；
第1栅极驱动装置，驱动所述上支路；以及
第2栅极驱动装置，驱动所述下支路，
所述功率半导体模块的特征在于，
所述第1栅极驱动装置在所述下支路开始断开之前，将构成所述上支路的第1半导体装置的一方的主端子与所述第1半导体装置的栅极端子之间的电压充电为比第1栅极负电源的负电压在正方向上大并且比所述第1半导体装置的栅极阈值电压小的电压值，
所述第2栅极驱动装置在所述上支路开始断开之前，将构成所述下支路的第2半导体装置的一方的主端子与所述第2半导体装置的栅极端子之间的电压充电为比第2栅极负电源的负电压在正方向上大并且比所述第2半导体装置的栅极阈值电压小的电压值。
10.一种电力变换装置，具备：
主电路，将一对支路具有多个；
第1栅极驱动装置，驱动所述一对支路中的上支路；以及
第2栅极驱动装置，驱动所述一对支路中的下支路，
所述电力变换装置的特征在于，
所述第1栅极驱动装置在所述下支路开始断开之前，将构成所述上支路的第1半导体装置的一方的主端子与所述第1半导体装置的栅极端子之间的电压充电为比第1栅极负电源的负电压在正方向上大并且比所述第1半导体装置的栅极阈值电压小的电压，
所述第2栅极驱动装置在所述上支路开始断开之前，将构成所述下支路的第2半导体装置的一方的主端子与所述第2半导体装置的栅极端子之间的电压充电为比第2栅极负电源的负电压在正方向上大并且比所述第2半导体装置的栅极阈值电压小的电压。
CN202110186742.8A 2020-03-18 2021-02-18 栅极驱动装置及栅极驱动方法、功率半导体模块和电力变换装置 Pending CN113497546A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2020047254A JP7296331B2 (ja) 2020-03-18 2020-03-18 ゲート駆動装置およびゲート駆動方法、パワー半導体モジュール、並びに電力変換装置
JP2020-047254 2020-03-18

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN113497546A true CN113497546A (zh) 2021-10-12

Family

ID=77552579

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110186742.8A Pending CN113497546A (zh) 2020-03-18 2021-02-18 栅极驱动装置及栅极驱动方法、功率半导体模块和电力变换装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US11496041B2 (zh)
JP (1) JP7296331B2 (zh)
CN (1) CN113497546A (zh)
DE (1) DE102021101327A1 (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7537183B2 (ja) * 2020-08-31 2024-08-21 富士電機株式会社 半導体装置

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3421507B2 (ja) * 1996-07-05 2003-06-30 三菱電機株式会社 半導体素子の駆動回路
JP5002948B2 (ja) * 2005-11-21 2012-08-15 富士電機株式会社 半導体装置
US20130088279A1 (en) * 2010-04-01 2013-04-11 Hitachi Automotive Systems Ltd Power Converter
CA2714928A1 (en) * 2010-09-17 2012-03-17 Queen's University At Kingston Current source gate driver with negative gate voltage
JP5959901B2 (ja) * 2012-04-05 2016-08-02 株式会社日立製作所 半導体駆動回路および電力変換装置
JP5786890B2 (ja) * 2013-04-26 2015-09-30 トヨタ自動車株式会社 駆動装置及びスイッチング回路の制御方法
WO2015015623A1 (ja) * 2013-08-01 2015-02-05 株式会社日立製作所 半導体装置及び電力変換装置
JP6371053B2 (ja) * 2013-12-13 2018-08-08 株式会社日立製作所 整流装置、オルタネータおよび電力変換装置
JP6425380B2 (ja) 2013-12-26 2018-11-21 ローム株式会社 パワー回路およびパワーモジュール
JP6323834B2 (ja) * 2014-10-01 2018-05-16 株式会社日立製作所 同期整流装置およびこれを用いたオルタネータ
JP6627351B2 (ja) * 2015-09-15 2020-01-08 日産自動車株式会社 スイッチング回路装置
JP6617002B2 (ja) * 2015-10-20 2019-12-04 株式会社 日立パワーデバイス 整流器、それを用いたオルタネータおよび電源
JP6762268B2 (ja) * 2017-06-08 2020-09-30 株式会社 日立パワーデバイス インバータ装置、および、それを用いた電動装置
JP6791087B2 (ja) * 2017-10-04 2020-11-25 株式会社デンソー スイッチの駆動回路
JP6865673B2 (ja) * 2017-12-05 2021-04-28 株式会社 日立パワーデバイス 半導体装置、半導体装置の制御方法、および半導体装置の制御回路
WO2020017506A1 (ja) * 2018-07-17 2020-01-23 三菱電機株式会社 駆動回路及び電力変換装置
JP7384714B2 (ja) * 2020-03-11 2023-11-21 株式会社 日立パワーデバイス 半導体装置の配線回路、半導体装置の配線回路の制御方法、半導体装置、電力変換装置、並びに鉄道車両用電気システム

Also Published As

Publication number Publication date
US20210296979A1 (en) 2021-09-23
JP7296331B2 (ja) 2023-06-22
JP2021151039A (ja) 2021-09-27
US11496041B2 (en) 2022-11-08
DE102021101327A1 (de) 2021-09-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8916882B2 (en) Switching circuit and semiconductor module
US5107151A (en) Switching circuit employing electronic devices in series with an inductor to avoid commutation breakdown and extending the current range of switching circuits by using igbt devices in place of mosfets
KR101723358B1 (ko) 스위칭 소자 구동 회로, 파워 모듈 및 자동차
JP6351736B2 (ja) 自己消弧型半導体素子の短絡保護回路
JP3339311B2 (ja) 自己消弧形半導体素子の駆動回路
GB2533677A (en) Semiconductor drive unit and power converter using the same
KR101986475B1 (ko) 구동 장치
US20100148830A1 (en) Gate driver circuit, switch assembly and switch system
CN108736703B (zh) 最小化宽带隙半导体器件中的振铃
US20180375509A1 (en) Gate drive circuit, power conversion apparatus, and railway vehicle
JP2015023774A (ja) ゲート駆動回路
US6909620B2 (en) Inverter configurations with shoot-through immunity
JP5619673B2 (ja) スイッチング回路及び半導体モジュール
US11050358B2 (en) Power module with built-in drive circuit
JP4321491B2 (ja) 電圧駆動型半導体素子の駆動装置
CN113497546A (zh) 栅极驱动装置及栅极驱动方法、功率半导体模块和电力变换装置
JP2019129565A (ja) 駆動装置
WO2023062745A1 (ja) 電力用半導体素子の駆動回路、電力用半導体モジュール、および電力変換装置
CN114977865A (zh) 电驱动系统的有源放电
WO2023157185A1 (ja) ゲート駆動回路及び電力変換装置
JP2023028645A (ja) パワー半導体モジュール、並びにそれを用いたモータ駆動システム
CN117203884A (zh) 半导体开关元件的驱动装置及其驱动方法、功率转换装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination