CN117203884A - 半导体开关元件的驱动装置及其驱动方法、功率转换装置 - Google Patents

半导体开关元件的驱动装置及其驱动方法、功率转换装置 Download PDF

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CN117203884A
CN117203884A CN202280030659.4A CN202280030659A CN117203884A CN 117203884 A CN117203884 A CN 117203884A CN 202280030659 A CN202280030659 A CN 202280030659A CN 117203884 A CN117203884 A CN 117203884A
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铃木弘
和田真一郎
土肥昌宏
水桥嘉章
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Abstract

本发明的半导体开关元件的驱动装置包括：栅极驱动电路，其用于驱动电压驱动型的半导体开关元件的栅极驱动电路；以及栅极电压保持电路，其将施加到所述半导体开关元件上的栅极电压保持在规定的保持电压，该规定的保持电压大于所述半导体开关元件的阈值电压并且小于所述半导体开关元件的米勒电压，所述栅极电压保持电路在所述半导体开关元件关断时的所述半导体开关元件的主端子间电压上升之后、并且所述主端子间电压变为极大值之前，开始将所述栅极电压保持在所述保持电压的动作。

Description

半导体开关元件的驱动装置及其驱动方法、功率转换装置
技术领域
本发明涉及半导体开关元件的驱动装置及其驱动方法和功率转换装置。
背景技术
半导体开关元件例如通过构成逆变器电路并进行开关动作而被用作功率转换装置。这种半导体开关元件随着开关动作的导通/关断而发生开关损耗。在半导体开关元件关断时，栅极驱动速度越快，则开关所需的时间越短，因此开关损耗减小，但主端子间电压的浪涌电压增加。另外，当半导体开关元件关断时，会产生电压或电流反复剧烈地增减的振铃。振铃产生时电磁噪声增加。因此，从确保对于半导体开关元件和连接到半导体开关元件的电路的绝缘性的观点来看，不仅需要降低半导体开关元件的振铃，还需要降低浪涌电压。
专利文献1公开了一种在半导体开关元件的主端子间电压变为峰值的定时之后，将栅极电压控制为大于阈值的值，从而使开关元件关断时的振铃振动衰减的装置。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本国特开2017-70164号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
在专利文献1的装置中，无法降低开关元件关断时的浪涌电压。
解决技术问题的技术方案
本发明的半导体开关元件的驱动装置包括：栅极驱动电路，该栅极驱动电路用于驱动电压驱动型的半导体开关元件；以及栅极电压保持电路，该栅极电压保持电路将施加到所述半导体开关元件上的栅极电压保持在规定的保持电压，该规定的保持电压大于所述半导体开关元件的阈值电压并且小于所述半导体开关元件的米勒电压，所述栅极电压保持电路在所述半导体开关元件关断时的所述半导体开关元件的主端子间电压上升之后，并且所述主端子间电压变为极大值之前，开始将所述栅极电压保持在所述保持电压的动作。
本发明的半导体开关元件的驱动方法是电压驱动型的半导体开关元件的驱动方法，在所述半导体开关元件关断时的所述半导体开关元件的主端子间电压上升之后，并且所述主端子间电压变为极大值之前，开始将施加到所述半导体元件上的栅极电压保持在规定的保持电压的动作，该规定的保持电压大于所述半导体开关元件的阈值电压并且小于所述半导体开关元件的米勒电压。
发明效果
根据本发明，能降低开关元件关断时的浪涌电压。
附图说明
图1示出使用了功率转换装置的电动机控制系统的整体结构图。
图2是实施方式1的栅极驱动装置的电路图。
图3是比较例的栅极驱动装置的电路图。
图4是示出(A)(B)(C)(D)(E)(F)(G)半导体开关元件关断时的波形的一个示例的图。
图5是示出(A)(B)(C)(D)(E)(F)(G)半导体开关元件关断时的波形的其他示例1的图。
图6是示出(A)(B)(C)(D)(E)(F)(G)半导体开关元件关断时的波形的其他示例2的图。
图7是实施方式1的变形例的栅极驱动装置的电路图。
图8是实施方式2的栅极驱动装置的电路图。
图9是示出半导体开关元件的米勒电压、阈值电压的电流依赖性的图。
图10是示出半导体开关元件的米勒电压、阈值电压的温度依赖性的图。
图11是实施方式2的变形例的栅极驱动装置的电路图。
具体实施方式
以下，作为本发明的实施方式，参照附图对实施方式1以及实施方式2进行说明。本实施方式中，半导体开关元件例如通过构成逆变器电路并进行开关动作而被用作功率转换装置。功率转换装置以提供的直流电为基础输出交流电，驱动电动汽车和混合动力汽车的电动机。在实施方式1和实施方式2中，参照编号相同表示具有相同结构或类似功能的结构。
[实施方式1]
图1示出使用了功率转换装置100的电动机控制系统的整体结构图。
功率转换装置1000基于从电池100提供的直流电输出交流电，从而驱动电动机300。
功率转换装置1000包括逆变器电路200和指令逻辑部400。平滑电容器110设置在电池100和逆变器电路200的正极连接线和负极连接线之间。
逆变器电路200具有UVW相三相的由上臂和下臂构成的半导体开关元件101的串联电路。上臂和下臂的各个半导体开关元件101例如由MOSFET构成。各个相的上臂的MOSFET的高电位侧端子连接到平滑电容器110的第一端(正极连接线)。各相下臂的MOSFET的高电位侧端子连接到各个相的上臂的MOSFET的低电位端子侧。在各相的下臂的MOSFET的低电压端子侧连接有平滑电容器110的第二端(负极连接线)。
在各相中，上臂的MOSFET的低电位侧端子和下臂的MOSFET的高电位侧端子之间的连接点连接到电动机300的绕组310的一端。各相的绕组310的另一端连接到中性点。电动机300是例如永磁体励磁型同步电动机。
半导体开关元件101不限于MOSFET，而可以是IGBT等电压驱动型的半导体开关元件101。另外，构成半导体开关元件101的半导体可以是硅(Si)或宽隙半导体(碳化硅(SiC)或氮化镓(GaN)等)。
在半导体开关元件101是MOSFET的情况下，例如是SiC-MOSFET。因此，在MOSFET中，高电位侧端子是漏极，低电位侧端子是源极。回流二极管(续流二极管)102反向并联连接到各个MOSFET。作为回流二极管102，可以使用pn结二极管、肖特基势垒二极管、并用pn结和肖特基结的二极管等各种二极管。另外，在半导体开关元件101是SiC-MOSFET时，回流二极管102可以由SiC-MOSFET的体二极管代替。在下面的说明中，以半导体开关元件101是MOSFET的情况为例进行说明。
指令逻辑部400向栅极驱动装置500输出指示导通状态的导通指令或指示关断状态的关断指令，作为半导体开关元件101的驱动指令信号P。由此，指令逻辑部400为了将电动机300的控制量控制为其指令值，在各相中，交替地将上臂的半导体开关元件101和下臂的半导体开关元件101设为导通状态。控制量例如是电动机300的转矩。
栅极驱动装置500分别与各个半导体开关元件101对应地设置，并获取来自指令逻辑部400的驱动指令信号P，并基于获取到的驱动指令信号P将半导体开关元件101设为导通状态或关断状态。
图2是实施方式1的栅极驱动装置500的电路图。
在图2中，示出了图1所示的逆变器电路200中的U相下臂的半导体开关元件101及其栅极驱动装置500。其它，U相上臂、V相和W相的上臂/下臂的各个半导体开关元件101及其栅极驱动装置500也具有同样的结构。在下文中，将说明U相下臂的半导体开关元件101及其栅极驱动装置500的结构和动作，而其它半导体开关元件101及其栅极驱动装置500的结构和动作也相同。
栅极驱动装置500包括正侧电源4、第一MOSFET 5、导通侧栅极电阻6、缓冲电路7、负侧电源8、栅极电压保持电路9。
栅极电压保持电路9包括：关断侧栅极电阻10、第二MOSFET 11、栅极电压上拉MOSFET 12、栅极电压上拉电阻13、保持电路14。
栅极驱动装置500的输出部1连接到半导体开关元件101的栅极端子G。栅极驱动装置500的基准电位2连接到半导体开关元件101的源极端子G。另外，指令逻辑部400连接到栅极驱动装置500的输入部3。
第一MOSFET 5的源极和栅极电压上拉MOSFET 12的源极连接到正侧电源4。第一MOSFET 5的漏极连接到导通侧栅极电阻6的一端，第二MOSFET 11的漏极连接到关断侧栅极电阻10的一端。导通侧栅极电阻6的另一端和关断侧栅极电阻10的另一端都连接到栅极驱动装置500的输出部1。
第二MOSFET 11的源极连接到负侧电源8。第一MOSFET 5的栅极和第二MOSFET 11的栅极都连接到缓冲电路7的输出部，栅极驱动装置500的输入部3连接到缓冲电路7的输入部。
栅极电压上拉MOSFET 12的漏极经由栅极电压上拉电阻13连接到栅极驱动装置500的输出部1。保持电路14的输出部R连接到栅极电压上拉MOSFET 12的栅极，保持电路14的输入部Q连接到检测电路15。
检测电路15由电容器16、电阻17、比较器18构成。在由电容器16和电阻17构成的微分电路中，电容器16的一端连接到MOSFET的漏极端子D，电阻17的一端连接到半导体开关元件101的源极端子S。电容器16的另一端和电阻17的另一端都连接到比较器18的第一输入端子，比较器18的第二输入端子连接到参照电压Vref的电压源。比较器18的输出端子连接到栅极电压保持电路9中的保持电路14的输入部Q。
驱动指令信号P从指令逻辑部400输入到栅极驱动装置500。栅极驱动装置500在输入驱动指令信号P的期间，使缓冲电路7动作，以使第一MOSFET 5导通，并使第二MOSFET 11关断。由此，电流(栅极电流)从正侧电源4经由导通侧栅极电阻6流向半导体开关元件101的栅极。此时，半导体开关元件101的栅极-源极之间(G-S端子之间)的电容被充电，施加超过半导体开关元件101的阈值电压的电压(例如+18V)，使半导体开关元件101导通，并使电流流过半导体开关元件101(导通)。通过调节导通侧栅极电阻6的电阻值(Ron)来控制导通的开关速度。
另外，在没有从指令逻辑部400输入驱动指令信号P的期间，栅极驱动装置500使缓冲电路7动作，以关断第一MOSFET 5，并导通第二MOSFET 11。由此，使栅极电流从半导体开关元件101的栅极经由关断侧栅极电阻10流向负侧电源8。此时，半导体开关元件101的G-S端子之间的电容被放电，并施加低于半导体开关元件101的阈值电压的电压(例如-5V)，使半导体开关元件101关断，切断(关断)半导体开关元件101的电流。通过调节关断侧栅极电阻10的电阻值(Roff)来控制关断的开关速度。另外，负侧电源8的电位可以不为负，例如可以是基准电位(0V)。
由此，用于通过来自指令逻辑部400的驱动指令信号P来驱动电压驱动型的半导体开关元件101的栅极驱动电路包括第一MOSFET 5、导通侧栅极电阻6、第二MOSFET 11、关断侧栅极电阻10。
虽然在后面详细描述，但是在半导体开关元件101关断时，检测电路15通过将半导体开关元件101的漏极-源极间电压(VDS)的上升与比较器18的参照电压Vref进行比较来进行检测。在检测到漏极-源极间电压(VDS)的上升时，将检测信号输出到保持电路14的输入部Q。在从检测电路15输入检测信号之后，即，在半导体开关元件101关断时的半导体开关元件101的漏极-源极间电压(VDS)即主端子间电压上升之后，在主端子间电压变为极大值之前，栅极电压保持电路9开始保持在规定的保持电压的动作。也就是说，在栅极电压保持电路9开始动作时，使栅极电压上拉MOSFET 12导通。由此，将施加到半导体开关元件101的栅极电压保持在规定的保持电压Vkeep，该规定的保持电压Vkeep大于半导体开关元件101的阈值电压并且小于半导体开关元件101的米勒电压。
图3是比较例的栅极驱动装置500的电路图。
比较例的栅极驱动装置500具有从图2所示的本实施方式的栅极驱动装置500的电路图中去除栅极电压保持电路9和检测电路15后得到的结构。为了与本实施方式进行比较，该比较例示出了不应用本实施方式的栅极驱动装置500的情况。对于与图2所示的本实施方式相同的结构，标注相同的参照编号来简化其说明。
在驱动指令信号P从指令逻辑部400输入到栅极驱动装置500时，第一MOSFET 5导通，第二MOSFET 11关断。然后，使半导体开关元件101导通并使电流流过半导体开关元件101(导通)。
此外，在没有从指令逻辑部400输入驱动指令信号P的期间，第一MOSFET 5关断，并且第二MOSFET 11导通。然后，使半导体开关元件101关断并切断(关断)半导体开关元件101的电流。
图4(A)、图4(B)、图4(C)、图4(D)、图4(E)、图4(F)、图4(G)是示出半导体开关元件101关断时的波形的一个示例的图。图4(B)、图4(C)、图4(D)、图4(E)中的各图的实线表示作为比较例的图3的栅极驱动装置500的波形。上述各图中的虚线是作为本实施方式的图2中的栅极驱动装置500的波形，主要表示与比较例的差分。
图4(A)示出来自指令逻辑部400的栅极关断指令P，图4(B)示出半导体开关元件101的栅极电流，图4(C)示出半导体开关元件101的栅极源极间电压，图4(D)示出半导体开关元件101的漏极电流。图4(E)示出半导体开关元件101的漏极源极间电压，图4(F)示出检测电路15中的输出信号(VOUT)，图4(G)示出对于栅极电压上拉MOSFET 12的导通指令(R)。另外，图4(D)和图4(E)在中途交叉，彼此的位置互换。
以下，参照图2等，对图4(A)、图4(B)、图4(C)、图4(D)、图4(E)、图4(F)、图4(G)中所示的半导体开关元件101的关断进行说明。
如图4(A)所示，在时刻t0，从指令逻辑部400输入用于关断半导体开关元件101的栅极关断指令P。然后，如图4(C)所示，半导体开关元件101的栅极-源极间电压(VGS)减小。从时刻t1起，半导体开关元件101进入VGS变为恒定的米勒期间。同时，如图4(E)所示，漏极-源极间电压(VDS)(以下，有时将漏极-源极间电压称为主端子间电压)开始上升。
在VDS上升时，如图4(F)所示，在检测电路15中输出相当于VDS的微分波形的电压(VOUT)。VOUT随着VDS的上升而增加，若在时刻t2在比较器18中成为VOUT＞Vref，则检测电路15检测出半导体开关元件101的关断，并将检测信号Q输出到保持电路14。
如图4(G)所示，保持电路14在经过一定的电路延迟d之后的时刻t3，输出栅极电压上拉MOSFET 12的导通指令R。由此，将栅极电压上拉MOSFET 12从关断切换为导通，并且将导通状态保持一定时间T(保持时间T)。此外，在时刻t3，在栅极电压上拉MOSFET 12转移到导通状态时，第一MOSFET 5处于关断状态，第二MOSFET 11处于导通状态。
因此，栅极驱动装置500的输出部1的电位与通过利用栅极电压上拉电阻13(电阻值：Rlift)和关断侧栅极电阻10(电阻值：Roff)将正侧电源4(电压：Vp)和负侧电源8(电压：Vm)之间的电压分压而获得的值大致一致。即，在输出栅极电压上拉MOSFET 12的导通指令R的时刻t3～t5的期间内，栅极驱动装置500的输出电压(输出部1与基准电位2之间的电压)保持在由下式(1)所示的保持电压Vkeep。
Vkeep＝(Vp－Vm)×Roff/(Rl ift+Roff)+Vm···(1)
也就是说，通过在时刻t3～t5的期间使栅极电压保持电路9进行动作，栅极驱动装置500的输出电压的绝对值从|Vm|减少到|Vkeep|(|Vm|＞|Vkeep|)。
由此，如图4(B)的虚线所示，用于对半导体开关元件101的G-S端子之间的电容进行放电的栅极电流(IG)的绝对值从时刻t3开始减小。因此，用于关断半导体开关元件101并切断半导体开关元件101的电流的速度也在时刻t3以后变慢。如图4(E)中的虚线所示，通过半导体开关元件101的漏极-源极间电压(VDS)的上升速度(dv/dt)也在时刻t3之后降低，与由实线所示的比较例相比，能减小VDS的浪涌电压(Vsurge)。
因此，为了减小浪涌电压，需要降低dv/dt，因此，减小栅极电流的绝对值的定时(时刻t3)需要早于VDS达到极大值的定时(时刻t4)。即，栅极电压上拉MOSFET 12导通并且栅极电压保持电路9开始动作的时刻t3需要在VDS达到极大值的时刻t4之前。
如本实施方式中所示，在利用检测电路15检测VDS的上升(上升)的情况下，在半导体开关元件101进入米勒期间并且VDS开始上升的时刻t1之后，检测VDS的上升。另外，VDS的上升的检测定时(时刻t2)可以通过调节比较器18的参照电压Vref来设定。由此，将栅极电压保持电路9开始动作的时刻t3设定为在VDS达到极大值的时刻t4之前。
通常，由于在半导体开关元件101关断时VDS连续且平滑地上升，因此难以从VDS的波形唯一地检测主端子间电压的上升。在本实施方式中，利用检测电路15中的输出电压VOUT随着半导体开关元件101的VDS的上升而增加的现象，通过在比较器18中检测VOUT＞Vref来检测主端子间电压的上升。因此，图4(E)所示的主端子间电压VDS的上升的检测时刻t2不一定限定于图中的“拐点A”的定时。具体地，在从半导体开关元件101进入米勒期间并且VDS开始上升的时刻t1起，到半导体开关元件101的主端子间电压的变化率dv/dt变为最大，并且到图4(F)所示的检测电路15的输出信号VOUT变为最大的时刻t3为止的期间内的任意时刻，检测主端子间电压VDS的上升即可。
另外，虽然描述了需要在比VDS达到极大值的定时更早的定时开始栅极电压保持电路9的动作，但并不一定限于在时刻t3使栅极电压保持电路9动作。即，在检测主端子间电压VDS的上升的检测时刻t2之后，直到VDS达到极大值的时刻t4为止的期间内的任意时刻，适当地设定栅极电压保持电路9开始动作的时刻即可。图4(G)是其中的一个示例。
如图4(B)中的虚线所示，在时刻t3，通过栅极电压保持电路9开始动作，栅极电流(IG)的绝对值减小。此外，如图4(G)所示，通过在时刻t3栅极电压保持电路9开始动作，栅极电压上拉MOSFET 12的导通指令(R)变为高电平。然而，如图4(C)所示，在时刻t3，即使栅极电压保持电路9开始动作，半导体开关元件101的栅极-源极间电压(VGS)也会保持米勒电压(Vmiller)不变。即，在从时刻t3～t5的期间，栅极驱动装置500的输出电压保持在由式(1)所示的Vkeep，但是半导体开关元件101的VGS如由图4(C)中的虚线所示，在米勒期间结束的时刻B之前保持Vmiller不变。
在米勒期间结束的时刻B之后，直到时刻t5为止，半导体开关元件101的VGS保持在Vkeep而不是Vmiller。这是因为在米勒期间内的半导体开关元件101的VGS不依赖于来自外部的栅极控制电压(栅极驱动装置500的输出电压)，而保持在由半导体开关元件101自身的特性所决定的下式(2)的米勒电压。
Vmiller＝Vth+ID/gm···(2)
这里，Vth是作为MOSFET的半导体开关元件101的阈值电压，ID是流过半导体开关元件101的漏极电流，gm是半导体开关元件101的转移电导。
如图4(C)所示，在从米勒期间结束的时刻B到时刻t5的期间，栅极-源极间电压(VGS)保持在Vkeep。此时，Vkeep小于半导体开关元件101的米勒电压Vmiller，并且保持在大于半导体开关元件101的阈值电压Vth的值。通过将VGS上拉(保持)到大于Vth的Vkeep一定时间，在半导体开关元件101中流过下式(3)所示的电流(尾电流：Itail)。
Itail＝gm×(Vkeep－Vth)···(3)
由此，在半导体开关元件101关断时VDS变为极大值的时刻t4之后，如图4(D)中的虚线所示的尾电流(Itail)流过半导体开关元件101的内部，从而在半导体开关元件101产生损耗。由此，存储在构成逆变器电路200的电路中的寄生电感和寄生电容中的能量被消耗，可以有效地使振铃振动衰减。从式(3)可知，通过调节Vkeep的值，能控制尾电流(Itail)的大小，也能控制振铃振动的衰减程度。
这里，参照不应用本实施方式的比较例，来描述振铃。在栅极型开关元件关断时，栅极型开关元件的主端子之间的电压急剧上升，同时，流过栅极型开关元件的主端子之间的电流(主电流)急剧下降。于是，利用存在于安装有栅极型开关元件的布线中的寄生电感产生电动势。通过该电动势，主端子间电压如图4(E)的实线所示，在关断后立即上拉到峰值，之后反复增减。另外，如图4(D)的实线所示，主电流也与主端子间电压的增减联动地反复增减。由此，在栅极型开关元件关断时，在该栅极型开关元件产生振铃。
图5(A)、图5(B)、图5(C)、图5(D)、图5(E)、图5(F)、图5(G)是示出半导体开关元件101关断时的波形的其他示例1的图。图5(B)、图5(C)、图5(D)、图5(E)中的各图的实线表示作为比较例的图3的栅极驱动装置500的波形。上述各图中的虚线是作为本实施方式的图2中的栅极驱动装置500的波形，主要表示与比较例的差分。
图5(A)示出来自指令逻辑部400的栅极关断指令P，图5(B)示出半导体开关元件101的栅极电流，图5(C)示出半导体开关元件101的栅极源极间电压，图5(D)示出半导体开关元件101的漏极电流。图5(E)示出半导体开关元件101的漏极源极间电压，图5(F)示出检测电路15中的输出信号(VOUT)，图5(G)示出对于栅极电压上拉MOSFET 12的导通指令(R)。
与图4(A)、图4(B)、图4(C)、图4(D)、图4(E)、图4(F)、图4(G)相比，图5(C)、图5(D)与图4(C)、图4(D)不同。
如图5(C)所示，有时半导体开关元件101的栅极源极间电压在时刻B到时刻t5缓慢地变化。例如，在图2所示的栅极驱动装置500的输出部1和MOSFET的栅极端子G之间存在布线电感和寄生电阻这样的阻抗分量。因此，即使栅极驱动装置500的输出电压如图4(C)中的虚线所示那样呈阶梯状地变化，有时半导体开关元件101的VGS如图5(C)中的虚线所示那样缓慢地变化。
在其他示例1中，示出了VGS如图5(C)中的虚线所示那样缓慢变化的情况，因此栅极驱动装置500的动作与波形之间的关系与参照图4(A)、图4(B)、图4(C)、图4(D)、图4(E)、图4(F)、图4(G)已经说明的内容相同。
如图5(C)中的虚线所示，与图4(C)相比，半导体开关元件101的栅极源极间电压在从时刻B到时刻t5的期间从Vmiller缓慢地减小到Vkeep。因此，如图5(D)中的虚线所示，尾电流(Itail)相对较大地流动，从而具有能够更有效地控制半导体开关元件101的振铃振动的效果。
图6(A)、图6(B)、图6(C)、图6(D)、图6(E)、图6(F)、图6(G)是示出半导体开关元件101关断时的波形的其他示例2的图。图6(B)、图6(C)、图6(D)、图6(E)中的各图的实线表示作为比较例的图3的栅极驱动装置500的波形。上述各图中的虚线是作为本实施方式的图2中的栅极驱动装置500的波形，主要表示与比较例的差分。
图6(A)示出来自指令逻辑部400的栅极关断指令P，图6(B)示出半导体开关元件101的栅极电流，图6(C)示出半导体开关元件101的栅极源极间电压，图6(D)示出半导体开关元件101的漏极电流。图6(E)示出半导体开关元件101的漏极源极间电压，图6(F)示出检测电路15中的输出信号(VOUT)，图6(G)示出对于栅极电压上拉MOSFET 12的导通指令(R)。
与图4(A)、图4(B)、图4(C)、图4(D)、图4(E)、图4(F)、图4(G)相比，图6(E)与图4(E)不同。
在该其他示例2中，与图4的一个示例和图5的其他示例1相比，使在栅极电压保持电路9开始动作的时刻t3之前的栅极驱动速度更快。例如，通过降低图2所示的栅极驱动装置500的关断侧栅极电阻10的电阻值(Roff)来实现栅极驱动速度的高速化。如图6E中的虚线所示，通过减小Roff，半导体开关元件101的漏极-源极间电压(VDS)的上升速度(dv/dt)在时刻t3之前增加。
由此，与图4的一个示例和图5的其他示例1相比，能减小由VDS与漏极电流(ID)的乘积的时间积分决定的关断损耗(Eoff)。另一方面，由于栅极电压保持电路9在时刻t3之后动作，因此与图4的一个示例和图5的其他示例1的情况相同，能够获得抑制浪涌电压和振铃振动的抑制效果。
一般来说，利用了面向车载的逆变器那样的半导体开关元件的开关动作的功率转换装置中，通过开关动作的高频化，能减小电路中使用的电感和电容器等无源元件，实现装置的小型化，因此高频开关化得以推进。此外，作为半导体开关元件的多数载流子器件的SiC-MOSFET不像Si-IGBT那样在由少数载流子引起的关断时会产生尾电流，因此能减小开关损耗，适用于高频开关。另外，作为宽带隙半导体的SiC的动作极限温度比Si高，也可以用热阻较大的小型散热器进行冷却。这样，SiC-MOSFET有助于电力转换电路整体的小型化，Si-IGBT和驱动方式具有互换性，因此可以认为将SiC-MOSFET应用到面向车载的逆变器中的情况在今后会越来越广泛。
然而，尽管SiC-MOSFET的开关损耗较小，但随着高频开关化的发展，开关损耗占整个功率损耗的比例将增加，因此进一步降低开关损耗是重要的。此外，若由高速开关化导致开关时的dv/dt变大，则半导体开关元件因浪涌电压和振铃振动而产生的电磁噪声(EMI)变大。此外，随着面向车载的逆变器小型化的发展，半导体开关元件周围的电子设备受到电磁噪声的影响也变大。这样，由于开关损耗的抑制和噪音的降低之间存在着权衡关系，所以对面向车载的逆变器来说，优选为能够将两者最优化的驱动装置。
根据本实施方式，栅极驱动装置500能抑制半导体开关元件101的关断损耗，并且能降低振铃振动和浪涌电压双方。因此，由于浪涌电压和开关损耗(发热)减小，并且由半导体开关元件101产生的电磁噪声也减小，因此能使由半导体开关元件101构成的逆变器电路200小型化，能确保电动机300等的绝缘性，并能抑制电磁噪声，在将电动机300搭载在车辆上时，能有助于电动汽车和混合动力汽车的控制系统的高效化和高可靠性。
图2所示的检测电路15是用于实现在半导体开关元件101关断时的VDS上升之后，并且VDS变为极大值之前，将施加到半导体开关元件101的栅极电压保持在上述保持电压Vkeep的一个单元。不限于图2所示的检测电路15，例如，可以是在下面描述的变形例中记载的结构。
图7是实施方式1的变形例的栅极驱动装置500的电路图。
如图7所示，使用计时器电路19代替检测电路15。从指令逻辑部400向计时器电路19输入栅极关断指令P，并且在从输入栅极关断指令P起经过规定时间之后，将检测信号Q输出到保持电路14。在与图2中所示的栅极驱动装置500相同的位置赋予相同的标号，并且将简单地对其进行说明。
若参照图4的波形进行说明，则在时刻t0，如图4(A)所示，从指令逻辑部400输出用于关断半导体开关元件101的栅极关断指令P。计时器电路19在经过规定时间之后，例如在图4所示的时刻t2，将检测信号Q输出到保持电路14。如图4(G)所示，保持电路14在经过一定的电路延迟d之后的时刻t3，输出栅极电压上拉MOSFET 12的导通指令R。即，通过计时器电路19实现在半导体开关元件101关断时的VDS上升之后，并且VDS变为极大值之前，将施加到半导体开关元件101的栅极电压保持在上述的Vkeep。
[实施方式2]
图8是实施方式2的栅极驱动装置500’的电路图。
在图8中，示出了图1所示的逆变器电路200中的U相下臂的半导体开关元件101及其栅极驱动装置500’。其它，U相上臂、V相和W相的上臂/下臂的各个半导体开关元件101及其栅极驱动装置500’也具有同样的结构。在下文中，将说明U相下臂的半导体开关元件101及其栅极驱动装置500’的结构和动作，而其它半导体开关元件101及其栅极驱动装置500’的结构和动作也相同。
实施方式2的栅极驱动装置500′相对于图2所示的实施方式1的栅极驱动装置500，在栅极电压保持电路9中追加了第二关断侧栅极电阻20、输出级MOSFET 21、切换开关22。实施方式2中追加了保持电压控制部600。除此以外的结构，与图2所示的实施方式1的结构相同。对于与图2相同的部位赋予相同的标号并简化其说明。
如图8所示，输出级MOSFET 21的源极连接到负侧电源8。输出级MOSFET 21的漏极经由第二关断侧栅极电阻20连接到栅极驱动装置500′的输出部1。输出级MOSFET 21的栅极经由切换开关22连接到第二MOSFET 11的栅极。半导体开关元件101的温度(Tj)和流过半导体开关元件101的电流(ID)或逆变器电路200的输出电流(ID)的感测值被输入到保持电压控制部600，保持电压控制部600的输出部连接到切换开关22。由设置在半导体开关元件101附近的省略图示的热敏电阻等温度传感器来获取半导体开关元件101的温度(Tj)。由省略图示的电流传感器获取流过半导体开关元件101的电流(ID)或逆变器电路200的输出电流(ID)。
保持电压控制部600基于输入的Tj或ID的值将控制信号S发送到切换开关22。在接收到控制信号S时，切换开关22使切换开关22短路，第二MOSFET 11的栅极和输出级MOSFET21的栅极双方都处于连接到缓冲电路7的输出部的状态。另外，在没有接收到控制信号S时，切换开关22断开切换开关22，只有第二MOSFET 11的栅极处于连接到缓冲电路7的输出部的状态。
在保持电压控制部600发送控制信号S并且切换开关22短路的情况下，在半导体开关元件101关断时，第二MOSFET 11和输出级MOSFET 21双方都处于导通状态。因此，在栅极电压保持电路9开始动作时，栅极驱动装置500′的输出电压(图8的输出部1和基准电位2之间的电压)保持为由下式(4)所示的保持电压Vkeep1。
Vkeep1＝(Vp－Vm)×Roffs/(Rl ift+Roffs)+Vm··(4)
这里，Roffs是通过使关断侧栅极电阻10(Roff)和第二关断侧栅极电阻20(Roff1)并联而获得的合成电阻，并且Roffs＜Roff。
在保持电压控制部600不发送控制信号S，并且切换开关22断开的情况下，在MOSFET关断时，只有第二MOSFET 11处于导通状态。因此，在栅极电压保持电路9开始动作时，栅极驱动装置500′的输出电压保持为由实施方式1中说明的式(1)所示的保持电压Vkeep。
因半导体开关元件101的栅极电阻所产生的分压比的不同，在切换开关22短路时的Vkeep1小于在切换开关22断开时的Vkeep(Vkeep1＜Vkeep)。也就是说，通过根据输入到保持电压控制部600的Tj或ID的感测值来打开和关闭切换开关22，能根据半导体开关元件101的动作条件(温度、电流)来改变在栅极电压保持电路9动作时的保持电压Vkeep。
图9是示出半导体开关元件101的米勒电压(Vmiller)、阈值电压(Vth)对电流的依赖性的图。横轴是流过半导体开关元件101的电流ID，纵轴是米勒电压(Vmiller)、阈值电压(Vth)等电压。
如实施方式1中说明的式(2)所示，流过半导体开关元件101的电流ID的越大，则Vmiller越大。另一方面，一般情况下，Vth的电流依赖性较小。在实施方式1中，即使电流ID改变，在栅极电压保持电路9动作时的保持电压Vkeep也不改变，因此成为图9中的虚线a所示那样。此时，根据图9可知，Vkeep和Vth的差即差电压(Vkeep-Vth)也大致不变。因此，根据实施方式1中说明的式(3)，在关断时VDS变为极大值的时刻t4之后(参照图4(D))的时刻B，流过半导体开关元件101内部的尾电流(Itail)也成为大致不变。一般情况下，流过半导体开关元件101的电流ID越大，则半导体开关元件101关断时的振铃振动的振幅越大，因此，在流过半导体开关元件101的电流ID较大时，使Itail也增大的情况下振铃振动的抑制效果变大。
因此，在实施方式2中，如图9中的实线b所示，在ID超过某个电流Ic时，断开切换开关22从而增加Vkeep，即，通过使差电压(Vkeep-Vth)上升来增大Itail。在ID为Ic以下时，通过短路切换开关22来减小Vkeep，即通过减小差电压(Vkeep-Vth)，也能减小Itail。
由此，能在振铃振动加剧的大电流时增大Itail，增大振铃振动的抑制效果，在除此以外的动作区域中不使Itail增大过多，从而能避免造成开关损耗的过度增加。
图10是示出半导体开关元件101的米勒电压(Vmiller)、阈值电压(Vth)对温度的依赖性的图。横轴是流过半导体开关元件101的温度Tj，纵轴是米勒电压(Vmiller)、阈值电压(Vth)等电压。
一般情况下，温度Tj越高，则Vth越小。另外，如实施方式1中说明的式(2)所示，随着Vth降低，Vmiller也降低。因此，随着半导体开关元件101的温度Tj的上升，Vmiller和Vth都减小。在实施方式1中，即使温度Tj改变，在栅极电压保持电路9动作时的保持电压Vkeep也不改变，因此成为图10中的虚线c所示那样。此时，由图10可知，温度越高，则Vkeep和Vth的差电压(Vkeep-Vth)越增加。因此，根据实施方式1中说明的式(3)，在关断时VDS变为极大值的时刻t4(参照图4(D))之后，温度越高，则流过半导体开关元件101内部的尾电流(Itail)越增加。认为若在半导体开关元件101处于高温时尾电流(Itail)增大，则可能导致开关损耗的过度增加，并且半导体开关元件101的发热量和内部温度可能增大。
因此，在实施方式2中，如图10的实线d所示，在半导体开关元件101的温度Tj超过某个温度Tc时，使切换开关22短路从而减小Vkeep，即，通过减小差电压(Vkeep-Vth)也能减小Itail。在Tj为Tc以下时，通过断开切换开关22来增加Vkeep，即通过使差电压(Vkeep-Vth)上升，也能增大Itail。
由此，在容易导致半导体开关元件101的开关损耗增大或内部温度上升的高温动作时，减少Itail以防止开关损耗的过度增加，在除此以外的动作区域中在适当范围内增大Itail，从而能获得足够的振铃抑制效果。
根据本实施方式，除了在实施方式1中描述的效果之外，即使在半导体开关元件101的动作环境(温度或电流)变动的情况下，浪涌电压和开关损耗(发热)也被减小，由半导体开关元件101产生的电磁噪声也减少，因此能增加对于动作环境的变动的控制的可靠性。
在图8所示的栅极驱动装置500′中，示出了仅在栅极电压保持电路9中追加了一组由第二关断侧栅极电阻20、输出级MOSFET21、切换开关22构成的部件组的示例，但是本实施方式并不限于此，也可以并联地追加多个部件组。通过增加部件组的并联数量，由保持电压控制部600根据半导体开关元件101的动作环境(温度或电流)来控制各部件组的切换开关的断开和闭合的组合。由此，能根据动作环境(温度或电流)更精细地改变保持电压Vkeep的值。具体地说，通过设定多个控制值[Ic，Tc]，从而能在多个阶段对图9和图10所示的对应于电流和温度的Vkeep的切换控制进行控制，而不是在一个阶段进行控制。此外，还可以组合电流和温度等多种动作环境，对Vkeep进行切换控制。
此外，图8所示的栅极驱动装置500′中，也可以在栅极电压保持电路9中与第二MOSFET 11侧并联地设置了由关断侧栅极电阻20、输出级MOSFET 21、切换开关22构成的部件组。
图11是实施方式2的变形例的栅极驱动装置500”的电路图。
与图8所示的栅极驱动装置500′相比，图11所示的变形例的栅极驱动装置500”在栅极电压保持电路9中追加了第二导通侧栅极电阻23、输出级MOSFET 24、切换开关25。此外，图8所示的第二关断侧栅极电阻20、输出级MOSFET 21、切换开关22被删除。除此以外的结构与图8所示的实施方式2的结构相同。对于与图8、图2相同的部位赋予相同的标号并简化其说明。
如图11所示，输出级MOSFET 24的源极连接到正侧电源4。输出级MOSFET 24的漏极经由第二导通侧栅极电阻23和切换开关25连接到栅极驱动装置500”的输出部1。输出级MOSFET 24的栅极与栅极电压上拉MOSFET 12的栅极一起连接到保持电路14的输出部R。半导体开关元件101的温度(Tj)和流过半导体开关元件101的电流(ID)或逆变器电路200的输出电流(ID)的感测值被输入到保持电压控制部600，保持电压控制部600的输出部连接到切换开关25。
保持电压控制部600基于输入的Tj或ID的值将控制信号S发送到切换开关25。在接收到控制信号S时，切换开关25使切换开关25短路，使栅极电压上拉MOSFET 12和输出级MOSFET 24双方都处于连接到栅极驱动装置500”的输出部1的状态。因此，在栅极电压保持电路9进行动作时，栅极驱动装置500”的输出电压(输出部1和基准电位2之间的电压)保持在由下式(5)所示的保持电压Vkeep2。
Vkeep2＝(Vp－Vm)×Roff/(Rons+Roff)+Vm··(5)
这里，Rons是通过使栅极电压上拉电阻13(Rlift)和第二导通侧栅极电阻23(Ron1)并联而得到的合成电阻，Rons＜Rlift。
另外，在切换开关25未接收到控制信号S时，断开切换开关25，处于仅栅极电压上拉MOSFET 12连接到栅极驱动装置500’的输出部1的状态。因此，在栅极电压保持电路9开始动作时，栅极驱动装置500”的输出电压保持在由实施方式1中说明的式(1)所示的保持电压Vkeep。
根据式(1)和式(5)，因栅极电阻所产生的分压比的不同，在切换开关25短路时的Vkeep2大于在切换开关25断开时的Vkeep(Vkeep2＞Vkeep)。也就是说，通过根据输入到保持电压控制部600的Tj或ID的感测值来断开和闭合切换开关25，能根据半导体开关元件101的动作条件(温度、电流)来改变在栅极电压保持电路9进行动作时的保持电压Vkeep。针对半导体开关元件101的动作环境的变化的切换开关25的控制与参照图9、图10等说明的内容相同。
根据以上说明的实施方式，能够得到以下的作用效果。
(1)半导体开关元件101的驱动装置包括：用于驱动电压驱动型的半导体开关元件101的栅极驱动电路；以及栅极电压保持电路9，该栅极电压保持电路9将施加到半导体开关元件101的栅极电压保持在规定的保持电压Vkeep，该规定的保持电压Vkeep大于半导体开关元件101的阈值电压Vth且小于半导体开关元件101的米勒电压Vmiller。栅极电压保持电路9在半导体开关元件101关断时的半导体开关元件101的主端子间电压上升之后，且主端子间电压变为极大值之前，开始将栅极电压保持在保持电压Vkeep的动作。由此，能降低开关元件关断时的浪涌电压。
(2)半导体开关元件101的驱动方法是电压驱动型的半导体开关元件101的驱动方法，其中，在半导体开关元件101关断时的半导体开关元件101的主端子间电压上升之后，且主端子间电压变为极大值之前，开始将施加到半导体元件的栅极电压保持在规定的保持电压的动作，该规定的保持电压大于半导体开关元件101的阈值电压且小于半导体开关元件101的米勒电压。由此，能降低开关元件关断时的浪涌电压。
(变形例)
本发明能够将以上说明的实施方式1和实施方式2进行如下变形来实施。
(1)在实施方式1和实施方式2中，以三相的逆变器电路200为例进行了说明，但是不限于此，可以应用于包括上下一对臂的功率转换装置。上下一对臂也可以由将臂单体或多个臂收纳在壳体内、且电极端子被引出到壳体外的功率半导体模块来构成。栅极驱动装置500、500′、500”可以收纳(内置)在功率半导体模块中。
本发明不限于上述实施方式，只要不损害本发明的特征，在本发明的技术思想范围内可以考虑的其他方式也包括在本发明的范围内。另外，也可以是组合了上述实施方式和多个变形例的结构，并不一定限定于具备所说明的全部结构的结构。此外，对于各实施方式的结构的一部分，能够进行其他结构的增加、删除、替换。
标号说明
1…栅极驱动装置的输出部，2…基准电位，3…栅极驱动装置的输入部，4…正侧电源，5…第一个MOSFET，6…导通侧栅极电阻，7…缓冲电路，8…负侧电源，9…栅极电压保持电路，10…关断侧栅极电阻，11…第二MOSFET，12…栅极电压上拉MOSFET，13…栅极电压上拉电阻，14…保持电路，15…检测电路，16…电容器，17…电阻，18…比较器，19…计时器电路，20…第二关断侧栅极电阻，21、24…输出级MOSFET，22、25…切换开关，23…第二导通侧栅极电阻，100…电池，101…电压驱动型的半导体开关元件(例如SiC-MOSFET)，102…回流二极管，110…平滑电容器，200…逆变器电路，300…电动机，310…电动机的绕组，400…指令逻辑部，500、500′、500”…栅极驱动装置，600…保持电压控制部。

Claims (9)

1.一种半导体开关元件的驱动装置，其特征在于，包括：
栅极驱动电路，该栅极驱动电路用于驱动电压驱动型的半导体开关元件；以及
栅极电压保持电路，该栅极电压保持电路将施加到所述半导体开关元件上的栅极电压保持在规定的保持电压，该规定的保持电压大于所述半导体开关元件的阈值电压并且小于所述半导体开关元件的米勒电压，
所述栅极电压保持电路在所述半导体开关元件关断时的所述半导体开关元件的主端子间电压上升之后，并且所述主端子间电压变为极大值之前，开始将所述栅极电压保持在所述保持电压的动作。
2.如权利要求1所述的半导体开关元件的驱动装置，其特征在于，
包括检测电路，该检测电路用于检测所述半导体开关元件的关断状态，
所述栅极电压保持电路根据所述检测电路的检测信号开始所述动作。
3.如权利要求1所述的半导体开关元件的驱动装置，其特征在于，
包括计时器电路，该计时器电路用于测量从对于所述半导体开关元件的栅极关断指令起经过了规定时间的情况，
所述栅极电压保持电路在由所述计时器电路得到的经过所述规定时间之后开始所述动作。
4.如权利要求1至3中任一项所述的半导体开关元件的驱动装置，其特征在于，
所述栅极电压保持电路基于所述半导体开关元件的温度和/或流过所述半导体开关元件的电流值，改变所述保持电压。
5.如权利要求4所述的半导体开关元件的驱动装置，其特征在于，
所述栅极电压保持电路将所述半导体开关元件的温度为第一温度时的所述栅极电压设定为高于所述半导体开关元件的温度为第二温度时的所述栅极电压的所述保持电压，所述第二温度高于所述第一温度。
6.如权利要求4所述的半导体开关元件的驱动装置，其特征在于，
所述栅极电压保持电路将所述半导体开关元件的电流值为第一电流值时的所述栅极电压设定为低于所述半导体开关元件的电流值为第二电流值时的所述栅极电压的所述保持电压，所述第二电流值大于所述第一电流值。
7.一种功率转换装置，其特征在于，包括：如权利要求1至3中任一项所述的半导体开关元件的驱动装置；以及
由所述半导体开关元件构成的逆变器电路。
8.一种半导体开关元件的驱动方法，是电压驱动型的半导体开关元件的驱动方法，该半导体开关元件的驱动方法的特征在于，
在所述半导体开关元件关断时的所述半导体开关元件的主端子间电压上升之后，并且所述主端子间电压变为极大值之前，开始将施加到所述半导体元件上的栅极电压保持在规定的保持电压的动作，该规定的保持电压大于所述半导体开关元件的阈值电压并且小于所述半导体开关元件的米勒电压。
9.如权利要求8所述的半导体开关元件的驱动方法，其特征在于，
基于所述半导体开关元件的温度和/或流过所述半导体开关元件的电流值，改变所述保持电压。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPWO2008155917A1 (ja) * 2007-06-19 2010-08-26 パナソニック株式会社 スイッチング素子駆動回路
JP5163436B2 (ja) * 2008-11-12 2013-03-13 トヨタ自動車株式会社 半導体駆動装置
JP5029678B2 (ja) * 2009-12-07 2012-09-19 株式会社デンソー スイッチング素子の駆動装置
KR101723358B1 (ko) * 2012-12-21 2017-04-05 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 스위칭 소자 구동 회로, 파워 모듈 및 자동차
JP5920316B2 (ja) * 2013-11-07 2016-05-18 株式会社デンソー スイッチング素子の駆動装置
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