CN101542903B - 功率半导体元件的驱动电路 - Google Patents

Abstract

提供一种能够抑制功率半导体元件开关时的浪涌电压并降低开关损耗的驱动电路。连接IGBT等元件(10)和与其成对的元件(20)，通过驱动器(22)来驱动元件(10)，并通过控制电路(24)来控制栅极电压。当关断时，通过比较器(26)检测元件(20)的电压Vak变为了预定电压，控制电路(24)将栅极电阻从小的电阻切换成大的电阻，抑制浪涌电压并降低开关损耗。当导通时，在从检测到Vak的上升开始经过了一定的时间之后，控制电路(24)将栅极电阻从大的电阻切换成小的电阻，抑制浪涌电压并降低开关损耗。

Description

功率半导体元件的驱动电路

技术领域

本发明涉及半导体元件的驱动电路，尤其涉及功率半导体元件的浪涌电压、开关损耗的降低。

背景技术

在功率电路中使用半导体开关元件，其中重要的问题是降低开关时的浪涌电压和开关损耗。以往提出了通过主动控制半导体开关元件开关时的栅极电压而在将浪涌电压抑制得较低的状态下降低开关损耗的方法。但是在以往的方法中均检测驱动对象开关元件的元件电压、元件电流、栅极电压，并通过单个检测信号或者组合这些检测信号来进行逻辑处理而控制栅极电压。栅极电压通过改变栅极电路的电压或改变栅极电阻的值等来进行控制。在日本专利文献特许第3141613号和特开2001-197724号公报中例举了半导体开关元件的例子。

但是，在检测元件电流的情况下，聚磁式电流传感器存在着成本高、传感器尺寸大的问题。采用霍尔传感器或单个磁阻元件时则存在着精度差、成本高的问题。此外，用于控制的电流值需要利用即将开、关之前的值，因此需要进行高速检测，但是兼顾精度和高速检测这两者是很困难的。

此外，在对栅极电压进行检测的情况下存在着以下问题：由于开关时会从驱动元件的寄生电容向栅极电压施加反馈，因此栅极电压会发生复杂的变化，或者由于电源为15V左右，因此容易混入来自连接在相同地线上的其他电路的开关噪声。此外，由于栅极电压的变化点是导致电路动作发生变化的分歧点，因而通过电压微分来检测电路动作监视信号，但是电压微分信号的值很小，从而会因为其他噪声而产生大的控制误差，因此电压微分信号不适合用作开、关中的控制信号。

另一方面，元件电压的值大而比较容易检测到，但是需要最优化栅极电压的控制点。上述专利文献1、2虽然也使用了元件电压，但是在专利文献1中没有公开关于检测点的任何内容，在专利文献2中由于将元件电压低的点作为检测点，所以存在着无法解决元件之间的偏差的问题。

发明内容

本发明提供一种能够降低功率半导体元件开关时的浪涌电压和开关损耗的驱动电路。

本发明提供一种功率半导体元件的驱动电路，该驱动电路具有第二半导体元件，该第二半导体元件与作为驱动对象的第一半导体元件串联连接并与该第一半导体元件成对，所述第一半导体元件是马达驱动逆变器的每一桥臂的构成要素，所述驱动电路向所述第一半导体元件和第二半导体元件提供电源电压Vb来驱动该所述第一半导体元件和第二半导体元件，所述驱动电路的特征在于，包括：控制电路，在所述第一半导体元件的关断动作时，对所述第一半导体元件的栅极电阻、栅极施加电压、或栅极输入电容中的至少一个进行切换控制；以及检测电路，检测所述第二半导体元件的电压Vak；所述控制电路在从所述检测电路所检测到的所述电压Vak变为了第一预定电压ΔV1的时间点开始经过了第一预定时间的时间点，对所述栅极电阻、栅极施加电压、或栅极输入电容中的至少一个进行切换控制。

此外，本发明提供一种功率半导体元件的驱动电路，所述驱动电路具有第二半导体元件，所述第二半导体元件与作为驱动对象的第一半导体元件串联连接并与该第一半导体元件成对，所述驱动电路向所述第一半导体元件和所述第二半导体元件提供电源电压Vb来驱动该第一半导体元件和第二半导体元件，所述驱动电路的特征在于，包括：控制电路，在所述第一半导体元件的导通动作时，对所述第一半导体元件的栅极电阻、栅极施加电压、或栅极输入电容中的至少一个进行切换控制；以及检测电路，检测所述第二半导体元件的电压Vak；所述控制电路在从所述检测电路所检测到的所述电压Vak变为了第二预定电压ΔV2的时间点开始经过了第二预定时间的时间点，对所述栅极电阻、栅极施加电压、或栅极输入电容中的至少一个进行切换控制。

此外，本发明提供一种功率半导体元件的驱动电路，所述驱动电路具有第二半导体元件，所述第二半导体元件与作为驱动对象的第一半导体元件串联连接并与该第一半导体元件成对，所述驱动电路向所述第一半导体元件和所述第二半导体元件提供电源电压Vb来驱动该第一半导体元件和第二半导体元件，所述驱动电路的特征在于，包括：控制电路，在所述第一半导体元件的导通动作时，对所述第一半导体元件的栅极电阻、栅极施加电压、或栅极输入电容中的至少一个进行切换控制；以及检测电路，检测所述第一半导体元件的导通动作时的栅极电压；所述控制电路在从检测到的所述栅极电压变为第三预定电压ΔV3以上的时间点开始经过了第三预定时间之后，对所述栅极电阻、栅极施加电压、或栅极输入电容中的至少一个进行切换控制，其中所述第三预定电压ΔV3小于等于阈值电压。

此外，本发明提供一种功率半导体元件的驱动电路，所述驱动电路具有第二半导体元件，所述第二半导体元件与作为驱动对象的第一半导体元件串联连接并与该第一半导体元件成对，所述驱动电路向所述第一半导体元件和所述第二半导体元件提供电源电压Vb来驱动该第一半导体元件和第二半导体元件，所述驱动电路的特征在于，包括：控制电路，在所述第一半导体元件的关断动作时和导通动作时，对所述第一半导体元件的栅极电阻、栅极施加电压、或栅极输入电容中的至少一个进行切换控制；以及检测电路，检测所述第二半导体元件的电压Vak；在关断动作时，所述控制电路在从所述检测电路所检测到的所述电压Vak变为了第一预定电压ΔV1的时间点开始经过了第一预定时间的时间点，对所述栅极电阻、栅极施加电压、或栅极输入电容中的至少一个进行切换控制，在导通动作时，所述控制电路在从所述检测电路所检测到的所述电压Vak变为了第二预定电压ΔV2的时间点开始经过了第二预定时间的时间点，对所述栅极电阻、栅极施加电压、或栅极输入电容中的至少一个进行切换控制。

根据本发明，能够以简单的结构高精度地在关断时或导通时抑制浪涌电压并降低开关损耗。

通过以下的实施方式将能够更加清楚地理解本发明。但是，以下的实施方式仅仅是举例说明，本发明的技术范围不限于以下实施方式。

附图说明

图1A、图1B是关断时产生浪涌电压的说明图；

图2是关断时的检测点的说明图；

图3是关断时的元件偏差的说明图；

图4是驱动上侧元件的情况下的电路结构图；

图5是固定栅极电阻的关断时的Vce随时间的变化的说明图；

图6是活动栅极(active gate)的关断时的Vce随时间的变化的说明图；

图7是导通时的Vce随时间的变化的说明图；

图8是每一元件电流的栅极电压和Vak随时间的变化的说明图；

图9是固定栅极电阻的导通时的Vak随时间的变化的说明图；

图10是活动栅极的导通时的Vak随时间的变化的说明图；

图11是固定栅极电阻的导通时的Vce随时间的变化的说明图；

图12是活动栅极的导通时的Vce随时间的变化的说明图；

图13是驱动下侧元件时的电路结构图。

具体实施方式

下面，根据附图来说明本发明的实施方式。

<关断>

首先，对利用作为功率半导体元件(power semiconductor)的MOSFET或IGBT来驱动电感(L)负荷时的关断进行说明。在图1A和图1B中表示了电路结构。驱动对象元件10和二极管18与电源12串联连接。电感(L)负荷14连接在驱动对象元件10和二极管18的连接点与电源12之间。在L负荷大的情况下，即便如图1A的步骤1那样将驱动对象元件10的栅极电压Vg设定为关断电平，也仍有相同的元件电流Ice持续流动。如果驱动对象元件10的元件电压超过了电源12的电源电压(图中为500V)，则如图1B的步骤2所示，电流开始流向串联连接的二极管18，元件电流Ice开始减小，但是由于电流也流向与二极管18串联的寄生电感16，因此会在寄生电感16上产生与电流变化相对应的浪涌电压。

由于图1A的步骤1和图1B的步骤2基本上是独立的，因此只要在步骤1中控制为对于步骤1来说最优的栅极电压Vg、在步骤2中控制为对于步骤2来说最优的栅极电压Vg即可。因此，优选在步骤1和步骤2的边界对栅极电压Vg进行切换控制。步骤1和步骤2的边界是元件电压Vce变为与电源电压Vb相等的时候，即是变为Vce＝Vb的定时。但是，为了在该定时进行切换控制，需要将检测点设定在比Vce＝Vb的定时提前控制响应时间的定时。

在利用元件电压Vce来设定该检测点的情况下，如果在低电压侧进行检测，则由于元件温度电流等当时的状况和每个元件的特性偏差，从检测点(例如低电压侧的50V)到栅极电压控制切换点(Vce＝Vb)为止的时间会产生大的偏差。因此，如果将检测点设定在低电压侧并设定成在一定的时间后进行栅极电压控制切换，则控制切换会在大幅地偏离了Vce＝Vb的最优切换点的时间点发生，因此不仅不能降低开关损耗，而且无法将浪涌电压降低到控制目标，从而可能会导致元件特性变差或元件损坏。与此相对，如果在元件电压Vce的高电压侧进行检测，则从检测点到控制切换点的时间误差会变小，因此可以将偏差抑制在允许范围内。考虑栅极电压控制电路的控制响应时间来设定高电压侧的检测点即可，可以将检测点设定为以下电压：

Vce＝Vb-ΔV1    …(1)。

这里，ΔV1是由电路决定的值，是由栅极电压控制电路的延迟时间(delay)决定的值，例如被设定为ΔV1＝150V。通过检测出Vce变为Vce＝Vb-ΔV1并在该时间点开始进行栅极电压控制的切换，在经过了控制响应时间之后达到Vce＝Vb，因此能够在最优的定时实现栅极电压的切换控制。

在图2和图3中表示了关断时的Vce随时间的变化。当在时刻t1关断了元件时，元件电压Vce在时刻t1～时刻t3期间内持续增大，并在时刻t3变为与电源电压Vb相等(对应于图1A的步骤1)。在时刻t3以后，由寄生电感16生成浪涌电压(对应于图1B的步骤2)。在Vce达到了Vb(图中Vb＝650V)的时间点切换栅极电压控制即可。如果在Vce达到了低压侧的例如50V的时间点开始切换控制，当如图3所示那样Vce的上升特性由于元件特性的偏差而存在偏差时，即使在Vce达到了50V的时间点进行控制切换，某些元件由于上升快而无法抑制浪涌电压，其他元件由于上升慢而会导致开关损耗增大。因此，如图2所示，将高压侧的比Vb低预定电压ΔV1的Vb-ΔV1(例如当Vb＝650V、ΔV1＝150V时，Vb-ΔV1＝500V)设定为检测点，并在该时间点开始进行栅极电压控制的切换。于是，如图3所示，即使元件特性存在偏差，Vce的上升时间不同(Vce随时间变化的趋势不同)，也能够将从Vce＝500V到Vce＝650V为止的时间的偏差抑制得很小。例如，在将检测点设定为50V的情况下，从检测点到切换点(变为Vce＝Vb的定时)的时间偏差将达到86ns～275ns的程度，然而在将检测点设定为500V的情况下，能够将从检测点到切换点的时间偏差抑制到17ns～55ns的程度。

但是，当通过Vce＝Vb-ΔV1来设定检测点时，检测点会根据电源电压(电池电压)Vb的变动而发生变化。尤其是由于混合动力车辆的电池电压变动很大，因此当监视Vce并将Vce与Vb-ΔV1相等的点作为检测点时，无法设定最优点。

另一方面，如果采用图4所示的结构，即：与驱动对象元件10串联连接与驱动对象元件10成对的元件20，通过驱动器22和控制电路24来控制元件10的栅极电压，通过控制电路28来控制元件20的栅极电压，向元件10和元件20施加电源电压Vb，通过比较器26来检测元件20的元件电压Vak，则

Vb＝Vce+Vak    …(2)，

如果利用式(2)对Vce＝Vb-ΔV1进行变形，则

Vak＝Vb-Vce＝ΔV1    …(3)。

这意味着，当在如图4所示的结构中检测与驱动对象元件10成对的元件20的元件电压Vak时，即使电源电压Vb发生变动，也总是能够通过Vak＝ΔV1而检测出作为检测点的Vb-ΔV1的定时。并且，意味着能够通过检测Vak变为ΔV1的定时来设定与Vb的变动无关的基准检测点。这样，在本实施例中，将Vce的高压侧的Vb-ΔV1设定为检测点，并将与驱动对象元件10成对的元件20的元件电压Vak作为检测对象而不是将Vce本身作为检测对象，而且将Vak变为ΔV1的定时设定为检测点，由此能够与元件偏差和Vb的变动无关而可靠地在变为Vce＝Vb的时间点切换栅极电压控制。

栅极电压控制的切换例如可以通过切换栅极电阻来进行，在图1A的步骤1中，即在Vce上升而达到Vce＝Vb为止的期间内，将栅极电阻设定得较小，以使Vce在短时间内上升，降低开关损耗。在图1B的步骤2中，即在达到了Vce＝Vb之后产生浪涌电压的期间内，将栅极电阻设定得较大以降低浪涌电压。

图5表示了在将驱动对象元件10的栅极电阻固定为相对大的电阻和相对小的电阻的情况下的关断时的元件电压Vce随时间的变化。在栅极电阻小的情况下，在关断时元件电压Vce急剧上升，会产生浪涌电压。另一方面，在栅极电阻大的情况下，在关断时虽然浪涌电压被抑制，但是元件电压Vce上升得慢，会导致开关损耗。另外，图6表示了如本实施方式那样采用了在与驱动对象元件10成对的元件20的元件电压Vak变为ΔV1的时间点切换栅极电阻的活动栅极的情况下的元件电压Vce的随时间的变化。图中表示了将图5中的栅极电阻相对大的情况和相对小的情况组合后的随时间的变化。即，在关断后Vak达到ΔV1之前，栅极电阻相对小，因此元件电压Vce急剧上升。并且，在Vak达到了ΔV1后，栅极电阻相对增大，因此浪涌电压被抑制。由此，通过不是监视元件电压Vce而是监视与驱动对象元件10成对的元件20的元件电压Vak并以元件电压Vak达到ΔV1为触发来进行切换栅极电阻的控制，既能够抑制浪涌电压又能够降低开关损耗。

根据图4来进一步具体地说明关断时的控制。在图4的结构中，上侧元件驱动电路和下侧元件驱动电路具有不同的结构，当在上侧元件驱动电路中检测下侧元件的Vak时，能够通过电容器和电阻的分压电路来简单地进行检测。

通过比较器26对分压后的元件电压Vak和基准电压ΔV1进行比较。当在混合动力(HV)车中以650V驱动时，ΔV1为150V左右。一旦通过比较器26检测出Vak达到了150V，就向控制电路24提供检测信号。控制电路24在检测后经过了30ns～50ns之后将栅极电阻从相对小的电阻切换为相对大的电阻。栅极电阻由电阻值相对大的电阻R1和电阻值相对小的电阻R2构成，在变为Vak＝ΔV1之前通过电阻R1和电阻R2来构成栅极电阻，当变为了Vak＝ΔV1时从电路中切断电阻R2，增大栅极电阻。30ns～50ns的定时对应于从变为Vce＝Vb-150V的时间点到变为Vce＝Vb为止的时间间隔，因此栅极电阻在作为最优点的Vce＝Vb的时间点被切换。通过该控制，在关断IGBT时，既能够实现Vce的快速上升，又能够抑制浪涌电压。尽管降低开关损耗的效果依赖于浪涌电压的设定，但是与现有方式相比能够降低20％～50％。在IGBT的情况下，对于高速型IGBT的改善效果尤其大，而对于低速型的尾电流大的元件的改善效果则较小。此外，MOS型元件基本上都为高速型元件，因此可以期待大的改善效果。

为了防止误动作，在经过了冲击发生部之后最好降低栅极电压，最好在将栅极电阻切换为相对大的电阻之后再次将栅极电阻切换为相对小的电阻来快速地降低栅极电压。栅极电阻的时间序列变化为电阻小→电阻大→电阻小。

<导通>

接下来，对利用作为功率半导体元件(power semiconductor)的MOSFET或IGBT来驱动电感(L)负荷时的导通进行说明。图7表示了导通时的波形。图7中的(a)是元件电流(恢复电流)Ice随时间的变化，图7中的(b)是元件电压Vce随时间的变化。在图4的结构中，在驱动对象元件10导通时一旦电流开始流动，由于受电流流经电路的寄生电感的影响，Vce+Vak最初会减小。在初始阶段，由于Vak停留在低电压上，因此如图7的(b)所示，表现为Vce电压减小。接着，一旦恢复电流Ice的增加通过了转折点a，由电路的寄生电感引起的Vce+Vak的减小停止并转而增加。之后，在恢复电流Ice转为减小时，变为Vce+Vak＞Vb。在此期间内，Vak从低电压急剧上升，因此Vce如图7的(b)中的(ii)所示转为减小，不久如图7的(b)中的(iii)所示变为0。当恢复电流Ice的减小率大时、以及当(iii)中的Vce的减小率大时，如图7的(b)中的(iv)所示，在Vak上会产生大的浪涌电压。

恢复电流Ice中超过IL的部分在比图7的a点稍靠前的时间点由于元件被施加反偏置而开始流动，因此反偏置电压Vak的上升与恢复电流的上升联动进行，并且均在比a点稍靠前的时间点。因此，通过以Vak＝ΔV2检测Vak的上升来检测a点，并在经过了恢复电流的减小时间的时间点与浪涌电压的大小无关地切换控制，由此能够抑制冲击部位的浪涌电压，并且能够减小由于此后残留的Vce引起的开关损耗。恢复电流Ice对温度的依赖性高，但会在一定的时间内衰减。因此，也可以预先确定从Vak的上升开始的与元件特性相对应的恢复时间来切换控制。当利用Vce来设定检测点时，如图7的(b)所示Vce在时间上可能存在多个相同的电压点，因此有时无法唯一地设定检测点。与此相对，当利用Vak来设定检测点时，由于Vak在导通后单调增大，因此能够将其上升点唯一地设定为检测点。具体地说，首先使用大的栅极电阻来抑制浪涌电压的产生，直到恢复电流Ice经过了减小时间为止，然后切换成小的栅极电阻，使元件的残留Vce迅速地减小，降低开关损耗。

当这样来进行控制切换时，由于与浪涌电压的大小无关地增大栅极电阻来进行浪涌电压抑制控制，因此在实际上没有产生浪涌电压的情况下，开关损耗的降低未被最优化。在IGBT的情况下，已知在元件电流小的情况下会产生大的浪涌电压，在元件电流大的情况下不会产生浪涌电压。因此，在元件电流大的情况下，认为不会产生浪涌电压，优选进行使开关损失的降低优先于浪涌电压的抑制的控制。当在IGBT中有大的元件电流流动时，所需的栅极电压变大，因此从施加栅极电压开始到Vak上升为止的时间变长。因此，利用这种从施加栅极电压开始到Vak上升为止的时间对元件电流的依赖性，在从施加栅极电压开始到Vak上升为止的时间大于等于阈值的情况下，认为元件电流大，不会产生浪涌电压，并将栅极电阻提早切换为相对小的电阻，由此在元件电流大的情况下能够提早解除用于抑制浪涌电压的控制。

下面，对基于元件电流的大小来执行的浪涌电压抑制控制的动作/解除进行更详细的说明。在图8中以元件电流的大小为参数表示了从导通时的栅极电压Vge的施加开始到Vak上升为止的时间变化。将栅极电压Vge变为了一定的电压ΔV3的时间点(栅极电压Vge的施加时间点)t0作为起点，对检测到的Vak的上升时间和预先设定的在某一元件电流下的直到Vak上升为止的一定的时间进行比较。并且，当所检测的时间小于预先设定的一定的时间时，认为元件电流小，会产生浪涌电压，当所检测的时间大于预先设定的一定的时间时，认为元件电流大，不会产生浪涌电压。并且，在认为元件电流小、会产生浪涌电压的情况下，进行抑制浪涌电压的控制，在认为元件电流大、不会产生浪涌电压的情况下，解除浪涌电压的抑制控制。

以上说明了将Vak＝ΔV2设定为检测点、预先确定从Vak上升了的时间点开始的与元件特性相对应的恢复时间、并在恢复电流经过了减小时间的时间点进行控制切换的方法，以及根据从Vge上升后到Vak上升为止的时间的长短来进行控制切换的方法，但是这两种方法也可以并行执行。此时，在从Vge的上升到Vak的上升为止的时间短、元件电流小的情况下，通过基于Vak＝ΔV2的控制来进行栅极电阻的切换控制，从而进行浪涌电压的抑制控制。另一方面，在从Vge的上升到Vak的上升为止的时间长、元件电流大的情况下，解除浪涌电压的抑制控制，提早执行用于降低开关损耗的控制。当事先知道元件电流大时，也可以在从Vge上升开始经过了一定时间之后不等待Vak上升而解除浪涌电压的抑制控制并转到开关损耗降低控制。

参考图4对导通时的控制进行具体的说明。在图4的结构中，上侧元件驱动电路和下侧元件驱动电路具有不同的结构，当在上侧元件驱动电路中检测下侧元件的Vak时，能够通过电容器和电阻的分压电路来简单地进行检测。

通过比较器26对分压后的元件电压Vak和基准电压ΔV2进行比较。当在混合动力(HV)车中以650V驱动时，ΔV2＝100V～150V，因此以Vak＝100V～150V的程度来检测上升。比较器26向控制电路24提供检测信号。控制电路24在从上升经过了作为根据元件特性设定的预定时间的100ns～150ns之后进行控制切换。即，将栅极电阻从大电阻切换成小电阻。在驱动对象元件10的栅极上连接有相对大的电阻R1和相对小的电阻R2，最初仅连接电阻R1，之后将电阻R1和电阻R2一并连接在栅极上而获得相对小的电阻。如果IGBT导通时栅极电阻大，则浪涌电压小，导通损耗大。因此，虽然从IGBT导通后到恢复结束为止的损耗增大，但是能够抑制浪涌电压。之后，通过小的栅极电阻使IGBT的Vce快速地减小，因此导通时的开关损耗下降。

在图9～图12中表示了导通时的波形变化。图9和图11是将栅极电阻分别固定为相对小的电阻的情况和相对大的电阻的情况下的Vak和Vce的随时间的变化，图10和图12是分别如本实施方式那样采用将栅极电阻从相对大的电阻切换成相对小的电阻的活动栅极的情况下的Vak和Vce的随时间的变化。在图9中，如果栅极电阻小，会产生浪涌电压，从而会导致元件劣化或破损。此外，在图11中，如果栅极电阻大，则虽然能够抑制浪涌电压，但是开关时间增大，开关损耗增大。另一方面，通过如图10和图12所示那样采用活动栅极，既能够抑制浪涌电压，又能够降低开关损耗。

此外，控制电路24对驱动对象元件10的栅极电压Vge的上升和预先设定的预定电压值ΔV3进行比较来检测上升定时。ΔV3例如为4V～6V左右。然后，在从Vge的上升定时经过了一定的时间之后，即使没有检测到Vak的上升，也将栅极电阻从相对大的电阻切换成相对小的电阻。一定的时间例如是400ns～1μs的范围。由此，在Vak上升慢、元件电流大的情况下，在Vak上升之前以小的栅极电阻被驱动，降低了开关损耗。开关损耗的降低效果虽然也取决于浪涌电压等的设定条件，但是与通过现有方式进行驱动的情况相比，可以将导通损耗降低20％～50％左右。

以上对本发明的实施方式进行了说明，但是本发明不限于此，也可以采用其他方式。

例如，在本实施方式中，如图4所示，在具有上侧元件驱动电路和下侧元件驱动电路的电路中将上侧的元件作为驱动对象元件10进行驱动，但是也可以如图13所示那样将下侧的元件作为驱动对象元件10来进行驱动。此时，由于下侧的接地线与栅极驱动电路的接地线相同，因此为了检测上侧元件的Vak，将驱动电压Vb和元件电压Vce这两者以同一分压比进行分压，使其最大为5V以下。在IGBT导通的情况下，通过比较器26对Vb和Vce的分压信号的差量与基准电压进行比较，检测Vak＝Vb-Vce＝150V。在关断的情况下，检测Vak＝150V，然后在经过30ns～50ns变为了Vce＝Vb的时间点切换栅极电阻。

此外，在本实施方式中，功率半导体采用了Si的IGBT，但也可以是MOSFET、或者还可以是使用了SiC、GaN等材料的IGBT、MOSFET、HEMT等。

此外，在本实施方式中，Vak的检测电路采用了由电容器和电阻构成的分压电路，但是也可以使用耐高压IC来检测Vak，并将检测信号提供给控制电路24。

此外，在本实施方式中，通过切换栅极电阻实现了活动栅极，但是也可以代替栅极电阻而使用半导体元件，也可以通过切换半导体元件的栅极电压或者切换半导体元件的电阻来切换栅极电阻。此外，改变栅极驱动电路的电压并改变施加到栅极电阻上的电压，由此也能够获得与在同一电压下切换栅极电阻相同的效果。并且，由于根据栅极电阻和栅极的输入电容的关系来决定栅极电压，因此也可以代替切换栅极电阻而采用增加外部电容来进行切换的结构。总之，只要对栅极电阻、栅极电压、栅极输入电容中的至少一个进行切换控制即可，并且也可以将它们组合起来，在切换栅极电阻的同时切换栅极电压，或者在切换栅极电压的同时切换输入电容等。

Claims (9)

1.一种功率半导体元件的驱动电路，所述驱动电路具有第二半导体元件，所述第二半导体元件与作为驱动对象的第一半导体元件串联连接并与该第一半导体元件成对，所述驱动电路向所述第一半导体元件和所述第二半导体元件提供电源电压Vb来驱动该第一半导体元件和第二半导体元件，所述驱动电路的特征在于，包括：

控制电路，在所述第一半导体元件的关断动作时，对所述第一半导体元件的栅极电阻、栅极施加电压、或栅极输入电容中的至少一个进行切换控制；以及

检测电路，检测所述第二半导体元件的电压Vak；

所述控制电路在从所述检测电路所检测到的所述电压Vak变为了第一预定电压ΔV1的时间点开始经过了第一预定时间的时间点，对所述栅极电阻、栅极施加电压、或栅极输入电容中的至少一个进行切换控制。

2.根据权利要求1所述的功率半导体元件的驱动电路，其特征在于，

所述第一预定时间是到所述第一半导体元件的元件电压Vce变为所述电源电压Vb为止的时间，

所述控制电路在所述第一半导体元件的元件电压Vce变为所述电源电压Vb的时间点，对所述栅极电阻、栅极施加电压、或栅极输入电容中的至少一个进行切换控制。

3.根据权利要求1所述的功率半导体元件的驱动电路，其特征在于，

所述控制电路在从所述检测电路所检测到的所述电压Vak变为了所述第一预定电压ΔV1的时间点开始经过了所述第一预定时间的时间点，将所述栅极电阻从相对小的电阻切换控制为相对大的电阻。

4.一种功率半导体元件的驱动电路，所述驱动电路具有第二半导体元件，所述第二半导体元件与作为驱动对象的第一半导体元件串联连接并与该第一半导体元件成对，所述驱动电路向所述第一半导体元件和所述第二半导体元件提供电源电压Vb来驱动该第一半导体元件和第二半导体元件，所述驱动电路的特征在于，包括：

控制电路，在所述第一半导体元件的导通动作时，对所述第一半导体元件的栅极电阻、栅极施加电压、或栅极输入电容中的至少一个进行切换控制；以及

检测电路，检测所述第二半导体元件的电压Vak；

所述控制电路在从所述检测电路所检测到的所述电压Vak变为了第二预定电压ΔV2的时间点开始经过了第二预定时间的时间点，对所述栅极电阻、栅极施加电压、或栅极输入电容中的至少一个进行切换控制。

5.根据权利要求4所述的功率半导体元件的驱动电路，其特征在于，

所述第二预定时间是到所述第二半导体元件的恢复电流经过峰值为止的时间，

所述控制电路在所述恢复电流经过了峰值的时间点，对所述栅极电阻、栅极施加电压、或栅极输入电容中的至少一个进行切换控制。

6.根据权利要求4所述的功率半导体元件的驱动电路，其特征在于，

所述控制电路在从所述检测电路所检测到的所述电压Vak变为了所述第二预定电压ΔV2的时间点开始经过了所述第二预定时间的时间点，将所述栅极电阻从相对大的电阻切换控制为相对小的电阻。

7.根据权利要求4所述的功率半导体元件的驱动电路，其特征在于，

具有第二检测电路，所述第二检测电路检测所述第一半导体元件的导通动作时的栅极电压，

所述控制电路在从检测到的所述栅极电压变为了第三预定电压ΔV3以上的时间点开始经过了第三预定时间之后，对所述栅极电阻、栅极施加电压、或栅极输入电容中的至少一个进行切换控制，其中所述第三预定电压ΔV3小于等于阈值电压。

8.根据权利要求4所述的功率半导体元件的驱动电路，其特征在于，

当所述第一半导体元件的元件电流小于基准电流值时，所述控制电路在经过了所述第二预定时间的时间点进行切换控制，当所述第一半导体元件的元件电流大于所述基准电流值时，所述控制电路在所述第二预定时间经过之前进行切换控制。

9.一种功率半导体元件的驱动电路，所述驱动电路具有第二半导体元件，所述第二半导体元件与作为驱动对象的第一半导体元件串联连接并与该第一半导体元件成对，所述驱动电路向所述第一半导体元件和所述第二半导体元件提供电源电压Vb来驱动该第一半导体元件和第二半导体元件，所述驱动电路的特征在于，包括：

控制电路，在所述第一半导体元件的关断动作时和导通动作时，对所述第一半导体元件的栅极电阻、栅极施加电压、或栅极输入电容中的至少一个进行切换控制；以及

检测电路，检测所述第二半导体元件的电压Vak；

在关断动作时，所述控制电路在从所述检测电路所检测到的所述电压Vak变为了第一预定电压ΔV1的时间点开始经过了第一预定时间的时间点，对所述栅极电阻、栅极施加电压、或栅极输入电容中的至少一个进行切换控制，

在导通动作时，所述控制电路在从所述检测电路所检测到的所述电压Vak变为了第二预定电压ΔV2的时间点开始经过了第二预定时间的时间点，对所述栅极电阻、栅极施加电压、或栅极输入电容中的至少一个进行切换控制。

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