CN104348369A - 功率转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供能在并联结构之间发生了电流分担的不均匀后在尽可能早的时间段降低电流分担的不均匀的功率转换装置。该功率转换装置具有在一个相内并联连接多个具有上下一对MOSFET的半导体模块而成的开关电路，用于在直流与交流之间进行转换，该功率转换装置具有：检测各个半导体模块的交流侧电流的电流检测部分；和根据在电流检测部分中检测到的电流对MOSFET的导通和断开进行控制的栅极控制部分，在有环流电流在MOSFET中的任一个MOSFET内流动的环流模式期间，栅极控制部分将在电流检测部分中检测到的电流较小的一方的半导体模块的成为环流模式的一侧的MOSFET的导通时间控制成比在电流检测部分中检测到的电流较大的一方的半导体模块的成为环流模式的一侧的MOSFET的导通时间长。

Description

功率转换装置
技术领域
本发明涉及功率转换装置，尤其是涉及一种在一个相内并联连接具有MOSFET的半导体模块而构成的功率转换装置。
背景技术
在电梯驱动用功率转换装置等的中等容量和大容量的功率转换装置中，以不会导致作为负载的电动机的电压上升为高压的方式通过增大电流来实现大容量化。因此，采用在一个相内将半导体开关器件并联连接的结构。在并联连接结构中，除了开关器件的特性会导致电流分担变得不均匀外，主电路布线电感和栅极驱动电路的不均匀也是导致电流分担变得不均匀的原因之一。
因此，通过在各个并联结构之间采用通用的栅极驱动电路，能够消除由栅极驱动电路的电流分担不均匀带来的影响。
此外，如专利文献1所示，通过在各个并联的半导体模块采用各自不同的栅极驱动电路，并且对发送到各个栅极驱动电路的信号进行延迟调整来调整开关动作的定时，由此能够降低电流分担的不均匀。
另外，通过组合使用由SiC(碳化硅)制成的MOSFET和作为环流二极管的SiC的肖特基势垒二极管(SBD)，能够降低开关模块的损耗，但该方式会导致电压变化率dv/dt和电流变化率di/dt增大，所以即使布线电感出现很小的差异，也会造成使电流分担变得不均匀等的影响。
在先技术文献
专利文献
专利文献1日本国专利特开2009-135626号公报
发明内容
为了应对电流分担的不均匀，在专利文献1中，将并联连接的开关器件的栅极驱动电路设置成各自独立的电路，并且对各个开关器件的温度进行比较，通过延迟电路对发送到各个栅极驱动电路的信号进行调整，使得温度保持平衡，由此来降低电流分担的不均匀等。
例如在图6所示的三相逆变器电路的功率转换装置中，通过将半导体模块31，32并联连接来构成各相的开关电路3，以下对该功率转换装置进行说明。图7表示半导体模块31的正极侧开关器件31QP的驱动信号GP1、负极侧开关器件31QN的驱动信号GN1、与半导体模块31并联连接的半导体模块32的正极侧开关器件32QP的驱动信号GP2、负极侧开关器件32QN的驱动信号GN2、开关器件31QP，31QN，32QP，32QN的电压VP1，VP2，VN1，VN2、开关器件31QP，31QN，32QP，32QN的电流IP1，IP2，IN1，IN2、半导体模块31，32的交流输出端子31AC，32AC的电流Iac1，1ac2。图7的横轴表示时间。
在图7中，到时间点t1为止，正极侧开关器件31QP，32QP处于导通状态，并且电流均匀地流动。假设在时间点t1使正极侧开关器件31Q，32QP断开后，受到栅极驱动电路或者器件特性的偏差的影响，开关器件31QP的断开定时发生延迟，使得电流出现了不均匀。此时，由于后断开的开关器件31QP的电流IP1增大，所以交流输出端子的电流也变为Iac1＞Iac2，电流出现了不均匀。在时间点t1以后变为负极侧的环流模式，但到时间点t2为止，由于开关器件31QN，32QN的驱动信号GN1，GN2处于断开状态，所以在负极侧的环流二极管31DN，32DN和由MOSFET构成的开关器件31QN，32QN的寄生二极管中有电流流动。
图4表示MOSFET的电流Id-电压Vds特性，如图4所示，反向电流也能够通过寄生二极管流通(图4的点线表示只有MOSFET寄生二极管而没有环流二极管的场合，虚线表示将MOSFET寄生二极管与环流二极管(肖特基势垒二极管，SBD)组合使用的场合)。此外，针对反向电流，能够通过施加栅极电压使模式变为同步整流模式，由此能够降低电压(Vds的绝对值)(如图4中的表示MOSFET同步整流的实线所示)。在此，为了降低损耗，优选尽可能使时间点t2接近时间点t1，但需要设置防止短路的时间(无效时间，dead time)。
在从时间点t2起至时间点t4为止的期间，使有环流电流流动的环流模式的开关器件31GN，32GN的驱动信号GN1，GN2导通，以进行同步整流。在这一期间，电流继续处于不均匀状态。
在时间点t4，负极侧开关器件31QN，32QN的驱动信号GN1，GN2断开，在经过无效时间后，使正极侧开关器件31QP，32QP导通。此时，使电流大(Iac1＞Iac2)的一侧的驱动信号GP1延迟。在时间点t5，首先使开关器件32QP导通(使驱动信号GP2导通)，此后在时间点t6使开关器件31QP导通(使驱动信号GP1导通)。由此，由于电流IP2流入先导通的开关器件32QP中，所以能够实现电流的均匀化。在此，由于电流的不均匀性随着开关器件的温度差变大而变大，所以使从时间点t5起至时间点t6为止的期间的长度延长。此外，在图7的场合，通过使电流Iac1与电流Iac2的大小颠倒来降低电流分担的不均匀性，但即使不使电流Iac1与电流Iac2的大小颠倒而仅使得两者的差缩小，与不采取任何措施的场合相比，也能够降低电流分担的不均匀性。
可是，如图7所示，在同步整流结束后，在从时间点t5起至时间点t6为止的期间，通过使正极侧开关器件31QP，32QP的导通定时错开来降低电流分担的不均匀性。在这一场合，在比时间点t5早的时间段，电流一直处于不均匀状态。在电流发生了不均匀的期间，由于并联连接的两个开关器件之间的发热量不同，所以在并联连接的开关器件之间会导致开关器件的使用寿命出现差异。因此，优选在电流发生了不均匀后在尽可能早的时间段降低电流分担的不均匀性。
此外，如图8所示，在采用具有双系统的三相绕组的电动机52的结构的场合，还会出现其他的问题。在图8所示的具有双系统的三相绕组的电动机52的结构中，在使断开的定时错开后，在交流输出端子之间会产生很大的电位差(与采用单元并联结构的各个功率转换装置301或者302的直流电压相当)。也就是说，如图9所示，由于在时间点t5首先使开关器件32QP导通，所以开关器件32QP的电压VP2先变成大致0，半导体模块32的交流输出端子32AC大致变为正极P2的电位(半导体模块32的正极的电位)。另一方面，由于半导体模块31的交流输出端子31AC的开关器件31QP此时还没有导通，所以还处于大致负极N1的电位(半导体模块31的负极的电位)，在交流输出端子31AC与交流输出端子32AC之间产生与直流电压相当的电位差。在该电位差的作用下，循环电流沿着交流输出端子32AC→U2相→寄生电容523→U1相→交流输出端子31AC→环流二极管31DN→直流的负极N1→功率转换装置301的转换器侧的开关器件中的任一个开关器件→功率转换装置302的转换器侧的开关器件中的任一个开关器件→直流的负极N2→功率转换装置302的直流的平滑电容器→直流的正极P2→开关器件32QP→交流输出端子32AC的路径流动，可能会导致布线导体等的温度上升。
同样，在这一场合，由于在从时间点t5起至时间点t6为止的期间，电流的不均匀程度随着开关器件的温度差变大而变大，所以为了缩短从时间点t5起至时间点t6为止的时间长度，在时间点t5这一时间点降低电流分担的不均匀程度。与图7的场合一样，优选在电流发生不均匀后，在尽可能早的时间点降低电流分担的不均匀性。
本发明所要解决的课题是提供一种功率转换装置，使得能够在并联结构之间发生了电流分担的不均匀时，在尽可能早的时间点降低电流分担的不均匀性。
解决方案
为了解决上述课题，在本发明中，使各个并联结构之间的同步整流期间的长度彼此不同。
具体来说是，例如提供一种功率转换装置，其具有在一个相内并联连接多个具有上下一对MOSFET的半导体模块而成的开关电路，用于在交流与直流之间进行转换，所述功率转换装置的特征在于，具有电流检测部分和栅极控制部分，所述电流检测部分检测各个所述半导体模块的交流侧的电流，所述栅极控制部分根据在所述电流检测部分中检测到的电流对所述MOSFET的导通和断开进行控制，在有环流电流在所述MOSFET中的任一个MOSFET内流动的环流模式期间，所述栅极控制部分将在所述电流检测部分中检测到的电流较小的一方的半导体模块的成为环流模式的一侧的MOSFET的导通时间控制成比在所述电流检测部分中检测到的电流较大的一方的半导体模块的成为环流模式的一侧的MOSFET的导通时间长。
发明效果
通过采用上述结构，能够利用同步整流期间来降低并联结构之间的电流分担的不均匀性，在发生了电流分担的不均匀时，能够尽早降低并联结构之间的电流分担的不均匀性。
附图说明
图1是本发明的第一实施例的结构图。
图2是表示第一实施例的栅极控制部分的动作的流程图。
图3是第一实施例的栅极驱动信号和电流电压的波形图。
图4表示MOSFET的电流Id-电压Vds特性。
图5是本发明的第二实施例的结构图。
图6是应用了第一实施例的功率转换装置的电路结构图。
图7是现有技术中的图6所示电路中的栅极驱动信号和电流电压的波形图。
图8是应用了第二实施例的功率转换装置的电路结构图。
图9是现有技术中的图8所示电路中的栅极驱动信号和电流电压的波形图。
具体实施方式
以下参照附图对本发明的实施例进行说明。在各附图和各实施例中，相同或者类似的结构要素采用相同的符号表示，并且省略其重复的说明。
第一实施例
图1是本发明的第一实施例的结构图，图6是应用了第一实施例的功率转换装置的电路结构图。在图1中示出了通过使二个半导体模块31，32并联来构成图6所示的三相逆变器中的一个相的场合。
图6所示的三相逆变器是在直流的正极(P)与直流的负极(N)之间连接有开关电路3(3(U)与U相相对应，3(V)与V相相对应，3(W)与W相相对应)的用于将直流转换成交流并将其供应给作为负载的电动机51的功率转换装置。图6所示的三相逆变器还能够在再生模式下将来自电动机51的交流转换成直流。开关电路3通过在一个相内并联连接多个具有上下一对MOSFET的半导体模块而构成。
一个相的开关电路3具有并联连接的半导体模块31和半导体模块32。
半导体模块31由正极侧开关器件(MOSFET)31QP、与开关器件31QP反向并联连接的环流二极管31DP、负极侧开关器件(MOSFET)31QN以及与开关器件31QN反向并联连接的环流二极管31DN构成。如图1所示，半导体模块31具有正极侧的直流输入端子31P、负极侧的直流输入端子31N以及交流输出端子31AC。此外，正极侧开关器件(MOSFET)31QP和负极侧开关器件(MOSFET)31QN分别由图1所示的栅极驱动电路41P，41N进行驱动。
同样，半导体模块32由正极侧开关器件(MOSFET)32QP、与开关器件32QP反向并联连接的环流二极管32DP、负极侧开关器件(MOSFET)32QN以及与开关器件32QN反向并联连接的环流二极管32DN构成。如图1所示，半导体模块32具有正极侧的直流输入端子32P、负极侧的直流输入端子32N以及交流输出端子32AC。此外，正极侧开关器件(MOSFET)32QP和负极侧开关器件(MOSFET)32QN分别由图1所示的栅极驱动电路42P，42N进行驱动。
此外，如在图4中所说明的那样，由于能够通过MOSFET的寄生二极管和同步整流使环流电流在MOSFET内流通，所以环流二极管31DP，31DN，32DP，32DN并不是一定必须的，也可以省略该等环流二极管。此外，在第一实施例中，以将直流转换为交流的场合为例进行说明，所以称为“交流输出端子31AC，32AC”，而在将交流转换为直流时，由于变成了交流输入端子，所以也可以称为“交流侧端子”。
如图1所示，本实施例的功率转换装置具有检测半导体模块31，32的交流侧的电流的电流检测部分2。具体来说是，在检测交流输出端子31AC，32AC的电流时，通过电流检测部分2，使用由设置在半导体模块31，32的交流侧的各个电流传感器21，22分别输出的信号来检测各个交流输出端子的电流值。此外，在电流检测部分2中，可以采用图1所示的方法通过电流传感器21，22来检测半导体模块31，32的交流侧的电流，但可以采用以下的方法来检测半导体模块31，32的交流侧的电流。具体来说是，在电流检测部分2中，在假定构成开关器件的MOSFET的电流随着温度的升高而变大的基础上，使用未图示的温度传感器来检测构成开关器件的MOSFET的温度，由此来检测(严格来说是推测并检测)半导体模块31，32的交流侧的电流。或者也可以设置成使用未图示的电流传感器来计测直流的正极侧以及负极侧的电流，在进一步对开关器件的开关定时作出考虑的基础上，在电流检测部分2检测(严格来说是推测并检测)交流侧的电流。
功率转换装置具有控制开关器件31QP，31QN，32QP，32QN的导通和断开的栅极控制部分1。具体来说是，栅极控制部分1通过向栅极驱动电路41P，41N，42P，42N发送栅极驱动信号来控制开关器件31QP，31QN，32QP，32QN的导通和断开。栅极控制部分1具有延迟判断部分11和延迟电路121，122，131，132。栅极控制部分1根据在电流检测部分2中检测到的电流来控制开关器件的导通和断开。具体来说是，延迟判断部分11根据来自功率转换装置控制部分10的栅极驱动信号以及在电流检测部分2中检测到的电流值，以能够降低电流分担不均匀的方式来计算应在各个栅极驱动信号中应用的延迟时间(也包括没有延迟的场合)，通过延迟电路121，122，131，132使各个栅极驱动信号延迟在延迟判断部分11中算出的延迟时间后发送到栅极驱动电路41P，41N，42P，42N。
来自功率转换装置控制部分10的栅极驱动信号，与没有考虑电流分担不均匀这一因素的通常的功率转换装置的栅极驱动信号相同，例如是用于对开关器件进行PWM控制的栅极驱动信号。在本实施例中，以功率转换装置控制部分10和栅极控制部分1分别独立设置的场合为例进行了说明，但也可以将栅极控制部分1设置在功率转换装置控制部分10内或者在栅极控制部分1内设置功率转换装置控制部分10而使得其兼具两者的功能。
栅极驱动部分1根据在电流检测部分2中检测到的电流的不平衡程度来进行控制，使得开关器件31QP，31QN，32QP，32QN的同步整流期间的长度互不相同。具体来说是，在有环流电流在由MOSFET构成的开关器件31Q，31QN，32QP，32QN中的任一个开关器件内流动的环流模式期间，栅极控制部分1将在电流检测部分2中检测到的电流较小的一方的半导体模块的成为环流模式的一侧的MOSFET的导通时间(同步整流期间的长度)控制成比在电流检测部分2中检测到的电流较大的一方的半导体模块的成为环流模式的一侧的MOSFET的导通时间(同步整流期间的长度)长。另一方面，在现有技术中，如图7和图9所示，半导体模块31的同步整流期间的时间与半导体模块32的同步整流期间的时间相同，两者在这一点上有很大的差别。
图2是表示第一实施例的栅极控制部分的动作的流程图。以下参照图2对栅极控制部分1中的延迟设定步骤进行说明。栅极驱动部分1根据在电流检测部分2中检测到的半导体模块31，32的交流的电流检测值即电流Iac1，Iac2来计算差x(步骤111)以及和Iac(步骤117)。判断差x的绝对值与所设定的阈值Xt的大小(步骤112)，在差x的绝对值x等于或者小于阈值Xt时，判断为不进行延迟(步骤119)(延迟时间Td1＝Td2＝0)。在差x的绝对值超过了阈值Xt时，设定大小与差x成比例的延迟时间d(步骤113)(d＝A·x)。在延迟时间d的绝对值非常大时，延迟时间d可能已经超出了同步整流的期间，所以预先设定限制值(步骤114)，在超出了限制值的场合，使延迟时间d与正的限制值或者负的限制值相同。
接着根据d的正负来决定使半导体模块31，32中的哪一个延迟(也就是使哪一个的同步整流期间设定为比另一方的同步整流期间大)(步骤115)。
在d＞0的场合，由于电流Iac1大于电流Iac2，所以为了使电流较小的一方的半导体模块32的同步整流的期间变得比电流较大的一方的半导体模块31的同步整流的期间长，将延迟时间Td1设定为Td1＝d，并且将延迟时间Td2设定为Td2＝0(步骤116，1161)。此时，在进行同步整流的环流模式的期间，将用于使与半导体模块31侧的栅极驱动电路41P，41N连接的延迟电路121，131中的成为环流模式的一侧的开关器件导通的栅极驱动信号控制成延迟延迟时间Td1＝d，将用于使与半导体模块32侧的栅极驱动电路42P，42N连接的延迟电路122，132中的成为环流模式的一侧的开关器件导通的栅极驱动信号控制成延迟延迟时间Td2＝0(也就是不使其延迟)。例如，在后述的图3中示出了d＞0的场合的一例，在进行同步整流时，相对于使开关器件32QN在时间点t2导通，使开关器件32QN延迟延迟时间d后在时间点t3导通。
相反，在d＜0的场合，由于电流Iac1小于电流Iac2，所以为了使电流较小的一方的半导体模块31的同步整流的期间变得比电流较大的一方的半导体模块32的同步整流的期间长，将延迟时间Td1设定为Td1＝0，并且将延迟时间Td2设定为Td2＝-d(步骤116，1162)。在此，设定为-d的理由是为了将延迟时间Td2设定为d的绝对值。由此，在进行同步整流时，与d＞0的场合相反，使半导体模块32侧的开关器件延迟延迟时间Td2后导通，半导体模块31侧的开关器件由于延迟时间Td1＝0，所以不延迟而直接导通。
此外，在图2中，为了判断是P侧的开关器件成为环流模式还是N侧的开关器件成为环流模式，判断在步骤117中算出的电流的和Iac的正负(步骤118)，在判断为是负的场合，对P侧进行调整(步骤120P)，在判断为是正的场合，对N侧进行调整(步骤120N)，在判断为是0的场合，不进行延迟(步骤119)。例如，在后述的图3中，由于Iac为正，N侧的开关器件31QN，32QN成为环流模式，所以在N侧进行调整。
图3是第一实施例的栅极驱动信号和电流电压的波形图。由于图3与图7相对应，所以在此仅对图3中的与图7不同的部分进行说明。到时间点t2为止的情况由于与上述的图7的场合一样，所以在此省略其重复的说明。在图3中，由于Iac1＞Iac2，所以与成为环流模式的开关器件32QN的驱动信号GN2相比，使成为环流模式的开关器件31QN的驱动信号GN1延迟延迟时间d。在时间点t2，由于只有驱动信号GN2导通，而开关器件32QN正在进行同步整流，所以电阻下降，电流IN2(在负的方向)增大，电流实现均匀化。在与时间点t2相比延迟了延迟时间d的时间点t3，由于驱动信号GN1也变成导通，所以开关器件31QN也进行同步整流，使得电阻下降。由于两者的同步整流均在时间点t4结束，所以从结果看，电流Iac1大的一方的同步整流期间变短。
由此，能够在同步整流结束的时间点(时间点t4)使电流IN1，IN2和电流Iac1，Iac2的差缩小，优选能够使其相一致。在表示现有技术的图7和图9中，电流分担的不均匀性在时间点t5开始下降，而在本发明中，由于电流分担的不均匀性在比时间点t5早的时间点t4(同步整流结束的时间点)就已经开始下降，所以能够获得在并联结构之间的电流分担产生了不均匀后，能够在尽可能早的时间点使不均匀减小的效果，并且，还能够减少并联结构之间的开关器件的发热量的差，能够缩小并联连接的开关器件之间的开关器件的使用寿命的差异。此外，与图7和图9不同，在本发明中还能够获得如下的效果：不需要为了在时间点t5降低电流分担的不均匀而使驱动信号GP1，GP2的导通定时错开，或者在使导通定时错开时，只需要错开很短的时间。
另外，在图3中，在同步整流开始的时间点进行调整，从时间点t2起，电流分担的不均匀开始减小，在时间点t3电流变得一致，所以能够进一步提高电流分担不均匀的降低效果。并且，并不一定需要使电流变得一致，只要能够使电流差缩小即可。此时，与使电流变得一致的场合相比，效果变小，但也能够获得使电流分担的不均匀性降低的效果。
第二实施例
图5是本发明的第二实施例的结构图，图8是应用了第二实施例的功率转换装置的电路结构图。在图5中示出了向具有图8所示的双系统的三相绕组的电动机52供应交流电的单元并联结构的功率转换装置中的一个相的结构。
在第二实施例的说明中，以与第一实施例不同的部分为中心进行说明，而省略与第一实施例相同部分的说明。
在图8所示的功率转换装置中，两个功率转换装置301，302采用与电源6以及作为负荷的电动机52并联连接的单元并联结构，在此将包括两个功率转换装置301，302在内的整体视为一个功率转换装置。由此，能够视为功率转换装置301的半导体模块31和功率转换装置302的半导体模块32在一个相内并联连接。在电源6与两个功率转换装置301，302之间设置有滤波器7。电动机52具有两个三层绕组系统，它们分别是与功率转换装置301连接的U1相、V1相、W1相的三层绕组和与功率转换装置302连接的U2相、V2相、W2相的三层绕组。半导体模块31，32的基本结构与第一实施例相同。
在图5中，半导体模块31连接在直流的正极(P1)与直流的负极(N1)之间，半导体模块32连接在直流的正极(P2)与直流的负极(N2)之间。与电动机52的U1端子连接的绕组521和与U2端子连接的绕组522彼此不连接，而是通过绕组间的寄生电容523进行静电耦合。因此，如图9的时间点t5和时间点t6所示，在U1端子和U2端子(也就是交流输出端子31AC与交流输出端子32AC)之间的电位差发生了变化时，在寄生电容523中有充放电电流流动。该电流可能会导致噪音发生或者使布线的温度上升。
在本实施例中，基本上可以获得与第一实施例相同的效果。并且，与图9比较可以知道，如图3所示，在时间点t5，由于交流输出端子31AC与交流输出端子32AC之间的电位差已经消失，所以在时间点t5不需要为了降低电流分担不均匀而使驱动信号GP1，GP2的导通定时错开，原本在时间点t5与时间点t6之间发生的大的电位差也不会发生。或者，在与图3不同的有电位差残留在交流输出端子31AC与交流输出端子32AC之间的场合，与现有技术相比，能够缩小电位差，所以能够在时间点t5至时间点t6的期间缩短为了降低电流分担不均匀而使驱动信号GP1，GP2的导通定时错开的期间，能够缩短在时间点t5至时间点t6的期间产生的大的电位差的发生时间。
第三实施例
第三实施例是第一实施例和第二实施例的变形例。
例如，在图2所示的栅极控制部分1的延迟设定步骤中，使延迟时间d与电流差x成比例(步骤113)，但也可以不设置为成比例，而是设置为根据电位差x的大小呈阶梯状变化的函数。
此外，在以上的说明中，通过改变同步整流的开始定时来改变进行同步整流前的延迟时间，但本发明并不仅限于此，由于只需将同步整流期间的长度控制成彼此不同即可，所以也可以按照同步整流的结束定时来调整同步整流期间的长度。此时，调整为使电流Iac1，Iac2中的较大的一方的同步整流先结束。在这一场合，由于电流检测能够进行到在图3的时间点t2使同步整流同时结束后为止，所以在控制周期短的场合也能够采用应对措施。此外，也可以设置成同时按照同步整流的开始定时以及同步整流的结束定时来进行调整。因此，栅极控制部分1也可以设置成将在电流检测部分2中检测到的电流较小的一方的半导体模块的成为环流模式的一侧的MOSFET的导通定时控制成比在电流检测部分2中检测到的电流较大的一方的半导体模块的成为环流模式的一侧的MOSFET的导通定时早，并且栅极控制部分1也可以设置成将在电流检测部分2中检测到的电流较小的一方的半导体模块的成为环流模式的一侧的MOSFET的断开定时控制成比在电流检测部分2中检测到的电流较大的一方的半导体模块的成为环流模式的一侧的MOSFET的断开定时迟，也可以设置成并用上述两种方法。
通过采用碳化硅(Sic)器件作为MOSFET，能够降低损耗。但是，本发明并不仅限于碳化硅(Sic)器件，也可以采用其他材料制的器件。并且，针对与MOSFET反向并联连接的环流二极管，也能够通过采用碳化硅(Sic)制的肖特基势垒二极管(SBD)来降低损耗。
在以上的说明中，以将直流转换成交流的场合为例作了说明，而本发明也可以适用于以再生模式将交流转换为直流的场合。
以上对本发明的实施例进行了说明，但在上述各个实施例中所说明的结构只不过是一个示例，本发明可以在不脱离其技术思想的范围内进行适当的变更。此外，在各个实施例中所说明的结构，只要彼此之间没有矛盾，则也可以组合使用。
符号说明
1：栅极控制部分
2：电流检测部分
3：开关电路
31，32：半导体模块
31QP，31QN，32QP，32QN：开关器件
31DP，31DN，32DP，32DN：环流二极管31P，31N，32P，32N：直流输入端子
31AC，32AC：交流输出端子
41P，41N，42P，42N：栅极驱动电路
51，52：电动机
6：电源
7：滤波器
10：功率转换装置控制部分
11：延迟判断部分
21，22：电流传感器
301，302：功率转换装置
521，522：绕组
523：寄生电容

Claims (10)

1.一种功率转换装置，具有在一个相内并联连接多个分别具有上下一对MOSFET的半导体模块而成的开关电路，该功率转换装置用于在直流与交流之间进行转换，所述功率转换装置的特征在于，
具有电流检测部分和栅极控制部分，
所述电流检测部分检测各个所述半导体模块的交流侧的电流，
所述栅极控制部分根据在所述电流检测部分中检测到的电流对所述MOSFET的导通和断开进行控制，
在有环流电流在所述MOSFET中的任一个MOSFET内流动的环流模式期间，所述栅极控制部分将在所述电流检测部分中检测到的电流较小的一方的半导体模块的成为环流模式的一侧的MOSFET的导通时间控制成比在所述电流检测部分中检测到的电流较大的一方的半导体模块的成为环流模式的一侧的MOSFET的导通时间长。
2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述电流检测部分使用设置在所述半导体模块的交流侧的电流传感器来检测所述半导体模块的交流侧的电流。
3.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述电流检测部分假定所述MOSFET的温度越高则其电流越大，并且通过检测所述MOSFET的温度来检测所述半导体模块的交流侧的电流。
4.如权利要求1至3中的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述栅极控制部分将在所述电流检测部分中检测到的电流较小的一方的半导体模块的成为环流模式的一侧的MOSFET的导通定时控制成比在所述电流检测部分中检测到的电流较大的一方的半导体模块的成为环流模式的一侧的MOSFET的导通定时早。
5.如权利要求1至3中的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述栅极控制部分将在所述电流检测部分中检测到的电流较小的一方的半导体模块的成为环流模式的一侧的MOSFET的断开定时控制成比在所述电流检测部分中检测到的电流较大的一方的半导体模块的成为环流模式的一侧的MOSFET的断开定时迟。
6.如权利要求1至3中的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述MOSFET为碳化硅(SiC)器件。
7.如权利要求1至3中的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述半导体模块具有与所述MOSFET反向并联连接的二极管。
8.如权利要求7所述的功率转换装置，其特征在于，
所述二极管是碳化硅(SiC)的肖特基势垒二极管。
9.如权利要求1至3中的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
在将直流转换为交流时，在有环流电流在所述MOSFET中的任一个MOSFET内流动的环流模式期间，所述栅极控制部分将在所述电流检测部分中检测到的电流较小的一方的半导体模块的成为环流模式的一侧的MOSFET的导通时间控制成比在所述电流检测部分中检测到的电流较大的一方的半导体模块的成为环流模式的一侧的MOSFET的导通时间长。
10.如权利要求1至3中的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
在将交流转换为直流时，在有环流电流在所述MOSFET中的任一个MOSFET内流动的环流模式期间，所述栅极控制部分将在所述电流检测部分中检测到的电流较小的一方的半导体模块的成为环流模式的一侧的MOSFET的导通时间控制成比在所述电流检测部分中检测到的电流较大的一方的半导体模块的成为环流模式的一侧的MOSFET的导通时间长。
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