CN101588082A

CN101588082A - 充电控制用半导体集成电路以及充电装置

Info

Publication number: CN101588082A
Application number: CNA2009102035019A
Authority: CN
Inventors: 高桥佳周; 铃木大介; 元市芳裕; 黑川源太郎
Original assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Current assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Priority date: 2008-05-20
Filing date: 2009-05-19
Publication date: 2009-11-25
Anticipated expiration: 2029-05-19
Also published as: US8558516B2; JP5422917B2; US20090289605A1; TW200950262A; JP2009284585A; CN101588082B; EP2124313A2; KR20090121213A

Abstract

本发明涉及充电控制用半导体集成电路以及充电装置，用于在充电控制用IC中，防止在达到满充电状态前停止充电、或者在输入电压下降时从二次电池侧向IC的内部电路持续供给电流而使电池放电。充电控制用半导体集成电路具备：连接在电压输入端子和输出端子之间的电流控制用MOS晶体管(Q1)、对Q1的基体施加输入电压或输出电压的基体电压切换电路(M1、M2)、比较输入电压和输出电压的电压比较电路(12)。根据电压比较电路的输出来控制基体电压切换电路，其中，电压比较电路在第1电位方向上具有故意的偏移量，并且在电压比较电路的第1输入端子的前级设置有电平移位电路(19)，其将输出电压向与第1电位方向相反的电位方向移位。

Description

充电控制用半导体集成电路以及充电装置

技术领域

本发明涉及充电控制用半导体集成电路以及二次电池的充电装置，尤其涉及有效用于具备防止逆流功能的充电控制用IC(半导体集成电路)以及具备生成其输入电压的AC-DC转换器的充电装置的技术。

背景技术

在二次电池的充电装置中使用搭载了充电控制电路的IC，所述充电控制电路通过由MOSFET(绝缘栅型电场效应晶体管；以下称为MOS晶体管)构成的电流控制用的晶体管控制充电电流，该MOSFET被设置在输入来自AC适配器等的直流电压的输入端子和连接二次电池的输出端子之间。

在这种充电控制用IC中，在充电过程中，有时输入电压(成为IC的内部电路的电源电压)下降，而当输入电压比充电电压低时，即使将充电控制用MOS晶体管截止，也有可能通过在漏极和背栅(基板或者阱区域(well))之间存在的寄生二极管向输入端子侧流过反方向电流(逆流)。

目前，作为用于防止逆流的技术有以下技术：在输入端子和输出端子之间，与电流控制用MOS晶体管串联地设置防止逆流用的二极管，或者设置防止逆流用的晶体管和逆流检测电路来防止逆流。但是，这些技术与电流控制用MOS晶体管串联地设置了防止逆流用的元件，因此存在这些元件中的损失较大的缺点。

因此存在以下防止逆流技术：如图6所示，在电流控制用MOS晶体管Q1的源极·漏极和基体(背栅(back gate))之间设置开关SW1、SW2，并且设置比较输入电压和输入电压的比较器CMP，当输出电压比输入电压高时将电流控制用MOS晶体管Q1截止，并且对SW1、SW2进行切换控制来对Q1的背栅施加较高的一方的电压，由此防止通过Q1的寄生二极管向输入端子侧流过反方向电流。

此外，作为通过切换对电流控制用MOS晶体管的背栅施加的电压来防止逆流的发明，例如有专利文献1或专利文献2中公开的发明。

图6所示的切换背栅电压的防止逆流技术，由于因制造工艺而在比较器CMP中自然发生地产生的输入偏移量，发生以下问题。首先，当在负侧产生输入偏移量Vof时，如图7(A)所示，在输出电压VBAT高于比输入电压VDD低输入偏移量Vof大小的电位(VDD-Vof)的时刻，将电流控制用MOS晶体管Q1截止，因此有可能在二次电池达到满充电状态前停止充电。

另一方面，在正侧产生输入偏移量Vof时，如图7(B)所示，在输入电压VDD不低于比输出电压VBAT低输入偏移量Vof大小的电位(VBAT-Vof)时，不将电流控制用MOS晶体管Q1截止。因此，例如在充电过程中拔下AC适配器等时，输出侧的电压通过导通状态的Q1传递到输入侧，输入侧的电位不低于输出侧的电位，比较器的输出不翻转，即Q1不截止。

并且，在充电控制用IC内的电路通过输入电压VDD而动作的情况下，有可能VDD与VBAT一起降低，通过上述导通状态的Q1从二次电池侧向IC的内部电路持续供给电流而使电池放电。

【专利文献1】特开2004-213697号公报

【专利文献2】特开2004-280704号公报

发明内容

本发明着眼于上述课题，目的在于，在切换电流控制用MOS晶体管的背栅电压来防止逆流的充电控制用IC中，即使在比较器中由于制造工艺而产生输入偏移量的情况下，也可以防止在达到满充电状态前停止充电、或是在输入电压降低时从二次电池侧持续向IC的内部电路供给电流而使电池放电的情况。

本发明的另一目的在于，在具备多个控制模式的充电控制用IC中，在任何控制模式下都可以将电流控制用MOS晶体管的背栅设定为理想的电压来防止逆流。

为了达成上述目的，本发明提供一种充电控制用半导体集成电路，具有：连接在电压输入端子和输出端子之间的、控制从所述电压输入端子流向输出端子的电流的电流控制用MOS晶体管；连接在所述电压输入端子以及所述输出端子和所述电流控制用MOS晶体管的基体之间的、在所述基体上施加输入电压或输出电压的基体电压切换电路；以及用于比较所述输入电压和所述输出电压的电压比较电路，根据所述电压比较电路的输出来控制所述基体电压切换电路，在该充电控制用半导体集成电路中，所述电压比较电路，在第1电位方向上有故意的偏移量，并且在所述电压比较电路的第1输入端子的前级，设有将所述输出电压向与所述第1电位方向相反的电位方向移位的电平移位电路，对所述电压比较电路的第2输入端子输入所述输入电压。

通过上述手段，即使用于比较输入电压和输出电压的电压比较电路具有由于工艺而产生的自然发生的偏移量，通过设计赋予的所述故意的偏移量，也可以消除该偏移量，由此可以将电流控制用MOS晶体管的背栅设定为理想的电压，从而不通过寄生二极管流过逆流，或者在达到满充电状态前使电流控制用MOS晶体管不截止，并且在应该使电流控制用MOS晶体管截止时可以使其可靠地截止。

在此，所述故意的偏移量，设定为比所述电压比较电路具有的自然发生的偏移量大的值。即使故意的偏移量的值的较小，也能取得若干希望的效果，而通过设定为较大的值，则能够取得更有效的效果。另外，所述电平移位电路的电平移位量，设定为所述故意的偏移量的约2倍的大小。由此，可以使电压比较电路在负方向和正方向上分别具有看上去大体相同的故意的偏移量。

而且，理想的是具备：电流检测电路，其检测流过所述电流控制用MOS晶体管的充电电流的大小；第1充电电流控制电路，其根据所述电流检测电路的检测信号，生成用于控制所述充电电流成为第1电流值的信号；第2充电电流控制电路，其根据所述电流检测电路的检测信号，生成用于控制所述充电电流成为比所述第1电流值小的第2电流值的信号；充电电压控制电路，其根据所述输出电压，生成用于控制该输出电压成为预定电压的信号；栅极电压控制电路，其根据所述第2充电电流控制电路的输出，生成所述电流控制用MOS晶体管的栅极控制电压；以及模式控制电路，其控制所述各控制电路的动作，所述电平移位电路通过所述模式控制电路被控制为接通(ON)状态或断开(OFF)状态。由此，可以控制输入充电控制用半导体集成电路的输入电压来使充电效率提高，并且可以根据充电阶段来以适当的模式执行充电。

另外，理想的是，所述模式控制电路，根据所述输入电压、所述输出电压和所述电流检测电路的检测信号，生成控制所述各控制电路的动作的信号。由此，模式控制电路，可以通过比较少的输入，生成适当地控制各控制电路的动作的信号。

而且，理想的是，还具备输入电压控制电路，其根据所述第1充电电流控制电路的输出以及所述充电电压控制电路的输出，向外部输出用于生成反馈信号的电压，该反馈信号是向生成所述输入电压的转换器供给的反馈信号，所述电平移位电路，在所述输入电压控制电路输出所述电压的模式下被控制为接通状态，在除此以外的模式下被控制为断开状态。由此，可以根据模式控制电路的输出使电平移位电路有效地工作，适当地进行基体电压切换电路的控制以及电流控制用MOS晶体管的导通·截止控制。即，不需要为了控制电平移位电路而设置模式控制电路以外的专用的控制电路。

根据本发明，在切换电流控制用MOS晶体管的背栅电压来防止逆流的充电控制用IC中，即使在比较器中由于制作工艺而产生了输入偏移量时，也可以防止在达到满充电状态前停止充电、或者在输入电压下降时从二次电池侧向IC的内部电路持续供给电流而使电池放电。另外，在具备多个控制模式的充电控制用IC中，具有在任何控制模式下都可以将电流控制用MOS晶体管的背栅设定为理想的电压来防止逆流的效果。

附图说明

图1是表示应用了本发明的充电控制用IC以及使用该充电控制用IC的充电装置的一例的概略结构图。

图2是表示本发明中的电平移位电路的实施例的电路结构图。

图3是表示具有偏移量的电压比较电路的其它结构例的电路结构图。

图4是表示实施例的充电控制用IC的各控制模式中的VDD和(VBAT-ΔV1)或(VBAT+ΔV2)的电位的大小，与电流控制用晶体管的背栅电位以及导通/截止状态、电平移位电路的状态、比较器(电平移位及电压比较电路)的阈值之间的关系的图表。

图5是表示实施例的充电控制用IC中的快速充电时的输入电压VDD和输出电池电压VBAT之间的关系的时序图。

图6是表示现有的充电控制用IC中的防止逆流电路的例子的电路结构图。

图7(A)是表示在现有的防止逆流电路中，在比较器中产生负方向的偏移量时的动作的时序图，(B)是表示在比较器中产生正方向的偏移量时的动作的时序图。

符号说明

10充电控制用IC；11栅极电压控制电路；12电压比较电路；13电流检测电路；14充电电流控制电路1(快速充电用)；15充电电流控制电路2(预备充电用)；16充电电压控制电路；17输入电压控制电路；18模式控制电路；19电平移位电路；20直流电源；30二次电池；Q1电流控制用MOS晶体管；Q2电流检测用MOS晶体管；M1、M2背栅电压切换用开关MOS晶体管。

具体实施方式

以下，根据附图说明本发明的优选实施方式。

图1表示应用了本发明的二次电池的充电控制用IC的一个实施方式以及使用该充电控制用IC的充电装置的概略结构。

如图1所示，该实施方式的充电装置具备：将交流电压AC变换为例如5V那样的直流电压的AC-DC转换器20；和通过由该AC-DC转换器20变换而得的直流电压VDD，对锂离子电池那样的二次电池30进行充电的充电控制用IC10。AC-DC转换器20由整流用的二极管桥电路和DC-DC转换器等构成，所述DC-DC转换器具有变压器，并以PWM或PFM方式对与该变压器的一次侧线圈连接的开关元件进行开关驱动，由此生成希望的直流电压。

在充电控制用IC10中具备：输入来自AC-DC转换器20的直流电压VDD的电压输入端子VIN；连接作为充电对象的二次电池30的输出端子、即电池端子BAT；由在所述电压输入端子VIN和电池端子BAT之间设置的P沟道MOSFET构成的电流控制用MOS晶体管Q1；以及生成Q1的栅极控制电压的栅极电压控制电路11。

另外，充电控制用IC10具备：将输入电压VDD和电池端子BAT的电压VBAT进行比较，检测哪个电压较高的电压比较电路12；以及由监视用MOS晶体管Q2、和连接在Q2的漏极端子和接地点之间的电阻Rp构成的电流检测电路13，所述监视用MOS晶体管Q2具有所述电流控制用MOS晶体管Q1的1/N的大小、源极端子与所述电压输入端子VIN相连、在控制端子(栅极端子)上施加了与Q1相同的电压。

而且，充电控制用IC10具备：根据所述电流检测电路13的检测信号进行用于快速充电的电流控制的第1电流控制电路14以及进行用于预备充电的电流控制的第2电流控制电路15；根据电池电压VBAT进行电压控制的充电电压控制电路16；根据所述电流控制电路14和充电电压控制电路16的输出，为了控制输入电压VDD，生成用于反馈信号的电压并从外部端子CNT输出的输入电压控制电路17，该反馈信号是向所述AC-DC转换器20内的开关控制电路供给的反馈信号；根据充电状态决定芯片内部的控制模式，并控制所述各控制电路11、14～17的动作的模式控制电路18。

此外，被提供给AC-DC转换器20内的开关控制电路的反馈信号，由于AC-DC转换器20内的DC-DC转换器是绝缘型转换器，因此需要经由光电耦合器进行反馈。因此，在本实施方式中构成为，在输入电压VDD和接地点之间设置光电二极管Dp，在该光电二极管Dp的阴极端子上施加从所述输入电压控制电路17向外部端子CNT输出的电压来使其发光。

在AC-DC转换器20内设置了：接收该光电二极管Dp的发光，进行光电变换的受光用二极管；和通过该受光用二极管的电流被充电，生成与受光时间(脉冲宽度)对应的电压的电容器。将该电容器的电压作为反馈信号。具备如上构成的受光电路、并根据来自二次侧线圈侧的反馈信号(电压)控制流向一次侧线圈的电流的开关调节器(switching regulator)是公知的。AC-DC转换器20内的DC-DC转换器可以使用上述那样的一般的开关调节器，因此省略图示。

而且，在本实施方式的充电控制用IC10中设置了：连接在电流控制用MOS晶体管Q1的源极或漏极和基体(背栅)之间，用于向Q1的基体选择性地施加输入电压VDD或输出电压VBAT的开关MOS晶体管M1、M2；以及将电池电压VBAT进行电平移位，然后提供给所述电压比较电路12的电平移位电路19。根据电压比较电路12的输出，将M1、M2控制为互补地导通或截止状态。

电平移位电路19，可以根据来自模式控制电路18的控制信号，将电平移位的功能切换为有效或无效，并按照以下方式进行动作：当功能被切换为有效时，将电池电压VBAT向降低的方向移位ΔVB，然后提供给所述电压比较电路12；当功能被切换为无效时，不对电池电压VBAT进行移位地直接提供给电压比较电路12。另一方面，电压比较电路12具有与上述电平移位电路19的电池电压的移位方向反向的故意的偏移量ΔV2。

由此，在把电平移位电路19和电压比较电路12看作一个比较器时，从电压比较电路12输出：将输入电压VDD与电池电压VBAT-ΔVB+ΔV2进行比较的结果(电平移位有效时)、或者将输入电压VDD与电池电压VBAT+ΔV2进行比较的结果(电平移位无效时)。

在此，ΔVB设定为比偏移量ΔV2大的值。由此，在设为ΔVB＝ΔV1+ΔV2时，在电平移位有效时，从电压比较电路12输出将VDD与VBAT-ΔV1进行比较的结果。ΔV1和ΔV2也可以不同，但通过设

，并将ΔV1、ΔV2分别设定为大于构成比较器的差动放大电路具有的偏移量(由于工艺而产生的固有偏移量)Vof的最大值的值，得到不受固有偏移量的影响的电压比较结果。在本实施方式中，固有偏移量Vof的最大值为30mV，因此设ΔVB＝100mV、ΔV2＝50mV。

此外，虽未特别限定，但上述第1电流控制电路14、第2电流控制电路15以及充电电压控制电路16，可以由生成与各自的输入电压和预定的参照电压的电位差相对应的电压的误差放大器等构成。

接着，说明模式控制电路18的模式控制。此外，在图4中，在图表中整理表示了各控制模式中的VDD和(VBAT-ΔV1)或(VBAT+ΔV2)的电位的大小，与电流控制用晶体管的背栅电位以及导通/截止状态、电平移位电路的状态、比较器(电平移位及电压比较电路)的阈值之间的关系。

模式控制电路18的输入是输入电压VDD和输出电压VBAT和电流检测电路13的检测信号VDET，根据这些输入来决定控制模式，并根据所决定的模式生成控制上述电平移位电路19的接通(ON)/断开(OFF)或栅极电压控制电路11、第1电流控制电路14、第2电流控制电路15、充电电压控制电路16的动作的信号来进行供给。

在模式控制电路18的控制模式中至少包含以下4种。第1模式#1，是用于进行充电刚开始后的预备充电的模式，是根据电流控制电路15的输出控制电流控制用MOS晶体管Q1的模式。当通过模式控制电路18选择该模式时，电流控制电路15和栅极电压控制电路11根据电流检测电路13的检测信号控制Q1的栅极电压，以使电流控制用MOS晶体管Q1流过例如70mA那样的比较小的充电电流(恒定电流)。

该预备充电，在锂离子电池中，是为使电池电压恢复到3V左右而进行的充电，由于充电电流大时电池变得易于劣化，因此抑制电流来进行充电，在电池电压恢复到3V左右的时刻该模式结束。例如，在锂离子电池中，为了将预备充电时间限制在20分钟以内，也可以内置计时器并进行充电时间的控制。此外，在该电流控制模式中，从AC-DC转换器20输入例如5V(固定)那样的比较高的直流电压VDD。

另外，在该预备充电模式中，从模式控制电路18对电平移位电路19供给表示断开(无效)的控制信号，电平移位电路19以将电池端子BAT的电压VBAT直接传递到电压比较电路12的方式进行动作。因此，电压比较电路12比较了输入电压VDD与VBAT+ΔV2，通常VDD较高，因此电压比较电路12的输出成为高电平，背栅切换用开关MOS晶体管M1、M2中，M1被导通，M2被截止，在Q1的背栅上施加VDD。从而，即使DVV比VBAT高0.7V以上，也可以防止通过Q1的寄生二极管从输入端子VIN向电池端子BAT流过电流。

另外，假如由于某种原因，输入电压VDD下降而低于VBAT+ΔV2时，电压比较电路12的输出成为低电平，背栅切换用开关MOS晶体管M1、M2中，M2被导通，M1被截止，在Q1的背栅上施加VBAT。因此，即使VBAT比VDD高0.7V以上，也可以防止通过Q1的寄生二极管从电池端子BAT向输入端子VIN流过电流。

而且，此时电压比较电路12将输入电压VDD与VBAT+ΔV2进行了比较，因此，即使在电压比较电路12内的差动放大电路中存在由工艺而引起的固有偏移量，拔下适配器，AC-DC转换器20停止，VDD＝VBAT，也可以可靠地检测出VDD＜VBAT+ΔV2的状态，由此使Q1转移到截止状态，因此可以避免从二次电池通过Q1向充电控制用IC10内的各电路持续流过电流而使电池放电。

第2模式#2，是在二次电池通过上述预备充电恢复到3V左右后，用于进行快速充电的模式，是根据电流控制电路14的输出，控制AC-DC转换器20的输出电压、即输入电压VDD的模式。当通过模式控制电路18选择该模式时，电流控制电路14和输入电压控制电路17，根据电流检测电路13的检测信号，控制向外部端子CNT输出的电压(例如脉冲)，AC-DC转换器20控制输入电压VDD，以使电流控制用MOS晶体管Q1流过例如700mA那样的比较大的充电电流(恒定电流)。

现有的一般的基于恒流控制的快速充电，是使来自AC-DC转换器20的输入电压VDD固定(例如5V)来进行，在这种情况下，输入电压VDD和电池电压VBAT有1V以上的电位差，因此功率效率并非良好。与之相对，如本实施方式这样，当实施以通过控制输入电压VDD而使流过Q1的充电电流成为固定的方式进行控制的快速充电时，如图5所示的#2的期间那样，输入电压VDD保持比电池电压VBAT稍高的电位差，随着电池的充电的进行而慢慢升高，因此，提高了功率效率。

另外，在该模式中，从模式控制电路18对电平移位电路19供给表示接通(有效)的控制信号，电平移位电路19以如下方式进行动作：将电池端子BAT的电压VBAT向降低的方向移位ΔVB，然后提供给电压比较电路12。因此，电压比较电路12对输入电压VDD和VBAT-ΔV1进行比较。在这种情况下，通常VDD较高，因此电压比较电路12的输出成为高电平，背栅切换用开关MOS晶体管M1、M2中，M1被导通，M2被截止，在Q1的背栅上施加VDD。

因此，即使VDD和VBAT的电位差在0.7V以上，也可以防止通过Q1的寄生二极管从输入端子VIN向电池端子BAT流过电流。另外，假如由于某种原因，输入电压VDD下降而低于VBAT-ΔV1时，电压比较电路12的输出成为低电平，背栅切换用开关MOS晶体管M1、M2中，M2被导通，M1被截止，在Q1的背栅上施加VBAT。因此，即使VDD与VBAT的电位差在0.7以上，也可以防止通过Q1的寄生二极管从电池端子BAT向输入端子VIN流过电流。

此外，此时电压比较电路12将输入电压VDD与VBAT-ΔV1进行了比较，因此，假定存在由电压比较电路12内的差动放大电路的工艺引起的固有偏移量时，与第1控制模式不同，表面上看起来无法快速检测出VDD＜VBAT的状态。但是，例如拔下适配器，AC-DC转换器20停止，成为VDD＝VBAT时，在该情况下，在电流控制用MOS晶体管Q1中不流过700mA那样的电流，可以通过具有监视用MOS晶体管Q2的电流检测电路13检测出该状态。

因此，在这种情况下，模块控制电路18向栅极电压控制电路11发送控制信号，使Q1转移到截止状态，由此可以避免从二次电池通过Q1向充电控制用IC10内的各电路持续流过电流而导致电池放电。在上述检测时设置适当的延迟时间Tdet，也可以在Tdet的期间电流逆流的情况下使Q1转移到截止状态。由此，在VDD＜VBAT的原因不是AC-DC转换器20的停止、而是临时原因的情况下，可以不使Q1截止而使导通状态继续。

第3模式#3，是用于通过上述快速充电，二次电池到达4.2V左右之后，在电池达到满充电状态之前进行充电的模式，是通过充电电压控制电路16的输出来控制AC-DC转换器20的输出电压、即输入电压VDD的模式。当通过模式控制电路18选择该模式时，充电电压控制电路16和输入电压控制电路17根据电池电压VBAT控制向外部端子CNT输出的电压，AC-DC转换器20控制输入电压VDD，以便以电池电压VBAT固定(例如4.2V)的方式，使Q1流过电流。

现有的一般的快速充电，使来自AC-DC转换器20的输入电压VDD固定(例如5V)来进行，在这种情况下，输入电压VDD和电池电压VBAT有0.8V以上的电位差，因此功率效率并非良好。与之相对，如本实施方式那样，当通过使Q1导通地控制输入电压VDD来实施充电时，输入电压VDD保持比电池电压VBAT稍高的电位差，随着电池的充电的进行，充电电流慢慢减少，二次电池达到满充电状态，因此提高了功率效率。执行该恒定电压充电模式，直到充电电流下降到例如70mA那样的电流，然后将晶体管Q1截止，完成充电。

另外，在该模式下，也从模式控制电路18对电平移位电路19供给表示接通的控制信号，电平移位电路19以如下方式进行动作：将电池端子BAT的电压VBAT向降低的方向移位ΔVB，然后向电压比较电路12供给。因此，电压比较电路12将输入电压VDD和VBAT-ΔV1进行比较。在这种情况下，通常VDD较高，因此电压比较电路12的输出成为高电平，背栅切换用开关MOS晶体管M1、M2中，M1被导通，M2被截止，在Q1的背栅上施加VDD。

因此，即使VDD和VBAT的电位差在0.7V以上，也可以防止通过Q1的寄生二极管从输入端子VIN向电池端子BAT流过电流。另外，假如由于某种原因，输入电压VDD降低而低于VBAT-ΔV1时，电压比较电路12的输出成为低电压，背栅切换用开关MOS晶体管M1、M2中，M2被导通，M1被截止，在Q1的背栅上施加VBAT。因此，即使VDD和VBAT的电位差在0.7V以上，也可以防止通过Q1的寄生二极管从电池端子BAT向输入端子VIN流过电流。

此外，当进入快速充电时，模式控制电路18通过使电流控制电路14和充电电压控制电路16并行地动作，可以控制为从所述第2模式向第3模式自动地转移。

第4模式#4是使电流控制用MOS晶体管Q1成为截止状态而停止了充电控制的模式。当通过模式控制电路18选择该模式时，从模式控制电路18对电平移位电路19供给表示断开(无效)的控制信号，电平移位电路19以直接向电压比较电路12传递电池端子BAT的电压VBAT的方式进行动作。

因此，电压比较电路12将输入电压VDD和VBAT+ΔV2进行比较，在VDD较高时，电压比较电路12的输出成为高电平，背栅切换用开关MOS晶体管M1、M2中，M1被导通，M2被截止，在Q1的背栅上施加VDD。因此，即使VDD比VBAT高0.7V以上，也可以防止通过Q1的寄生二极管从输入端子VIN向电池端子BAT流过电流。

另一方面，当输入电压VDD比VBAT+ΔV2低时，电压比较电路12的输出成为低电平，背栅切换用开关MOS晶体管M1、M2中，M2被导通，M1被截止，在Q1的背栅上施加VBAT。因此，即使VBAT比VDD高0.7V以上，也可以防止通过Q1的寄生二极管从电池端子BAT向输入端子VIN流过电流。

此外，在该模式下，本来将电流控制用MOS晶体管Q1设成了截止状态，因此如第1模式那样，也不发生由于在中途拔下适配器，而从二次电池通过Q1向充电控制用IC10内的各电路持续流过电流，从而导致电池放电的现象。

在图2中表示了所述电平移位电路19的具体的电路结构图。

该实施例的电平移位电路19具有：在输入电池端子BAT的电压VBAT的输入端子VIN、和后级的具有偏移量的电压比较电路12的反相输入端子之间串联连接的电阻R1、R2；以及在R1、R2的连接节点与接地点之间连接的恒定电流源CS1。根据来自模式控制电路18的控制信号on/off，对恒定电流源CS1进行接通·断开控制。恒定电流源CS1可以通过1个MOS晶体管或者双极性晶体管、或者这些晶体管以及与其串联连接的电阻而构成。

后级的电压比较电路12，由具有在输入级共同连接了源极端子的一对差动晶体管的差动放大电路构成。因此，当将恒定电流源CS1设为断开状态时，不对电池端子BAT的电压VBAT进行电平移位，直接向电压比较电路12传递。另一方面，当将恒定电流源CS1设为接通状态时，在电阻R1中产生由其电阻值r1和恒定电流源CS1的电流值I1决定的电压降，向电压比较电路12供给比VBAT低ΔVB(＝r1·I1)的电压。在该实施例中，使ΔVB＝100mV地设定了r1和I1的值。

电压比较电路12，通过将输入级的差动晶体管对设计成例如3∶4那样的大小比(反相输入端子侧的晶体管的大小较大)，使得在负方向产生50mV的输入偏移量。另外，电压比较电路12，为了不因噪声而进行误操作，而具有滞后特性(hysteresis)。

此外，也可以不通过将输入级的差动晶体管对设计为3∶4那样的大小比来提供输入偏移量，而是使差动晶体管对的大小成为1∶1，并在同相输入端子侧设置如图3(A)那样由电阻R3和恒定电流源CS2构成的电平移位电路、或者如图3(B)那样代替恒定电流源而由电阻R4和MOSFET等开关元件SW1构成的电平移位电路，在电阻R3中产生例如50mV那样的电压降，从而提供负方向的输入偏移量。

以上描述了本发明的一个实施方式，但本发明不限定于上述实施方式，可以根据本发明的技术思想进行各种变更。例如，在图1的实施方式中，设置电流控制用MOS晶体管Q1、构成电流镜(current mirror)的电流检测用MOS晶体管Q2、和电阻Rp来检测充电电流，但也可以将Rp作为IC的外部部件。另外，也可以与电流控制用MOS晶体管Q1串联地设置感应电阻来检测充电电流。

另外，在图1的实施方式的电流检测电路13中，与电流检测用MOS晶体管Q2串联地还连接了晶体管(假定为Q3)，并且设置以Q1、Q2的漏极电压作为输入的运算放大器，通过该运算放大器控制与Q2串联的上述晶体管Q3，使用提高了电流镜比的电路。

产业上的可利用性

在以上的说明中，说明了将本发明应用于二次电池的充电控制用IC的例子，但本发明并不限于此，也可以利用于串联调节器(series regulator)那样的直流电源电路的电源控制用IC。

Claims

1.一种充电控制用半导体集成电路，具有：

连接在电压输入端子和输出端子之间的、控制从所述电压输入端子流向输出端子的电流的电流控制用MOS晶体管；

连接在所述电压输入端子以及所述输出端子和所述电流控制用MOS晶体管的基体之间的、在所述基体上施加输入电压或输出电压的基体电压切换电路；以及

用于比较所述输入电压和所述输出电压的电压比较电路，

根据所述电压比较电路的输出来控制所述基体电压切换电路，该充电控制用半导体集成电路的特征在于，

所述电压比较电路，在第1电位方向上有故意的偏移量，并且

在所述电压比较电路的第1输入端子的前级，设有将所述输出电压向与所述第1电位方向相反的电位方向移位的电平移位电路，对所述电压比较电路的第2输入端子输入所述输入电压。

2.根据权利要求1所述的充电控制用半导体集成电路，其特征在于，

将所述故意的偏移量设定为比所述电压比较电路具有的自然发生的偏移量大的值。

3.根据权利要求2所述的充电控制用半导体集成电路，其特征在于，

将所述电平移位电路的电平移位量设定为所述故意的偏移量的大约2倍的大小。

4.根据权利要求1至3中任意一项所述的充电控制用半导体集成电路，其特征在于，

具备：

电流检测电路，其检测流过所述电流控制用MOS晶体管的充电电流的大小；

第1充电电流控制电路，其根据所述电流检测电路的检测信号，生成用于控制所述充电电流成为第1电流值的信号；

第2充电电流控制电路，其根据所述电流检测电路的检测信号，生成用于控制所述充电电流成为比所述第1电流值小的第2电流值的信号；

充电电压控制电路，其根据所述输出电压，生成用于控制该输出电压成为预定电压的信号；

栅极电压控制电路，其根据所述第2充电电流控制电路的输出，生成所述电流控制用MOS晶体管的栅极控制电压；以及

模式控制电路，其控制所述各控制电路的动作，

所述电平移位电路通过所述模式控制电路被控制为接通状态或断开状态。

5.根据权利要求4所述的充电控制用半导体集成电路，其特征在于，

所述模式控制电路，根据所述输入电压、所述输出电压和所述电流检测电路的检测信号，生成控制所述各控制电路的动作的信号。

6.根据权利要求4所述的充电控制用半导体集成电路，其特征在于，

还具备输入电压控制电路，该输入电压控制电路根据所述第1充电电流控制电路的输出以及所述充电电压控制电路的输出，向外部输出用于生成反馈信号的电压，该反馈信号是向生成所述输入电压的转换器供给的反馈信号，

所述电平移位电路，在所述输入电压控制电路输出所述电压的模式下被控制为接通状态，在除此以外的模式下被控制为断开状态。

7.根据权利要求5所述的充电控制用半导体集成电路，其特征在于，

8.一种充电装置，其特征在于，

具备：权利要求6或7中记载的充电控制用半导体集成电路；和

对交流电压进行变换来生成所述输入电压的转换器，

所述转换器，根据从所述输入电压控制电路输出的所述电压，控制所述输入电压。