KR20090121213A - 충전 제어용 반도체 집적회로 및 충전장치 - Google Patents

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KR20090121213A
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요시히로 다카하시
다이스케 스즈키
요시히로 모토이치
겐타로 구로카와
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미쓰미덴기가부시기가이샤
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Abstract

충전 제어용 IC에서, 풀 충전 상태가 되기 전에 충전이 정지되거나, 입력전압이 내려갔을 때에 2차전지측으로부터 IC의 내부회로에 전류가 계속 공급되어 전지가 방전되어 버리는 것을 방지한다.
전압 입력단자와 출력단자 사이에 접속된 전류 제어용 MOS 트랜지스터(Q1)와, 입력전압 또는 출력전압을 Q1의 기체에 인가하는 기체전압 변경 회로(M1, M2)와, 입력전압과 출력전압을 비교하기 위한 전압 비교 회로(12)를 구비하고, 전압 비교 회로의 출력에 기초하여 기체전압 변경 회로를 제어하도록 구성된 충전 제어용 반도체 집적회로에 있어서, 전압 비교 회로는 제 1 전위방향으로 의도적인 오프셋을 갖도록 구성함과 아울러, 전압 비교 회로의 제 1 입력단자의 전단에는 출력전압을 제 1 전위방향과는 반대의 전위방향으로 시프트하는 레벨 시프트 회로(19)를 설치했다.
전압 입력단자, 출력단자, MOS 트랜지스터, 기체전압 변경 회로, 전압 비교 회로, 반도체 집적회로, 레벨 시프트 회로

Description

충전 제어용 반도체 집적회로 및 충전장치{CHARGE-CONTROLLING SEMICONDUCTOR INTEGRATED CIRCUIT AND CHARGING APPARATUS}
본 발명은, 충전 제어용 반도체 집적회로 및 2차전지의 충전장치에 관한 것으로, 특히 역류방지 기능을 구비한 충전 제어용 IC(반도체 집적회로) 및 그 입력전압을 생성하는 AC-DC 컨버터를 구비한 충전장치에 이용하기 유효한 기술에 관한 것이다.
2차전지의 충전장치에는, AC 어댑터 등으로부터의 직류전압이 입력되는 입력단자와 2차전지가 접속되는 출력단자 사이에 설치된 MOSFET(절연 게이트형 전계효과 트랜지스터; 이하 MOS 트랜지스터라고 칭함)로 이루어지는 전류 제어용의 트랜지스터에 의해 충전전류를 제어하는 충전 제어 회로를 탑재한 IC가 사용되고 있다.
이러한 충전 제어용 IC에서는, 충전 중에 입력전압(IC의 내부회로의 전원전압으로 됨)이 내려가는 경우가 있는데, 입력전압이 충전전압보다도 저하되면 충전 제어용 MOS 트랜지스터를 오프 했다고 해도, 드레인과 백 게이트(기판 혹은 웰 영역) 사이에 존재하는 기생 다이오드를 통하여 입력단자측에 역방향 전류(역류)가 흐를 우려가 있다.
종래, 역류방지하기 위한 기술로서는, 입력단자와 출력단자 사이에 전류 제어용 MOS 트랜지스터와 직렬을 이루도록 역류방지용의 다이오드를 설치하거나, 역류방지용의 트랜지스터와 역류 검출회로를 설치하여 역류를 방지하거나 하는 기술이 있다. 그렇지만, 이들 기술에서는, 역류방지용의 소자가 전류 제어용 MOS 트랜지스터와 직렬로 설치되기 때문에, 이들 소자에서의 손실이 크다고 하는 결점이 있다.
그래서, 도 6에 도시하는 바와 같이, 전류 제어용 MOS 트랜지스터(Q1)의 소스·드레인과 기체(基體)(백 게이트) 사이에, 스위치(SW1, SW2)를 설치함과 아울러, 입력전압과 출력전압을 비교하는 컴퍼레이터(CMP)를 설치하고, 출력전압이 입력전압보다도 높게 된 경우에, 전류 제어용 MOS 트랜지스터(Q1)를 오프함과 아울러, SW1, SW2를 바꾸어 제어해서 Q1의 백 게이트에 높은 쪽의 전압을 인가함으로써, Q1의 기생 다이오드를 통하여 입력단자측에 역방향 전류가 흐르는 것을 방지하도록 한 역류방지기술이 있다.
또한, 전류 제어용 MOS 트랜지스터의 백 게이트에 인가하는 전압을 바꿈으로써 역류를 방지하도록 한 발명으로서는, 예를 들면, 특허문헌 1이나 특허문헌 2에 개시되어 있는 것이 있다.
특허문헌 1: 일본 특개 2004-213697호 공보
특허문헌 2: 일본 특개 2004-280704호 공보
도 6에 도시하는 바와 같은 백 게이트 전압을 바꾸는 역류방지 기술에서는, 제조 프로세스에서 컴퍼레이터(CMP)에 자연발생적으로 발생하는 입력 오프셋에 의해 다음과 같은 문제가 발생한다. 우선, 입력 오프셋(Vof)이 마이너스측에 발생한 경우에는, 도 7(A)에 도시하는 바와 같이, 출력전압(VBAT)이 입력전압(VDD)보다도 입력 오프셋(Vof)분 만큼 낮은 전위(VDD-Vof)보다 높아진 시점에서 전류 제어용 MOS 트랜지스터(Q1)가 오프 되기 때문에, 2차전지가 풀 충전 상태로 되기 전에 충전이 정지되어버릴 우려가 있다.
한편, 입력 오프셋(Vof)이 플러스측에 발생한 경우에는, 도 7(B)에 도시하는 바와 같이, 입력전압(VDD)이 출력전압(VBAT)보다도 입력 오프셋(Vof)분 만큼 낮은 전위(VBAT-Vof)보다 낮아지지 않으면 전류 제어용 MOS 트랜지스터(Q1)가 오프 되지 않는다. 그 때문에, 예를 들면, 충전 중에 AC 어댑터가 빠져 버리는 것과 같을 때에, 온 상태의 Q1을 통하여 출력측의 전압이 입력측에 전해지고, 입력측의 전위가 출력측의 전위를 밑돌지 않게 되어, 컴퍼레이터의 출력이 반전되지 않는 즉 Q1이 오프 되지 않게 된다.
그리고, 충전 제어용 IC 내의 회로가 입력전압(VDD)에 의해 동작하도록 구성되어 있는 경우, VDD가 VBAT와 함께 저하되고, 상기 온 상태의 Q1을 통하여 2차전지측으로부터 IC의 내부회로에 전류가 계속 공급되어 전지가 방전되어 버릴 우려가 있다.
본 발명은 상기와 같은 과제에 주목하여 이루어진 것으로, 그 목적으로 하는 바는, 전류 제어용 MOS 트랜지스터의 백 게이트 전압을 바꾸어 역류를 방지하도록 한 충전 제어용 IC에 있어서, 컴퍼레이터에 제조 프로세스에서 입력 오프셋이 발생한 경우에도, 풀 충전 상태로 되기 전에 충전이 정지되거나, 입력전압이 내려갔을 때에 2차전지측으로부터 IC의 내부회로에 전류가 계속 공급되어 전지가 방전되어 버리는 것을 방지할 수 있게 하는 것에 있다.
본 발명의 다른 목적은, 복수의 제어 모드를 구비한 충전 제어용 IC에 있어서, 어느 제어 모드에서도 전류 제어용 MOS 트랜지스터의 백 게이트를 바람직한 전압으로 설정하여 역류를 방지할 수 있게 하는 것에 있다.
상기 목적을 달성하기 위하여, 본 발명은, 전압 입력단자와 출력단자 사이에 접속되어 상기 전압 입력단자로부터 출력단자에 흘리는 전류를 제어하는 전류 제어용 MOS 트랜지스터와, 상기 전압 입력단자 및 상기 출력단자와 상기 전류 제어용 MOS 트랜지스터의 기체 사이에 접속되어 입력전압 또는 출력전압을 상기 기체에 인가하는 기체 전압 변경 회로와, 상기 입력전압과 상기 출력전압을 비교하기 위한 전압 비교 회로를 구비하고, 상기 전압 비교 회로의 출력에 기초하여 상기 기체 전압 변경 회로를 제어하도록 구성된 충전 제어용 반도체 집적회로에 있어서, 상기 전압 비교 회로는 제 1 전위방향에 의도적인 오프셋을 갖도록 구성함과 아울러, 상기 전압 비교 회로의 제 1 입력단자의 전단에는 상기 출력전압을 상기 제 1 전위방향과는 역의 전위방향으로 시프트하는 레벨 시프트 회로를 설치하고, 상기 전압 비 교 회로의 제 2 입력단자에 상기 입력전압이 입력되도록 구성한 것이다.
상기한 수단에 의하면, 입력전압과 출력전압을 비교하기 위한 전압 비교 회로가 프로세스에 의해 발생하는 자연발생적인 오프셋을 갖고 있었다고 해도, 그 오프셋이 설계에 의해 부여되는 상기 의도적인 오프셋에 의해 보이지 않게 할 수 있고, 그것에 의해 전류 제어용 MOS 트랜지스터의 백 게이트를 바람직한 전압으로 설정하여 기생 다이오드를 통하여 역류가 흐르지 않도록 하거나, 풀 충전 상태가 되기 전에 전류 제어용 MOS 트랜지스터가 오프가 되지 않도록 함과 아울러, 전류 제어용 MOS 트랜지스터를 오프시켜야 할 때에 확실하게 오프시킬 수 있게 된다.
여기에서, 상기 의도적인 오프셋은, 상기 전압 비교 회로가 갖는 자연발생적인 오프셋보다도 큰 값으로 설정한다. 의도적인 오프셋의 값이 작더라도 다소는 원하는 효과가 얻어지지만, 큰 값으로 설정함으로써 보다 유효한 효과가 얻어진다. 또, 상기 레벨 시프트 회로에 의한 레벨 시프트량은 상기 의도적인 오프셋의 대략 2배의 크기로 설정한다. 이것에 의해, 전압 비교 회로에, 마이너스 방향과 플러스 방향으로 각각 외견상 거의 동일한 의도적인 오프셋을 갖게 할 수 있다.
또한, 바람직하게는, 상기 전류 제어용 MOS 트랜지스터에 흐르는 충전전류의 크기를 검출하는 전류 검출 회로와, 상기 전류 검출 회로의 검출신호에 기초하여 상기 충전전류가 제 1 전류값으로 되도록 제어하기 위한 신호를 생성하는 제 1 충전전류 제어 회로와, 상기 전류 검출 회로의 검출신호에 기초하여 상기 충전전류가 상기 제 1 전류값보다도 작은 제 2 전류이 되도록 제어하기 위한 신호를 생성하는 제 2 충전전류 제어 회로와, 상기 출력전압에 기초하여 이 출력전압이 소정의 전압 으로 되도록 제어하기 위한 신호를 생성하는 충전전압 제어 회로와, 상기 제 2 충전전류 제어 회로의 출력에 기초하여 상기 전류 제어용 MOS 트랜지스터의 게이트 제어 전압을 생성하는 게이트 전압 제어 회로와, 상기 각 제어 회로의 동작을 제어하는 모드 제어 회로를 구비하고, 상기 레벨 시프트 회로는 상기 모드 제어 회로에 의해 온 상태 또는 오프 상태로 제어되도록 구성한다. 이것에 의해, 충전 제어용 반도체 집적회로에 입력되는 입력전압을 제어하여 충전효율을 향상시킬 수 있음과 아울러, 충전단계에 따라 적절한 모드로 충전을 실행할 수 있다.
또, 바람직하게는, 상기 모드 제어 회로는, 상기 입력전압과 상기 출력전압과 상기 전류 검출 회로의 검출신호에 따라, 상기 각 제어 회로의 동작을 제어하는 신호를 생성하도록 구성한다. 이것에 의해, 모드 제어 회로는 비교적 적은 입력으로 각 제어 회로의 동작을 적절하게 제어하는 신호를 생성할 수 있다.
또한, 바람직하게는, 상기 제 1 충전전류 제어 회로의 출력 및 상기 충전전압 제어 회로의 출력에 따라, 상기 입력전압을 생성하는 컨버터에 공급되는 피드백 신호를 생성하기 위한 전압을 외부에 출력하는 입력전압 제어 회로를 더 구비하고, 상기 레벨 시프트 회로는, 상기 입력전압 제어 회로가 상기 전압을 출력하는 모드에서 온 상태로 되고, 그 이외의 모드에서 오프 상태로 제어되도록 구성한다. 이것에 의해, 모드 제어 회로의 출력에 의해 레벨 시프트 회로를 유효하게 기능시켜, 기체 전압 변경 회로의 제어 및 전류 제어용 MOS 트랜지스터의 온·오프 제어를 적절하게 행하게 할 수 있다. 즉, 레벨 시프트 회로를 제어하기 위하여 모드 제어 회로 이외의 전용의 제어 회로를 설치할 필요가 없다.
본 발명에 의하면, 전류 제어용 MOS 트랜지스터의 백 게이트 전압을 바꾸어 역류를 방지하도록 한 충전 제어용 IC에 있어서, 컴퍼레이터에 제조 프로세스에서 입력 오프셋이 발생한 경우에도, 풀 충전 상태가 되기 전에 충전이 정지되거나, 입력전압이 내려갔을 때에 2차전지측으로부터 IC의 내부회로에 전류가 계속 공급되어 전지가 방전되어 버리는 것을 방지할 수 있다. 또, 복수의 제어 모드를 구비한 충전 제어용 IC에서, 어느 제어 모드에서도 전류 제어용 MOS 트랜지스터의 백 게이트를 바람직한 전압으로 설정하여 역류를 방지할 수 있다고 하는 효과가 있다.
(발명을 실시하기 위한 최선의 형태)
이하, 본 발명의 바람직한 실시형태를 도면에 기초하여 설명한다.
도 1은, 본 발명을 적용한 2차전지의 충전 제어용 IC의 1실시형태 및 그것을 사용한 충전장치의 개략 구성을 도시한다.
도 1에 도시되는 바와 같이, 이 실시형태의 충전장치는, 교류전압 AC를 예를 들면 5V와 같은 직류전압으로 변환하는 AC-DC 컨버터(20)와, 이 AC-DC 컨버터(20)에 의해 변환된 직류전압(VDD)에 의해 리튬 이온 전지와 같은 2차전지(30)를 충전하는 충전 제어용 IC(10)를 구비하고 있다. AC-DC 컨버터(20)는, 정류용의 다이오드 브리지 회로와, 트랜스를 가지고 이 트랜스의 1차측 코일에 접속된 스위칭 소자를 PWM 혹은 PFM 방식으로 스위칭 구동함으로써 원하는 직류전압을 생성하는 DC-DC 컨버터 등으로 구성되어 있다.
충전 제어용 IC(10)에는, AC-DC 컨버터(20)로부터의 직류전압(VDD)이 입력되는 전압 입력단자(VIN)와, 충전대상의 2차전지(30)가 접속되는 출력단자로서의 배터리 단자(BAT)와, 상기 전압 입력단자(VIN)와 배터리 단자(BAT) 사이에 설치된 P채널 MOSFET으로 이루어지는 전류 제어용 MOS 트랜지스터(Q1)와, Q1의 게이트 제어 전압을 생성하는 게이트 전압 제어 회로(11)를 구비하고 있다.
또, 충전 제어용 IC(10)는, 입력전압(VDD)과 배터리 단자(BAT)의 전압(VBAT)을 비교하여 어느 전압이 높은지 검출하는 전압 비교 회로(12)와, 상기 전류 제어용 MOS 트랜지스터(Q1)의 1/N의 크기를 가지고 소스 단자가 상기 전압 입력단자(VIN)에 접속되고 Q1과 동일한 전압이 제어단자(게이트 단자)에 인가된 모니터용 MOS 트랜지스터(Q2 및 Q2)의 드레인 단자와 접지점 사이에 접속되고 저항(Rp)으로 이루어지는 전류 검출 회로(13)를 구비하고 있다.
또한, 충전 제어용 IC(10)는 상기 전류 검출 회로(13)의 검출신호에 기초하여 급속 충전을 위한 전류 제어를 행하는 제 1 전류 제어 회로(14) 및 예비충전을 위한 전류 제어를 행하는 제 2 전류 제어 회로(15)와, 배터리 전압(VBAT)에 기초하여 전압제어를 행하는 충전전압 제어 회로(16)와, 상기 전류 제어 회로(14)와 충전전압 제어 회로(16)의 출력에 기초하여 입력전압(VDD)의 제어를 위하여 상기 AC-DC 컨버터(20) 내의 스위칭 제어 회로에 공급하는 피드백 신호를 위한 전압을 생성하고 외부단자(CNT)로부터 출력하는 입력전압 제어 회로(17)와, 충전 상태에 따라 칩 내부의 제어 모드를 결정하여 상기 각 제어 회로(11, 14∼17)의 동작을 제어하는 모드 제어 회로(18)를 구비하고 있다.
또한, AC-DC 컨버터(20) 내의 스위칭 제어 회로에 공급되는 피드백 신호는, AC-DC 컨버터(20) 내의 DC-DC 컨버터가 절연형 컨버터이기 때문에, 포토커플러를 통하여 피드백할 필요가 있다. 그래서, 이 실시형태에서는, 입력전압(VDD)과 접지점 사이에 포토다이오드(Dp)를 설치하고, 이 포토다이오드(Dp)의 캐소드 단자에 상기 입력전압 제어 회로(17)로부터 외부단자(CNT)로 출력되는 전압을 인가하여 발광시키도록 구성되어 있다.
AC-DC 컨버터(20) 내에는, 이 포토다이오드(Dp)의 발광을 수신하여 광전 변환하는 수광용 다이오드와, 이 수광용 다이오드의 전류로 충전되어 수광 시간(펄스폭)에 따른 전압을 생성하는 컨덴서가 설치되고, 이 컨덴서의 전압이 피드백 신호로 된다. 이러한 구성의 수광 회로를 구비하고, 2차측 코일측으로부터의 피드백 신호(전압)에 따라 1차측 코일에 흘리는 전류를 제어하는 스위칭 레귤레이터는 공지이다. AC-DC 컨버터(20) 내의 DC-DC 컨버터는 상기와 같은 일반적인 스위칭 레귤레이터를 사용할 수 있으므로, 도시를 생략한다.
또한, 이 실시형태의 충전 제어용 IC(10)에는, 전류 제어용 MOS 트랜지스터(Q1)의 소스 또는 드레인과 기체(백 게이트) 사이에 접속되어, Q1의 기체에 입력전압(VDD) 또는 출력전압(VBAT)을 선택적으로 인가하기 위한 스위치 MOS 트랜지스터(M1, M2)와, 배터리 전압(VBAT)을 레벨 시프트하여 상기 전압 비교 회로(12)에 공급하는 레벨 시프트 회로(19)가 설치되어 있고, M1, M2는 전압 비교 회로(12)의 출력에 의해 상보적으로 온 또는 오프 상태로 제어되도록 구성되어 있다.
레벨 시프트 회로(19)는, 모드 제어 회로(18)로부터의 제어신호에 의해 레벨 시프트의 기능이 유효 또는 무효로 변경 가능하게 구성되어 있고, 기능이 유효하게 되면 배터리 전압(VBAT)을 ΔVB만큼 낮은 쪽으로 시프트하여 상기 전압 비교 회로(12)에 공급하고, 기능이 무효로 되면 배터리 전압(VBAT)을 시프트하지 않고 그대로 전압 비교 회로(12)에 공급하도록 동작한다. 한편, 전압 비교 회로(12)는, 상기 레벨 시프트 회로(19)에 의한 배터리 전압의 시프트 방향과는 역방향의 의도적인 오프셋(ΔV2)을 갖도록 구성된다.
이것에 의해, 레벨 시프트 회로(19)와 전압 비교 회로(12)를 하나의 컴퍼레이터로 간주한 경우, 전압 비교 회로(12)로부터는 입력전압(VDD)과 배터리 전압(VBAT)-ΔVB+ΔV2를 비교한 결과(레벨 시프트 유효시) 또는 입력전압(VDD)과 배터리 전압(VBAT)+ΔV2를 비교한 결과(레벨 시프트 무효시)가 출력된다.
여기에서는, ΔVB는 오프셋(ΔV2)보다도 큰 값으로 설정한다. 이것에 의해, ΔVB=ΔV1+ΔV2로 두면, 레벨 시프트 유효 시에는 전압 비교 회로(12)로부터 VDD와 VBAT-ΔV1을 비교한 결과가 출력된다. ΔV1과 ΔV2는 동일하지 않아도 되지만 ΔV1≒ΔV2로 하고, 컴퍼레이터를 구성하는 차동 증폭 회로가 갖는 오프셋(프로세스에 의해 발생하는 고유 오프셋)(Vof)의 최대값보다도 ΔV1, ΔV2를 각각 큰 값으로 설정함으로써, 고유 오프셋의 영향을 받지 않는 전압 비교결과가 얻어진다. 본 실시형태에서는, 고유 오프셋(Vof)의 최대값이 30mV이었으므로, ΔVB=100mV, ΔV2=50mV로 하고 있다.
또한, 특별히 한정되는 것은 아니지만, 상기 제 1 전류 제어 회로(14), 제 2 전류 제어 회로(15) 및 충전전압 제어 회로(16)는, 각각의 입력전압과 소정의 참조 전압과의 전위차에 따른 전압을 생성하는 오차 앰프 등으로 구성할 수 있다.
다음에, 모드 제어 회로(18)에 의한 모드 제어에 대하여 설명한다. 또한, 도 4에는, 각 제어 모드에서의 VDD와 (VBAT-ΔV1) 또는 (VBAT+ΔV2)의 전위의 대소와, 전류 제어용 트랜지스터의 백 게이트 전위 및 온/오프 상태, 레벨 시프트 회로의 상태, 컴퍼레이터(레벨 시프트 및 전압 비교 회로)의 경계값과의 관계를, 도표에 정리하여 나타내고 있다.
모드 제어 회로(18)의 입력은 입력전압(VDD)과 출력전압(VBAT)과 전류 검출 회로(13)의 검출신호(VDET)이며, 이들 입력에 기초하여 제어 모드를 결정하고, 결정한 모드에 따라 상기 레벨 시프트 회로(19)의 온/오프나 게이트 전압 제어 회로(11), 제 1 전류 제어 회로(14), 제 2 전류 제어 회로(15), 충전전압 제어 회로(16)의 동작을 제어하는 신호를 생성하여 공급한다.
모드 제어 회로(18)에 의한 제어 모드에는 적어도 다음 4개가 포함된다. 제 1 모드(#1)는, 충전 개시 직후의 예비 충전을 행하는 위한 것으로, 전류 제어 회로(15)의 출력에 의해 전류 제어용 MOS 트랜지스터(Q1)를 제어하는 모드이다. 모드 제어 회로(18)에 의해 이 모드가 선택되면, 전류 제어 회로(15)와 게이트 전압 제어 회로(11)가 전류 검출 회로(13)의 검출신호에 기초하여 전류 제어용 MOS 트랜지스터(Q1)가 예를 들면 70mA와 같은 비교적 작은 충전전류(정전류)를 흘리도록 Q1의 게이트 전압을 제어한다.
이 예비 충전은, 리튬 이온 전지에서는, 전지전압을 3V 정도로 회복시키기 위하여 행하는 것으로, 충전전류가 크면 전지가 열화되기 쉬워지기 때문에, 전류를 억제하여 충전을 행하고 전지전압이 3V 정도로 회복한 시점에서 이 모드가 종료된다. 예를 들면, 리튬 이온 전지에서 예비 충전시간을 20분 이내로 제한하기 위하여, 타이머를 내장하고, 충전시간을 제어하는 것도 가능하다. 또한, 이 전류 제어 모드에서는, AC-DC 컨버터(20)로부터 예를 들면 5V(일정)와 같은 비교적 높은 직류전압(VDD)이 입력된다.
또, 이 예비충전 모드에서는, 모드 제어 회로(18)로부터 레벨 시프트 회로(19)에 대하여 오프(무효)를 나타내는 제어신호가 공급되고, 레벨 시프트 회로(19)는 배터리 단자(BAT)의 전압(VBAT)를 그대로 전압 비교 회로(12)에 전달하도록 동작한다. 그 때문에, 전압 비교 회로(12)는 입력전압(VDD)과 VBAT+ΔV2를 비교하고 있고, 통상은 VDD쪽이 높기 때문에 전압 비교 회로(12)의 출력은 하이 레벨이 되고, 백 게이트 변경용 스위치 MOS 트랜지스터(M1, M2)는 M1이 온, M2가 오프되어, Q1의 백 게이트에는 VDD가 인가된다. 따라서, VDD가 VBAT보다도 0.7V 이상 높아도, Q1의 기생 다이오드를 통하여 입력단자(VIN)로부터 배터리 단자(BAT)를 향하여 전류가 흐르는 것이 방지된다.
또, 가령 어떠한 원인으로 입력전압(VDD)이 내려가서 VBAT+ΔV2를 밑돈 경우에는, 전압 비교 회로(12)의 출력은 로 레벨이 되고, 백 게이트 변경용 스위치 MOS 트랜지스터(M1, M2)는 M2가 온, M1이 오프 되어, Q1의 백 게이트에는 VBAT가 인가된다. 그 때문에, VBAT가 VDD보다도 0.7V 이상 높아도, Q1의 기생 다이오드를 통해서 배터리 단자(BAT)로부터 입력단자(VIN)를 향하여 전류가 흐르는 것이 방지된다.
또한, 이 때, 전압 비교 회로(12)는 입력전압(VDD)과 VBAT+ΔV2를 비교하고 있기 때문에, 전압 비교 회로(12) 내의 차동 증폭 회로에 프로세스에 기인하는 고유 오프셋이 있고, 어댑터가 빠져 AC-DC 컨버터(20)가 정지해서 VDD=VBAT로 되었다고 해도 확실하게 VDD<VBAT+ΔV2의 상태를 검출할 수 있고, 그것에 의해 Q1을 오프 상태로 이행시킴으로써 2차전지로부터 Q1을 통하여 충전 제어용 IC(10) 내의 각 회로에 전류가 계속 흘러 전지가 방전되어 버리는 것을 회피할 수 있다.
제 2 모드(#2)는, 상기 예비 충전에 의해 2차전지가 3V 정도까지 회복한 후에 급속충전을 행하기 위한 것으로, 전류 제어 회로(14)의 출력에 의해 AC-DC 컨버터(20)의 출력전압 즉 입력전압(VDD)를 제어하는 모드이다. 모드 제어 회로(18)에 의해 이 모드가 선택되면, 전류 제어 회로(14)와 입력 전압 제어 회로(17)가 전류 검출 회로(13)의 검출신호에 기초하여 외부단자(CNT)에 출력하는 전압(예를 들면, 펄스)을 제어하고, AC-DC 컨버터(20)가 전류 제어용 MOS 트랜지스터(Q1)가 예를 들면 700mA와 같은 비교적 큰 충전전류(정전류)를 흘리도록 입력전압(VDD)을 제어한다.
종래의 일반적인 정전류 제어에 의한 급속 충전은 AC-DC 컨버터(20)로부터의 입력전압(VDD)를 일정(예를 들면, 5V)하게 하여 행해지고 있어, 그 경우, 입력전압(VDD)과 배터리 전압(VBAT)은 1V 이상의 전위차가 있기 때문에 전력효율이 양호하지 않았다. 이에 반해, 본 실시형태와 같이, 입력전압(VDD)을 제어함으로써 Q1에 흐르는 충전전류가 일정하게 되도록 제어하는 급속 충전을 실시하면, 도 5에 나타내는 #2의 기간과 같이, 입력전압(VDD)이 배터리 전압(VBAT)보다도 약간 높은 전 위차를 유지한 채 전지의 충전의 진행을 따라 서서히 높아지게 되기 때문에, 전력효율이 향상되게 된다.
또, 이 모드에서는, 모드 제어 회로(18)로부터 레벨 시프트 회로(19)에 대하여 온(유효)을 나타내는 제어신호가 공급되고, 레벨 시프트 회로(19)는 배터리 단자(BAT)의 전압(VBAT)을 ΔVB만큼 낮은 쪽으로 시프트하여 전압 비교 회로(12)에 공급하도록 동작한다. 그 때문에 전압 비교 회로(12)는 입력전압(VDD)과 VBAT-ΔV1을 비교하게 된다. 이 경우, 통상은 VDD쪽이 높기 때문에 전압 비교 회로(12)의 출력은 하이 레벨이 되고, 백 게이트 변경용 스위치 MOS 트랜지스터(M1, M2)는 M1이 온, M2가 오프 되어, Q1의 백 게이트에는 VDD가 인가된다.
따라서, VDD와 VBAT의 전위차가 0.7V 이상 있어도, Q1의 기생 다이오드를 통하여 입력단자(VIN)로부터 배터리 단자(BAT)를 향하여 전류가 흐르는 것이 방지된다. 또, 가령 어떠한 원인으로 입력전압(VDD)이 내려가서 VBAT-ΔV1을 밑돈 경우에는, 전압 비교 회로(12)의 출력은 로 레벨이 되고, 백 게이트 변경용 스위치 MOS 트랜지스터(M1, M2)는 M2가 온, M1이 오프되어, Q1의 백 게이트에는 VBAT가 인가된다. 그 때문에 VDD와 VBAT의 전위차가 0.7V 이상 있어도, Q1의 기생 다이오드를 통하여 배터리 단자(BAT)로부터 입력단자(VIN)를 향하여 전류가 흐르는 것이 방지된다.
또한, 이 때, 전압 비교 회로(12)는 입력전압(VDD)과 VBAT-ΔV1을 비교하고 있기 때문에, 전압 비교 회로(12) 내의 차동 증폭 회로의 프로세스에 기인하는 고유 오프셋이 있었다고 하면, 제 1 제어 모드와 달리 대충 보면 VDD<VBAT의 상태를 조속히 검출할 수 없는 것 처럼 보인다. 그러나, 예를 들면, 어댑터가 빠져 AC-DC 컨버터(20)가 정지해서 VDD=VBAT가 되었다고 하면, 그 경우에는 전류 제어용 MOS 트랜지스터(Q1)에 700mA와 같은 전류는 흐르지 않고, 그 상태는 센스용 MOS 트랜지스터(Q2)를 갖는 전류 검출 회로(13)에 의해 검출할 수 있다.
따라서, 그러한 경우에는, 모드 제어 회로(18)가 게이트 전압 제어 회로(11)에 제어신호를 보내어 Q1을 오프 상태로 이행시킴으로써 2차전지로부터 Q1을 통하여 충전 제어용 IC(10) 내의 각 회로에 전류가 계속해서 흘러 전지가 방전되어 버리는 것을 회피할 수 있다. 상기 검출시에는, 적절한 딜레이 시간(Tdet)을 두고, Tdet 동안 전류가 역류하고 있었을 경우에 Q1을 오프 상태로 이행시키는 것도 가능하다. 그것에 의해, VDD<VBAT의 원인이 AC-DC 컨버터(20)의 정지에 의한 것이 아니고 일시적인 것일 경우에는, Q1을 오프시킬 필요까지는 없이 온 상태를 계속시키도록 할 수 있다.
제 3 모드(#3)는, 상기 급속 충전에 의해 2차전지가 4.2V 정도까지 이른 후에 전지가 풀 충전 상태가 될 때까지 충전을 행하기 위한 것으로, 충전전압 제어 회로(16)의 출력에 의해 AC-DC 컨버터(20)의 출력전압 즉 입력전압(VDD)을 제어하는 모드이다. 모드 제어 회로(18)에 의해 이 모드가 선택되면, 충전전압 제어 회로(16)와, 입력 전압 제어 회로(17)가 배터리 전압(VBAT)에 기초하여 외부단자(CNT)에 출력하는 전압을 제어하고, AC-DC 컨버터(20)가 배터리 전압(VBAT) 일정(예를 들면, 4.2V)으로 Q1이 전류를 흘리도록 입력전압(VDD)를 제어한다.
종래의 일반적인 급속 충전은 AC-DC 컨버터(20)로부터의 입력전압(VDD)을 일 정(예를 들면, 5V)하게 하여 행해지고 있고, 그 경우, 입력전압(VDD)과 배터리 전압(VBAT)은 0.8V 이상의 전위차가 있기 때문에 전력효율이 양호하지 않았다. 이에 반해, 본 실시형태와 같이, Q1 온인 채로 입력전압(VDD)을 제어함으로써 충전을 실시하면, 입력전압(VDD)이 배터리 전압(VBAT)보다도 약간 높은 전위차를 유지한 채 전지의 충전의 진행에 따라 충전전류가 서서히 감소하여 2차전지가 풀 충전 상태에 이르므로, 전력효율이 향상되게 된다. 이 정전압 충전 모드는 충전전류가 예를 들면 70mA와 같은 전류로 내려갈 때까지 실행되고, 그 후 트랜지스터(Q1)를 오프하여 충전완료로 된다.
또, 이 모드에서도, 모드 제어 회로(18)로부터 레벨 시프트 회로(19)에 대하여 온을 나타내는 제어신호가 공급되고, 레벨 시프트 회로(19)는 배터리 단자(BAT)의 전압(VBAT)을 ΔVB만큼 낮은 쪽으로 시프트하여 전압 비교 회로(12)에 공급하도록 동작한다. 그 때문에, 전압 비교 회로(12)는 입력전압(VDD)과 VBAT-ΔV1을 비교하게 된다. 이 경우, 통상은 VDD쪽이 높기 때문에 전압 비교 회로(12)의 출력은 하이 레벨이 되고, 백 게이트 변경용 스위치 MOS 트랜지스터(M1, M2)는 M1이 온, M2가 오프 되고, Q1의 백 게이트에는 VDD가 인가된다.
따라서, VDD와 VBAT의 전위차가 0.7V 이상 있어도, Q1의 기생 다이오드를 통하여 입력단자(VIN)로부터 배터리 단자(BAT)를 향하여 전류가 흐르는 것이 방지된다. 또, 가령 어떠한 원인으로 입력전압(VDD)이 내려가서 VBAT-ΔV1을 밑돈 경우에는, 전압 비교 회로(12)의 출력은 로 레벨이 되고, 백 게이트 변경용 스위치 MOS 트랜지스터(M1, M2)는 M2가 온, M1이 오프되어, Q1의 백 게이트에는 VBAT가 인가된 다. 그 때문에, VDD와 VBAT의 전위차가 0.7V 이상 있어도, Q1의 기생 다이오드를 통하여 배터리 단자(BAT)로부터 입력단자(VIN)를 향하여 전류가 흐르는 것이 방지된다.
또한, 급속 충전에 들어가면 모드 제어 회로(18)는, 전류 제어 회로(14)와 충전전압 제어 회로(16)를 병행하여 동작시킴으로써, 상기 제 2 모드로부터 제 3 모드로 자동적으로 이행하도록 제어할 수 있다.
제 4 모드(#4)는 전류 제어용 MOS 트랜지스터(Q1)를 오프 상태로 하여 충전 제어를 정지하고 있는 모드이다. 모드 제어 회로(18)에 의해 이 모드가 선택되면, 모드 제어 회로(18)로부터 레벨 시프트 회로(19)에 대하여 오프(무효)를 나타내는 제어신호가 공급되고, 레벨 시프트 회로(19)는 배터리 단자(BAT)의 전압(VBAT)을 그대로 전압 비교 회로(12)에 전달하도록 동작한다.
그 때문에, 전압 비교 회로(12)는 입력전압(VDD)과 VBAT+ΔV2를 비교하게 되고, VDD쪽이 높은 경우에는 전압 비교 회로(12)의 출력은 하이 레벨이 되고, 백 게이트 변경용 스위치 MOS 트랜지스터(M1, M2)는 M1이 온, M2가 오프 되어, Q1의 백 게이트에는 VDD가 인가된다. 따라서, VDD가 VBAT보다도 0.7V 이상 높아도, Q1의 기생 다이오드를 통하여 입력단자(VIN)로부터 배터리 단자(BAT)를 향하여 전류가 흐르는 것이 방지된다.
한편, 입력전압(VDD)가 VBAT+ΔV2보다도 낮을 경우에는, 전압 비교 회로(12)의 출력은 로 레벨이 되고, 백 게이트 변경용 스위치 MOS 트랜지스터(M1, M2)는 M2가 온, M1이 오프되어, Q1의 백 게이트에는 VBAT가 인가된다. 그 때문에 VBAT가 VDD보다도 0.7V 이상 높아도, Q1의 기생 다이오드를 통하여 배터리 단자(BAT)로부터 입력단자(VIN)를 향하여 전류가 흐르는 것이 방지된다.
또한, 이 모드에서는, 원래 전류 제어용 MOS 트랜지스터(Q1)가 오프 상태로 되어 있기 때문에, 제 1 모드와 같이, 도중에 어댑터가 빠짐으로써, 2차전지로부터 Q1을 통하여 충전 제어용 IC(10) 내의 각 회로에 전류가 계속 흘러서 전지가 방전되어 버리는 현상이 생기지도 않는다.
도 2에는, 상기 레벨 시프트 회로(19)의 구체적인 회로구성예가 도시되어 있다.
이 실시예의 레벨 시프트 회로(19)는 배터리 단자(BAT)의 전압(VBAT)이 입력되는 입력단자(IN)와 후단의 오프셋을 갖는 전압 비교 회로(12)의 반전 입력단자 사이에 직렬로 접속된 저항(R1, R2)과, R1, R2의 접속 노드와 접지점 사이에 접속된 정전류원(CS1)을 구비하고, 정전류원(CS1)이 모드 제어 회로(18)로부터의 제어신호 on/off에 의해 온·오프 제어되도록 구성되어 있다. 정전류원(CS1)은 1개의 MOS 트랜지스터 또는 바이폴라·트랜지스터 혹은 이들 트랜지스터 및 그것과 직렬로 접속된 저항에 의해 구성할 수 있다.
후단의 전압 비교 회로(12)는 입력단에 소스 단자가 공통 접속된 한 쌍의 차동 트랜지스터를 구비한 차동 증폭 회로로 구성되어 있다. 그 때문에, 정전류원(CS1)이 오프 상태로 되면 배터리 단자(BAT)의 전압(VBAT)을 레벨 시프트 하지 않고 그대로 전압 비교 회로(12)에 전달한다. 한편, 정전류원(CS1)이 온 상태로 되면 저항(R1)에서 그 저항값(r1)과 정전류원(CS1)의 전류값(I1)으로 정해지는 전 압강하가 생기고, VBAT보다도 ΔVB(=r1·I1)분 만큼 낮은 전압이 전압 비교 회로(12)에 공급된다. 이 실시예에서는, ΔVB=100mV가 되도록, r1과 I1의 값이 설정되어 있다.
전압 비교 회로(12)는 입력단의 차동 트랜지스터 쌍을 예를 들면 3:4와 같은 사이즈비(반전 입력단자측의 트랜지스터의 사이즈 대(大))로 되도록 설계함으로써 마이너스 방향으로 50mV의 입력 오프셋이 발생하도록 되어 있다. 또한 전압 비교 회로(12)는 노이즈에 의해 오동작하지 않도록 히스테리시스 특성을 갖도록 구성되어 있다.
또한, 입력단의 차동 트랜지스터 쌍을 3:4와 같은 사이즈비로 설계함으로써 입력 오프셋을 주는 대신에, 차동 트랜지스터 쌍의 사이즈는 1:1로 하고, 비반전 입력단자측에, 도 3(A)와 같이 저항(R3)과 정전류원(CS2)으로 이루어지는 레벨 시프트 회로, 혹은 도 3(B)와 같이 정전류원 대신 저항(R4)과 MOSFET 등의 스위치 소자(SW1)로 이루어지는 레벨 시프트 회로를 설치하고, 저항(R3)에서 예를 들면 50mV와 같은 전압강하가 생기도록 하여 마이너스 방향의 입력 오프셋을 주도록 구성해도 된다.
이상 본 발명의 1실시형태에 대하여 말했지만, 본 발명은 상기 실시형태에 한정되지 않고, 본 발명의 기술적 사상에 기초하여 각종 변경이 가능하다. 예를 들면, 도 1의 실시형태에서는, 전류 제어용 MOS 트랜지스터(Q1)와 커런트 미러를 구성하는 전류검출용 MOS 트랜지스터(Q2)와 저항(Rp)을 설치하여 충전전류를 검출하고 있지만, Rp를 IC의 외장형 부품으로 해도 된다. 또, 전류 제어용 MOS 트랜지 스터(Q1)와 직렬로 센스 저항을 설치하여 충전전류를 검출하도록 구성해도 된다.
또, 도 1의 실시형태의 전류 검출 회로(13)에서, 전류검출용 MOS 트랜지스터(Q2)와 직렬로 트랜지스터(가령 Q3이라고 함)를 더 접속함과 아울러, Q1과 Q2의 드레인 전압을 입력으로 하는 연산증폭기를 설치하여 이 연산증폭기에 의해 Q2와 직렬의 상기 트랜지스터(Q3)를 제어하도록 하고, 커런트 미러비를 향상시킨 회로를 사용하도록 해도 된다.
이상의 설명에서는, 본 발명을 2차전지의 충전 제어용 IC에 적용한 예를 설명했지만, 본 발명에 그것에 한정되는 것은 아니고, 시리즈 레귤레이터와 같은 직류전원회로의 전원제어용 IC에도 이용할 수 있다.
도 1은 본 발명을 적용한 충전 제어용 IC 및 그것을 사용한 충전장치의 1예를 도시하는 개략 구성도이다.
도 2는 본 발명에서의 레벨 시프트 회로의 실시예를 나타내는 회로구성도이다.
도 3은 오프셋을 갖는 전압 비교 회로의 다른 구성예를 나타내는 회로구성도이다.
도 4는 실시예의 충전 제어용 IC의 각 제어 모드에서의 VDD와 (VBAT-ΔV1) 또는 (VBAT+ΔV2)의 전위의 대소와, 전류 제어용 트랜지스터의 백 게이트 전위 및 온/오프 상태, 레벨 시프트 회로의 상태, 컴퍼레이터(레벨 시프트 및 전압 비교 회로)의 경계값과의 관계를 나타내는 도표이다.
도 5는 실시예의 충전 제어용 IC에서의 급속 충전시의 입력전압(VDD)과 출력 배터리 전압(VBAT)의 관계를 나타내는 타임 차트이다.
도 6은 종래의 충전 제어용 IC에서의 역류방지 회로의 예를 나타내는 회로구성도이다.
도 7(A)는 종래의 역류방지 회로에서 컴퍼레이터에 마이너스 방향의 오프셋이 생긴 경우의 동작을 나타내는 타임 차트, (B)는 컴퍼레이터에 플러스 방향의 오프셋이 생긴 경우의 동작을 나타내는 타임 차트이다.
(부호의 설명)
10 충전 제어용 IC
11 게이트 전압 제어 회로
12 전압 비교 회로
13 전류 검출 회로
14 충전전류 제어 회로 1(급속 충전용)
15 충전전류 제어 회로 2(예비 충전용)
16 충전전압 제어 회로
17 입력전압 제어 회로
18 모드 제어 회로
19 레벨 시프트 회로
20 직류전원
30 2차전지
Q1 전류 제어용 MOS 트랜지스터
Q2 전류검출용 MOS 트랜지스터
M1, M2 백 게이트 전압변경용 스위치
MOS 트랜지스터

Claims (8)

  1. 전압 입력단자와 출력단자 사이에 접속되어 상기 전압 입력단자로부터 출력단자로 흘리는 전류를 제어하는 전류 제어용 MOS 트랜지스터와,
    상기 전압 입력단자 및 상기 출력단자와 상기 전류 제어용 MOS 트랜지스터의 기체 사이에 접속되어 입력전압 또는 출력전압을 상기 기체에 인가하는 기체전압 변경 회로와,
    상기 입력전압과 상기 출력전압을 비교하기 위한 전압 비교 회로를 구비하고,
    상기 전압 비교 회로의 출력에 기초하여 상기 기체전압 변경 회로를 제어하도록 구성된 충전 제어용 반도체 집적회로로서,
    상기 전압 비교 회로는 제 1 전위방향으로 의도적인 오프셋을 갖도록 구성됨과 아울러,
    상기 전압 비교 회로의 제 1 입력단자의 전단에는 상기 출력전압을 상기 제 1 전위방향과는 반대의 전위방향으로 시프트하는 레벨 시프트 회로가 설치되고, 상기 전압 비교 회로의 제 2 입력단자에 상기 입력전압이 입력되도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 충전 제어용 반도체 집적회로.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 의도적인 오프셋은, 상기 전압 비교 회로가 갖는 자연발생적인 오프셋보다도 큰 값으로 설정되어 있는 것을 특징으로 하는 충전 제어 용 반도체 집적회로.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 레벨 시프트 회로에 의한 레벨 시프트량은 상기 의도적인 오프셋의 대략 2배의 크기로 설정되어 있는 것을 특징으로 하는 충전 제어용 반도체 집적회로.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전류 제어용 MOS 트랜지스터에 흐르는 충전전류의 크기를 검출하는 전류 검출 회로와,
    상기 전류 검출 회로의 검출신호에 기초하여 상기 충전전류가 제 1 전류값이 되도록 제어하기 위한 신호를 생성하는 제 1 충전전류 제어 회로와,
    상기 전류 검출 회로의 검출신호에 기초하여 상기 충전전류가 상기 제 1 전류값보다도 작은 제 2 전류값이 되도록 제어하기 위한 신호를 생성하는 제 2 충전전류 제어 회로와,
    상기 출력전압에 기초하여 이 출력전압이 소정의 전압으로 되도록 제어하기 위한 신호를 생성하는 충전전압 제어 회로와,
    상기 제 2 충전전류 제어 회로의 출력에 기초하여 상기 전류 제어용 MOS 트랜지스터의 게이트 제어 전압을 생성하는 게이트 전압 제어 회로와,
    상기 각 제어 회로의 동작을 제어하는 모드 제어 회로,
    를 구비하고, 상기 레벨 시프트 회로는 상기 모드 제어 회로에 의해 온 상태 또는 오프 상태로 제어되도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 충전 제어용 반도 체 집적회로.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 모드 제어 회로는, 상기 입력전압과 상기 출력전압과 상기 전류 검출 회로의 검출신호에 따라, 상기 각 제어 회로의 동작을 제어하는 신호를 생성하도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 충전 제어용 반도체 집적회로.
  6. 제 4 항에 있어서, 상기 제 1 충전전류 제어 회로의 출력 및 상기 충전전압 제어 회로의 출력에 따라, 상기 입력전압을 생성하는 컨버터에 공급되는 피드백 신호를 생성하기 위한 전압을 외부에 출력하는 입력전압 제어 회로를 더 구비하고,
    상기 레벨 시프트 회로는 상기 입력전압 제어 회로가 상기 전압을 출력하는 모드에서 온 상태로 되고, 그 이외의 모드에서 오프 상태로 제어되도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 충전 제어용 반도체 집적회로.
  7. 제 5 항에 있어서, 상기 제 1 충전전류 제어 회로의 출력 및 상기 충전전압 제어 회로의 출력에 따라, 상기 입력전압을 생성하는 컨버터에 공급되는 피드백 신호를 생성하기 위한 전압을 외부에 출력하는 입력전압 제어 회로를 더 구비하고,
    상기 레벨 시프트 회로는 상기 입력전압 제어 회로가 상기 전압을 출력하는 모드에서 온 상태로 되고, 그 이외의 모드에서 오프 상태로 제어되도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 충전 제어용 반도체 집적회로.
  8. 제 6 항 또는 제 7 항에 기재된 충전 제어용 반도체 집적회로와, 교류전압을 변환하여 상기 입력전압을 생성하는 컨버터를 구비하고, 상기 컨버터는 상기 입력전압 제어 회로로부터 출력되는 상기 전압에 따라 상기 입력전압을 제어하도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 충전장치.
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