TW202110029A - 電荷幫浦控制電路以及電池控制電路 - Google Patents

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Abstract

本發明的電荷幫浦控制電路包括：振盪器，供給用於分別驅動電荷幫浦驅動器的時鐘，所述電荷幫浦驅動器為向控制來自電池的放電的放電電晶體供給第一閘極電壓的電荷幫浦驅動器、及向控制對電池的充電的充電電晶體供給第二閘極電壓的電荷幫浦驅動器；以及驅動控制電路，將第一閘極電壓與第二閘極電壓中的任一較低的電壓作為控制對象電壓，對應於控制對象電壓，控制由振盪器進行的時鐘的生成。

Description

電荷幫浦控制電路以及電池控制電路
本發明是有關於一種電荷幫浦控制電路以及電池控制電路。
先前以來，於便攜設備中附屬有電池裝置作為其便攜運作時的電源。 於所述電池裝置中搭載有獲得了所期望的電池電壓的能夠充電的電池、以及對該電池進行充放電控制的電池控制電路。
圖9是表示包括基於現有例的電池控制電路的電池裝置的電路圖。電池裝置1100包含電池242及電池控制裝置1200。於所連接的連接設備930為充電器的情況下，電池控制裝置1200自充電器向電池242供給充電電流，於連接設備930為負載的情況下，電池控制裝置1200自電池242向負載供給驅動電流（放電電流）。
於圖9中，充電電晶體216及放電電晶體218分別為n通道型金屬氧化物半導體（Metal Oxide Semiconductor，MOS）電晶體。 需要對閘極電壓進行升壓而使用，以使得充電電晶體216及放電電晶體218各自的閘極源極間電壓Vgs超過臨限值電壓Vth，使通道電阻下降。
因此，於電池控制裝置1200中包括分別控制電荷幫浦電路910及電荷幫浦電路1110的電荷幫浦控制電路1300。 電荷幫浦電路910將放電電晶體218的閘極電壓升壓，另一方面電荷幫浦電路1110將充電電晶體216的閘極電壓升壓。 電壓/電流（Voltage and Current，V/I）變換電路1130將充電電晶體216的閘極電壓變換為感測電流，並將其輸出至振盪器906。 另外，V/I變換電路904將放電電晶體218的閘極電壓變換為感測電流，並將其輸出至振盪器906。
振盪器906調整分別驅動電荷幫浦電路910、電荷幫浦電路1110的時鐘的頻率，以使得充電電晶體216及放電電晶體218的閘極電壓對應於將V/I變換電路904及V/I變換電路1130各自的感測電流合成而得的電流而維持為規定的電壓。 藉此，充電電晶體216及放電電晶體218各者中，電池242的充電時及放電時的通常運作下的閘極電壓被維持為臨限值以上的規定的電壓。
另外，於充電電晶體216及放電電晶體218各者中，通常，為了防止由閘極電壓的過度上升導致的絕緣擊穿，於源極/閘極間包括保護元件（未圖示）。 [現有技術文獻] [專利文獻]
[專利文獻1]日本專利第6018749號
[發明所欲解決之課題]
然而，於所述專利文獻1中，充電電晶體216及放電電晶體218各自的保護元件的阻抗必須相同，但通常產生製程偏差，因此不同。
另一方面，將充電電晶體216與放電電晶體218各自的感測電流合成，而生成藉由經合成的感測電流而振盪的時鐘的頻率，因此振盪器906使與經平均化的感測電流對應的頻率的時鐘振盪。 因此，充電電晶體216及放電電晶體218各自的閘極電壓不會成為與時鐘的頻率對應而預先設定的電壓。
即，由於充電電晶體216與放電電晶體218的保護元件的阻抗較低的一者的閘極電壓低於規定的電壓，通道電阻高於所期望的值、或電晶體關斷，因此不供給需要的充電電流或者放電電流。
本發明的目的在於提供一種電荷幫浦控制電路以及電池控制電路，其即使充電電晶體及放電電晶體各自的閘極中所包括的保護元件的阻抗不同，亦以保護元件的阻抗較低的一者的閘極電壓成為規定的電壓的方式控制充電幫浦電路的驅動。 [解決課題之手段]
本發明的實施例的電荷幫浦控制電路包括：第一電荷幫浦驅動器，向控制來自電池的放電的放電電晶體供給第一閘極電壓；第二電荷幫浦驅動器，向控制對所述電池的充電的充電電晶體供給第二閘極電壓；振盪器，供給用於分別驅動所述第一電荷幫浦驅動器及所述第二電荷幫浦驅動器的時鐘；以及驅動控制電路，將所述第一閘極電壓與所述第二閘極電壓中的任一較低的電壓作為控制對象電壓，對應於該控制對象電壓，控制由所述振盪器進行的所述時鐘的生成。
本發明的實施例的電池控制電路包括：放電電晶體，控制來自電池的放電；充電電晶體，控制對所述電池的充電；第一電壓變換電路，獲取所述放電電晶體的第一閘極電壓作為與該第一閘極電壓對應的第一檢測電壓；第二電壓變換電路，獲取所述充電電晶體的第二閘極電壓作為與該第二閘極電壓對應的第二檢測電壓；放電電荷幫浦驅動器，向所述放電電晶體供給所述第一閘極電壓；充電電荷幫浦驅動器，向所述充電電晶體供給所述第二閘極電壓；振盪器，供給用於分別驅動所述放電電荷幫浦驅動器及所述充電電荷幫浦驅動器的時鐘；以及驅動控制電路，將所述第一檢測電壓及所述第二檢測電壓中的任一較低的電壓作為控制對象電壓，對應於該控制對象電壓，控制由所述振盪器進行的所述時鐘的生成。
根據本發明，可提供一種電荷幫浦控制電路以及電池控制電路，其即使充電電晶體及放電電晶體各自的閘極中所包括的保護元件的阻抗不同，亦以保護元件的阻抗較低的一者的閘極電壓成為規定的電壓的方式控制充電幫浦電路的驅動。
以下，參照圖式對本發明的實施形態進行說明。
＜第一實施形態＞ 圖1是表示使用了基於第一實施形態的電荷幫浦控制電路的電池裝置的構成例的概略框圖。 於該圖1中，電池裝置1包括電池控制電路10及電池20。電池控制電路10包括：放電電晶體11、充電電晶體12、充電電荷幫浦驅動器3、放電電荷幫浦驅動器4、電荷幫浦控制電路5、第一電壓變換電路6及第二電壓變換電路7。電荷幫浦控制電路5包括：開關電路51、比較電路52、驅動電路53及振盪器54。另外，開關電路51、比較電路52及驅動電路53各者構成控制振盪器54的時鐘生成的驅動控制電路。
放電電晶體11是n通道型MOS電晶體，且源極連接於連接設備30的正極端子，閘極連接於放電電荷幫浦驅動器4的輸出端子及第一電壓變換電路6的輸入端子，汲極與充電電晶體12的汲極連接。另外，於放電電晶體11，在源極與閘極之間設置有保護元件81。 充電電晶體12是n通道型MOS電晶體，且源極連接於電池20的正極端子，閘極連接於充電電荷幫浦驅動器3的輸出端子及第二電壓變換電路7的輸入端子。另外，於充電電晶體12，在源極與閘極之間設置有保護元件82。 電荷幫浦控制電路5中，於第一輸入端子連接有第一電壓變換電路6的輸出，於第二輸入端子連接有第二電壓變換電路7的輸出端子，輸出端子連接於充電電荷幫浦驅動器3及放電電荷幫浦驅動器4的輸入端子。充電電荷幫浦驅動器3的輸出端子連接於充電電晶體12的閘極。放電電荷幫浦驅動器4的輸出端子連接於放電電晶體11的閘極。
於充電使能訊號EN_CHG為使能狀態的情況下，充電電荷幫浦驅動器3對應於所供給的時鐘將充電電晶體12的閘極電壓VG2自電源電壓VDD升壓為規定的電壓。另一方面，於充電使能訊號EN_CHG為禁用狀態的情況下，充電電荷幫浦驅動器3停止升壓運作。
於放電使能訊號EN_DSG為使能狀態的情況下，放電電荷幫浦驅動器4對應於所供給的時鐘將放電電晶體11的閘極電壓VG1自電源電壓VDD升壓為規定的電壓。另一方面，於放電使能訊號EN_DSG為禁用狀態的情況下，放電電荷幫浦驅動器4停止升壓運作。
於電源電壓VDD小於過充電電壓的情況下，所述充電使能訊號EN_CHG被設為使能狀態，於電源電壓VDD為過充電電壓以上的情況下，所述充電使能訊號EN_CHG被設為禁用狀態。 另外，於電源電壓VDD為過放電電壓以下的情況下，放電使能訊號EN_DSG被設為使能狀態，於電源電壓VDD超過過放電電壓的情況下，放電使能訊號EN_DSG被設為使能狀態。 該充電使能訊號EN_CHG及放電使能訊號EN_DSG的控制是由監視電池20的電源電壓VDD的監視控制電路（未圖示）來進行。
第一電壓變換電路6以規定的比對所輸入的放電電晶體11的閘極電壓VG1進行分壓，並將其作為與閘極電壓VG1對應的第一檢測電壓VDT1輸出。 第二電壓變換電路7以規定的比對所輸入的充電電晶體12的閘極電壓VG2進行分壓，並將其作為與閘極電壓VG2對應的第二檢測電壓VDT2輸出。
電荷幫浦控制電路5對應於所供給的第一檢測電壓VDT1與第二檢測電壓VDT2中的任一較低的電壓，進行是否對充電電荷幫浦驅動器3及放電電荷幫浦驅動器4施加時鐘的控制。
於放電使能訊號EN_DSG為使能狀態的情況下，開關電路51將第一檢測電壓VDT1作為第一比較電壓輸出至比較電路52。另一方面，於放電使能訊號EN_DSG為禁用狀態的情況下，開關電路51將電源電壓VDD作為第一比較電壓輸出至比較電路52。 另外，於充電使能訊號EN_CHG為使能狀態的情況下，開關電路51將第二檢測電壓VDT2作為第二比較電壓輸出至比較電路52。另一方面，於充電使能訊號EN_CHG為禁用狀態的情況下，開關電路51將電源電壓VDD作為第二比較電壓輸出至比較電路52。
比較電路52進行第一比較電壓及第二比較電壓各者與基準電壓Vref的比較。此處，於第一比較電壓與第二比較電壓中的任一較低的電壓小於基準電壓Vref的情況下，比較電路52將驅動使能訊號設為使能狀態，並將其輸出至驅動電路53。另一方面，於第一比較電壓與第二比較電壓中的任一較低的電壓為基準電壓Vref以上的情況下，比較電路52將驅動使能訊號設為禁用狀態，並將其輸出至驅動電路53。
於放電使能訊號EN_DSG或充電使能訊號EN_CHG中的任一者為使能狀態，並且驅動使能訊號為使能狀態的情況下，驅動電路53於驅動狀態下輸出驅動訊號。
振盪器54產生預先設定的頻率的時鐘，並將其供給至充電電荷幫浦驅動器3及放電電荷幫浦驅動器4。
圖2是表示第一實施形態中的開關電路51及比較電路52的構成例的電路圖。 開關電路51包括開關電路51a及開關電路51b。開關電路51a包括開關51a_1及開關51a_2。開關電路51b包括開關51b_1及開關51b_2。
開關51a_1及開關51a_2分別對於控制端子TS連接有充電使能訊號EN_CHG的訊號線。 另外，開關51a_1中，於輸入端子TI連接有第二檢測電壓VDT2的訊號線，於輸出端子TO連接有第二比較電壓的訊號線。開關51a_2中，於輸入端子TI連接有電源電壓VDD的電源線，於輸出端子TO連接有第二比較電壓的訊號線。
藉由該構成，於充電使能訊號EN_CHG為使能狀態的情況下，開關51a_1成為接通狀態，開關51a_2成為斷開狀態，開關電路51a將第二檢測電壓VDT2作為第二比較電壓輸出至比較電路52。另一方面，於充電使能訊號EN_CHG為禁用狀態的情況下，開關51a_1成為斷開狀態，開關51a_2成為接通狀態，開關電路51a將電源電壓VDD作為第二比較電壓輸出至比較電路52。
開關51b_1及開關51b_2分別對於控制端子TS連接有放電使能訊號EN_DSG的訊號線。 另外，開關51b_1中，於輸入端子TI連接有第一檢測電壓VDT1的訊號線，於輸出端子TO連接有第一比較電壓的訊號線。開關51b_2中，於輸入端子TI連接有電源電壓VDD的電源線，於輸出端子TO連接有第一比較電壓的訊號線。
藉由該構成，於放電使能訊號EN_DSG為使能狀態的情況下，開關51b_1成為接通狀態，開關51b_2成為斷開狀態，開關電路51b將第一檢測電壓VDT1作為第一比較電壓輸出至比較電路52。另一方面，於放電使能訊號EN_DSG為禁用狀態的情況下，開關51b_1成為斷開狀態，開關51b_2成為接通狀態，開關電路51b將電源電壓VDD作為第二比較電壓輸出至比較電路52。
比較電路52包括：定電流源521及定電流源522、電晶體P1、電晶體P2、電晶體P3、電晶體N1、電晶體N2、電晶體N3及非（NOT）電路INV。 電晶體P1、電晶體P2及電晶體P3是p通道型MOS電晶體，電晶體N1、電晶體N2及電晶體N3是n通道型MOS電晶體。
定電流源521的輸入端子TI連接於電源電壓VDD的電源線，輸出端子TO連接於電晶體P1、電晶體P2及電晶體P3的源極。 定電流源522的輸入端子TI連接於電源電壓VDD的電源線，輸出端子TO連接於電晶體N3的汲極。
電晶體P1的閘極連接於第一比較電壓的訊號線，汲極與電晶體N1的汲極連接。 電晶體P2的閘極連接於第二比較電壓的訊號線，汲極與電晶體N1的汲極連接。 電晶體P3中，對閘極施加有基準電壓Vref，汲極與電晶體N2的汲極及閘極連接。
電晶體N1的閘極與電晶體N2的汲極及閘極連接，源極連接於電源電壓VSS（接地電壓）的電源線。 電晶體N2的源極連接於電源電壓VSS的電源線。 該些電晶體N1及電晶體N2構成電流鏡電路。 電晶體N3的汲極連接於NOT電路INV的輸入端子，閘極連接於電晶體N1的汲極，源極連接於電源電壓VSS的電源線。 NOT電路INV的輸出端子與驅動使能訊號的訊號線連接。
以如上般構成的比較電路52將第一比較電壓與第二比較電壓中的任一較低的電壓與基準電壓Vref進行比較，於小於基準電壓Vref的情況下將驅動使能訊號設為使能狀態（例如「H」位準）而輸出，於為基準電壓Vref以上的情況下將驅動使能訊號設為禁用狀態（例如「L」位準）而輸出。
圖3是表示第一實施形態中的驅動電路53的構成例的電路圖。驅動電路53包括或電路531及與電路532。 於放電使能訊號EN_DSG與充電使能訊號EN_CHG中的任一者為「H」位準的情況下，或電路531輸出「H」位準。 於或電路531的輸出為「H」位準，並且驅動使能訊號為「H」位準的情況下，與電路532輸出表示驅動狀態的「H」位準的驅動訊號。
圖4是表示第一實施形態中的第一電壓變換電路6的構成例的電路圖。第一電壓變換電路6是電阻161及電阻162串聯連接於閘極電壓VG1的訊號線與電源電壓VSS的電源線之間而構成。於電阻161為電阻值Ra、電阻162為電阻值Rb的情況下，第一檢測電壓VDT1由以下的式（1）表示。 VDT1＝（Rb/（Ra＋Rb））VG1     …（1） 即，第一檢測電壓VDT1於電阻比Rb/（Ra+Rb）的比率下與閘極電壓VG1的變動對應地變動。 第二電壓變換電路7與圖4所示的第一電壓變換電路6為相同的構成。
如上所述，根據第一實施形態，充電電荷幫浦驅動器3及放電電荷幫浦驅動器4以如下方式進行運作，即於放電電晶體11及充電電晶體12中，保護元件81及保護元件82中的任一阻抗低的一者的閘極電壓超過電晶體的臨限值電壓，因此可供給需要的充電電流及放電電流。
另外，根據第一實施形態，於放電電晶體12的閘極電壓VG1與充電電晶體12的閘極電壓VG2此兩者成為超過臨限值電壓的電壓的情況下，停止振盪器54的時鐘的生成，因此可實現省電的電荷幫浦控制電路5。
＜第二實施形態＞ 關於第一電壓變換電路6及第二電壓變換電路7以外的構成，第二實施形態中的電池裝置與第一實施形態的構成相同。 圖5是表示第二實施形態中的第一電壓變換電路6A的構成例的電路圖。另外，第二電壓變換電路7A亦與圖5所示的第一電壓變換電路6A的構成相同。
第一電壓變換電路6A包括：電阻161、電阻162、放大器163、電晶體P10。電晶體P10是p通道型MOS電晶體。 電阻161的一端連接於閘極電壓VG1的訊號線，另一端經由連接點Q1連接於電晶體P10的源極及放大器163的反相輸入端子（－）。 電阻162的一端連接於電晶體P10的汲極及輸出端子，另一端連接於電源電壓VSS的電源線。
放大器163中，於非反相輸入端子（＋）供給有規定的電壓（例如，電池20的電源電壓VDD或者連接設備30的正極端子的電壓），於反相輸入端子（－）連接有電阻161的另一端及電晶體P10的源極，輸出端子連接於電晶體P10的閘極。 電晶體P10的源極連接於電阻162的另一端及放大器163的反相輸入端子（－），閘極連接於放大器163的輸出端子，汲極連接於電阻162的一端。
放大器163與電晶體P10構成回饋電路，因此連接點Q1的電壓與電源電壓VDD的電壓相等。藉此，於電阻161中流動和閘極電壓VG1與電源電壓VDD的電壓差對應的電流I1。 而且，於電阻162中經由電晶體P10流動電流I1，於一端產生第一檢測電壓VDT1。
當電阻161為電阻值Ra，電阻162為電阻值Rb，施加至放大器163的非反相輸入端子（＋）的電壓為電源電壓VDD，施加至電阻161一端的電壓為閘極電壓VG1時，第一檢測電壓VDT1由以下的式（2）表示。 VDT1＝（Rb/Ra）（VG1－VDD）    …（2） 即，第一檢測電壓VDT1於電阻比（Rb/Ra）的比率下作為放電電晶體11中的閘極/源極間電壓VGS1被輸出。
第二電壓變換電路7A亦具有與所述第一電壓變換電路6A相同的電路構成，第二檢測電壓VDT2的生成的運作亦與第一檢測電壓VDT1相同。 另外，於將第一電壓變換電路6A設為圖5所示的電路構成的情況下，施加至比較電路52中的電晶體P3的閘極的基準電壓Vref是根據電源電壓VDD生成，但與第一實施形態不同，電壓差（VG1－VDD）被設定為超過放電電晶體11的臨限值電壓的定電壓。另外，於將第二電壓變換電路7A設為圖5所示的電路構成的情況下，電壓差（VG2－VDD）亦被設定為超過充電電晶體12的臨限值電壓的定電壓。
另外，作為電壓變換電路，亦可使用圖6所示的電路構成的第一電壓變換電路6B及第二電壓變換電路7B來代替圖5所示的電路構成的第一電壓變換電路6A及第二電壓變換電路7A。 圖6是表示第二實施形態中的第一電壓變換電路6B的構成例的電路圖。另外，第二電壓變換電路7B亦與圖6所示的第一電壓變換電路6B的構成相同。
第一電壓變換電路6B包括：電阻161、電阻162、電晶體P11、電晶體P12及定電流源164。電晶體P11及電晶體P12是p通道型MOS電晶體。
電阻161的一端連接於閘極電壓VG1的訊號線，另一端經由連接點Q2連接於電晶體P12的源極。 電阻162的一端連接於電晶體P12的汲極及輸出端子，另一端連接於電源電壓VSS的電源線。
電晶體P11中，於源極供給有規定的電壓（例如，電池20的電源電壓VDD或者連接設備30的正極端子的電壓），閘極及汲極連接於電晶體P12的閘極及定電流源164的輸入端子。 定電流源164的輸出端子連接於電源電壓VSS的電源線。
此處，藉由將電晶體P11與電晶體P12的尺寸（W/L）設計得相等，而且將尺寸（W/L）設計得大，可使連接點Q2的電壓成為與電源電壓VDD大致相同的電壓。 藉此，於電阻161中流動和閘極電壓VG1與電源電壓VDD的電壓差對應的電流I1。而且，於電阻162中經由電晶體P12流動所述電流I1，於一端產生第一檢測電壓VDT1。
當電阻161為電阻值Ra、電阻162為電阻值Rb、施加至電晶體P11的源極的電壓為電源電壓VDD、施加至電阻161的一端的電壓為閘極電壓VG1時，第一檢測電壓VDT1與圖5的情況同樣地由式（2）表示。 另外，於將第一電壓變換電路6B及第二電壓變換電路7B設為圖6所示的電路構成的情況下，與圖5的情況同樣地，施加至比較電路52中的電晶體P3的閘極的基準電壓Vref是根據電源電壓VDD生成，但與第一實施形態不同，電壓差（VG1－VDD）被設定為超過放電電晶體11的臨限值電壓的定電壓。
如上所述，根據本實施形態，可與電源電壓VDD的變動無關地始終將放電電晶體11的閘極電壓VG1及充電電晶體12的閘極電壓VG2控制為超過放電電晶體11及充電電晶體12的臨限值電壓的電壓。
＜第三實施形態＞ 圖7是表示使用了基於第三實施形態的電荷幫浦控制電路的電池裝置的構成例的概略框圖。 電池裝置1C包括電池控制電路10C來代替第一實施形態的電池控制電路10。另外，電池控制電路10C包括電荷幫浦控制電路5C來代替第一實施形態的電荷幫浦控制電路5。關於其他構成，與圖1的電池裝置1相同，因此對相同的構成元件標註相同符號，並適當省略重覆的說明。
電荷幫浦控制電路5C包括：開關電路51、比較電路52、驅動電路53、振盪器54C及頻率控制電路55。
於充電使能訊號EN_CHG及放電使能訊號EN_DSG此兩者、或者充電使能訊號EN_CHG或放電使能訊號EN_DSG的至少任一者自禁用狀態轉變為使能狀態時，頻率控制電路55於規定的時間的期間，將頻率控制訊號設為高頻狀態（例如「H」位準）而輸出。 而且，頻率控制電路55於經過了規定的時間之後，使頻率控制訊號轉變為通常的通常頻率狀態（例如「L」位準）。
於驅動訊號為驅動狀態的情況下，振盪器54C輸出與來自頻率控制電路55的頻率控制訊號對應的頻率的時鐘。此處，於頻率控制訊號為高頻狀態的情況下，振盪器54C生成高於通常頻率狀態下的頻率（例如2倍以上）的頻率的時鐘。
通常頻率狀態下的頻率設定為充電電荷幫浦驅動器3及放電電荷幫浦驅動器4可供給能夠維持放電電晶體11、充電電晶體12的閘極電壓的閘極電流。 另一方面，高頻狀態的頻率設定為，充電電荷幫浦驅動器3及放電電荷幫浦驅動器4可供給如下的閘極電流，即：與通常頻率狀態的頻率的時鐘的情況相比，可更高速地（例如2倍速地）使放電電晶體11、充電電晶體12的閘極電壓上升。
圖8是表示第三實施形態中的振盪器54C及頻率控制電路55的構成例的框圖。 頻率控制電路55包括：上升沿檢測電路551、上升沿檢測電路552、或電路553、設定/重置（Set/Reset，SR）-觸發器554、延遲時間生成電路555。
上升沿檢測電路551檢測自充電使能訊號EN_CHG的「L」位準（禁用狀態）變化為「H」位準的上升沿，生成規定的時間寬度的第一設定訊號，並將其輸出至或電路553。 上升沿檢測電路552檢測自放電使能訊號EN_DSG的「L」位準（禁用狀態）變化為「H」位準的上升沿，生成規定的時間寬度的第二設定訊號，並將其輸出至或電路553。
於輸入了第一設定訊號與第二設定訊號中的任一者的情況下，或電路553將設定訊號供給至SR-觸發器554的設定端子S。 例如，於將設定訊號供給至設定端子S的情況下，SR-觸發器554將自輸出端子Q輸出的頻率控制訊號自「L」位準（通常頻率狀態）轉變為「H」位準（高頻狀態）。 延遲時間生成電路555於自SR-觸發器554供給的頻率控制訊號自「L」位準變化為「H」位準的時間點起預先規定的延遲時間後，將重置訊號供給至SR-觸發器554的重置端子R。
於將重置訊號供給至重置端子R的情況下，SR-觸發器554將自輸出端子Q輸出的頻率控制訊號自「H」位準轉變為「L」位準。 於頻率控制訊號自「H」位準轉變為「L」位準的情況下，延遲時間生成電路555停止重置訊號的供給。
如上所述，根據第三實施形態，包括頻率控制電路55，例如提高了起動時的時鐘的頻率，因此能夠使通常頻率狀態的時鐘的頻率下降，可設為省電力消耗模式。
再者，延遲時間生成電路555亦可設為如下構成：於自SR-觸發器554供給的頻率控制訊號自「L」位準變化為「H」位準的時間點，將規定的脈衝寬度的重置訊號輸出至SR-觸發器554的重置端子。 另外，亦可使用第二實施形態中的第一電壓變換電路6A及第二電壓變換電路7A、或者第一電壓變換電路6B及第二電壓變換電路7B來代替第一電壓變換電路6及第二電壓變換電路7。
以上，對本發明的實施形態進行了詳細敘述，但本發明並不限於該實施形態，亦包含不脫離本發明的主旨的範圍的設計等。
1、1C、1100:電池裝置 3:充電電荷幫浦驅動器 4:放電電荷幫浦驅動器 5、5C、1300:電荷幫浦控制電路 6、6A、6B:第一電壓變換電路 7:第二電壓變換電路 10、10C:電池控制電路 11、218:放電電晶體 12、216:充電電晶體 20、242:電池 30、930:連接設備 51、51a、51b:開關電路 51a_1、51a_2、51b_1、51b_2:開關 52:比較電路 53:驅動電路 54、54C、906:振盪器 55:頻率控制電路 81、82:保護元件 161、162:電阻 163:放大器 164、521、522:定電流源 531、553:或電路 532:與電路 551、552:上升沿檢測電路 554:SR-觸發器 555:延遲時間生成電路 904、1130:V/I變換電路 910、1110:電荷幫浦電路 1200:電池控制裝置 EN_CHG:充電使能訊號 EN_DSG:放電使能訊號 INV:NOT電路 N1、N2、N3、P1、P2、P3、P10、P11、P12:電晶體 Q、TO:輸出端子 Q1、Q2:連接點 R:重置端子 S:設定端子 TI:輸入端子 TS:控制端子 VDD:電源電壓 VDT1:第一檢測電壓 VDT2:第二檢測電壓 VG1、VG2:閘極電壓 Vref:基準電壓
圖1是表示使用了基於第一實施形態的電荷幫浦控制電路的電池裝置的構成例的概略框圖。 圖2是表示第一實施形態中的開關電路51及比較電路52的構成例的電路圖。 圖3是表示第一實施形態中的驅動電路53的構成例的電路圖。 圖4是表示第一實施形態中的第一電壓變換電路6的構成例的電路圖。 圖5是表示第二實施形態中的第一電壓變換電路6A的構成例的電路圖。 圖6是表示第二實施形態中的第一電壓變換電路6B的構成例的電路圖。 圖7是表示使用了基於第三實施形態的電荷幫浦控制電路的電池裝置的構成例的概略框圖。 圖8是表示第三實施形態中的振盪器54C及頻率控制電路55的構成例的框圖。 圖9是表示包括基於現有例的電池控制電路的電池裝置的電路圖。
1:電池裝置
3:充電電荷幫浦驅動器
4:放電電荷幫浦驅動器
5:電荷幫浦控制電路
6:第一電壓變換電路
7:第二電壓變換電路
10:電池控制電路
11:放電電晶體
12:充電電晶體
20:電池
30:連接設備
51:開關電路
52:比較電路
53:驅動電路
54:振盪器
81、82:保護元件
EN_CHG:充電使能訊號
EN_DSG:放電使能訊號
VDD:電源電壓
VDT1:第一檢測電壓
VDT2:第二檢測電壓
VG1、VG2:閘極電壓

Claims (5)

  1. 一種電荷幫浦控制電路，其特徵在於包括： 振盪器，供給用於分別驅動電荷幫浦驅動器的時鐘，所述電荷幫浦驅動器為向控制來自電池的放電的放電電晶體供給第一閘極電壓的電荷幫浦驅動器、及向控制對所述電池的充電的充電電晶體供給第二閘極電壓的電荷幫浦驅動器；以及 驅動控制電路，將所述第一閘極電壓與所述第二閘極電壓中的任一較低的電壓設為控制對象電壓，對應於所述控制對象電壓，控制由所述振盪器進行的所述時鐘的生成。
  2. 如請求項1所述的電荷幫浦控制電路，其中 所述驅動控制電路於如下的情況下，使所述振盪器生成所述時鐘，即， 控制所述電池的放電的放電使能訊號與控制所述電池的充電的充電使能訊號中的任一者或者兩者表示使能狀態，並且所述控制對象電壓小於規定的設定電壓。
  3. 如請求項2所述的電荷幫浦控制電路，更包括： 頻率控制電路，自所述放電使能訊號與所述充電使能訊號中的至少任一者成為使能狀態的時間點起至規定的時間為止，使所述振盪器的所述時鐘的頻率升高。
  4. 如請求項2或請求項3所述的電荷幫浦控制電路，更包括： 開關電路，將與所述第一閘極電壓對應的檢測電壓與電源電壓中的任一者作為表示所述放電電晶體的所述第一閘極電壓的第一比較電壓，藉由所述放電使能訊號進行切換並輸出，另外，將與所述第二閘極電壓對應的檢測電壓與所述電源電壓中的任一者作為表示所述充電電晶體的所述第二閘極電壓的第二比較電壓，藉由所述充電使能訊號進行切換並輸出。
  5. 一種電池控制電路，其特徵在於包括： 放電電晶體，控制來自電池的放電； 充電電晶體，控制對所述電池的充電； 第一電壓變換電路，獲取所述放電電晶體的第一閘極電壓作為與所述第一閘極電壓對應的第一檢測電壓； 第二電壓變換電路，獲取所述充電電晶體的第二閘極電壓作為與所述第二閘極電壓對應的第二檢測電壓； 放電電荷幫浦驅動器，向所述放電電晶體供給所述第一閘極電壓； 充電電荷幫浦驅動器，向所述充電電晶體供給所述第二閘極電壓； 振盪器，供給用於分別驅動所述放電電荷幫浦驅動器及所述充電電荷幫浦驅動器的時鐘；以及 驅動控制電路，將所述第一檢測電壓與所述第二檢測電壓中的任一較低的電壓作為控制對象電壓，對應於所述控制對象電壓，控制由所述振盪器進行的所述時鐘的生成。
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