CN103199696A - 用于场效应功率管栅极驱动的低功耗电荷泵 - Google Patents

Abstract

用于场效应功率管栅极驱动的低功耗电荷泵，本发明提供一个用来将晶体管开关的栅极充电至电荷泵浦电压(超过电源电压)的高功耗电路。该电路包括一个电流控制振荡器，它产生一个振荡波形来驱动电容式电荷泵电路。该电路监测晶体管开关的栅极电压且降低振荡波形的频率，从而降低功耗，当栅极电压超过开关频率时，表示该晶体管开关已足够使电路进入微功耗模式。

Description

用于场效应功率管栅极驱动的低功耗电荷泵

技术领域

本发明涉及一种微功耗电荷泵电路，它用来驱动场效应晶体管的栅极电压。电荷泵电路被用来驱动场效应晶体管的栅极电压至超过电源电压的电平。通常情况下，该电路已被用于驱动场效应晶体管，以便将功率切换为电子负载。例如，在便携式计算机应用中，场效应功率晶体管被用来切换外部设备，如磁盘驱动器和显示器。

背景技术

在这些和其他应用程序中，当场效应晶体管的漏极与电源电压耦合时，外围设备与场效应开关的电源耦合。当一个场效应晶体管开关以这种方式(作为一个所谓的“高”驱动)被耦合时，驱动开关的栅极电压超过电源电压并用来充分打开和提高开关是可取的。用来驱动场效应晶体管开关的电荷泵电路通常采用振荡器结合小数量的电容器来倍增或提升电源电压至更高的栅极电压。在许多应用中，这种类型电路的功耗通常是负荷或场效应晶体管开关本身的功耗。例如，当被切换的负载电流可能是大约几安培时，电荷泵电路的工作电流可能在几个毫安的范围内。因此，电荷泵电路的功率效率本身通常是关注最少的。

然而，在一些电池供电的应用(如笔记型计算机应用)中，电荷泵电路的功率效率可能会变成重要的。在这些应用中，电荷泵电路的功率效率可能是决定电池是否漏电一个重要的因素，因此，关注充电或更换电池前的电池寿命大小是有必要的。鉴于上述情况，因此需要提供一个高效率的电荷泵电路，它能迅速倍增或提升电源电压以驱动场效应管的栅极或其他开关电压至超过电源电压。

发明内容

本发明的目的是提供一个高效率的电荷泵电路，它能迅速倍增或提升电源电压以驱动场效应管或其他开关的栅极电压至超过电源电压。

根据本发明，一个高效率的电路和方法被提供来给场效应晶体管(场效应管)的基极(比如MOS管)充电至一个提升电压至超过电源电压。该电路和方法，使用一个电容电压倍增电路，由一个可变频率振荡器驱动，从而产生一个栅极电压(被提升至超过电源电压)。当该场效应管第一次被打开(加上一个栅极电压)时，振荡器以第一速率迅速驱动倍增器，从而以第一速率迅速提升晶体管的栅极电压至超过电源电压。场效应管的状态被监测(如通过监测晶体管的栅极电压)，且当那个状态或栅极电压达到一个频率开关状态或电压时，振荡器的振荡频率相应地被减小至一个低于第一频率的第二频率。所选择的第二频率足够继续以一个较低的速率提升栅极电压，来维持栅极电压超过电源电压。当场效应晶体管被驱动时，振动频率的减少明显降低电路的功耗。

对比文献，发明专利：一种电荷泵升压电路，申请号：200910228733.X

附图说明

在考虑以下详细描述的情况下，本发明的上述和其他目的及优势将是显而易见的，同时结合相应的附图，其中处处相似的参考特征对应相似的部件，且其中：

图1是本发明电荷泵电路的一个框图；

图2A-C分别为了图1所示电荷泵电路显示栅极电压的说明图，振荡器频率和电流消耗，所有对应的时间；

图3是本发明电荷泵电路具体示例的一个框图和电路图；

图4是一个图3电路的更详细的电路图；

图5是本发明的P极CMOS集成电路具体实施的简化电路图。

具体实施方式

图1是本发明电荷泵电路10的一个框图。

如图1所示，电荷泵驱动电路10驱动场效应管5的栅极5a，它作为一个阻抗高侧开关来为负载4与场效应管5的源极5b相连接提供功率。

电荷泵电路10包括电压倍增电路15，它控制一个电压作用到场效应管5的基极且打开和关闭晶体管。当栅极电压超过晶体管栅极电压的阈值时，场效应管5处于关闭状态。虽然栅极电压大于阈值电压足以打开场效应管，通过打开晶体管来应用超过电源电压V_S的栅极电压。应用这种高栅极电压导致场效应管5更难被打开，在这里它更有效地工作并能提供比其他有可能的更大的电流。本发明，如在下面进一步描述，允许这样的栅极电压被有效地产生，使得电荷泵电路可以在微功率条件下工作。

图1中的电压倍增电路15由振荡器20驱动。振荡器20产生振荡波形来引起倍增器电路15产生一个电压，V_G，它超过电源电压V_S。反过来，振荡器20的输出频率由频率控制电路25控制，该电路通过终端21，提供一个频率控制信号S_CON给振荡器20。该电路的体现，如图1所示，控制信号S_CON由频率控制电路25，模式开关30和栅极电压检测电路35相结合所产生。

控制信号S_CON的状态或值——因此，振荡器20的振荡频率——由模式开关30的状态决定。当模式开关30处于第一状态时，控制信号S_CON取第一个值S_CON1。

当模式开关30处于第二状态时，控制信号S_CON取第二个值S_CON2。状态模式开关30是确定的，反过来，由栅极电压检测电路35的监测，模式开关30的状态由检测电路35的栅极电压决定，正如以下所述，该电路控制场效应管5的工作状态。

电路图1工作如下。当电路10第一次被打开时，场效应管5的栅极电压开始是低的。这由栅极电压检测器35检测，它引起频率控制电路25产生控制信号S_CON1，反过来，引起振荡器20在第一个高频率f₁下开始工作。频率f₁是一个很高的频率(例如，400-600千赫)，被选来使电压倍增电路15开始以第一速率迅速提升场效应管的栅极电压至超过电源电压。这一迅速提高的栅极电压使得场效应管5快速地打开。

因为该高频率f₁，其中振荡器20开始工作来产生一个迅速提高的栅极电压V_G，所以电压倍增电路15和振荡器20流入相对大量的功率。要降低功率消耗，根据本发明，当栅极电压V_G达到频率切换电压(“V_FSW”)时，栅极电压检测电路35，模式开关30和频率控制电路25工作来将振荡器20的工作频率切换至第二频率f₂。VFSW是被选来的，高到足以确保场效应管5已经足够难和快地被驱动至增强。当栅极电压V_S达到V_FSW时，栅极电压检测器10产生一个信号来引起模式开关30切换状态。模式开关30，反过来，引起频率控制电路25产生控制信号S_CON2，从而使得振荡器20产生频率f₂的振荡。频率f₂被选为低于频率f₁(例如，100-200千赫)，但仍足以提升栅极电压V_G至超过V_S。

振荡器20在该频率下振荡可以控制使用一个电压或电流信号，或任何其他类型的能够修改振荡器20工作频率的控制信号。因此，振荡器20可以是一个电流控制振荡器或电压控制振荡器，或一些其他类型的能够提供多元化频率给电压倍增电路15的振荡器。

图2A-2C是为了显示图1中电路10的基极5a(图2A)的电压V_G说明图，振荡器20(图2B)的振荡频率和电荷泵电流消耗(图2C)，所有对应的时间。如图2A所示，在T₁时，电路10的栅极电压V_G达到电源电压V_S(通常是在电路10第一次打开几微秒后)，然后在T₁与T₂之间以某一速率(至少部分由振荡器20的振荡频率决定)迅速增加至超过这个电压(区域31b)(如图2B所示，T₂之前的频率f₁)。

当栅极电压V_G在T₂时刻达到频率切换电压V_FSW(见图2A)时，栅极电压检测电路35检测和发送信号到模式开关30，表明振荡器20的频率应减少至值f₂。如图2B所示，此振荡器20切换至频率f₂发生在T₂时刻。振荡器频率降低的影响如图2A和2C显示。图2A表明，振荡器在T₂时刻频率的降低使栅极电压V_G不断上升，但是现在处于一个降低的速率(见区31c)。然而，电流(或者功率)消耗已大大减少，如图2(见区33c)。然而，栅极电压V_G足够接近其最后的电荷泵值(V_CP)，以便有利于驱动以至增强场效应管5。

本发明的另一特点是，电荷泵电路10能够驱动各种场效应管开关而不需要修改或改变电荷泵电路元件。本发明的该特点归因于电路35，它监测场效应管开关的栅极电压。栅极电压检测电路35能够确保栅极电压(不依赖场效应管开关的特定特性)在振荡器驱动频率降低之前是适当的，以节省功率。该栅极电压电平内置于电荷泵电路，使得交流功率开关并不一定需要修改或改变电荷泵电路元件。

虽然图1显示模式开关30由栅极电压检测电路35控制，其他电路可用于提供这种控制，这将由行业内的技术人员所欣赏。

例如，模式开关30可以由基本上任何其他类型的电路(传统结构)控制，它能够监控场效应管5的工作状态且发送一个信号给模式开关30，这表明振荡器的工作频率可以被减少。正如本文所使用的，术语“工作状态”被用来定义指场效应管5的一组特定电压参数(例如，栅极电压超过频率切换值，源漏电压或源漏电流超过频率切换值，或其组合)。因此，而不是或除了检测场效应管5的栅极电压，一个检测电路也可被耦合来感应场效应管5的电压源或漏极终端或那些终端之间的电压。或者，一个检测电路可以被用来感应场效应管5产生的电流(如传统的电阻或与场效应管串联的其他阻抗及其产生电流用于感应电压的负载)。作为另一个选择，检测电路可以被连接来感应通过耦合到场效应管5上的负载的电压或电流。

此外，虽然图1显示三个分立的功能模块，分别为频率控制电路25，模式开关30和栅极电压检测器35，这三个功能模块也可以合并或凝聚成一个单一的模块或电路，来监控场效应管开关5的工作状态，且相应地控制振荡器20的振荡频率。

此外，虽然图1显示一个应用，其中电荷泵电路10被用作一个高侧场效应管驱动器，行业内的技术人员将意识到本发明电荷泵电路的其他应用的使用。例如，电荷泵电路10可作为一个低侧场效应管驱动器(即，其中场效应管被连接到负荷的低侧)。虽然图1显示了一个电压倍增电路，它倍增或提升电源电压至更高的电压，当节能电路用来提供反向或分电压时，在电压倍增电路15适当修改的同时，充电泵电路10也可以被使用。

图3是如图1所示的本发明电荷泵电路的典型示例的一个更详细模块和电路图的。

如图3所示，电荷泵电路包括，正如结合图1所讨论的，电压倍增电路15，模式开关30和栅极电压检测电路35。在图3中，振荡器20A是一个电流控制振荡器，它由控制电流发生器25A产生的电流信号I_CON控制。图3的电荷泵电路驱动场效应管5的基极5a，它将源极5b连接到图1所示的负载高侧。

图3的电压倍增电路15是一个振荡器驱动电容倍增电路。电压倍增电路15包括反相器56和60，它们由电流控制振荡器20淘汰(Q和Q’)。振荡器20的频率振荡器由和图1控制信号的幅度一样的电流信号I_CON的控制。反相器56和60的输出端分别耦合和驱动电荷泵电容器59和66。如图所示，这些电容器连接到二极管63，64和65，在二极管65的阴极产生一个电压V_G，它高于电源电压V_S。这个电压升压或相乘得到如下。

在反相器56的低和高循环过程中，节点A(在连接到电容器59的反相器56输出端)的电压分别在零(低)和接近(一个二极管降压远远低于)V_S(高)之间循环。另一方面，因为当反相器56的输出端变高时，二极管63关闭，所以电容59(在节点B)的另一侧分别在接近V_S的电压与和一个约为2V_S的提升电压之间循环。同样，在反相器60在低和高循环过程中(正如所讨论的，它与反相器56的循环异向)电压反相器60(在节点C)的电压分别在零和V_S之间循环。另一方面，因为如上所述，电容器59，产生一个约2V_S的提升电压，所以二极管64(节点D)的阴极电压在约2V_S和3V_S之间循环(忽略二极管压降)。因此，电压倍增电路15的栅极5a上的电压V_G达到一个约3V_S的提升电平。只要电压倍增电路15的漏极电流与有关电荷量相比是微不足道的，则栅极5a上的电压可以被充电且保持在一个约3V_S的电平。

图4显示了图3的一个更详细的电路图。如图4所示，电压倍增电路15的反相器56和60分别为由CMOS晶体管对57/58和61/62组成。控制电流发生器25A包括电流源76和电流源77，它们向电流控制振荡器20提供控制电流I_CON的两个状态由场效应管74的状态决定。模式开关30包括比较器86，而栅极电压检测电路35包括两个二极管连接NMOS管91和92以及电流源93。

如图4所示的电流控制振荡器20A由一个控制电流发生器25A驱动。被传递至振荡器20A的控制端71的控制电流I_CON的规模决定了振荡器20的振荡频率。就本具体体现而言，控制电流I_CON将是i₁，或i₁+i₂，它分别取决于场效应管74是开启还是关闭。电流i₁，i₂分别由电流源76和77提供。

场效应管74，它决定了控制电流源77是否产生控制电流I_CON，反过来由模式开关30控制，它有一个输出端87连接到场效应管74的栅极74a。模式开关30的输出端87出自比较器86，它有一个输入端88连接到电源电压V_S，且一个第二输入端89连接到栅极电压检测电路35(它监控场效应管5栅极5a的电压)。当输入端89的电压超过电压比较器86输入端88的电压时，场效应管74关闭。

就本具体体现而言，栅极电压检测电路35由两个二极管连接NMOS晶体管91和92，还有电流源93组成，它提供了一个小的偏置电流至晶体管二极管91和92。由于高电压(约是V_S的3倍)将出现在场效应管5的栅极处，晶体管二极管91和92将它们各自的P阱91a和92a接地，以确源-漏结是反向偏置和具有严重体效应的。晶体管二极管91和92分别有电压降通过它们，大约与电源电压V_S的平方根成正比(因为它们是严重体效应的)。因此，总压降通过晶体管二极管91和92的结合体，大约为电源电压V_S平方根的2倍。因此，当场效应管5基极5a上电压达到约为电源电压V_S+电源电压V_S平方根的2倍时，模式开关30将晶体管74关闭。在晶体管74被关闭之后，控制电流I_CON从一个等于i₁+i₂的值切换为一个等于i₁的值。当场效应管5栅极5a上的电压达到约电源电压V_S+电源电压V_S平方根的2倍时，I_CON的这一变化降低了振荡器20A的振荡频率以节省功率。

如图3所示，虽然栅极电压检测电路35由两个二极管连接的NMOS晶体管组成，这将是显而易见的，其他电路可以被用来监测栅极电压V_G且提供一个输入到比较器86末端89。例如，栅极电压检测电路35可由一个低损耗的齐纳二极管组成，该二极管具有一个击穿电压范围，当栅极电压超过平率切换电压V_FSW时，它允许场效应管74关闭。

图5A-5C显示了一个p阱集成电路示例的简化电路图，它根据本发明的原则被构造和工作。不根据图4讨论，图5A-5C的附加功能被解释如下。

图5A的电路包括电压倍增电路15A，它提供四倍电压(忽略二极管压降)，与图4的电压倍增器15相反，它提供三倍电压。电压倍增电路15A包括电路16，它有一个额外的电容67-二极管68对，由反相器56的输出电压驱动。因此，由于节点E(反相器56的输出端)上的电压在零和V_S之间循环，且如上所述，节点D上的电压在2V_S和3V_S之间循环，节点F上的电压在3V_S和4V_S之间循环(忽略二极管压降)。作为一个结果，电压倍增电路15A基极5a上的电压V_G达到一个约为4V_S的提升电平。

虽然电压倍增电路15A显示了反相器56和60是由单一的CMOS半导体晶体管对组成的，这些反相器都可以由功率反相器组成以提供更好的开关特性，这将是显而易见的。在这种情况下，反相器56和60每个都包括两个串联的CMOS反相器，Q或Q’被分别使用其中，来驱动第一CMOS反相器的输入端，其输出端被连接来驱动另一个较大的CMOS反相器的输入端。

在图5A的电路图中，从二极管连接的NMOS晶体管各有其栅极和漏极连接在一起，来组成一个二极管的阳极，它的源极被连接组成一个二极管的阴极，且它的p阱被连接到晶体管49的漏极，二极管64，65和68则以这种常规方式被最好地制造。这种二极管，虽然有大量的导通电压(约2伏)，但是提供低损耗且能够在超过电源电压V_S(即，电荷泵电压V_cp)的电压下工作。二极管63使用现在作用在p阱NMOS晶体管结构(即，二极管连接的NMOS管64的漏极p阱底交界处)上的寄生垂直npn(漏极p阱底)双极晶体管来被制造。这种二极管结合低导通电压(约1伏)提供低损耗。

此外，虽然没有在图5A中被显示，但是个别齐纳二极管，击穿电压范围在20-25伏，以传统方式最好地被耦合并联电荷泵电容59，66和67中的每一个，以提供静电保护。限流电阻(例如，约5000欧姆)也可被耦合串联在反相器56、60和电荷泵电容之间以减少电流的流入。就图5A显示的本发明的体现而言，电荷泵电容59，66和67最好有一个约18微法的电容容量。

如图5A所示是一个数字接地端，DGND。图5A的电路图由一个电源电压，V_S，通常范围是从4.5到18伏特，提供电力。数字接地端DGND被改装以耦合到一个传统的电压调节器(未显示)上，它提供了一个运行本体现中的p阱CMOS逻辑的传统调节数字接地电压。DGND端通常是保持在低于V_S大约5伏的电压。

图5A的电路图40是一栅极放电和关机电路。当要被用来关闭场效应管5时，电路40执行两个功能。首先，电路40使栅极5a接地。其次，电路40产生一个关闭信号(SD)，当场效应管5关闭时，它被用来关闭电压倍增电路15A和电流控制振荡器20A以节省功率。(此外，当场效应管5关闭时，DGND端可以通过其他控制电路(未显示)被连接到电源电压V_S，例如一个常规PMOS开关，它的源极连接到V_S上和它的漏极连接到DGND端，以进一步确保本体现的CMOS逻辑电路在电源处于关闭状态的情况下不消耗功率。)

图5B中栅极放电和关机电路40的电路图。电路40包括NMOS开关48，其漏极48a通过终端42连接到栅极5a且源极48接地。NMOS开关48的栅极48c由一个逻辑信号LS(通过图5A和5B中的终端41被提供)控制，当要被用来关闭场效应管5时，该信号将NMOS开关48打开。逻辑信号LS实际上可由任何常规控制电路产生。这是可取的，场效应管5由NMOS开关4以某一速率(在正常运行中不产生射频干扰RFI和电磁干扰EMI)切换。如果需要，一个额外的大NMOS开关(未显示)，与相应的传统逻辑电路，在不同的运行条件下，可以串联NMOS开关48以将栅极5a接地。栅极放电和关机电路40也产生关闭信号SD(图5A和5C中的终端43)，当LS变高时，它也变高。关闭信号SD出自于CMOS反相器46的输出端，由晶体管46a和46b组成，由另一个反相器44(由晶体管44a和44b组成)驱动。CMOS反相器44由通过终端41的逻辑信号LS驱动。如果需要，额外的CMOS反相器(未显示)，与相应的传统逻辑电路，可用“或”门与CMOS反相器44逻辑相连产生一个高的关机信号SD以提供自动关机当场效应管5的输出电路短路或过载。

关机信号SD耦合到电压倍增电路15A的电路45，且同时耦合到电流控制振荡器20A。电路45是一个CMOS开关，它包括晶体管48和49。为了响应关机信号SD，CMOS开关45电荷泵将二极管63从电源电压V_S上断开且将其接地以确保当场效应管5关闭时，功率损耗最小。

关机信号SD也以类似的方式被电流控制振荡器20A使用，更详细的显示如图5C和描述如下。

如图5C所示，图5A的振荡器20A包括施密特触发电路105，反相器115和130，电流开关120和电平移位器135。

施密特触发器105的振荡频率是结合控制电流I_CON的幅度而设定，该幅度是通过终端71和电容器106的电容量被提供的。施密特触发电路105包括晶体管107-112且接受一个从电流提供开关120流出的反馈电流I_FB。该反馈电流被用来以某一速率给电容器106充电和放电，该速率决定振荡器20A的振荡频率。电流开关120包括晶体管123-126，它由反相器115的输出端118驱动通过末端121。电流开关120或(1)指示控制电流I_CON通过晶体管123到终端122，反过来，当施密特触发器输出端是113高的(即，I_FB＝I_CON)时，它给电容器106充电，或(2)指示控制电流I_CON通过晶体管125和126到DGND端以使晶体管124打开，从而将反馈终端122连接到DGND端，反过来，当施密特触发器输出端113是低的时，将电容106端放电变为DGND端。因此，电流开关120控制电容器106的充电和放电，反过来，控制切换施密特触发105的状态。因此，施密特触发器105的切换频率由I_CON的幅度和电容器106的电容常量控制。

施密特触发器105，反相器115和电流开关120的结合，在开关120的终端127产生一个振荡波形q’，其频率是电流控制的。反过来，振荡波形q’被用来驱动反相器130，它由晶体管132和133组成，产生波形q(终端131)与q’相位相差180度。波形q和q’在DGND与V_S之间有一个电压摆动(即，约5伏)。这个电压摆动通过电平移位器135分别在终端146和147产生波形Q和Q’，而转换为一个相应更大幅度的电压摆动，从接地到V_S(约4.5到18伏)。电平移位器135由晶体管136-139组成。当关闭信号SD变高(图5C的终端21)时，Q和Q’从V_S断开且接地。这些关闭功能由晶体管141，142和143提供以确保当场效应管5关闭时，功率损耗最小。

就目前的体现而言，在控制电流发生器25A的晶体管74关闭之后，控制电流I_CON从i₂切换至i₁。最好的是，i₂被设为一个约为i₁3倍的值，以便控制电流比例为大约为4比1。因此，当栅极5a上的电压达到约电源电压V_S+电源电压V_S(V_FSW)平方根的2倍时，电流控制振荡器20A的频率以因子4降低。当栅极电压V_G超过V_FSW时，电流控制振荡器20A的频率被完美地从约500千赫降低至约125千赫，同时控制电流I_CON从约8-10微安降低至2.5微安时。就目前的体现而言，电容106有一个约5皮法的电容常量。

使用低漏电，紧凑电容结构，配合高效的CMOS反相器来构造图5A-5C中的栅极电荷泵电路事可取的，这对专业领域内的技术人员来说将是显而易见的。这种低泄漏电路，虽然对于栅极电荷泵电路的基本操作是不需要的，但是可以实现更高的效率。这些电路与那些被使用在其它高性能CMOS电路(例如，斩波稳定放大器和微十六进制翻译电路)中的电路是类似的。

因此，我们可以看到，在微功耗条件下，一个栅极电荷泵电路已经被公开使用来驱动场效应管开关。行业内的技术人员知道，该具体实现方法只是为了说明，并不是为了限制本发明的范畴。

Claims (8)

1.一种用于场效应功率管栅极驱动的低功耗电荷泵，该电路包括：

一个电容式电压倍增器具有一个用来接收振荡信号的输入端和一个产生提升电压的输出端，倍增器运行来将提升电压以某一速率(至少部分取决于振荡信号频率)增加至超过电源电压；

一个振荡器与倍增器耦合，以第一频率或另一个较低频率产生振荡信号来响应控制信号的接收，第一及第二频率分别以第一第二速率将提升电压增加至超出电源电压；

耦合装置感应场效应晶体管的栅极电压，相应地产生控制信号，以便于当栅极电压小于频率切换电压时，振荡器以第一频率产生振荡信号，且当栅极电压超过频率切换电压时，振荡器以第二频率产生振荡信号，即当栅极电压超过频率切换电压时，电路的功耗降低；

振荡器包括一个电流控制振荡器且控制信号是电流形式的；

电压传感装置包括一个电压比较器。

2.一个将场效应晶体管的栅极充电至提升电压(超过电源电压)的方法，该方法包括步骤：

产生一个提升电压来响应以某一频率的信号振荡，该提升电压以某一速率(至少部分由振荡信号的振荡频率决定)增加至超过电源电压；

以第一频率或一个较低第二频率产生振荡频率来响应控制信号，第一及第二频率分别以第一第二速率将提升电压增加至超过电源电压；

感应场效应晶体管的栅极电压以产生控制信号，当所述栅极电压小于频率切换电压时，它使振荡器产生第一频率的振荡信号，而当栅极电压超过频率切换电压时，它使振荡器产生第二频率的振荡信号，即当栅极电压超过频率切换电压时，产生功耗降低；

控制信号是电流信号；且电压感应步骤，还包括将栅极电压与预定电压作比较。

3.一种用于场效应功率管栅极驱动的低功耗电荷泵，该电路包括：

用来产生提升电压以响应振荡信号接收的电压倍增装置，所述装置运行以便于提升电压以某一速率(至少部分由振荡信号振荡频率决定)增加至超过电源电压；

振荡装置用来产生第一频率或另一个较低频率(由控制信号选择)的振荡信号，所述第一及第二频率分别以第一第二速率将电压倍增器产生的提升电压增加至超出电源电压；

感应场效应晶体管栅极电压的耦合装置，相应地产生控制信号，当栅极电压小于频率切换电压时，它使振荡装置产生的第一频率，而当栅极电压超过频率切换电压时，它使振荡装置产生第二频率，即当栅极电压超过频率切换电压时，产生电路的功耗降低；

该振荡装置包括一个电流控制振荡器，其中控制信号是电流信号；且

电压感应装置包括一个电压比较器。

4.一种改进的方法通过运行电荷泵电路作用到将场效应管栅极的电压提升至超过电源电压，该电荷泵电路包括一个电容倍增器，它产生提升电压以响应与倍增器耦合的振荡信号，该方法的改进包括以下步骤：

最初产生的第一频率的振荡信号，是为了使栅极电压以第一速率提升至超过电源电压；

且当该晶体管的栅极电压已初步足够提升时，产生第二频率的振荡信号，该第二频率低于第一频率以达到降低电路功耗的目的，且使栅极电压以第二速率(足以至少维持栅极电压超过电源电压)增加至超过电源电压；

当那个电压达到一个值(在其预期的运行条件下，该值引起晶体管驱动并增强)时，该栅极电压已经足够提升。

5.一个改善后的用于场效应功率管栅极驱动的低功耗电荷泵用来将作用到场效应晶体管栅极的电压提升至超过电源电压，该电路包括一个电容倍增器，它用作产生提升电压来响应与倍增器耦合的振荡信号，提升速率至少部分取决于振荡信号的频率，该电路的改善包括：

一个可变频率振荡器，它用来产生第一频率的振荡信号并以第一速率提升栅极电压；

当栅极电压已初步足够提升时，装置用来检测；

且装置响应所述检测装置，是为了当所述栅极电压已初步充分提升至将所述频率变为低于第一频率的第二频率时，产生控制信号，所述第二频率被选择用来降低电路功耗和以第二速率(至少足以维持提升电压高于电源电压)提升栅极电压。

6.一种用于场效应功率管栅极驱动的低功耗电荷泵，其中的晶体管有多个工作状态，每个状态对应晶体管的一个特定电流-电压特性，该电路包括：

一个振荡器用来产生一个至少以第一及第二频率振荡的信号，它被选来响应所述振荡器接收到的控制信号；

电荷泵电压倍增器与电源电压耦合，该倍增器具有一个输入耦合用来接收振荡信号和输出耦合用来产生晶体管栅极的提升电压，该倍增器运行，使得提升电压以某一速率(至少部分取决于振荡信号的频率)增加至超过电源电压；

装置用来检测晶体管的运行状态，且当晶体管处于第一工作状态，以第一速率将栅极电压提升至超过电源电压时，相应地产生控制信号引起振荡器产生第一频率的振荡信号，当晶体管处于第二工作状态，以第二速率将电压提升至超过电源电压时，产生低于所述第一频率的第二频率振荡信号，即当晶体管处于第二工作状态时，电路的功耗降低。

7.根据权利要求6所述的一种用于场效应功率管栅极驱动的低功耗电荷泵，其特征是：

振荡器包括一个电流控制振荡器，其中控制信号是一个电流信号；

且工作状态检测装置包括一个电压比较器；

运行状态检测装置监测晶体管的栅极电压，其中晶体管栅极的第二工作状态包括一个栅极电压(预定范围超过最低预定电压值)；

电荷泵电压倍增器包括两个电荷泵电容器和两个逆变器，它们通过振荡信号互相异相驱动，其中每个逆变器的输出端分别与每一个不同的电荷泵电容器耦合；

当栅极电压低于预定的最低电压值时，控制电流信号具有第一电流值，而当栅极电压超过预定的最低电压值时，控制电流信号具有第二电流值；

工作状态检测装置包括至少两个二极管连接的NMOS晶体管且其相应P端接地，其中晶体管串联连接一个电流源，用来给晶体管二极管提供一个小偏置电流。

8.根据权利要求6所述的一种用于场效应功率管栅极驱动的低功耗电荷泵，其特征是：工作状态检测装置监测通过晶体管的电流，其中晶体管的第二工作状态包括一个晶体管电流(预定范围的超过最低预定电流值)。

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