TWI436566B - 電荷幫浦的控制電路、控制系統及控制方法 - Google Patents

電荷幫浦的控制電路、控制系統及控制方法 Download PDF

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Description

電荷幫浦的控制電路、控制系統及控制方法
本發明係有關一種控制電路、控制系統及控制方法，特別關於一種電荷幫浦的控制電路、系統及其方法。
在電池/電能管理應用中，P通道金屬氧化物半導體場效應電晶體(PMOSFET)可以用作高端開關(high side switch)以控制充電和放電迴路。由於P通道金屬氧化物半導體場效應電晶體與擁有相同的導通電阻的N通道金屬氧化物半導體場效應電晶體(NMOSFETs)相比較為昂貴，有時N通道金屬氧化物半導體場效應電晶體也被用作高端開關。如果N通道金屬氧化物半導體場效應電晶體在電子系統中用作高端開關，例如電池作業系統，即使在電池電壓較低的時，使用電荷幫浦仍可以完全接通N通道金屬氧化物半導體場效應電晶體。然而，在操作過程中電池電壓可能變化，從而，通過電荷幫浦產生的驅動電壓可能過高，當電池電壓較高時，還可能擊穿N通道金屬氧化物半導體場效應電晶體。為了解決這個問題，使用額外的電壓箝制可以將驅動電壓限制在一預定值。然而，電壓箝制消耗額外功率，導致電子系統的功率效率降低。
本發明要解決的技術問題在於提供一種可以通過回饋電路調整工作頻率控制電壓達到預設的目標電壓的電荷幫浦的控制電路、系統及其方法。
為解決上述技術問題，本發明提供一種電荷幫浦的控制電路，包含：一電荷幫浦，與一開關耦接，給該開關提供一控制電壓；以及一回饋電路，與該電荷幫浦耦接，接收該控制電壓，並根據該控制電壓調整該電荷幫浦的一工作頻率，且通過該回饋電路調整該電荷幫浦的該工作頻率，該控制電壓被調整為一預設目標電壓。
本發明進一步提供了一種電荷幫浦的控制方法，包含：通過一電荷幫浦提供一控制電壓；根據該控制電壓控制一開關的一狀態；根據該控制電壓調整該電荷幫浦的一工作頻率；以及通過調整該電荷幫浦的該工作頻率調整該控制電壓至一預設目標電壓。
本發明進一步提供了一種電荷幫浦的控制系統，包含：一電源；一開關，與該電源耦接，根據控制電壓控制該電源與一電子元件的耦接；一電荷幫浦，與該開關耦接，提供該控制電壓；以及一回饋電路，耦接於該開關與該電荷幫浦之間，根據一控制電壓將該電荷幫浦的一工作頻率調整至一平衡頻率。
以下結合附圖和具體實施例對本發明的技術方案進行詳細的說明，以使本發明的特性和優點更為明顯。
以下將對本發明的實施例及其附圖給出詳細的說明。雖然本發明將結合實施例進行闡述，但應理解為這並非意指將本發明限定於這些實施例。相反地，本發明意在涵蓋由所附權利要求所界定的本發明精神和範圍內所定義的各種可選項、可修改項和等同項。此外，在以下對本發明的詳細描述中，為了提供針對本發明的完全的理解，闡明了大量的具體細節。然而，本領域技術人員將理解，沒有這些具體細節，本發明同樣可以實施。在另外的一些實施例中，對於大家熟知的方案、流程、元件和電路未作詳細描述，以便於凸顯本發明的主旨。
在本發明一個實施例中，提供了一種電路，包含電荷幫浦和回饋電路。電荷幫浦與開關耦接，給開關提供控制信號。回饋電路與電荷幫浦耦接，接收控制信號和根據控制電壓來調整電荷幫浦的工作頻率。通過回饋電路調整工作頻率，控制電壓達到預設的目標電壓。
圖1所示為根據本發明一實施例的電子系統的例示性框圖100。如圖1所示，電子系統100包含一電荷幫浦驅動102，產生一輸出130來控制電子元件104。此外，時脈產生器112與電荷幫浦驅動102耦接，產生時脈信號114控制電荷幫浦驅動102，並根據電子元件104的狀態調整時脈信號114的頻率f114 。
具體而言，在一實施例中，電子系統100更包含一監測器106，與電子元件104耦接，並產生指示電子元件104的狀態的控制信號110。例如，電子元件104可為開關(例如為NMOSFET)。開關104的狀態，例如不論開關104是否完全接通，可藉開關104的閘源電壓VGS 指示。監測器106監測開關104的閘源電壓VGS ，並根據此電壓產生控制信號110。此外，電荷幫浦驅動102的輸出130處的電位準決定是否接通開關104。根據調整時脈信號114，電荷幫浦驅動102的輸出130處的電位準可隨之升高。
在一實施例中，控制信號110可為類比監測信號VS ，VS 的電位準與閘源電壓VGS 成比例。在另一個實施例中，控制信號110可以為數位控制信號，指示開關104是否完全接通。例如，監測器106可以產生監測信號VS ，並比較監測信號VS 與預定信號VPRE ，再根據比較結果來產生數位控制信號。在這種實施例中，預定信號VPRE 由開關104的完全接通電壓VF 決定。當VS 低於VPRE 時，開關104未完全接通。當VS 高於VPRE 時，開關104完全接通。
同時，監測器106可以根據指示的開關104的狀態的控制信號110來控制時脈產生器112，並調整時脈信號114的頻率f114 。例如，當開關104未完全接通時，頻率f114 為第一值f1 。當開關104完全接通時，頻率f114 有低於為第一值f1 的第二值f2 。頻率f114 的第一值f1 可以為，但不局限為，高於500KHz。如此，輸出130的電位準可較快提升，從而較快接通開關104。第二值f2 可以為，但不局限為，在20KHz到500 KHz的範圍內。如此，當開關104完全接通時，時脈信號114在較低頻率下(例如從20KHz到500 KHz)驅動電荷幫浦驅動102，使輸出130的電位準保持在固定等級，並保持開關104完全接通。如此一來，功率消耗減少，功率效率增加。在一實施例中，時脈信號114的頻率f114 可以通過與閘源電壓VGS 成反比的方式調整。
圖2所示為根據本發明一實施例的電子系統的例示性框圖200。圖2中與圖1中相同圖號的元件有相同的功能，因此不再重複描述。
電荷幫浦驅動102可用於電池充電與放電系統中。具體而言，根據監測器106的控制信號110，控制開關216(例如充電開關)和控制開關218(例如放電開關)由電荷幫浦驅動102控制。充電開關216可以為，但不限制為NMOSFET。放電開關218可以為，但不限制為NMOSFET。監測器106耦接於充電開關216的閘極216G與源極216S之間，監測開關狀態(例如充電開關216的閘源電壓VGS )。
在一實施例中，根據電荷幫浦驅動102的輸出230和232，充電開關216和放電開關218控制電池組242的充電或放電。電池組242與充電開關216耦接。放電開關218的端240可與負載耦接(圖2未示出)。在一實施例中，當輸出232使放電開關218接通，輸出230使充電開關216斷開，電池組242通過充電開關216的體二極體234和放電開關218的漏源通道向負載放電。在另一實施例中，在電池放電過程中充電開關216處於接通狀態。
在另一實施例中，端240與電源(圖2未示出)耦接。電源可以包含，但不局限於，適配器或通用串列匯流排裝置。在這種實施例中，當輸出230使充電開關216接通，輸出232使放電開關218斷開，電源可以通過放電開關218的體二極體238和充電開關216的漏源通道向電池組242充電。在另一實施例中，在電池充電過程中放電開關218處於接通狀態。
在圖2中的例子中，電荷幫浦驅動102包含非重疊時脈產生器206、電荷幫浦212和電荷幫浦214。電荷幫浦212和214，產生輸出230和232以相應地控制充電開關216和放電開關218。非重疊時脈產生器206接收時脈信號114，並產生一對互補時脈信號226_1和226_0，驅動電荷幫浦212和214。在一個實施例中，電荷幫浦驅動102更包含電位準移位元電路208和電位準移位元電路210。電位準移位元電路208耦接於非重疊時脈產生器206和電荷幫浦212之間，將互補時脈信號226_1和226_0轉換為一對互補時脈信號222_1和222_0。時脈信號222_1和222_0的電位準V222 高於時脈信號226_1和226_0的電位準V226 。因此，電荷幫浦212可由一對擁有更高電位準V222 的信號222_1和222_0驅動，即V222 >V226 。類似地，電位準移位元電路210可將互補時脈信號226_1和226_0轉換為一對互補時脈信號224_1和224_0。時脈信號224_1和224_0的電位準V224 高於時脈信號226_1和226_0的電位準，從而驅動電荷幫浦214。
同時，信號EN_CHG和信號EN_DSG可以相應地致能電荷幫浦212和214。在圖2的一個例子中，當信號EN_CHG為致能，信號EN_CHG直接致能電位準移位元電路208，同時邏輯或閘236的輸出信號228致能非重疊時脈產生器206和時脈產生器112。從而電荷幫浦212被致能。信號EN_DSG以同樣的方式致能電荷幫浦214。
在實施中，當信號EN_CHG為去能，電荷幫浦212被去能。下拉電阻220耦接於閘極216G和源極216S之間。當電荷幫浦212被去能，流經下拉電阻220的電流減少為零，因此閘源電壓VGS 也相應的降低為零。如此一來，充電開端216被斷開。
在一個實施例中，在電池充電的初期，當信號EN_CHG為致能，監測信號VS 低於預定信號VPRE ，控制信號110控制時脈產生器112產生高頻(例如高於500KHz)的時脈信號114。因此，高頻的時脈信號222_1和222_0驅動電荷幫浦212，使電荷幫浦212的輸出230的電位準快速升高。從而充電開關被較快接通。同時，監測信號VS 隨著輸出230的升高而升高。當監測信號VS 升高到預設信號VPRE (例如充電開關216的完全接通電壓VF )時，控制信號110控制時脈產生器112產生低頻(例如在20KHz與500KHz範圍內)的時脈信號114。因此，低頻時脈信號222_1和222_0驅動電荷幫浦212，從而保持輸出230的電位準固定，並保持充電開關216被完全接通。
相似地，在電池放電操作中，分離的監測器(圖2未示出)可監測放電開關218的狀態。根據放電開關218的狀態，以和電池充電類似的方式調整時脈信號頻率f114 。
在一個實施例中，充電開關216可與放電開關218一樣，並在電池放電過程中被接通。在一實施例中，電荷幫浦212和214的輸出230和232有相同的電位準。同時，當開關216和218其中有一個未完全接通時，端240的電位準V240 低於源極216S的電位準V216S ；當開關216和218同時都完全接通時，端240的電位準V240 等於源極216S的電位準V216S 。換句話說，放電開關218的閘源電壓不會低於充電開關216的閘源電壓。如此一來，當充電開關216完全接通時，放電開關218也完全接通。因此，在電池的放電過程中，驅動放電開關218的時脈信號114的頻率f114 可根據充電開關216的狀態調整。
電荷幫浦212和214的輸出230和232由可調整其頻率f114 的時脈信號114控制。如此，在一實施例中，使用閘源擊穿電壓較低的NMOSFET可進一步減少成本。
圖3所示為根據本發明一實施例的電荷幫浦212的例示性電路圖，圖3中與圖2中相同圖號的元件有相同的功能，因此不再重複描述。圖3將結合圖2進行描述。
如圖3所示，電荷幫浦212包含第一開關302，例如NMOSFET，耦接於電容318的端316與電容318充電的輸入端322之間。電荷幫浦212更包含第二開關314，例如PMOSFET，耦接於電容318的端316與電容318放電的輸出端330之間。此外，輸出端330通過電容320接地，並提供電荷幫浦驅動102的輸出230。根據時脈信號114產生的時脈信號222_1和222_0相應地控制第一開關302和第二開關314。
電荷幫浦212更包含第三開關312，例如NMOSFET，耦接於電容308的端306與電容308充電的輸入端322之間。電荷幫浦212更包含第四開關304，例如PMOSFET，耦接於電容308的端306與電容308放電的輸出端330之間。
具體而言，開關314的汲極以及開關304和312的閘極均耦接於端316。開關304的汲極以及開關314和302的閘極均耦接於端306。當在端306的電位準V306 高於在端316的電位準V316 時，V306 和V316 之間的電壓差高於開關302和開關304的臨界值電壓，開關302與開關304即被接通。同時，開關312和開關被314斷開。如此一來，在端322處的電源(圖3中未示出)通過開關302向電容318充電，電容308通過開關304向電容320放電。相似地，當在端306的電位準V306 低於在端316的電位準V316 時，V306 和V316 之間的電壓差高於開關312和開關314的臨界值電壓，開關312與開關314即被接通，同時，開關302和開關304被斷開。如此一來，在端322處的電源(圖3中未示出)通過開關312向電容308充電，電容318通過開關314向電容320放電。
在一個實施例中，在運行中，當時脈信號222_1和222_0都為低電位準(例如0V)時，電位準V306 和V316 的範圍為從0V到輸入端322的電位準V322 。在一個實施例中，當時脈信號222_1為低電位準(例如0V)，222_0為高電位準(例如同時高於開關302與開關304的臨界值電壓的電位準VH )時，在端306電位準V306 被抬高VH 。換句話說，電位準V306 高於電位準V316 ，V306 和V316 之間的電壓差高於開關302和開關304的臨界值電壓。此時，開關302與開關304被接通，同時，開關312和開關314被斷開。電容308向電容320充電，在端322處的電源向電容318充電。相似地，當時脈信號222_1為高電位準(例如VH )，222_0為低電位準(例如0V)。則電容318向電容320充電，在端322處的電源向電容308充電。
如圖2所示，通過非重疊時脈產生器206和電位準移位元電路208提供的時脈信號222_1和222_0為一對互補時脈信號。在端322處的電源可向電容308和318充電。儲存在電容308和318中的電荷也可轉移到電容320中。在一個實施例中，輸出端330的電位準伴隨著時脈信號222_1和222_0的頻率f222 增加而升高。當頻率f222 達到某一等級時，輸出端330的電位準等於V322 加上VH 。
圖3所示為根據本發明一實施例的電荷幫浦212的例示性結構圖。圖3中的電荷幫浦的輸出電壓等於輸入電壓V322 加上VH 。然而，電荷幫浦212也可以為其他的結構。例如將圖3中的電荷幫浦級聯上另一個相同的電荷幫浦，例如，通過將輸出端330與另一個電荷幫浦的輸入端耦接，電荷幫浦的輸出電壓等於輸入電壓V322 加上2*VH 。類似地，通過級聯N個電荷幫浦，電荷幫浦的輸出電壓將等於V322 加上N*VH 。圖2中的電荷幫浦214與電荷幫浦212為相同結構。
閘極216G的閘極寄生電容C216G (圖2中示出)可作為電荷幫浦212的電荷儲存庫。此外，閘極216G的閘極電壓V216G 可作為開關304與314的基體偏壓(bulk bias voltage)，例如開關304與314的襯底(substrate)可與閘極電壓V216G 耦接。在一實施例中，電荷幫浦212的負載包含圖2中所示的閘極216G的閘極寄生電容C216G 和下拉電阻220。下拉電阻220的阻值較高，所以流經電阻220與電荷幫浦212的電流較小。電荷幫浦212的負載產生的功耗可以忽略。電荷幫浦的功耗主要為開關302，304，312和314的開關損耗。在一個實施例中，電荷幫浦212的開關損耗隨著互補時脈信號222_1和222_0的頻率f222 的降低而減小。在一個實施例中，在開關(例如，充電開關216，放電開關218)完全接通後，電荷幫浦212工作在低頻區段，如此一來也可以減少電荷幫浦212的功耗。
圖4A所示為根據本發明一實施例的附含時脈產生器112的電子系統400的例示性電路圖。其中與圖1相同圖號的元件有相同的功能，因此不再重複描述。
如圖4A所示，時脈產生器112包含電流控制振盪器，產生時脈信號114。具體而言，在一個實施例中，電流控制振盪器112包含電流源，產生給電容408充電的電流ICH ，並根據控制開關104(或圖2中所示充電開關216或放電開關218)的狀態調整電流ICH 。例如，第一電流源404與電容408的端416耦接，第二電流源402通過開關406(例如NMOSFET，PMOSFET)與端416耦接。如此一來，當開關406接通，電流ICH 由電流源402與404共同提供，且為第一等級ICH1 。當開關406斷開，電流ICH 由電流源404提供，為小於ICH1 的第二等級ICH2 。在一個實施例中，當控制開關104未完全接通，監測器106的控制信號110使開關406接通，從而使電流ICH 達到第一等級ICH1 。當控制開關104完全接通後，監測器106的控制信號110使開關406斷開，從而使電流ICH 達到第二等級ICH2 。
在一個實施例中，時脈產生器112更包含比較器412，比較器412耦接與電容408的端416耦接。比較器412比較端416處的電壓V416 和參考電壓VREF ，並根據比較結果產生時脈信號114。同時，時脈產生器還可包含放電開關410，放電開關與電容408耦接，根據時脈信號114控制電容408放電。
例如，放電開關410為NMOSFET，此NMOSFET的汲極與電容408的端416耦接，源極與電容408的另一個端418耦接，例如與地耦接。此外，比較器412的正極輸入端接電壓V416 ，負極輸入端接參考電壓VREF ，輸出端與NMOSFET 410的閘極耦接，並提供時脈信號114。如此，當電壓V416 低於參考電壓VREF 時，比較器412輸出低電位準時脈信號114，使開關410斷開。同時，充電電流ICH 給電容408充電，使電壓V416 升高。當電壓V416 高於參考電壓VREF 時，比較器412輸出高電位準時脈信號114，使開關410接通。同時，電容408通過開關410放電，使電壓V416 降低。因此，在一個可替換的實施例中，比較器412可以通過向電容408的充電與放電來產生時脈信號114。
在一個實施例中，時脈信號114的頻率f114 由充電電流ICH 決定，例如與充電電流ICH 成比例。因此，當控制開關104未完全接通時，充電電流ICH 為ICH1 ，時脈信號114頻率為f1 。當控制開關104完全接通，充電電流ICH 為ICH2 ，時脈信號114頻率變為低於f1 的頻率f2 。
圖4B所示為根據本發明一實施例的附含時脈產生器112的電子系統400的另一個例示性電路圖。其中與圖1和圖4A相同圖號的元件有相同的功能，因此不再重複描述。
如圖4B所示，放電開關410為PMOSFET，PMOSFET的汲極與電容408的端416耦接，源極與電容408的另一個端418耦接。在一個實施例中，端418與電源電壓VCC 耦接，比較器412的正極輸入端接參考電壓VREF ，負極輸入端接電壓V416 。類似於圖4A中實施例，圖4B中的比較器412可以根據比較V416 和VREF 產生時脈信號114。
圖5所示為根據本發明一實施例的附含時脈產生器112的電子系統500的再另一個例示性電路圖。其中與圖1相同圖號的元件有相同的功能，因此不再重複描述。
在圖5的示例中，時脈產生器112包含壓控振盪器510，產生時脈信號114。時脈產生器112更包含多路開關502。多路開關502的第一端508與壓控振盪器510耦接，第二端504接第一參考電壓VREF1 ，第三端506接第二參考電壓VREF2 。此外，根據控制開關104的狀態(例如控制開關104的閘源電壓VGS )控制多路開關502。
具體而言，時脈信號114的頻率f114 與輸入電壓(例如在壓控振盪器510的端508的電壓)成比例。第一參考電壓VREF1 大於第二參考電壓VREF2 。當控制開關104未完全接通時，監測器106的控制信號110選擇第一參考電壓VREF1 作為壓控振盪器510的輸入電壓，即端508與端504耦接。此時，壓控振盪器510產生時脈信號114，該信號為高頻信號，其值為第一值f1 。當控制開關104完全接通時，監測器106的控制信號110選擇第二參考電壓VREF2 作為壓控振盪器510的輸入電壓，即端508與端506耦接。此時，壓控振盪器510產生時脈信號114，該信號為低頻信號，其值為低於第一值f1 的第二值f2 。
圖6所示為根據本發明一實施例的附含監測器106的電子系統600的例示性電路圖。其中與圖1和圖2相同圖號的元件有相同的功能，因此不再重複描述。
如圖6所示，監測器106包含監測開關602，其第一端614與控制開關216耦接，第二端608通過偏壓電路606接地。偏壓電路606提供監測信號VS 。監測信號VS 的電位準與控制開關216的閘源電壓VGS 成正比。同時，監測器106包含比較器618，比較器618與時脈產生器112耦接。比較器618比較預設信號VPRE 和監測信號VS ，並根據比較結果產生控制信號110。在一個實施例中，預設信號VPRE 由控制開關216的完全接通電壓VF 決定。
監測開關602可為PMOSFET。PMOSFET602的源極(即端614)通過電阻604與閘極216G耦接，閘極與源極216S耦接，汲極(即端608)與偏壓電路606耦接。因此，當監測開關602斷開，監測開關602的源閘電壓V602SG 等於控制開關216的閘源電壓VGS 。
在一個實施例中，監測開關602的臨界值電壓VT 等於控制開關216的完全接通電壓VF 。因此，當控制開關216未完全接通時，即當VGS <VF ，V602SG <VT ，監測開關602斷開，端608的監測信號VS 為低於預設值VPRE 的第一電位準V1 。當控制開關216完全接通時，即當VGS VF ，V602SG VT ，監測開關602接通，監測信號VS 被抬高V216G ，V216G 為閘極216G的電壓，端608的監測信號VS 為高於預設值VPRE 的第二電位準V2 。因此，監測器106可以產生監測信號VS ，指示控制開關216的狀態，並產生控制信號110控制時脈產生器112。在一個實施例中，偏壓電路606包含電流源，即電流鏡，電流鏡有較高的動態輸出電阻。在另一實施例中，偏壓電路606包含有較高阻值的電阻(圖6中未示出)。
在另一實施例中，監測開關602的臨界值電壓VT 低於控制開關216的完全接通電壓VF 。當電荷幫浦212被致能時，監測開關602接通。流經電阻604的電流I604 為I604 =VGS /(R604 +1/g602 )。其中R604 為電阻604的阻值，g602 為監測開關602的導納。因此，電流I604 與控制開關216的閘源電壓VGS 成正比。如圖6中所示，當MOSFET610和612均工作在有源區(飽和區)時，電流鏡606提供兩路相同的電流，即參考電流IREF 和鏡像電流I610 。在一個實施例中，參考電流IREF 可以根據控制開關216的完全接通電壓VF 合適地選取。因此，監測開關VS 即可指示控制開關216的狀態。
具體而言，當控制開關216未完全接通時(即當VGS <VF 時)，電流I604 小於IREF 。因此，MOSFET 610可將監測電壓VS 拉低到第一電位準V'1 ，即VS 低於預設信號電位準VPRE ，此時MOSFET工作在線性區(歐姆區)，流經其中的電流I604 小於參考電流IREF 。當控制開關216完全接通時(即當VGS VF 時)，電流I604 等於IREF 。同時MOSFET工作在有源區(飽和區)，監測電壓VS 達到高於預設信號電位準VPRE 的第二電位準V'2 。
圖7所示為根據本發明一實施例的附含放電路徑的電子系統700的例示性電路圖。其中與圖2相同圖號的元件有相同的功能，因此不再重複描述。圖7將結合圖2描述。
在一個實施例中，圖2中的電子系統200更包含第一放電路徑和第二放電路徑，第一放電路徑去能充電開關216，第二放電路徑去能放電開關218。例如，第一放電路徑包含第一開關702，耦接於充電開關216的第一端(即閘極216G)和充電開關216的第二端(即源極216S)之間。第一開關702還通過第二開關704接地以去能充電開關216。第二放電路徑更包含第三開關706。
具體而言，第一開關702可為PMOSFET，此PMOSFET的源極與充電開關216的閘極216G耦接，閘極與充電開關216的源極216S耦接，汲極與第二開關704耦接。此外，第二開關704由控制信號710控制。
在電池充電/放電過程中，電荷幫浦212被致能時，下拉電阻220的電壓大於充電開關216的臨界值電壓V216T 和第一開關702的臨界值電壓V702T 。因此，開關216和702都接通。同時，控制信號710被去能以斷開第二開關704。
在一個實施例中，當電池充電/放電操作被去能或終止時，電荷幫浦212被去能，控制信號710被致能。因此，第二開關704接通，第一放電路徑傳導電流。此時，因為放電電流從閘極216G通過第一放電路徑流入地，閘極216G上的電壓V216G 迅速降低。在一個實施例中，當閘極電壓V216G 降低到第一電位準，同時充電開關216的閘源電壓VGS 低於其臨界值電壓V216T ，開關216斷開。相似地，當閘極電壓V216G 降低到第二電位準時，同時開關702的源閘電壓VSG 低於其臨界值電壓V702T ，開關702斷開。第一電位準可以等於，也可以不同於第二電位準。
在一個實施例中，一旦電池充電/放電操作被去能或終止，閘極電壓V216G 迅速降低，充電開關216迅速斷開。此外，當閘極電壓V216G 降低到第二電位準時，第一放電路徑即被切斷，以避免漏電流從電池組242(如圖2中所示)流入地。
第三開關706可以為，但不限制為，NMOSFET或PMOSFET，由控制信號712控制。相似地，在電池充電/放電過程中，電荷幫浦214被致能，控制信號712被去能，以斷開第三開關706。在一個實施例中，一旦電池充電/放電操作被去能或終止，電荷幫浦214被去能，同時控制信號712被致能。此時，開關706接通以導通第二放電路徑，同時放電開關218的閘極電壓V218G 迅速降低到零，如此一來使放電開關218被較快地斷開。
圖8所示為根據本發明一實施例的電子系統的例示性操作流程圖800。圖8將結合圖1、圖2、圖3、圖4A、圖4B和圖5描述。
如框圖802所示，時脈產生器112產生時脈信號114以控制電荷幫浦驅動102。時脈信號114可由電流控制振盪器(如圖4A、圖4B中所示)產生。時脈信號114也可由壓控振盪器(如圖5所示)產生。
如框圖804所示，時脈產生器112根據電子元件104(例如開關)的狀態調整時脈信號114的頻率f114 。因此，電荷幫浦驅動102可根據時脈信號114控制電子元件104，如框圖806所示。具體而言，監測器106產生指示開關104的狀態(例如開關104是否完全接通)的控制信號110。監測器106還可根據控制信號110來控制時脈信號114。例如，當開關104未完全接通時，時脈信號114的頻率f114 可調整為第一值f1 (例如高於500KHz)，當開關104完全接通時，時脈信號114的頻率f114 可調整為低於第一值f1 的第二值f2 。
因此，本發明提供了一個電子系統，根據電子元件(例如開關)的狀態控制電子元件。當開關未完全接通時，電子系統運行在高頻區段以使開關較快的接通。當開關完全接通時，電子系統運行在低頻區段。在一個實施例中，電子系統應用於電池的充電/放電應用產品，電池管理系統等。電子系統還可以運用在其他的應用產品中，例如手機，筆記本電腦，數碼相機，可攜帶媒體播放器，個人數碼輔助裝置等。
圖9所示為根據本發明一實施例的電子系統900的框圖。其中與圖2相同圖號的元件有相同的功能，因此不再重複描述。電子系統900包含電荷幫浦910、回饋電路920、電子裝置930、開關940和電源950。開關940與電源950耦接，根據控制電壓VCTL 來控制電源950與電子裝置930的耦接。電荷幫浦910與開關940耦接，控制施加到開關940上的控制電壓VCTL 。控制電壓VCTL 控制開關940的狀態，例如完全接通、完全斷開或部分接通。開關940的狀態還決定流經其中的電流。在一個實施例中，當電子裝置930為由電源950供電的負載時，放電電流流經開關940。在另一個實施例中，當電子裝置930為向電源950充電的充電器時，充電電流流經開關940。在這兩種情況下，需考慮到以下注意事項：例如，第一，控制電壓VCTL 需在預設的範圍內，這個範圍能使電子系統900正常的充電/放電；第二，當電池組電壓BVAT 在操作中有較大波動時，控制電壓VCTL 需避免過高，因為過高的控制電壓VCTL 可能會擊穿開關940；第三，控制電壓VCTL 需避免為不必要的高壓，因為不必要的高壓會增加電子系統900的功耗。
為了達到合適的控制電壓VCTL ，回饋電路920接收控制電壓VCTL ，並根據控制電壓VCTL 調整電荷幫浦910的工作頻率FCCO 。通過調整工作頻率FCCO ，回饋電路920將控制電壓VCTL 調整為預設目標電壓VTARGET 。如此一來，合適的控制電壓VCTL 通過回饋電路920得到，如此一來有利於安全充電/放電操作和提高功率效率。
在一個實施例中，回饋電路920包含轉換器，例如電壓-電流轉換器(V/I轉換器)904和振盪器906。V/I轉換器904根據控制電壓VCTL 產生監測電流ISEN 。如圖9所示，回饋電路920更包含監測器902，與開關940耦接，產生監測電壓VSEN ，監測電壓VSEN 可指示控制電壓VCTL 。V/I轉換器904與監測器902耦接，根據監測電壓VSEN ，將VSEN 轉換為監測電流ISEN 。振盪器906耦接於V/I轉換器904和電荷幫浦910之間，根據監測電流ISEN ，向電荷幫浦910輸出工作頻率FCCO 。回饋電路920調整電荷幫浦910的工作頻率FCCO 直到控制電壓VCTL 達到預設的目標電壓VTARGET 。
圖10所示為根據本發明一實施例的圖9中的電子系統900的例示性原理圖。其中與圖2和圖9相同圖號的元件有相同的功能，因此不再重複描述。如圖10所示，圖2中的電池組242當作圖9中的電源使用，圖2中的放電開關218當作圖9中的開關940使用。具體而言，在一個實施例中，放電開關218為N通道金屬氧化物半導體場效應電晶體(NMOSFET)，電池組242的正端(PACK+)與放電開關218的汲極耦接。電池組242的負端(PACK-)接地。同時，電荷幫浦910與電池組242耦接，從電池組242的電壓VBAT 中導出輸出電壓，該輸出電壓施加於放電開關218的閘極。負載930耦接於放電開關218的源極與地之間。
控制電壓VCTL (即圖10中所示的閘源電壓VGS )，控制放電開關218的狀態。電荷幫浦910通過調整施加到放電開關218上的輸出電壓來調整控制電壓VCTL 。
在一個實施例中，監測器902包含電阻1002、電阻1004，這兩個電阻串聯於放電開關218的閘極與源極之間。如圖10所示，加在電阻1002上的電壓作為指示控制電壓VCTL 的監測電壓VSEN 。監測電壓VSEN 可以表示為：
其中Ra 為電阻1002的阻值，Rb 為電阻1004的阻值。
在一個實施例中，V/I轉換器904包含開關1006和電阻1008。例如，開關1006為PMOSFET。開關1006的閘極與電阻1002和1004的耦接點耦接。開關1006的源極通過電阻1008與放電開關1002的閘極耦接。開關1006的汲極與振盪器906耦接。當監測電壓VSEN 低於參考電壓VREF (例如開關1006的臨界值電壓VTP )時，開關1006斷開，沒有監測電流產生。當監測電壓VSEN 高於參考電壓VREF (例如開關1006的臨界值電壓VTP )時，開關1006接通，監測電流產生。箝制電壓VCLAMP 可根據下式預先設定：
因此，當控制電壓VCTL 大於箝制電壓VCLAMP 時，V/I轉換器904產生監測電流ISEN 。當控制電壓VCTL 小於箝制電壓VCLAMP 時，監測電流ISEN 被切斷。監測電流ISEN 可以表示為：
其中K為開關1006的固定工藝參數，RS 為電阻1008的阻值。當RS 足夠大時，等式(3)化簡為
根據等式(4)，監測電流ISEN 近似與監測電壓VSEN 與參考電壓VREF (臨界值電壓VTP )之間的電壓差VDIF 成正比。
在一個實施例中，振盪器906包含電晶體1010和1012，電容1016，電流源1014，開關1018和比較器1020。如圖10所示，電晶體1010和1012為PMOSFET。通過將電晶體1010和1012的閘極耦接在一起，源極耦接在一起，兩電晶體組成了CMOS電流鏡。電流源1014與電晶體1010的汲極耦接，提供偏壓電流IB 。比較器1016與電晶體1012的汲極耦接。當V/I轉換器904產生監測電流ISEN 時，流經電晶體1010的電流等於IB 減去ISEN 。通過CMOS電流鏡，流經電晶體1012的電流為IB 減去ISEN ，此電流給電容1016充電。因此，在電容1016上產生充電電壓。比較器1020比較充電電壓和參考電壓VREF1 ，並輸出傳遞給電荷幫浦910的工作頻率FCCO 。工作頻率FCCO 可以表示為：
其中Ca 為電容1016的容值，VH 為比較器1020的磁滯電壓。
電荷幫浦910通過切換電池組和電荷幫浦910中的快速電容的耦接/斷開來執行電壓幫浦操作(charge pumping action)。其中電池組的充電電壓為VBAT ，電荷幫浦910的工作頻率為FCCO 。電荷幫浦910產生輸出電壓，供給在放電開關218的閘極。一方面，通過電壓幫浦操作，放電開關218閘極上的電荷的逐漸積累，放電開關218的控制電壓VCTL (例如閘源電壓VGS )隨之升高。另一方面，隨著積累的電荷被電阻1002和1004耗散，控制電壓VCTL 降低。當電荷幫浦910積累電荷的速率近似等於通過電阻1002和1004的電荷鬆弛速度時，達到平衡點。在平衡點的電荷幫浦910的工作頻率FCCO 為平衡頻率。
當電荷幫浦910的工作頻率FCCO 高於平衡頻率時，由於電荷積累的速度快於在放電開關218的閘極上的電荷鬆弛速度，控制電壓VCTL 升高。當電荷幫浦910的工作頻率FCCO 低於平衡頻率時，由於電荷積累的速度慢於在放電開關218的閘極上的電荷鬆弛速度，控制電壓VCTL 降低。當電荷幫浦910的工作頻率FCCO 工作在平衡頻率時，達到平衡狀態，控制電壓VCTL 保持固定，等於預設目標電壓VTARGET 。預設目標電壓VTARGET 可以表示為：
其中CCP 為電荷幫浦910中快速電容的容值，假設Ca *VH 相較於VBAT *CCP 以致可以忽略，等式(6)可化簡為：
具體而言，在操作的初始階段，控制電壓VCTL 低於預設箝制電壓VCLAMP ，因此，開關1006斷開，沒有監測電流產生。此時，在一個實施例中，振盪器906輸出最大的預設工作頻率，並傳遞給電荷幫浦910。當電荷幫浦910工作在最大預設工作頻率時，控制電壓VCTL 以較快速度升高以接通放電開關218。當控制電壓VCTL 達到預設箝制電壓VCLAMP 時，開關1006接通，監測電流ISEN 產生。由於監測電流ISEN ，電荷幫浦910的工作頻率FCCO 降低，因此，控制電壓VCTL 的增長速度隨之下降。但儘管增長速度下降，控制電壓VCTL 的值仍在升高。如此一來，隨著監測電流ISEN 升高，電荷幫浦910的工作頻率降低，進一步降低控制電壓VCTL 的增長速率。直到電荷幫浦910的工作頻降低到平衡頻率時，操作達到平衡點。在平衡點，控制電壓VCTL 保持為預設目標電壓VTARGET 。
類似地，當電荷幫浦910的工作頻率低於平衡頻率時，通過回饋電路，工作頻率FCCO 升高，控制電壓VCTL 下降，直到達到平衡點。換句話說，回饋電路920自動調整控制電壓VCTL 和工作頻率FCCO ，直到達到預設目標電壓VTARGET 。
儘管電池組電壓VBAT 會出現波動，控制電壓VCTL 可固定保持為預設目標電壓VTARGET 。由於控制電壓VCTL 保持固定，電子系統900可保持正常的充電/放電操作，放電開關218的安全得以保證。此外，當電荷幫浦910運行在平衡頻率時，較之其他頻率，電子系統900的功率消耗較小。
圖11所示為根據本發明另一實施例的電子系統1100的例示性原理圖。其中與圖2和圖10相同圖號的元件有相同的功能，因此不再重複描述。除了放電開關218與結合的電荷幫浦910、監測器902、V/I轉換器904、振盪器906外、電子系統1100更包含充電開關216與結合的電荷幫浦1110、監測器1120和V/I轉換器1130。當電子裝置930為充電器時，充電開關216控制電池組242的充電過程。如圖9所討論，電子裝置930還可為負載，此時放電開關218控制電池組242的放電過程。電荷幫浦1110和910均接受從振盪器906輸出的工作頻率FCCO 。在一個實施例中，監測器1120包含串聯的電阻1102和1104，並耦接在充電開關216的閘極與源極之間。V/I轉換器1130包含開關1106和電阻1108。開關1106(例如PMOSFET)、監測器1120和電阻1108之間的接線方式與圖10所討論的開關1106、監測器902和電阻1108之間的接線方式類似。在一個實施例中，充電開關216和相關的控制充電開關216的VGS (控制電壓VCTL1 )的元件的額定參數(rating)，基本類似於對應的放電開關218和相關的控制放電開關218的VGS 的額定參數。開關1106和1006的汲極是以線或(OR wired)之方式一起耦接於節點1112，以輸出監測電流。為了適用於兩路監測電流，電流源1014提供兩路偏壓電流2IB 。按照類似的方式，監測器1120產生監測電壓，指示充電開關216上的控制電壓VCTL1 。V/I轉換器1130產生監測電流，指示監測器1120提供的監測電壓與參考電壓(例如PMOSFET開關1106的臨界值電壓)之間的電壓差。根據從V/I轉換器904流出的監測電流和從V/I轉換器1130流出的監測電流，振盪器906調整電荷幫浦的工作頻率FCCO ，直到達到平衡點。
以圖示的方式，圖10示出了放電開關218，以及相關的控制放電開關218上的控制電壓的元件。圖11示出了放電開關218，充電開關216，以及相關的相應的控制放電開關218和充電開關216上的控制電壓的元件。然後，發明並不僅限於此。電子系統1100可以擴展為包含更多的開關和相關的調整這些開關的控制電壓的元件。以類似的方式，電子系統1100可以通過調整為平衡點來達到每個開關的合適的控制電壓。
圖12所示為根據本發明一實施例提供的電荷幫浦系統的控制方法流程圖1200。圖12將結合圖10描述。儘管圖12披露了具體的步驟，但這些步驟僅供示例。即本發明也可以執行多種其他步驟，或如圖12中所述步驟的變化態樣。
如框圖1202，電荷幫浦提供控制電壓。在一個實施例中，電荷幫浦910產生施加於放電開關218閘極上的輸出電壓。在一個實施例中，控制電壓VCTL 為放電開關218的閘源電壓VGS 。
如框圖1204，控制電壓控制開關的狀態。在一個實施例中，控制電壓VCTL 控制放電開關218的狀態，例如完全接通、完全斷開、以及部分接通。
如框圖1206，根據控制電壓，調整電荷幫浦的工作頻率。在一個實施例中，回饋電路920根據控制電壓VCTL 調整電荷幫浦910的工作頻率FCCO 。具體而言，電荷幫浦910的工作頻率FCCO 根據參考電壓VREF 和指示控制電壓的監測電壓VSEN 之間的電壓差VDIF 進行調整。
如框圖1208，通過調整工作頻率，控制電壓被調整至預設目標電壓。在一個實施例中，通過回饋電路920，當工作頻率FCCO 達到平衡頻率時，控制電壓VCTL 被調整至預設目標電壓VTARGET 。
上文具體實施方式和附圖僅為本發明之常用實施例。顯然，在不脫離申請專利範圍所界定的本發明精神和發明範圍的前提下可以有各種增補、修改和替換。本領域技術人員應該理解，本發明在實際應用中可根據具體的環境和工作要求在不背離發明準則的前提下在形式、結構、佈局、比例、材料、元件、元件及其它方面有所變化。因此，在此披露之實施例僅說明而非限制，本發明之範圍由後附申請專利範圍及其合法等同物界定，而不限於此前之描述。
100．．．電子系統
102．．．電荷幫浦驅動
104．．．電子元件
106．．．監測器
110．．．控制信號
112．．．時脈產生器
114．．．時脈信號
200．．．電子系統
206．．．非重疊時脈產生器
208．．．電位準移位元電路
210．．．電位準移位元電路
212．．．電荷幫浦
214．．．電荷幫浦
216．．．充電開端
216S．．．源極
216G．．．閘極
218．．．放電開關
218G．．．閘極
222_0．．．時脈信號
222_1．．．時脈信號
224_0．．．時脈信號
224_1．．．時脈信號
226_0．．．時脈信號
226_1．．．時脈信號
228．．．輸出信號
230．．．輸出
232．．．輸出
234．．．體二極體
236．．．邏輯或閘
302．．．第一開關
304．．．第四開關
306．．．端
308．．．電容
314．．．開關
316．．．端
318．．．電容
320．．．電容
322．．．端
330．．．輸出端
400．．．電子系統
400’．．．電子系統
402．．．第二電流源
404．．．第一電流源
406．．．開關
408．．．電容
410．．．放電開關
412．．．比較器
416．．．端
500．．．電子系統
502．．．多路開關
504．．．第二端
506．．．第三端
508．．．第一端
510．．．壓控振盪器
600．．．電子系統
602．．．開關
604．．．電阻
606．．．偏壓電路
608．．．第二端
610．．．MOSFET
612．．．MOSFET
614．．．第一端
618．．．比較器
700．．．電子系統
702．．．第一開關
704．．．第二開關
706．．．第三開關
710．．．控制信號
800．．．電子系統的例示性操作流程圖
802~806．．．步驟
900．．．電子系統
902．．．監測器
904．．．V/I轉換器
906．．．振盪器
910．．．電荷幫浦
920．．．回饋電路
930．．．電子裝置
940．．．開關
950．．．電源
1002．．．電阻
1004．．．電阻
1006．．．開關
1008．．．電阻
1010．．．電晶體
1012．．．電晶體
1014．．．電流源
1016．．．比較器
1018．．．開關
1020．．．比較器
1100．．．電子系統
1102．．．電阻
1104．．．電阻
1106．．．開關
1108．．．電阻
1110．．．電荷幫浦
1112．．．節點
1120．．．監測器
1130．．．V/I轉換器
1200．．．電荷幫浦系統的控制方法流程圖
1202~1208．．．步驟
EN_DSG．．．信號
EN_CHG．．．信號
ICH ．．．電流
VREF ．．．參考電壓
VREF1 ．．．參考電壓
VREF2 ．．．參考電壓
VCC ．．．電源電壓
IREF ．．．參考電流
I610 ．．．鏡像電流
VS ．．．開關
VPRE ．．．預設信號電位準
圖1所示為根據本發明一實施例的電子系統的例示性框圖；
圖2所示為根據本發明一實施例的電子系統的例示性框圖；
圖3所示為根據本發明一實施例的電荷泵的例示性電路圖；
圖4A所示為根據本發明一實施例的附含時鐘發生器的電子系統的例示性電路圖；
圖4B所示為根據本發明一實施例的附含時鐘發生器的電子系統的另一個例示性電路圖；
圖5所示為根據本發明一實施例的附含時鐘發生器的電子系統的再另一個例示性電路圖；
圖6所示為根據本發明一實施例的附含監測器的電子系統的例示性電路圖；
圖7所示為根據本發明一實施例的附含放電路徑的電子系統的例示性電路圖；
圖8所示為根據本發明一實施例的電子系統的例示性操作流程圖；
圖9所示為根據本發明另一實施例的電子系統的框圖；
圖10所示為根據本發明一實施例的圖9中的電子系統的例示性原理圖；
圖11所示為根據本發明另一實施例的電子系統的例示性原理圖；以及
圖12所示為根據本發明一實施例提供的電荷泵系統的控制方法流程圖。
100．．．電子系統
102．．．電荷幫浦驅動
104．．．電子元件
106．．．監測器
110．．．控制信號
112．．．時脈產生器
114．．．時脈信號

Claims (17)

  1. 一種電荷幫浦的控制電路，包含：一第一電荷幫浦，與一第一開關耦接，給該第一開關提供一第一控制電壓；以及一回饋電路，與該第一電荷幫浦耦接，接收該第一控制電壓，並根據該第一控制電壓調整該第一電荷幫浦的一工作頻率，且通過該回饋電路調整該工作頻率，該第一控制電壓被調整為一預設目標電壓，其中，該回饋電路包含：一監測器，與該第一開關耦接，產生指示該第一控制電壓的一監測電壓；一第一轉換器，與該監測器耦接，根據該監測電壓產生一第一監測電流；以及一振盪器，與該第一轉換器耦接，根據該第一監測電流調整該工作頻率。
  2. 如申請專利範圍第1項的控制電路，更包含：一第二開關，與該第一開關耦接；一第二電荷幫浦，與該第二開關耦接，並向該第二開關提供一第二控制電壓；以及一第二轉換器，與該第二開關耦接，並根據該第二控制電壓，產生一第二監測電流，其中該振盪器根據該第一監測電流和該第二監測電流調整該工作頻率，該第一電荷幫浦和該第二電荷幫浦共用該工作頻率。
  3. 如申請專利範圍第1項的控制電路，其中，該第一監測電流與該監測電壓和一參考電壓之間的一電壓差成正 比。
  4. 如申請專利範圍第3項的控制電路，其中，該第一轉換器包含一P通道金屬氧化物半導體場效應電晶體(PMOSFET)，該參考電壓為該P通道金屬氧化物半導體場效應電晶體的一臨限電壓。
  5. 如申請專利範圍第1項的控制電路，其中，當該第一控制電壓小於一預設箝制電壓時，該第一監測電流不會產生。
  6. 如申請專利範圍第1項的控制電路，其中，當該第一控制電壓小於一預設箝制電壓時，該第一電荷幫浦的該工作頻率為一預設最大頻率。
  7. 如申請專利範圍第1項的控制電路，其中，該第一開關包含一N通道金屬氧化物半導體場效應電晶體(NMOSFET)，該第一控制電壓為該N通道金屬氧化物半導體場效應電晶體的一閘源電壓。
  8. 一種電荷幫浦的控制方法，包含：通過一電荷幫浦提供一控制電壓；根據該控制電壓控制一開關的一狀態；產生指示該控制電壓的一監測電壓；根據該監測電壓產生一監測電流；根據該監測電流調整該電荷幫浦的一工作頻率；以及通過調整該電荷幫浦的該工作頻率調整該控制電壓至一預設目標電壓。
  9. 如申請專利範圍第8項的控制方法，其中，該監測電流與該監測電壓和一參考電壓之間的一電壓差成正比。
  10. 如申請專利範圍第8項的控制方法，更包含：當該控制電壓小於一預設箝制電壓時，該監測電流不會產生。
  11. 如申請專利範圍第8項的控制方法，更包含：當該控制電壓小於一預設箝制電壓時，該電荷幫浦的該工作頻率為一預設最大頻率。
  12. 如申請專利範圍第8項的控制方法，其中，該開關包含一N通道金屬氧化物半導體場效應電晶體(NMOSFET)，該控制電壓為該N通道金屬氧化物半導體場效應電晶體的一閘源電壓。
  13. 一種電荷幫浦的控制系統，包含：一電源；一開關，與該電源耦接，根據一控制電壓控制該電源與一電子元件的耦接；一電荷幫浦，與該開關耦接，提供該控制電壓；以及一回饋電路，耦接於該開關與該電荷幫浦之間，根據該控制電壓將該電荷幫浦的一工作頻率調整至一平衡頻率，其中，該回饋電路包含：一監測器，與該開關耦接，產生指示該控制電壓的一監測電壓；一轉換器，與該監測器耦接，根據該監測電壓產生一監測電流；以及一振盪器，與該轉換器耦接，根據該監測電流調整該工作頻率。
  14. 如申請專利範圍第13項的控制系統，其中，該轉換器包 含一P通道金屬氧化物半導體場效應電晶體(PMOSFET)，其中該監測電流與該監測電壓和該P通道金屬氧化物半導體場效應電晶體的一臨界值電壓之間的一電壓差成正比。
  15. 如申請專利範圍第13項的控制系統，其中，當該控制電壓小於一預設箝制電壓時，該監測電流不會產生。
  16. 如申請專利範圍第13項的控制系統，其中，當該控制電壓小於一預設箝制電壓時，該電荷幫浦的該工作頻率為一預設最大頻率。
  17. 如申請專利範圍第13項的控制系統，其中，該開關包含一N通道金屬氧化物半導體場效應電晶體(NMOSFET)，該控制電壓為該N通道金屬氧化物半導體場效應電晶體的一閘源電壓。
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