KR20120069568A - 전하 펌프 시스템을 제어하기 위한 회로 및 방법 - Google Patents

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오투 마이크로, 인코포레이티드
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Abstract

본 발명의 회로는 전하 펌프 및 되먹임 회로를 포함한다. 스위치에 연결된 전하 펌프는 스위치에 제어 신호를 제공한다. 전하 펌프에 연결된 되먹임 회로는 제어 신호를 수신하고, 그리고 제어 전압에 기초하여 전하 펌프의 작동 주파수를 조절한다. 제어 전압은 되먹임 회로를 통하여 작동 주파수를 조절하는 것에 의하여 미리 결정된 목표 전압으로 조절된다.

Description

전하 펌프 시스템을 제어하기 위한 회로 및 방법{CIRCUITS AND METHODS FOR CONTROLLING A CHARGE PUMP SYSTEM}
본 발명은 전하 펌프 시스템을 제어하기 위한 회로 및 방법에 관한 것이다.
배터리/전력 관리 응용(battery/power management application)에서, PMOSFETs(P-channel Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors)(P 채널 금속 산화물 반도체 필드 효과 트랜지스터)가 충전 및 방전 회로의 제어를 위하여 하이 사이드 스위치(high side switches)로 사용될 수 있다. PMOSFET는 일반적으로 동일한 턴-온(turn-on) 저항을 가진 NMOSFET(n-channel MOSFET)에 비하여 비싸므로, 이로 인하여 어떤 경우에는 NMOSFETs가 하이 사이드 스위치로 사용된다. 만약 NMOSFET가, 예를 들어 배터리 작동 시스템과 같은 전자 시스템에서, 하이 사이드 스위치로 사용된다면, 배터리 전압이 상대적으로 낮은 경우에서도, NMOSFET를 완전히 턴-온(turn-on)시키기 위하여 전하 펌프가 사용될 수 있다.
그러나, 배터리의 전압이 작동 과정에서 변할 수 있다. 결과적으로 배터리 전압이 상대적으로 높은 경우, 전하 펌프에 의하여 발생된 구동 전압이 너무 높아 NMOSFET를 고장낼 수 있다.
이러한 문제를 해결하기 위하여, 미리 결정된 값으로 구동 전압을 제한하기 위하여 추가적으로 전압 클램프를 사용할 수 있다. 그러나, 전압 클램프에 의하여 추가적인 전력이 소비될 것이고 이로 인하여 전자 시스템의 전력 효율이 저하되는 문제가 있다.
본 발명의 목적은 전하 펌프 시스템을 제어하기 위한 회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 전하 펌프 시스템을 제어하기 위한 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 하나의 실시 예에 따르면, 회로는 전하 펌프(charge pump) 및 되먹임 회로(feedback circuit)를 포함한다. 스위치에 연결된 전하 펌프는 제어 신호(control signal)를 스위치에 제공한다. 전하 펌프에 연결된 되먹임 회로는 제어 신호를 수신하고 제어 전압(control voltage)에 기초하여 전하 펌프의 작동 주파수(operating frequency)를 조절한다. 제어 전압은 되먹임 회로를 통하여 작동 주파수를 조절하는 것에 의하여 미리 결정된 목표 전압(predetermined target voltage)으로 조절된다.
본 발명의 적절한 실시 형태에 따르면, 회로는 스위치에 연결되고, 상기 스위치에 제어 전압을 제공하기 위하여 작동될 수 있는 전하 펌프 및 상기 전하 펌프에 연결되고, 그리고 상기 제어 전압을 수신하고, 그리고 상기 제어 전압에 기초하여 상기 전하 펌프의 작동 주파수를 조절하기 위하여 작동될 수 있는 되먹임 회로를 포함하고, 상기 제어 전압은 상기 되먹임 회로를 통하여 상기 작동 주파수를 조절하는 것에 의하여 미리 결정된 목표 전압으로 조절된다.
본 발명의 다른 적절한 실시 형태에 따르면, 방법은 전하 펌프에 의하여 제어 전압을 제공하는 단계, 상기 제어 전압에 기초하여 스위치의 상태를 제어하는 단계, 상기 제어 전압에 기초하여 상기 전하 펌프의 작동 주파수를 조절하는 단계 및 상기 작동 주파수를 조절하는 것에 의하여 미리 결정된 목표 전압으로 상기 제어 전압을 조절하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 적절한 실시 형태에 따르면, 시스템은 전원, 전원에 연결되고 그리고 상기 제어 전압에 기초하여 전원의 전기 기기에 대한 연결을 제어하기 위하여 작동될 수 있는 스위치, 상기 스위치에 연결되고 그리고 상기 제어 전압을 제공하기 위하여 작동될 수 있는 전하 펌프 및 상기 스위치와 상기 전하 펌프 사이에 연결되고 그리고 상기 제어 전압에 기초하여 상기 전하 펌프의 작동 주파수를 균형 주파수로 조절하기 위하여 작동될 수 있는 되먹임 회로를 포함한다.
본 발명에 따른 회로는 되먹임 회로를 통하여 작동 주파수를 조절하는 것에 의하여 안전한 충전/방전 과정 및 향상된 전력 효율을 포함하는 이점을 가진다. 또한, 일정 제어 전압으로 인하여. 전자 시스템의 정상적인 충전/방전 과정과 방전 스위치의 안전이 유지되도록 한다는 이점을 가진다. 추가로 본 발명에 따른 회로는 전자 시스템이 다른 주파수에서 작동하는 것과 비교하여 낮은 전력 소비를 가지도록 한다는 장점을 가진다.
본 명세서에 결합되고 일부를 이루는 첨부된 도면은 본 발명의 실시 예를 예시한 것이고, 상세한 설명과 함께 발명의 원리를 설명하는 것에 도움이 된다.
도 1은 본 발명의 하나의 실시 예에 따른 예시적인 전자 시스템의 블록 다이어그램을 도시한 것이다.
도 2는 본 발명의 하나의 실시 예에 따른 전자 시스템의 예시적인 블록 다이어그램을 도시한 것이다.
도 3은 본 발명의 하나의 실시 예에 따른 전하 펌프의 예시적인 회로 다이어그램을 도시한 것이다.
도 4A는 본 발명의 하나의 실시 예에 따른 클록 발생기를 가진 전자 시스템의 예시적인 회로 다이어그램을 도시한 것이다.
도 4B는 본 발명의 하나의 실시 예에 따른 클록 발생기를 가진 전자 시스템의 예시적인 회로 다이어그램을 도시한 것이다.
도 5는 본 발명의 하나의 실시 예에 따른 클록 발생기를 가진 예시적인 전자 시스템의 회로 다이어그램을 도시한 것이다.
도 6은 본 발명의 하나의 실시 예에 따른 센서를 가진 예시적인 전자 시스템의 회로 다이어그램을 도시한 것이다.
도 7은 본 발명의 하나의 실시 예에 따른 방전 경로를 가진 예시적인 전자 시스템의 회로 다이어그램을 도시한 것이다.
도 8은 본 발명의 하나의 실시 예에 따른 전자 시스템에 의하여 실행된 예시적인 작동 순서도를 도시한 것이다.
도 9는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 전자 시스템의 블록 다이어그램을 도시한 것이다.
도 10은 본 발명의 하나의 실시 예에 따른 도 9의 전자 시스템의 도식적인 다이어그램을 도시한 것이다.
도 11은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 전자 시스템의 도식적인 다이어그램을 도시한 것이다.
도 12는 본 발명의 하나의 실시 예에 따른 전하 펌프 시스템을 제어하기 위한 방법의 순서도를 도시한 것이다.
본 명세서에서 본 발명의 실시 예에 대한 상세한 참조가 만들어질 것이다. 본 발명은 이러한 실시 예와 관련하여 설명이 되지만 이는 이러한 본 발명이 이러한 실시 예에 제한되도록 하기 위한 의도로 이해되지 않아야 한다. 이와 달리 본 발명은 첨부된 청구범위에 의하여 한정되는 본 발명의 기술적 사상 및 범위 내에 포함되는 대안적인 발명, 변형 발명 및 등가 발명을 포함할 의도를 가진다.
추가로 본 발명의 아래의 상세한 설명에서 많은 구체적인 사항들이 본 발명의 명확한 이해를 제공하기 위하여 기술된다. 그러나 본 발명은 이러한 구체적인 사항이 없이 실시가 될 수 있는 것으로 이 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의하여 인식될 것이다. 다른 실시 예에서 공지된 방법, 과정, 구성요소 및 회로가 본 발명의 특징을 불필요하게 모호하게 하지 않도록 상세하게 기술되지 않을 것이다.
하나의 실시 예에서, 회로는 전하 펌프와 되먹임 회로를 포함한다. 스위치에 연결된 전하 펌프는 스위치에 제어 신호를 제공한다. 전하 펌프에 연결된 되먹임 회로는 제어 신호를 수신하고 제어 전압에 기초하여 전하 펌프의 작동 주파수를 조절한다. 제어 전압은 되먹임 회로를 통하여 작동 주파수를 조절하는 것에 의하여 미리 결정된 목표 전압으로 조절된다.
도 1은 본 발명의 하나의 실시 예에 따른 전자 시스템(100)의 예시적인 블록 다이어그램을 도시한 것이다. 도 1에 도시된 것처럼, 전자 시스템(electronic system)(100)은 전자 소자(electronic element)(104)를 제어하기 위한 출력(130)을 발생시키기 위한 전하 펌프 드라이버(charge pump driver)(102)를 포함한다. 추가로 전하 펌프 드라이버(102)에 연결된 클록 발생기(clock generator)(112)는 전하 펌프 드라이버(102)를 제어하는 클록 신호(clock signal)(114)를 발생시킬 수 있고, 그리고 전자 소자(104)의 상태(status)에 따라 클록 신호(114)의 주파수(f114)를 조절할 수 있다.
보다 구체적으로, 하나의 실시 예에서, 전자 시스템(100)은, 추가로, 전자 소자(104)에 연결되고 전자 소자(104)의 상태를 나타내는 제어 신호(110)를 발생시키는 센서(106)를 포함한다. 예를 들어 전자 소자는, 예를 들어 NMOSFET와 같은, 스위치가 될 수 있다. 예를 들어, 스위치(104)가 완전히 턴-온이 된 상태인지 여부와 같은, 스위치(104)의 상태는 스위치(104)의 게이트(gate)-소스(source) 전압(VGS)에 의하여 나타날 수 있다. 센서(106)는 스위치(104)의 게이트-소스 전압(VGS)을 모니터 할 수 있고, 그리고 게이트-소스 전압(VGS)에 따라 제어 신호(110)를 발생할 수 있다. 추가로, 스위치(104)는, 전하 펌프 드라이버(102)의 출력(130)에 의하여 턴-온이 될 수 있다. 출력(130)의 전압 수준은, 클록 신호(114)에 기초하는 전하 펌프 드라이버(102)에 의하여 높아질(pump up) 수 있다.
하나의 실시 예에서, 제어 신호(control signal)(110)는 게이트-소스 전압(VGS)에 비례하는 전압 수준을 가지는 아날로그 감지 신호(VS)가 될 수 있다. 다른 실시 예에서, 제어 신호(110)는 스위치(104)가 완전히 턴-온이 되었는지 여부를 나타내는 디지털 제어 신호가 될 수 있다. 예를 들어 센서(106)는 감지 신호(VS)를 발생시킬 수 있고, 그리고 감지 신호(VS)를 미리 결정된 신호(VPRE)와 비교할 수 있고, 그리고 비교 결과에 따라 디지털 제어 신호를 발생시킬 수 있다. 그와 같은 실시 예에서, 미리 결정된 신호(VPRE)는 스위치(104)의 완전한 턴-온 전압(VF)에 의하여 결정된다. VS가 VPRE에 비하여 작을 때, 스위치(104)는 완전히 턴-온이 되지 않는다. VS가 VPRE에 비하여 클 때, 스위치(104)는 완전히 턴-온이 된다.
추가로, 클록 신호(114)의 주파수 f114를 조절하기 위하여, 센서(106)는 스위치(104)의 상태를 나타내는 제어 신호(110)에 따라 클록 발생기(112)를 제어할 수 있다. 예를 들어, 스위치(104)가 완전히 턴-온이 되지 않을 때, 주파수 f114는 제1의 값 f1을 가질 수 있다. 스위치(104)가 완전히 턴-온이 되는 경우, 주파수 f114는 제1의 값 f1보다 작은 제2의 값 f2를 가질 수 있다. 이에 제한되는 것은 아니지만 출력(130)의 전압 수준이 비교적 빠르게 계단 형태(ramped)로 상승하고, 스위치를 비교적 빠르게 턴-온(turn-on)시키기 위하여 주파수 f114의 제1의 값 f1은, 이에 제한되는 것은 아니지만, 500 KHz 보다 큰 값을 가질 수 있다. 이에 제한되는 것은 아니지만 제2 값 f2는 20 KHz로부터 500 KHz에 이르는 값이 될 수 있다. 일반적인 경우, 스위치(104)가 완전히 턴-온이 되면, 출력(130)의 전압 수준이 실질적으로 일정 수준으로 유지되도록 하고, 그리고 스위치(104)가 완전히 턴-온이 된 상태를 유지하도록 하기 위하여 전하 펌프 드라이버(102)는 보다 낮은 주파수(예를 들어, 20 KHz 내지 500 KHz에 이르는)를 가지는 클록 신호(114)에 의하여 구동될 수 있다. 이로 인하여 전력 소비가 감소되고 그리고 전력 효율이 증가될 수 있다. 하나의 실시 예에서, 클록 신호(114)의 주파수(f114)는 스위치(104)의 게이트-소스 전압(VGS)에 반비례하여 조절될 수 있다.
도 2는 본 발명의 하나의 실시 예에 따른 전자 시스템(200)의 예시적인 블록 다이어그램을 도시한 것이다. 도 1과 같은 도면 부호를 가지는 구성요소는 유사한 기능을 가지고 본 명세서에서 반복적으로 설명되지 않는다.
전하 펌프 드라이버(102)는 배터리 충전 및 방전 시스템에서 사용될 수 있다. 보다 구체적으로, 제어 스위치(control switch)(216)[예를 들어 충전 스위치(charging switch)] 및 제어 스위치(218)[방전 스위치(discharging switch)]는 센서(sensor)(106)의 제어 신호(110)에 따라 전하 펌프 드라이버(102)에 의하여 제어될 수 있다. 충전 스위치(216)는 이에 제한되지 않지만 NMOSFET가 될 수 있다. 방전 스위치(218)는 이에 제한되지 않지만 NMOSFET가 될 수 있다. 센서(106)는 게이트(216G) 및 충전 스위치(216)의 전원(216S)에 연결되어 예를 들어 충전 스위치(216)의 게이트-소스 전압(VGS)의 상태를 모니터(감시) 할 수 있다.
하나의 실시 예에서, 충전 스위치(216) 및 방전 스위치(218)는 전하 펌프 드라이버(102)의 출력(230, 232)에 따라 배터리 팩(242)의 충전 및/또는 방전을 제어할 수 있다. 배터리 팩(242)은 충전 스위치(216)에 연결될 수 있다. 방전 스위치(218)의 단자(terminal)(240)는 부하(load)(도 2에 도시되지 않음)에 연결될 수 있다. 하나의 실시 예에서, 방전 스위치(218)가 출력(232)에 의하여 턴-온이 되고 그리고 충전 스위치(216)가 출력(230)에 의하여 턴-오프가 되고, 배터리 팩(242)이 충전 스위치(216)의 바디 다이오드(body diode)(234) 및 방전 스위치(218)의 드레인(drain)-소스(source) 채널을 경유하여 부하로 전력을 방전시킬 수 있다. 대안적인 다른 실시 예에서, 충전 스위치(216)는 배터리 방전 동작 동안에 온(on) 상태일 수 있다.
다른 실시 예에서, 단자(240)가 전원(도 2에 도시되지 않음)에 연결될 수 있다. 전원은 이에 제한되지 않지만 어댑터 또는 유니버설 시리얼 버스 디바이스를 포함할 수 있다. 그와 같은 하나의 실시 예에서, 충전 스위치(216)가 출력(230)에 의하여 턴-온이 되고 그리고 방전 스위치(218)가 출력(232)에 의하여 턴-오프가 되는 경우, 배터리 팩(242)은 방전 스위치(218)의 바디 다이오드(238) 및 충전 스위치(216)의 드레인-소스 채널을 경유하여 전원에 의하여 충전될 수 있다. 대안적인 실시 예에서, 방전 스위치(218)는 배터리 충전 작동 과정에서 켜질(on) 수 있다.
도 2의 실시 예에서, 전하 펌프 드라이버(102)는 비-중복 클록 발생기(non-overlapping clock generator)(206), 전하 펌프(212) 및 전하 펌프(214)를 포함한다. 전하 펌프(212, 214)는 충전 스위치(216) 및 방전 스위치(218)를 각각 제어하기 위한 출력(230, 232)를 발생시키기 위하여 사용될 수 있다. 비-중복 클록 발생기(non-overlapping clock generator)(206)는 클록 신호(114)를 수신할 수 있고 전하 펌프(212, 214)를 구동시키기 위하여 한 쌍의 보충적인(complementary) 클록 신호(226_1, 226_0)를 발생시킬 수 있다. 하나의 실시 예에서, 전하 펌프 드라이버(102)는 추가로 레벨 쉬프터(level shifter)(208) 및 레벨 쉬프터(210)를 포함할 수 있다. 레벨 쉬프터(208)는 비-중복 클록 발생기(206) 및 전하 펌프(212) 사이에 연결될 수 있고, 그리고 보충 클록 신호(226_1, 226_0)를 클록 신호(226_1 및 226_0)의 전압 수준(V226)에 비하여 높은 전압 수준(V222)을 가지는 한 쌍의 보충 클록 신호(222_1, 222_0)로 변환시킬 수 있다. 일반적인 경우, 전하 펌프(212)는 예를 들어 V222>V226관계와 같이, 보다 높은 전압 수준(V222)을 가지는 한 쌍의 신호(222_1, 222_0)에 의하여 구동될 수 있다. 유사하게 전하 펌프(214)를 구동시키기 위하여 레벨 쉬프터(210)는 클록 신호(226_1, 226_0)를 전압 수준(V226)보다 더 높은 전압 수준(V224)을 가지는 한 쌍의 보충 클록 신호(224_1, 224_0)로 변환할 수 있다.
추가로, 신호 EN_CHG 및 EN_DSG는 전하 펌프(212, 214)가 각각 인에이블하도록(enabling) 하기 위하여 사용될 수 있다. 도 2에 제시된 실시 예에서, 신호 EN_CHG가 인에이블되면, 레벨 쉬프터(208)는 신호 EN_CHG에 의하여 바로 인에이블되어 질 수 있고, 그리고 OR-논리 게이트(236)는 비-중복 클록 발생기(206) 및 클록 발생기(112)를 인에이블 하는 신호(228)를 출력할 수 있다. 이에 따른 결과로, 전하 펌프(212)가 인에이블될 수 있다. 전하 펌프(214)는 유사한 방법으로 신호 EN_DSG에 의하여 인에이블될 수 있다.
작동 과정에서, 신호 EN_CHG가 디스에이블(disable) 되면, 전하 펌프(212)가 디스에이블 될 수 있다. 풀-다운 저항(220)이 게이트(216G)와 소스(전원)(216S) 사이에 연결될 수 있다. 전하 펌프(212)가 불능이 될 때, 풀-다운(pull-down) 저항(220)을 통하여 흐르는 전류는 0으로 감소될 수 있고, 이로 인하여 게이트-소스 전압(VGS)은 0으로 감소가 될 수 있다. 보통의 경우 충전 스위치(216)는 턴-오프가 될 수 있다.
하나의 실시 예에서, 신호 EN_CHG가 인에이블 될 때의 배터리 충전 작동의 초기에, 감지 신호(VS)는 미리 결정된 신호(VPRE)에 비하여 작아지고, 제어 신호(110)가 보다 높은 주파수 클록 신호(114)(예를 들어 500 KHz 보다 높은)를 발생시키도록 클록 발생기(112)를 제어할 수 있다. 이로 인하여, 전하 펌프(212)는 보다 높은 주파수를 가진 클록 신호(221_1, 222_0)에 의하여 구동될 수 있고, 그리고 전하 펌프(212)의 출력(230)의 전압 수준은 상대적으로 빠르게 상승될 수 있다. 충전 스위치(charging switch)(216)는 상대적으로 빠르게 턴-온이 될 수 있다. 한편, 출력(230)의 전압 수준이 증가함에 따라 감지 전압(VS)의 전압 수준은 증가할 수 있다. 감지 전압 수준(VS)이 미리 결정된 신호 수준(VPRE), 예를 들어 충전 스위치(216)가 완전히 턴-온이 되는 수준까지 증가할 때, 제어 신호(110)는 보다 낮은 주파수 클록 신호(114)(예를 들어, 20 KHz 내지 500 KHz 사이의 범위)를 발생시키기 위하여 클록 발생기(112)를 제어할 수 있다. 이로 인하여, 전하 펌프(212)는 보다 낮은 주파수를 가진 클록 신호(222_1, 222_0)에 의하여 구동될 수 있고, 실질적으로 일정한 수준에서 출력(230)의 전압 수준을 유지하고 그리고 충전 스위치(216)가 완전히 온(on)이 되도록 할 수 있다.
유사하게, 배터리 방전 작동 과정에서, 별도의 센서(도 2에 도시되지 않음)가 방전 스위치(218) 상태를 모니터하기 위하여 사용될 수 있다. 배터리 충전 작동과 관련하여 위에서 기술된 방법과 유사하게, 클록 신호 주파수(f114)는 방전 스위치(218)의 상태(status)에 따라 조정될 수 있다.
하나의 실시 예에서, 충전 스위치(216)는 방전 스위치(218)와 동일할 수 있고, 그리고 배터리 방전 작동 과정에서 턴-온이 될 수 있다. 그와 같은 실시 예에서, 전하 펌프들(212, 214)의 출력들(230, 232)은 실질적으로 동일한 전압 수준을 가질 수 있다. 추가로, 스위치(216, 218) 중 하나가 완전히 턴-온이 되지 않는 경우, 단자(terminal)(240)에서 전압 수준(V240)은 소스(전원)(216S)에서의 전압 수준(V216S)에 비하여 낮을 수 있고, 그리고 양쪽 스위치(216, 218)가 모두 완전히 턴-온이 되는 경우, 단자(240)의 전압 수준(V240)은 실질적으로 소스 전압 수준(V216S)과 동일할 수 있다. 달리 말하면, 방전 스위치(218)의 게이트-소스 전압은 충전 스위치(216)의 게이트-소스 전압과 작지 않을 수(no less than) 있다. 일반적인 경우, 충전 스위치(216)가 완전히 턴-온이 되는 경우, 방전 스위치(218)도 마찬가지로 완전히 턴-온이 될 수 있다. 이로 인하여 배터리 방전 작동 과정에서, 방전 스위치(218)를 구동시키기 위한 클록 신호(114)의 주파수(f114)는 충전 스위치(216)의 상태에 따라 조정될 수 있다.
바람직하게는, 전하 펌프(212, 214)의 출력(230, 232)은 조절 가능한 주파수(f114)를 가진 클록 신호(114)에 의하여 제어될 수 있다. 또한, 하나의 실시 예에서, 추가로 비용을 감소시키기 위하여 상대적으로 낮은 게이트-소스 파괴(breakdown) 전압을 가지는 NMOSFETs를 사용할 수 있다.
도 3은 본 발명의 하나의 실시 예에 따른 전하 펌프(212)의 예시적인 회로 다이어그램을 도시한 것이다. 도 2에서 동일한 도면 부호를 가지는 구성요소는 동일한 기능을 가지고 그리고 본 명세서에서 반복하여 설명되지 않을 것이다. 도 3은 도 2와 함께 설명된다.
도 3에 도시된 것처럼, 전하 펌프(212)는 커패시터(318)의 단자(316)와 커패시터(318)를 충전시키기 위한 입력 단자(input terminal)(322) 사이에 연결된, 예를 들어 NMOSFET와 같은 제1 스위치(302)를 포함한다. 전하 펌프(212)는 추가로 커패시터(318)의 단자(316)와 커패시터(318)를 방전시키기 위한 출력 단자(330) 사이에 연결된 예를 들어 PMOSFET와 같은 제2 스위치(314)를 추가로 포함할 수 있다. 추가로 출력 단자(330)는 커패시터(320)를 경유하여 접지에 연결될 수 있고 그리고 전하 펌프 드라이버(102)의 출력(230)을 제공할 수 있다. 제1 및 제2 스위치(302, 314)는 각각 클록 신호(114)에 따라 발생되는 클록 신호(222_1, 222_0)에 의하여 제어될 수 있다.
전하 펌프(212)는 또한 커패시터(308)의 단자(306)와 커패시터(308)를 충전시키기 위한 단자(322) 사이에 연결된, 예를 들어 NMOSFET와 같은 제3 스위치(312)를 포함할 수 있다. 전하 펌프(212)는 추가로 커패시터(308)의 단자(306)와 커패시터(308)를 방전시키기 위한 출력 단자(330) 사이에 연결된, 예를 들어 PMOSFET와 같은 제4 스위치(304)를 포함할 수 있다.
보다 구체적으로, 스위치(314)의 드레인과 스위치(304, 312)의 게이트는 단자(316)에 연결될(접속될)(coupled) 수 있다. 스위치(304)의 드레인과 스위치(314, 302)의 게이트는 단자(306)에 연결될 수 있다. 단자(306)에서, 전압 수준(V306)이 단자(316)에서 전압 수준(V316)에 비하여 높은 경우 그리고 수준(V306, V316) 사이의 전압 차이가 스위치(302, 304)의 양쪽 문턱 전압보다 큰 경우, 스위치(302, 304)는 턴-온이 될 수 있다. 한편, 스위치(312, 314)는 턴-오프가 될 수 있다. 일반적인 경우, 커패시터(318)는 스위치(302)를 경유하여 단자(322)에서 전원(도 3에 도시되지 않음)에 의하여 충전이 될 수 있고 그리고 커패시터(308)는 스위치(304)를 경유하여 커패시터(320)에 전력을 방전시킬 수 있다.
유사하게, 전압 수준(V306)이 전압 수준(V316)에 비하여 낮은 경우, 그리고 수준(V306)(V316) 사이의 전압 차이가 스위치(312, 314)의 양쪽 문턱 전압 보다 큰 경우, 스위치(312, 314)는 턴-온이 될 수 있고 그리고 한편으로 스위치(302, 304)는 턴-오프가 될 수 있다. 일반적인 경우, 커패시터(308)는 스위치(312)를 경유하여 단자(322)에서 전원에 의하여 충전이 될 수 있고 그리고 커패시터(318)는 스위치(314)를 경유하여 커패시터(320)에 전력을 방전시킬 수 있다.
하나의 실시 형태에서, 작동 과정에서, 양쪽 클록 신호(222_1, 222_0)는 0 V의 낮은 전압수준이 될 수 있고, 전압 수준(V306, V316)은 입력 단자(322)에서 0 V 내지 전압 수준(V322)의 범위가 될 수 있다. 하나의 실시 예에서, 클록 신호(222_1)가 예를 들어 0 V로 낮고 그리고 클록 신호(222_0)가 스위치(302, 304)의 양쪽 문턱 전압 보다 높은 전압 수준(VH)과 같이 높은 경우, 단자(306)에서 전압(V306)은 VH만큼 증가할 수 있다. 달리 말하면, 수준(V306)은 수준(V316) 보다 높을 수 있고 그리고 수준(V306, V316) 사이의 전압 차는 스위치(302, 304)의 문턱 전압에 비하여 클 수 있다. 일반적인 경우, 커패시터(320)가 커패시터(308)에 의하여 충전이 되고 그리고 커패시터(318)가 단자(322)에서 전원에 의하여 충전이 될 수 있기 위하여 스위치(302, 304)는 턴-온이 될 수 있고 그리고 스위치(312, 314)는 턴-오프가 될 수 있다.
유사하게, 클록 신호(222_1)가 예를 들어 VH와 같이 높고 그리고 클록 신호(222_0)가 예를 들어 0V로 낮다면, 커패시터(320)는 커패시터(318)에 의하여 충전이 될 수 있고 그리고 커패시터(308)는 단자(322)에서 전원에 의하여 충전이 될 수 있다.
바람직하게, 클록 신호(222_1, 222_0)는 도 2에서 기술된 것처럼 비-중복 클록 발생기(206) 과 레벨 쉬프터(208)에 의하여 제공된 한 쌍의 보충 클록 신호가 될 수 있다. 일반적인 경우 커패시터(308, 318)는 대안적인 방법에 따라 단자(322)에서 전원에 의하여 충전이 될 수 있고 그리고 커패시터(308, 318)에 저장된 전하는 대안적인 방법에 따라 커패시터(320)에 전달될 수 있다. 하나의 실시 형태에서, 클록 신호(222_1, 222_0)의 주파수(f222)가 증가함에 따라 출력 단자(330)에서 전압 수준이 증가할 수 있다. 주파수(f222)가 어떤 수준에 도달하는 경우, 출력 단자(330)에서 전압 수준은 실질적으로 V322와 VH의 합과 동일할 수 있다.
도 3은 전하 펌프(212)의 예시적인 구조를 도시한 것이다. 도 3의 실시 예에서 전하 펌프의 출력은 입력 전압(V322)와 VH의 합과 같은 출력 전압을 가질 수 있다. 그러나 전하 펌프(212)는 다른 구성을 가질 수 있다. 예를 들어 출력 단자(330)가 다른 전하 펌프의 입력에 연결되는 것과 같은 서로 다른 동일한 전하 펌프를 이용하여 도 3에 도시된 전하 펌프를 연속적으로 연결하는 것(cascading)에 의하여, 전하 펌프는 입력 전압(V322)과 2*VH의 합과 같은 출력 전압을 출력할 수 있다. 유사하게, N개의 전하 펌프를 함께 연속적으로 연결하는 것에 의하여, 전하 펌프는 입력 전압(V322)과 N*VH와 같은 출력 전압을 출력할 수 있다. 도 2에 도시된 전압 펌프(214)는 전압 펌프(212)와 유사한 구조를 가질 수 있다.
게이트(216G)(도 2에 도시된)의 게이트 커패시터(C216G)는 전하 펌프(212)를 위한 전하 저장소로 사용될 수 있다. 추가로, 게이트(216G)에서 게이트 전압(V216G)은 예를 들어 스위치(304, 314)의 기판이 게이트 전압(V216G)에 연결될 수 있는 것과 같이 스위치(304, 314)의 벌크 바이어스 전압으로 사용될 수 있다.
하나의 실시 예에서, 전하 펌프(212)의 부하는 도 2에 도시된 게이트(216G)의 게이트 커패시터(C216G)와 풀-다운 저항(220)을 포함할 수 있다. 저항(220)과 전하 펌프(212)를 통하여 흐르는 전류가 상대적으로 작도록 풀-다운 저항(220)의 저항은 상대적으로 높을 수 있다. 일반적인 경우, 전하 펌프(212)의 부하에 의하여 발생되는 전력 소비는 무시될 수 있다. 전하 펌프(212)의 전력 소비는 스위치(302, 304, 312,314)의 스위치 손실에 의하여 발생될 수 있다. 하나의 실시 형태에서, 보충 클록 신호(222_1, 222_0)의 주파수(f222)가 감소함에 따라 전하 펌프(212)의 스위치 손실은 감소될 수 있다. 바람직하게, 하나의 실시 형태에서, 전하 펌프(212)를 위한 전력 손실을 감소시키기 위하여 스위치(예를 들어 충전 스위치(216), 방전 스위치(218))가 완전히 턴-온이 된 후, 전하 펌프(212)는 보다 낮은 주파수에서 작동할 수 있다.
도 4A는 본 발명의 하나의 실시 예에 따른 클록 발생기(112)를 가진 전자 시스템(400)의 예시적인 회로 다이어그램을 도시한 것이다. 도 1에서 동일한 도면 부호를 가진 구성요소는 유사한 기능을 가지므로 본 명세서에서 반복적으로 설명되지 않는다.
도 4A에 도시된 것처럼, 클록 발생기(clock generator)(112)는 클록 신호(114)를 발생시키기 위한 전류 제어 오실레이터를 포함한다. 보다 구체적으로, 하나의 실시 형태에서, 전류 제어 오실레이터(112)는 커패시터(408)를 충전하기 위하여 전류(ICH)를 발생시키고 그리고 제어 스위치(104)(또는 도 2에 도시된 충전 스위치(216), 방전 스위치(218))의 상태에 따라 전류(ICH)를 조절하기 위한 전류 소스를 포함한다. 예를 들어 제1 전류 소스(404)는 커패시터(408)의 단자(416)에 연결될 수 있고 그리고 제2 전류 소스(402)는 스위치(406)(예를 들어 NMOSFET, PMOSFET)를 경유하여 단자(416)에 연결될 수 있다. 일반적인 경우, 스위치(406)가 온(on)이 된 경우, 전류(ICH)는 양쪽 전류 소스(402, 404)에 의하여 제공될 수 있고 그리고 제1 수준(ICH1)을 가질 수 있다. 스위치(406)가 오프가 되는 경우 전류(ICH)는 전류 소스(404)에 의하여 제공될 수 있고 그리고 제1 수준(ICH1) 보다 작은 제2 수준(ICH2)을 가질 수 있다. 하나의 실시 형태에서, 제어 스위치(104)가 완전히 턴-온이 되지 않는 경우, 전류(ICH)가 제1 수준(ICH1)을 가지도록 하기 위하여 센서(106)의 제어 신호(110)는 스위치(406)를 턴-온을 시킬 수 있다. 제어 스위치(104)가 완전히 턴-온이 되는 경우, 전류(ICH)가 제2 수준(ICH2)을 가지도록 하기 위하여 센서(106)의 제어 신호(110)는 스위치(406)를 턴-오프를 시킬 수 있다.
하나의 실시 예에서, 클록 발생기(112)는 추가로 커패시터(408)의 단자(416)에 연결된 비교기(412)를 포함할 수 있다. 비교기(412)는 단자(416)에서 전압(V416)과 기준 전압(VREF)을 비교할 수 있고 그리고 비교에 기초하여 클록 신호(114)를 발생시킬 수 있다. 더욱이, 클록 발생기(112)는 커패시터(408)에 연결되고 클록 신호(114)에 따라 커패시터(408)를 방전시키기 위한 방전 스위치(410)를 포함할 수 있다.
예를 들어. 방전 스위치(410)는 단자(416)에 연결된 드레인과 예를 들어 접지에 연결된 것과 같은 커패시터(408)의 다른 단자(418)에 연결된 전원을 가지는 NMOSFET가 된다. 추가로, 비교기(412)는 전압(V416)에 연결된 양의 입력 단자, 기준 전압(VREF)에 연결된 음의 입력 전압 및 NMOSFET(410)의 게이트에 연결되고 그리고 클록 신호(114)를 제공하기 위한 출력 전압을 가질 수 있다. 일반적인 경우 전압(V416)이 전압(VREF)에 비하여 작을 경우, 스위치(410)는 낮은 전압 신호(114)에 의하여 턴-오프가 될 수 있다. 한편, 전압(V416)을 증가시키기 위하여 커패시터(408)는 충전 전류(ICH)에 의하여 충전될 수 있다. 전압(V416)이 전압(VREF)에 비하여 큰 경우, 비교기(412)는 높은 전압 신호(114)를 출력하여 스위치(410)을 턴-온을 시킬 수 있다. 한편, 커패시터(408)는 스위치(410)에 의하여 방전될 수 있고 그리고 전압(V4186은 감소될 것이다. 이에 따른 결과로, 비교기(412)는 대안적인 방법에서 커패시터(408)를 충전 및 방전시키는 것에 의하여 클록 신호(114)를 발생시킬 수 있다.
하나의 실시 예에서, 클록 신호(114)의 주파수(f114)는 예를 들어 충전 전류(ICH)에 비례하는 것과 같이 충전 전류(ICH)에 의하여 결정될 수 있다. 일반적인 경우, 제어 스위치(104)가 완전히 턴-온이 되지 않는 경우, 충전 전류(ICH)는 ICH1의 수준을 가질 수 있고 그리고 클록 신호(114)는 f1의 주파수 값을 가질 수 있다. 제어 스위치(104)가 완전히 턴-온이 되는 경우, 충전 전류((ICH)는 ICH2의 수준을 가질 수 있고 그리고 클록 신호(114)는 f1보다 작은 f2의 주파수 값을 가질 수 있다.
도 4B는 본 발명의 하나의 실시 예에 따라 클록 발생기(112)를 가진 전자 시스템(400')의 다른 예시적인 회로 다이어그램을 도시한 것이다. 도 1 및 도 4A와 동일한 도면 부호를 가지는 구성요소는 유사한 기능을 가지고 본 명세서에서 반복하여 설명이 되지 않을 것이다.
도 4B에 도시된 것처럼, 방전 스위치(410)는 커패시터(408)의 단자(416)에 연결된 드레인과 커패시터(408)의 단자(418)에 연결된 소스를 가지는 PMOSFET가 된다. 그와 같은 하나의 실시 예에서, 단자(418)는 공급 전압(VCC)에 연결될 수 있고, 비교기(412)의 양의 단자는 기준 전압(VREF)에 연결될 수 있고 그리고 비교기(412)의 음의 단자는 전압(V416)에 연결될 수 있다. 도 4A의 실시 예와 유사하게, 도 4B의 비교기(412)는 전압(V416)과 전압(VREF) 사이의 비교에 기초하여 클록 신호(114)를 발생시킬 수 있다.
도 5는 본 발명의 하나의 실시 예에 따른 클록 발생기(112)를 가진 전자 시스템(500)의 또 다른 예시적인 회로 다이어그램을 도시한 것이다. 도 1과 동일한 도면 부호를 가진 구성요소는 유사한 기능을 가지고 본 명세서에서 반복하여 설명이 되지 않을 것이다.
도 5를 참조하면, 클록 발생기(112)는 클록 신호(114)를 발생시키기 위한 전압 제어 오실레이터(510)를 포함한다. 클록 발생기(112)는 추가로 멀티플렉스 스위치(502)를 포함할 수 있다. 멀티플렉스 스위치(502)는 전압 제어 오실레이터(510)에 연결된 제1 단자(508), 제1 기준 전압(VREF1)에 연결된 제2 단자(504) 및 제2 기준 전압(VREF2)에 연결된 제3 단자(506)를 가질 수 있다. 추가로, 멀티플렉스 스위치(502)는 예를 들어 제어 스위치(104)의 상태에 따라서, 즉 제어 스위치(104)의 게이트-전원 전압(VGS)에 따라 제어될 수 있다.
보다 구체적으로, 클록 신호(114)의 주파수(f114)는 예를 들어 단자(508)에서 전압 제어 오실레이터(510)의 입력 전압에 비례할 수 있다. 제1 기준 전압(VREF1)은 제2 기준 전압(VREF2)보다 클 수 있다. 제어 스위치(104)가 완전히 턴-온이 되지 않는 경우, 센서(106)의 제어 신호(110)는 예를 들어 단자(508)를 단자(504)에 연결하는 것과 같이 전압 제어 오실레이터(510)의 입력 전압으로 제1 기준 전압(VREF1)을 선택할 수 있다. 일반적인 경우, 전압 제어 오실레이터(510)는 제1의 값(f1)을 가지는 보다 높은 주파수를 가지는 클록 신호(114)를 발생시킬 수 있다. 제어 스위치(104)가 완전히 턴-온이 되는 경우, 제어 신호(110)는 예를 들어 단자(508)를 단자(506)에 연결시키는 것과 같이 입력 전압으로 제2 기준 전압(VREF2)을 선택할 수 있다. 일반적인 경우 클록 신호(114)는 f1보다 작은 제2의 값 f2를 가지는 보다 낮은 주파수를 가질 수 있다.
도 6은 본 발명의 하나의 실시 예에 따라 센서(106)를 가지는 전자 시스템(600)의 예시적인 회로 다이어그램을 도시한 것이다. 도 1 및 도 2와 동일한 도면 부호를 가지는 구성요소는 유사한 기능을 가지고 본 명세서에서 반복하여 설명되지 않을 것이다.
도 6의 실시 예에서, 센서(106)는 제어 스위치(216)에 연결된 제1 단자(614)와 바이어스 회로(606)를 경유하여 접지에 연결되고 감지 전압(VS)을 제공하기 위한 제2 단자(608)를 가지는 감지 스위치(602)를 포함한다. 감지 전압(VS)은 제어 스위치(216)의 게이트-전원 전압(VGS)에 비례하는 전압 수준을 가진다. 추가로, 센서(106)는 클록 발생기(112)에 연결된 비교기(618)를 포함할 수 있다.
비교기(618)는 감지 전압(VS)을 미리 결정된 신호(VPRE)와 비교하고 비교에 따라 제어 신호(110)를 발생시킬 수 있다. 하나의 실시 예에서, 미리 결정된 신호(VPRE)는 제어 스위치(216)의 전압(VF)을 완전히 턴-온을 하는 것에 의하여 결정된다.
감지 스위치(602)는 PMOSFET가 될 수 있다. PMOSFET(602)는 저항(604)을 경유하여 게이트(216G)에 연결된 예를 들어 단자(614)와 같은 전원 및 전원(216S)과 예를 들어 단자(608)와 같은 바이어스 회로(606)에 연결된 드레인과 연결된 게이트를 가질 수 있다. 일반적인 경우, 감지 스위치(602)가 차단되는(cut off) 경우, 감지 스위치(602)의 전원-게이트 전압(V602SG)은 제어 스위치(216)의 게이트-전원 전압(VGS)과 동일할 수 있다.
하나의 실시 예에서, 감시 스위치(602)의 문턱 전압(VT)은 제어 스위치(216)의 완전한 턴-온 전압(VF)과 같을 수 있다. 일반적인 경우, 제어 스위치(216)가 완전하게 턴-온이 되지 않는 경우(예를 들어 VGS<VF, V602SG<VT), 감지 스위치(602)는 턴-오프가 되고 그리고 단자(608)에서 감지 신호(VS)는 미리 결정된 신호 수준(VPRE)에 비하여 낮은 제1 전압 수준(V1)을 가질 수 있다. 제어 스위치(216)가 완전히 턴-온이 되는 경우(예를 들어 VGS≥VF, V602SG≥VT), 감지 신호(VS)가 게이트(216G)에서 게이트 전압(V216G)에 의하여 계단 형태로 상승하고 그리고 미리 결정된 신호 전압(VPRE)에 비하여 높은 제2 전압 수준(V2)을 가질 수 있도록 하기 위하여, 감지 스위치(602)가 턴-온이 될 수 있다. 이에 따른 결과로, 센서(106)는 제어 스위치(216)의 상태를 나타내는 감지 신호(VS)를 발생시킬 수 있고 그리고 클록 발생기(112)를 제어하기 위한 제어 신호(110)를 발생시킬 수 있다. 하나의 실시 형태에서, 바이어스 회로(606)는 상대적으로 높은 동적 출력 저항을 가지는 예를 들어 전류 미러(mirror)와 같은 전류 소스를 포함할 수 있다. 다른 대안적인 실시 예에서, 바이어스 회로(606)는 상대적으로 높은 저항을 가지는 저항(도 6에 도시되지 않음)을 포함한다.
다른 실시 형태에서, 감지 스위치(602)의 문턱 전압(VT)은 제어 스위치(216)의 완전한 턴-온 전압(VF)에 비하여 작다. 그와 같은 하나의 실시 예에서, 전하 펌프(212)가 가능한 때, 감지 스위치(602)가 턴-온이 될 수 있다. 저항(604)을 통하여 흐르는 전류(I604)는 I604 = VGS/(R604+1/g602)로 주어질 수 있고, 상기에서 R604는 저항(604)의 저항 값 그리고 g602는 감지 스위치(602)의 상호컨덕턴스가 된다. 이로 인하여 전류(I604)는 제어 스위치(216)의 게이트-전원 전압(VGS)에 비례할 수 있다. 도 6에 도시된 것처럼, 2개의 MOSFETs(610, 612)가 작동(포화) 영역에서 작동할 때 전류 미러(606)가 예를 들어 기준 전류(IREF) 및 미러 전류(I610)와 같이 실질적으로 2개의 동일한 전류를 제공할 수 있다. 그와 같은 하나의 실시 예에서, 감지 전압(VS)이 제어 스위치(216)의 상태를 나타낼 수 있도록 하기 위하여 기준 전류(IREF)의 수준이 제어 스위치(216)의 완전한 턴-온 전압(VF)에 따라 적절하게 선택될 수 있다.
보다 구체적으로, 제어 스위치(216)가 완전하게 턴-온이 되지 않는 경우(예를 들어 VGS<VF가 되는 경우), 전류(I604)는 기준 전류(IREF)에 비하여 작을 수 있다. 일반적인 경우, 선형(옴 저항) 영역에서 작동하고 그리고 기준 전류(IREF)에 비하여 작은 전류(I604)를 흐르도록 하기 위하여 MOSFET(610)은 예를 들어 미리 결정된 신호 수준(VPRE)에 비하여 작은 제1 전압 수준(V'1)에 이르도록 감지 전압(VS)을 끌어 내릴 수 있다. 제어 스위치(216)기 완전히 턴-온이 되는 경우(예를 들어 VGS≥VF)가 되는 경우, 전류(I604)는 기준 전류(IREF)와 동일할 수 있다.
한편, MOSFET(610)은 작동(포화) 영역에서 작동할 수 있고 그리고 감지 전압(VS)은 미리 결정된 신호 전압(VPRE)에 비하여 높은 제2 전압 수준(V'2)에 있을 수 있다.
도 7은 본 발명의 하나의 실시 예에 따른 방전 경로를 가진 전자 시스템(700)의 예시적인 회로 다이어그램을 도시한 것이다. 도 2와 동일한 도면 부호를 가진 구성요소는 유사한 기능을 가지고 본 명세서에서 반복적으로 설명이 되지 않을 것이다. 도 7은 도 2와 함께 설명이 된다.
하나의 실시 형태에서, 도 2의 전자 시스템(200)은 추가로 충전 스위치(216)를 불능으로 만드는(디스에이블로 하는) 제1 방전 경로 및 방전 스위치(218)를 불능으로 만드는(디스에이블로 하는) 제2 방전 경로를 포함할 수 있다. 예를 들어, 제1 방전 경로는 예를 들어 충전 스위치(216)의 예를 들어 케이트(216G)와 같은 제1 단자와 충전 스위치(216)의 예를 들어 전원(216S)과 같은 제2 단자 사이에 연결된 제1 스위치(702)를 포함한다. 제1 스위치(702)는 또한 충전 스위치(216)를 불능으로 만드는 제2 스위치(704)를 경유하여 접지에 연결될 수 있다. 제2 방전 경로는 제3 스위치(706)를 포함할 수 있다.
보다 구체적으로, 제1 스위치(702)는 충전 스위치(216)의 게이트(216G)에 연결된 전원, 충전 스위치(216)의 전원(216S)에 연결된 게이트 및 제2 스위치(704)에 연결된 드레인(drain)을 가지는 PMOSFET가 될 수 있다. 추가로 제2 스위치(704)는 제어 신호(710)에 의하여 제어될 수 있다.
배터리 충전/방전 과정에서, 전하 펌프(212)가 가능해질(인에이블되어질) 수 있고 그리고 풀-다운 저항(220)의 전압은 충전 스위치(216)의 문턱 전압(V216T) 및 제1 스위치(702)의 문턱 전압(V702T) 양쪽에 비하여 클 수 있다. 일반적인 경우 양쪽 스위치(216, 702)는 턴-온이 될 수 있다. 한편, 제2 스위치(704)를 턴-오프를 시키기 위하여 제어 신호(710)가 불능으로 만들어(디스에이블되어) 질 수 있다.
하나의 실시 형태에서, 배터리 충전/방전 작동이 불능으로/종료가 되는 경우, 전하 펌프(212)가 불능으로(디스에이블) 되고 그리고 제어 신호(710)가 가능하게(인에이블) 된다. 일반적인 경우, 제2 스위치(704)가 턴-온이 될 수 있고 그리고 제1 방전 경로가 전도가 될 수 있다. 그와 같은 순간, 방전 전류가 게이트(216G)로부터 접지로 제1 방전 경로를 통하여 흐를 수 있기 때문에 게이트(216G)에서 게이트 전압(V216G)은 상대적으로 빠르게 감소될 수 있다. 하나의 실시 형태에서, 게이트 전압(V216G)이 제1 수준까지 감소되고 그리고 충전 스위치(216)의 게이트-전원 전압(VGS)이 문턱 전압(V216T)에 비하여 작은 경우, 스위치(216)가 턴-오프가 될 수 있다. 유사하게 게이트 전압(V216G)이 제2 수준으로 감소하고 그리고 스위치(702)의 전원-게이트 전압(V702SG)이 문턱 전압(V702T)에 비하여 작은 경우, 스위치(702)가 턴-오프가 될 수 있다. 제1 수준은 제2 수준과 동일하거나 서로 다를 수 있다.
결과적으로, 하나의 실시 형태에서, 일단 배터리 충전/방전 작동이 불능(disable)/종료(terminated)가 되면, 충전 스위치(216)가 상대적으로 빠르게 턴-오프가 되도록 하기 위하여 게이트 전압(V216G)이 상대적으로 빠르게 감소할 수 있다. 추가로, 게이트 전압(V216G)이 제2 수준으로 감소하는 경우 배터리 팩(242)(도 2에 도시)으로부터 접지로 흐르는 전류 누설을 방지하기 위하여 제1 방전 경로가 차단될 수 있다.
제3 스위치(706)는 이에 제한되지 않지만 NMOSFET 또는 PMOSFET가 될 수 있고, 제어 신호(712)에 의하여 제어될 수 있다. 유사하게, 배터리 충전/방전 과정에서 전하 펌프(214)가 가능하게 될 수 있고 그리고 제3 스위치(706)가 턴-오프가 되도록 제어 신호(712)가 불능으로 될 수 있다. 하나의 실시 형태에서, 일단 배터리 충전/방전 작동이 불능으로/종료가 되면, 전하 펌프(214)가 불능이 될 수 있고 그리고 제어 신호(712)가 가능으로 될 수 있다. 일반적인 경우, 제2 방전 경로를 전도시키기 위하여 스위치(706)가 턴-온이 될 수 있다. 결과적으로 방전 스위치(218)가 상대적으로 빠르게 턴-오프가 될 수 있도록 방전 스위치(218)의 게이트 전압(V218G)이 상대적으로 빠르게 0으로 떨어질 수 있다.
도 8은 본 발명의 하나의 실시 예에 따른 전자 시스템에 의하여 실행되는 작동의 예시적인 순서도(800)를 도시한 것이다. 도 8은 도 1, 도 2, 도 3, 도 4A, 도 4B 및 도 5와 함께 설명이 된다.
블록 802에서, 클록 발생기(112)가 클록 신호(114)를 발생시켜 전하 펌프 드라이버(102)를 제어할 수 있다. 클록 신호(114)가 전류 제어 오실레이터(current controlled oscillator)(예를 들어 도 4A, 도 4B에서)에 의하여 발생될 수 있다. 클록 신호(114)가 또한 전압 제어 오실레이터(voltage controlled oscillator)(예를 들어 도 5에서)에 의하여 발생될 수 있다.
블록 804에서, 클록 발생기(112)가 예를 들어 스위치와 같은 전자 소자(104)의 상태에 따라 클록 신호(114)의 주파수 f114를 조절할 수 있다. 일반적인 경우, 블록 806에 도시된 것처럼, 전하 펌프 드라이버(102)가 클록 신호(114)에 기초하여 전자 소자(104)를 제어할 수 있다. 보다 구체적으로, 센서(106)가 예를 들어 스위치(104)가 완전히 턴-온이 되었는지 여부와 같은 스위치(104)의 상태를 나타내는 제어 신호(110)를 발생시킬 수 있다.
센서(106)가 추가로 제어 신호(110)에 따라 클록 신호(114)를 제어할 수 있다. 예를 들어, 스위치(104)가 완전히 턴-온이 되지 않는 경우, 주파수(f114)가 제1의 값(f1)(예를 들어 500 KHz보다 높은)으로 조절될 수 있다. 추가로 스위치(104)가 완전히 턴-온이 되는 경우, 주파수(f114)가 제1의 값(f1)보다 작은 제2의 값(f2)으로 조절될 수 있다.
따라서 본 발명은 전자 소자의 상태에 따라 예를 들어 스위치와 같은 전자 소자를 제어하기 위한 전자 시스템을 제공한다. 스위치가 완전하게 턴-온이 되지 않는 경우, 상대적으로 빠르게 스위치를 턴-온시키기 위하여 전자 시스템은 보다 높은 주파수에서 작동할 수 있고, 그리고 스위치가 완전히 턴-온이 되는 경우 낮은 주파수에서 작동할 수 있다. 하나의 실시 형태에서, 전자 시스템은 배터리 충전/방전 응용, 배터리 관리 시스템과 같은 것에서 사용될 수 있다. 전자 시스템은, 예를 들어 모바일 폰, 노트북 컴퓨터(laptops), 디지털 카메라, 휴대용 미디어 플레이어, 개인용 디지털 보조 기기와 같은 많은 다른 응용 제품에서 실행될 수 있다.
도 9는 본 발명의 하나의 실시 예에 따른 전자 시스템(900)의 블록 다이어그램을 도시한 것이다. 도 2와 동일한 도면 부호를 가지는 구성요소는 유사한 기능을 가진다. 전자 시스템(900)은 전하 펌프(910), 되먹임 회로(feedback circuit)(920), 전자 기기(930), 스위치(940) 및 전원(950)을 포함한다. 전원(950)에 연결된 스위치(940)는 제어 전압(control voltage)(VCTL)에 기초하여 전자 기기(930)에 대한 전원(950)의 연결을 제어한다. 스위치(940)에 연결된 전하 펌프(910)는 스위치(940)에 적용된 제어 전압(VCTL)을 제어한다. 제어 전압(VCTL)은 예를 들어 완전한 온(on), 완전한 오프(off) 또는 부분적인 온(on)과 같은 스위치(940)의 상태를 제어한다. 추가로 스위치(940)의 상태는 스위치(940)를 흐르는 전류를 결정한다. 하나의 실시 형태에서, 전자 기기(930)가 전원(950)에 의하여 전력을 공급받는 부하가 되는 경우, 방전 전류가 스위치(940)를 통하여 흐른다. 다른 실시 형태에서, 전자 기기(930)가 전원(950)을 충전시키는 충전기(charger)가 되는 경우, 충전 전류가 스위치(940)를 통하여 흐른다. 양쪽 환경에서, 제어 전압(VCTL)을 제어하는 몇 가지 고려 사항이 존재한다. 예를 들어 제어 전압(VCTL)은 전자 시스템(900)의 정상적인 충전/방전 과정을 위하여 미리 결정된 범위에 있다. 둘째로 배터리 팩 전압(BVAT)이 작동 과정에서 상대적으로 큰 변이(variation)를 가지는 경우, 제어 전압(VCTL)이 과도하게 높아지는 것이 방지되고, 이는 과도하게 높은 제어 전압(VCTL)은 스위치(940)에 고장을 발생시킬 수 있기 때문이다. 셋째로, 제어 전압(VCTL)은 불필요하게 높아지는 것이 방지되고, 이는 불필요하게 높은 제어 전압(VCTL)은 전자 시스템(900)의 전력 소비를 증가시키기 때문이다.
적절한 제어 전압(VCTL)을 이루기 위하여, 되먹임 회로(920)는 제어 전압(VCTL)을 수신하고 그리고 제어 전압(VCTL)에 기초하여 전하 펌프(910)의 작동 주파수(operating frequency)(FCCO)를 조절한다. 작동 주파수(FCCO)을 조절함으로써, 되먹임 회로(920)는 미리 결정된 목표 전압(target voltage)(VTARGET)으로 작동 주파수(FCCO)를 조절한다. 일반적인 경우, 적절한 제어 전압(VCTL)은 되먹임 회로(920)를 통하여 이루어질 수 있고, 이것은 이에 제한되지 않지만 안전한 충전/방전 과정 및 향상된 전력 효율을 포함하는 이점을 가져오도록 한다.
하나의 실시 형태에서, 되먹임 회로(920)는 예를 들어 전압-대-전류 변환기(converter)(V/I 변환기)(904) 및 오실레이터(906)를 포함한다. V/I 변환기(904)는 제어 전압(VCTL)에 기초하여 감지 전류(sense current)(ISEN)를 생성한다. 도 9의 실시 예에서, 되먹임 회로(920)는 추가로 제어 전압(VCTL)를 나타내는 감지 전압(VSEN)을 발생시키기 위한 스위치(940)에 연결된 센서(sensor)(902)를 포함한다. 센서(902)에 연결된 V/I(904)는 감지 전압(VSEN)에 기초하여 감지 전압(VSEN)을 감지 전류(ISEN)로 변환시킨다. V/I 변환기(904)와 전하 펌프(910) 사이에 연결된 오실레이터(906)는 감지 전류(ISEN)에 기초하여 작동 주파수(FCCO)를 전하 펌프(910)에 출력한다. 되먹임 회로(920)는 제어 전압(VCTL)이 미리 결정된 목표 전압(VTARGET)으로 조절될 때까지 전하 펌프(910)의 작동 주파수(operating frequency)(FCCO)를 조절한다.
도 10은 본 발명의 하나의 실시 예에 따라 도 9의 전자 시스템의 도식적인 다이어그램을 예시한 것이다. 도 2 및 9와 동일한 도면 부호를 가지는 구성요소는 동일한 기능을 가진다. 도 10의 실시 예에서, 도 2의 배터리 팩(battery pack)(242)은 도 9에서 전원(950)으로 사용되고, 그리고 도 2의 방전 스위치(218)는 도 9에서 스위치(940)로 사용된다. 보다 구체적으로, 방전 스위치(218)는 하나의 실시 예에서 N 채널 금속 산화 반도체 필드 효과 트랜지스터(NMOSFET)가 된다. 배터리 팩(242)의 양의 단자(PACK+)는 방전 스위치(218)의 드레인에 연결되고 그리고 배터리 팩(242)의 음의 단자(PACK-)는 접지가 된다. 더욱이, 배터리 팩(242)에 연결된 전하 펌프(910)는 배터리 팩(242)의 전압(VBAT)으로부터 출력을 유도한다. 출력 전압은 방전 스위치(218)의 게이트에 적용된다. 부하(load)(930)는 방전 스위치(218)의 전원과 접지 사이에 연결된다.
도 10의 실시 예에서, 예를 들어 게이트-대-전원 전압(VGS)과 같은 제어 전압(VCTL)은 방전 스위치(218)의 상태를 제어한다. 전하 펌프(910)는 방전 스위치(218)의 게이트에 적용된 출력 전압을 조절하는 것에 의하여 제어 전압(VCTL)을 조절한다.
하나의 실시 형태에서, 센서(902)는 저항(1002)과 저항(1004)을 포함하고, 그리고 저항(1002, 1004)은 게이트와 방전 스위치(218)의 전원 사이에 직렬로 연결된다. 도 10의 실시 예에서, 저항(1002) 사이의 전압은 제어 전압(VCTL)을 나타내는 감지 전압(VSEN)으로 사용된다. 감지 전압(VSEN)은 아래의 식 (1)로 주어지고,
VSEN = (VCTLRa)/(Ra+Rb) (1),
상기에서 Ra는 저항(1002)의 저항 값을 그리고 Rb는 저항(1004)의 저항 값을 나타낸다.
하나의 실시 형태에서, V/I 변환기(904)는 스위치(1006)와 저항(1008)을 포함한다. 예를 들어, 스위치(1006)는 PMOSFET가 된다. 스위치(1006)의 게이트는 저항(1002, 1004)의 연결점(conjunction node)에 연결되고, 스위치(1006)의 전원은 저항(1008)을 통하여 방전 스위치(1002)의 게이트에 연결되고, 그리고 스위치(1006)의 드레인은 오실레이터(906)에 연결된다. 감지 전압(VSEN)은 예를 들어 감지 전압(VSEN)이 스위치(1006)의 문턱 전압(VTP)과 같은 기준 전압(VREF)에 비하여 작은 경우, 스위치(1006)는 턴-온이 되고 그리고 아무런 감지 전류도 발생되지 않는다. 감지 전압(VSEN)이 기준 전압(VREF)(예를 들어, 문턱 전압(VTP)과 같은)에 비하여 큰 경우, 스위치(1006)는 턴-온이 되고 그리고 감지 전류(ISEN)가 발생된다. 클램프 전압(VCLAMP)은 아래의 식 (2)에 따라 미리 결정될 수 있다:
VCLAMP = (VTP(Ra + Rb))/Ra (2).
따라서 제어 전압(VCTL)이 클램프 전압(VCLAMP)보다 큰 경우, V/I 변환기(904)는 감지 전류(ISEN)를 발생시킨다. 제어 전압(VCTL)이 클램프 전압(VCLAMP)보다 작은 경우, 제어 전류는 차단이 된다. 감지 전류(ISEN)은 아래의 식(3)으로 주어지고,
Figure pat00001
상기에서 K는 스위치(1006)의 상수 공정 매개변수(constant process parameter), 그리고 RS는 저항(1008)의 저항 값이 된다. RS가 충분히 크다면, 식 (3)은 식 (4)와 같이 단순화 된다:
Figure pat00002
식 (4)에 따라, 감지 전류(ISEN)는 감지 전압(VSEN)과 기준 전압(VREF)(문턱 전압 VTP) 사이의 차이 전압(VDIF)에 근사적으로 비례한다.
하나의 실시 형태에서, 오실레이터(906)는 트랜지스터(1010, 1012), 커패시터(1016), 전류 소스(1014), 스위치(1018) 및 비교기(1020)를 포함한다. 도 10의 실시 예에서, 트랜지스터(1010, 1012)는 PMOSFETs가 된다. 게이트들(gates)을 함께 그리고 소스들(sources)을 함께 연결(접속)하는 것에 의하여, 트랜지스터(1010, 1012)는 CMOS 전류 미러(mirror)를 형성한다. 트랜지스터(1010)의 드레인에 연결된 전류 소스(1014)는 바이어스 전류(IB)를 제공한다. 커패시터(1016)는 트랜지스터(1012)의 드레인에 연결된다. 감지 전류(ISEN)는 V/I 변환기(904)에 의하여 발생되는 경우, 트랜지스터(1010)를 통하여 흐르는 전류는 IB - ISEN과 동일하다. CMOS 전류 미러를 통하여 IB - ISEN과 동일한 전류가 트랜지스터(1012)를 통하여 흐르고, 그리고 이는 커패시터(1016)를 충전하기 위하여 사용된다. 이에 대한 결과로, 충전 전압은 커패시터(1016)를 통하여 생성된다. 비교기(1020)는 충전 전압과 기준 전압(VREF1)을 비교하여 작동 주파수(FCCO)를 전하 펌프(910)에 출력한다. 작동 주파수(FCCO)는 아래의 식 (5)로 주어지고,
FCCO = (IB - ISEN)/CaVH (5),
상기에서 Ca는 커패시터(1016)의 커패시턴스가 되고 그리고 VH는 비교기(1020)의 비교기 히스테리시스가 된다.
전하 펌프(910)는 작동 주파수(FCCO)에서 배터리 팩 전압(VBAT)(충전 전압)을 전하 펌프(910)(도 10에 도시되지 않음)에서 플라잉 커패시터(flying capacitor)로/부터 연결하는 것과 끊는 것을 전환하는 것에 의하여 전하 펌핑(pumping) 동작을 실행한다. 이에 대한 결과로, 전하 펌프(910)는 방전 스위치(218)의 게이트에 적용된 출력 전압을 발생시킨다. 다른 한편으로, 전하 펌핑 작동으로 인하여 전하가 방전 스위치(218)의 게이트에 점진적으로 축척됨에 따라 방전 스위치(218)의 제어 전압(VCTL)(예를 들어 전원 전압(VGS))은 증가한다. 다른 한편으로 축척된 전하가 저항(1002, 1004)에 의하여 소멸됨에 따라 제어 전압(VCTL)은 감소한다. 전하 펌프(910)가 저항(1002, 1004)을 통한 전하 완화(relaxation)와 근사적으로 동일한 속도로 전하를 축척하는 경우 균형점이 이루어진다. 균형점(balancing point)에서 전하 펌프(910)의 작동 주파수(FCCO)는 균형 주파수(balancing frequency)로 언급된다.
전하 펌프(910)의 작동 주파수(FCCO)가 균형 주파수에 비하여 높은 경우, 전하 축척이 방전 스위치(218)의 게이트에서 전하 이완에 비하여 빠르기 때문에 제어 전압(VCTL)은 증가한다. 전하 펌프(910)의 작동 주파수(FCCO)가 균형 주파수에 비하여 낮은 경우, 전하 완화(charge relaxation)가 방전 스위치(218)의 게이트에서 전하 축척(charge accumulation)에 비하여 빠르기 때문에 제어 전압(VCTL)은 감소한다. 전하 펌프(910)가 균형 주파수에서 작동하는 경우, 균형이 이루어지고 그리고 제어 전압(VCTL)은 실질적으로 미리 결정된 목표 전압(VTARGET)과 동일하게 유지된다. 미리 결정된 목표 주파수(VTARGET)는 아래의 식 (6)으로 주어지고,
Figure pat00003
상기에서 CCP는 전하 펌프(910)에서 플라잉 커패시터의 커패시턴스를 나타낸다. Ca*VH가 VBAT*CCP에 비하여 무시될 수 있다고 가정하면, 식 (6)은 아래의 식 (7)과 같이 단순화가 될 수 있다:
Figure pat00004
보다 구체적으로, 스위치(1006)가 턴-오프가 되고 그리고 아무런 제어 전류가 발생되지 않도록 하기 위하여 제어 전압(VCTL)은 초기 작동 단계에서 미리 결정된 클램프 전압(VCLAMP)에 비하여 낮다. 이러한 실시 예에서, 오실레이터(906)는 하나의 실시 예에서 미리 결정된 최대 작동 주파수를 전하 펌프(910)에 출력한다. 미리 결정된 최대 작동 주파수에서, 방전 스위치(218)를 턴-온 시키기 위하여 제어 전압(VCTL)은 상대적으로 빠른 속도로 증가한다. 제어 전압(VCTL)이 미리 결정된 클램프 전압(VCLAMP)에 도달하는 경우, 스위치(1006)는 턴-온이 되고 그리고 감지 전류(ISEN)가 발생된다. 감지 전류(ISEN)로 인하여, 작동 주파수(FCCO)가 감소하고 그리고 이로 인하여 제어 전압(VCTL)이 보다 느린 속도로 증가한다. 비록 증가하는 속도가 늦어지지만, 제어 전압(VCTL)은 여전히 증가한다. 따라서 감지 전류(ISEN)가 증가하고 그리고 작동 주파수(FCCO)가 균형 주파수까지 감소되는 경우 균형점이 도달될 때까지 작동 주파수(FCCO)가 추가로 제어 전압(VCTL)의 증가 속도를 늦추게 된다. 균형점에서, 제어 전압(VCTL)이 미리 결정된 목표 전압(VTARGET)으로 유지된다.
유사하게 작동 주파수(FCCO)가 균형 주파수에 비하여 낮아지는 경우, 제어 전압(VCTL)이 감소함에 따라 균형점에 도달할 때까지, 작동 주파수(FCCO)는 되먹임 회로(920)를 통하여 증가된다. 달리 말하면, 미리 결정된 목표 전압(VTARGET)이 이루어질 때까지 되먹임 회로(920)는 자동으로 제어 전압(VCTL)과 작동 주파수(FCCO)를 조절한다.
바람직하게, 제어 전압(VCTL)은 배터리 팩 전압(VBAT)의 변화에 관계없이 미리 결정된 목표 전압(VTARGET)을 유지한다. 일정 제어 전압(VCTL)으로 인하여. 전자 시스템(900)의 정상적인 충전/방전 과정과 방전 스위치(218)의 안전이 유지된다. 추가로 전하 펌프(910)가 균형 주파수에서 작동하는 경우, 전자 시스템(900)은 다른 주파수에서 작동하는 것과 비교하여 낮은 전력 소비를 가진다.
도 11은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 전자 시스템의 도식적인 다이어그램을 예시한 것이다. 도 2 및 도 10에서 동일한 도면 부호를 가지는 구성요소는 유사한 기능을 가진다. 전자 시스템(1110)은 충전 스위치(218), 관련된 전하 펌프(910), 센서(902), V/I 변환기(904) 및 오실레이터(906) 뿐만 아니라 추가로 충전 스위치(216)와 관련 전하 펌프(1110), 센서(1120) 및 V/I 변환기(1130)를 포함한다.
전자 기기(930)가 충전기가 되는 경우 충전 스위치(216)는 배터리 팩(242)의 충전 과정을 제어한다. 도 9와 관련하여 기술된 것처럼, 전자 기기(930)는 또한 부하가 될 수 있고 그리고 방전 스위치(218)는 배터리 팩(242)의 방전 과정을 제어한다. 전하 펌프(1110, 910)는 오실레이터(906)로부터 동일한 작동 주파수(FCCO) 출력을 공유할 수 있다. 하나의 실시 형태에서, 센서(1120)는 직렬-연결 저항(1102, 1104)을 포함하고 그리고 게이트와 충전 스위치(216)의 전원 사이에 연결된다. V/I 변환기(1130)는 스위치(1106)와 저항(1108)을 포함한다. 예를 들어 PMOSFET와 같은 스위치(1106), 센서(1120)와 저항(1108) 사이의 유선 연결은 도 10과 관련하여 설명이 된 것처럼 스위치(1006), 센서(902) 및 저항(1008) 사이의 배선 연결과 유사하다. 하나의 실시 형태에서, 충전 스위치(216)의 VGS 전압(제어 전압(VCTL1))을 제어하기 위한 충전 스위치(216)와 관련 구성요소의 순위(ratings)는 실질적으로 방전 스위치(218)의 VGS 전압을 제어하기 위한 방전 스위치(218)와 관련 구성 요소의 순위와 각각 유사하다. 감지 전류를 출력하기 위한 스위치(1106, 1006)의 드레인은 노드(1112)에서 함께 OR 배선이 된다. 2개의 센서 전류에 적응이 되도록, 전류 소스(1014)는 2배의 바이어스 전류(2IB)를 제공하도록 구성된다.
유사한 방법으로, 센서(1120)는 충전 스위치(216)를 위한 제어 전압(VCTL1)을 나타내는 감지 전압을 발생시키고 그리고 V/I 변환기(1130)는 센서(1120)에 의하여 제공된 감지 전압과 예를 들어 PMOSFET 스위치(1106)의 문턱 전압과 같은 기준 전압 사이의 차이 전압을 나타내는 감지 전류를 발생시킨다. V/I 변환기(904)로부터 감지 전류와 V/I 변환기(1130)로부터 감지 전류에 기초하여, 균형점이 이루어질 때까지 오실레이터(906)는 작동 주파수(FCCO)를 조정한다.
실시 예로서, 도 10은 방전 스위치(218)에 적용된 제어 전압을 제어하기 위한 방전 스위치(218) 및 해당 구성요소를 나타내며, 도 11은 방전 스위치(218)와 충전 스위치(216)와 충전 스위치(216)에 적용된 제어 전압을 제어하기 위한 해당 구성요소를 각각 나타낸다. 그러나 본 발명은 이에 제한되지 않는다. 전자 시스템(1100)은 이러한 스위치에 적용되는 제어 전압을 조절하기 위한 많은 스위치와 해당 구성요소를 포함하도록 확장될 수 있다. 유사한 방법에 따라, 전자 시스템(1100)은 이러한 스위치의 각각을 위하여 적당한 제어 전압이 이루어지도록 하기 위하여 균형점까지 조절될 수 있다.
도 12는 본 발명의 하나의 실시 예에 따른 전하 펌프 시스템을 제어하기 위한 방법의 흐름도(1200)를 예시한 것이다. 도 12는 도 10과 함께 설명이 될 것이다. 비록 구체적인 단계가 도 12에 기술되어 있지만, 그와 같은 단계는 예시적인 것이다. 다시 말하면, 본 발명은 도 12에서 다양한 다른 단계 또는 도 12에서 인용된 단계의 변형을 실행하기 위하여 충분히 적합하다.
블록 1202에서, 전하 펌프는 제어 전압을 제공한다. 하나의 실시 예에서, 전하 펌프(910)는 방전 스위치(218)의 게이트에 적용되는 출력 전압을 발생시킨다. 하나의 실시 형태에서, 제어 전압(VCTL)은 방전 스위치(218)의 VGS 전압이 된다.
블록 1204에서. 제어 전압은 스위치의 상태를 제어한다. 하나의 실시 형태에서, 제어 전압(VCTL)은 완전-온(fully on), 완전-오프(fully off) 그리고 일부-온(partially on)과 같은 방전 스위치(218)의 상태를 제어한다.
블록 1206에서, 전하 펌프의 작동 주파수는 제어 전압에 기초하여 조절된다. 하나의 실시 형태에서, 되먹임 회로(920)는 제어 전압(VCTL)에 기초하여 전하 펌프(910)의 작동 주파수(FCCO)를 조절한다. 보다 구체적으로, 작동 주파수(FCCO)는 기준 전압(VREF)과, 제어 전압(VCTL)을 나타내는 감지 전압(VSEN) 사이의 차이 전압(differential voltage)(VDIF)에 기초하여 조절된다.
블록 1208에서, 제어 전압은 작동 주파수에 기초하여 미리 결정된 목표 전압으로 조절된다. 하나의 실시 형태에서, 작동 주파수(FCCO)가 균형 주파수에 도달하는 경우 제어 전압(VCTL)은 되먹임 회로(920)를 통하여 미리 결정된 목표 전압(VTARGET)으로 조절된다.
위의 설명과 도면은 본 발명의 실시 예를 나타내는 한편, 다양한 추가 발명, 변형 발명 및 대체 발명이 첨부된 청구범위에서 규정된 본 발명의 기술적 사상 및 원리의 범위로부터 벗어나지 않고 만들어질 수 있을 것이다. 이 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 실행 과정에서 사용된 많은 형상, 구조, 배열, 비율, 소재, 소자 및 구성요소 및 다른 것의 변형을 이용하여 만들어질 수 있다는 것을 인지할 것이고, 본 발명에서 사용된 이와 같은 것들은 본 발명의 원리로부터 벗어나지 않고 특별히 특별한 환경 및 작동 요구에 대응되는 것이다. 그러므로 본 명세서에서 개시된 실시 형태는 제한적인 것이 아닌 예시적인 것으로 모든 요소들이 간주되어야 하고, 본 발명의 범위는 첨부된 청구범위와 그들의 법적인 균등물에 의하여 정해지고 위의 설명에 의하여 한정되지 않는다.
100:전자 시스템 102: 전하 펌프 드라이버
104: 전자 소자 106: 센서
110:제어 신호 112:클록 발생기
114:클록 신호 130: 출력
206: 비-중복 클록 발생기 208, 210: 레벨 쉬프터
212, 214:전하 펌프 216, 218: 제어 스위치
230: 출력 234: 바디 다이오드
240: 단자 242: 배터리 팩
318: 커패시터
510: 전압 제어 오실레이터
902: 센서 906: 오실레이터
910: 전하 펌프 950: 전원
904:V/I 변환기 1110:전하 펌프

Claims (20)

  1. 스위치에 연결되고 상기 스위치에 제어 전압을 제공하기 위하여 작동될 수 있는 전하 펌프; 및
    상기 전하 펌프에 연결되고, 그리고 상기 제어 전압을 수신하고, 상기 제어 전압에 기초하여 상기 전하 펌프의 작동 주파수를 조절하기 위하여 작동될 수 있는 되먹임 회로를 포함하고,
    상기 제어 전압은, 상기 되먹임 회로를 통하여 상기 작동 주파수를 조절하는 것에 의하여 미리 결정된 목표 전압으로 조절되는 것을 특징으로 하는 회로.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 되먹임 회로는
    상기 스위치에 연결되고 그리고 상기 제어 전압에 기초하여 감지 전류를 발생시키기 위하여 작동될 수 있는 변환기; 및
    상기 변환기에 연결되고 그리고 상기 감지 전류에 기초하여 상기 작동 주파수를 출력하기 위하여 작동될 수 있는 오실레이터를 포함하는 회로.
  3. 청구항 2에 있어서,
    추가로,
    상기 스위치에 연결된 제2 스위치;
    상기 제2 스위치에 연결되고 그리고 상기 스위치에 제2 제어 전압을 제공하기 위하여 작동될 수 있는 제2 전하 펌프; 및
    상기 제2 스위치에 연결되고 그리고 상기 제2 제어 전압에 기초하여 제2 감지 전류를 발생시키기 위하여 작동될 수 있는 제2 변환기를 포함하고,
    상기 오실레이터는 상기 감지 전류 및 상기 제2 감지 전류에 기초하여 상기 작동 주파수를 출력하고 그리고 상기 전하 펌프 및 상기 제2 전하 펌프는 상기 작동 주파수를 공유하는 것을 특징으로 하는 회로.
  4. 청구항 3에 있어서,
    상기 변환기는 P 채널 금속 산화물 반도체 필드 효과 트랜지스터(PMOSFET)를 포함하고, 상기 기준 전압은 상기 PMOSFET의 문턱 전압이 되는 것을 특징으로 하는 회로.
  5. 청구항 2에 있어서,
    상기 되먹임 회로는 추가로 상기 스위치에 연결되고 그리고 상기 제어 전압을 나타내는 감지 전압을 발생시키기 위하여 작동될 수 있는 센서를 포함하고, 상기 감지 전류는 상기 감지 전압과 기준 전압 사이의 차이 전압에 비례하는 것을 특징으로 하는 회로.
  6. 청구항 2에 있어서,
    상기 제어 전압이 미리 결정된 클램프 전압에 비하여 작은 경우 아무런 감지 전류가 발생되지 않는 것을 특징으로 하는 회로.
  7. 청구항 2에 있어서,
    상기 제어 전압이 미리 결정된 클램프 전압에 비하여 작은 경우 상기 전하 펌프는 미리 결정된 최대 주파수에서 작동하는 것을 특징으로 하는 회로.
  8. 청구항 1에 있어서,
    상기 스위치는 NMOSFET를 포함하고, 상기 제어 전압은 상기 NMOSFET의 게이트-대-전원 전압이 되는 것을 특징으로 하는 회로.
  9. 전하 펌프에 의하여 제어 전압을 제공하는 단계;
    상기 제어 전압에 기초하여 스위치의 상태를 제어하는 단계;
    상기 제어 전압에 기초하여 상기 전하 펌프의 작동 주파수를 조절하는 단계; 및
    상기 작동 주파수를 조절하는 것에 의하여 미리 결정된 목표 전압으로 상기 제어 전압을 조절하는 단계를 포함하는 방법.
  10. 청구항 9에 있어서,
    상기 제어 전압에 기초하여 감지 전류를 발생시키는 단계; 및
    상기 감지 전류에 기초하여 상기 작동 주파수를 작동시키는 단계를 더 포함하는 방법.
  11. 청구항 10에 있어서,
    상기 제어 전압을 나타내는 감지 전압을 발생시키는 단계를 더 포함하고, 상기 감지 전류는 상기 감지 전압과 기준 전압 사이의 차이 전압에 비례하는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 청구항 10에 있어서,
    상기 제어 전압이 미리 결정된 클램프 전압에 비하여 낮은 경우 아무런 감지 전류를 발생시키지 않는 단계를 더 포함하는 방법.
  13. 청구항 9에 있어서,
    상기 제어 전압이 미리 결정된 클램프 전압에 비하여 작은 경우 상기 전하 펌프는 미리 결정된 최대 주파수에서 작동하는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 청구항 9에 있어서,
    상기 스위치는 NMOSFET를 포함하고, 상기 제어 전압은 상기 NMOSFET의 게이트-대-전원 전압이 되는 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 전원;
    상기 전원에 연결되고 그리고 제어 전압에 기초하여 상기 전원의 전기 기기에 대한 연결을 제어하기 위하여 작동될 수 있는 스위치;
    상기 스위치에 연결되고 그리고 상기 제어 전압을 제공하기 위하여 작동될 수 있는 전하 펌프; 및
    상기 스위치와 상기 전하 펌프 사이에 연결되고 그리고 상기 제어 전압에 기초하여 상기 전하 펌프의 작동 주파수를 균형 주파수로 조절하기 위하여 작동될 수 있는 되먹임 회로를 포함하는 시스템.
  16. 청구항 15에 있어서,
    상기 되먹임 회로는,
    상기 스위치에 연결되고 그리고 상기 제어 전압을 나타내는 감지 전압을 발생시키기 위하여 작동될 수 있는 센서;
    상기 센서에 연결되고 그리고 상기 감지 전압에 기초하여 감지 전류를 발생시키기 위하여 작동될 수 있는 변환기; 및
    상기 변환기에 연결되고 그리고 상기 감지 전류에 기초하여 상기 작동 주파수를 출력하기 위하여 작동될 수 있는 오실레이터를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  17. 청구항 16에 있어서,
    상기 변환기는,
    PMOSFET를 포함하고, 상기 감지 전류는 상기 감지 전압과 상기 PMOSFET의 문턱 전압 사이의 차이 전압에 비례하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  18. 청구항 16에 있어서,
    상기 제어 전압이 미리 결정된 클램프 전압에 비하여 작은 경우, 아무런 감지 전류가 발생되지 않는 것을 특징으로 하는 시스템.
  19. 청구항 15에 있어서,
    상기 제어 전압이 미리 결정된 클램프 전압에 비하여 작은 경우, 상기 전하 펌프는 미리 결정된 최대 주파수에서 작동하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  20. 청구항 15에 있어서,
    상기 스위치는 NMOSFET를 포함하고, 그리고 상기 제어 전압은 상기 NMOSFET의 게이트-대-소오스 전압이 되는 것을 특징으로 하는 시스템.

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