CN112701765B

CN112701765B - 电池管理芯片及电池管理系统

Info

Publication number: CN112701765B
Application number: CN202110187589.0A
Authority: CN
Inventors: 周号
Original assignee: Zhuhai Maiju Microelectronics Co Ltd
Current assignee: Zhuhai Maiju Microelectronics Co Ltd
Priority date: 2020-04-10
Filing date: 2021-02-18
Publication date: 2024-05-31
Anticipated expiration: 2041-02-18
Also published as: CN112701765A; CN111431236A; CN215528635U

Abstract

本公开提供了一种电池管理芯片，包括：开关驱动单元，开关驱动单元用于提供驱动充电开关与放电开关的开关控制信号，其中充电开关和放电开关串联至电池组的高压侧或低压侧，并且根据开关控制信号进行导通与断开以便控制电池组的充电与放电；以及数字控制单元，数字控制单元用于向开关驱动单元提供充放电控制信号，以便开关驱动单元根据充放电控制信号生成开关控制信号，其中，开关驱动单元通过开关控制信号控制充电开关和/或放电开关的导通与关断，以便调节电池组的充电电流或放电电流。本公开还提供了一种电池管理系统。

Description

电池管理芯片及电池管理系统

技术领域

本公开涉及电池管理领域，尤其涉及电池管理芯片及电池管理系统。

背景技术

在锂电池组进行充电，由于锂电池内部等性质所决定，在不同的时候需要通过不同大小的电流进行充电，通常为了实现采用不同大小的电流为锂电池组进行充电，通常采用设置支路的方式，通过选择不同的电流通路来实现充电电流的不同，对于放电也存在相同的情况。

在进行充放电的电流调整时，现有的调整方式存在很多的不灵活性。另外，因为锂电池不能在过高温或者过低温环境下充放电，当外界温度变化时，现有技术中充电电流也不能够随外界温度自动调节。

此外，虽然现有技术中存在各种调节电池组的充电电流或放电电流的方式，有的在调节充电电流或放电电流时，但是均使用充电场效应管等来进行调节，这种方式将会带来很大的问题。因为充电场效应管设置有寄生二极管，当充电电流较大会使得寄生二极管两端的电压过大，从而会损坏寄生二极管，将造成了充电场效应管的整体损坏等。

发明内容

为了解决上述技术问题中的至少之一，本公开提供了以下技术方案。

根据本公开的一个方面，一种电池管理芯片，包括：

开关驱动单元，所述开关驱动单元用于提供驱动充电开关与放电开关的开关控制信号，其中所述充电开关和放电开关串联至电池组的高压侧或低压侧，并且根据所述开关控制信号进行导通与断开以便控制所述电池组的充电与放电；以及

数字控制单元，所述数字控制单元用于向所述开关驱动单元提供充放电控制信号，以便所述开关驱动单元根据充放电控制信号生成所述开关控制信号，

其中，所述开关驱动单元通过所述开关控制信号控制充电开关和/或放电开关的导通与关断，以便调节所述电池组的充电电流或放电电流。

根据本公开的至少一个实施方式，所述开关控制信号控制所述充电开关和放电开关的导通与关断，来调节所述电池组的充电电流或放电电流。

根据本公开的至少一个实施方式，所述开关控制信号为电流控制信号和/或电压控制信号。

根据本公开的至少一个实施方式，提供至所述充电开关的所述开关控制信号为电流控制信号，并且提供至所述放电开关的所述开关控制信号为电压控制信号。

根据本公开的至少一个实施方式，基于提供至所述充电开关的电流控制信号生成相应的栅源电压来控制所述充电开关的导通与关断，并且基于提供至所述放电开关的电压控制信号来控制所述放电开关的导通与关断。

根据本公开的至少一个实施方式，提供至所述充电开关的所述开关控制信号为电压控制信号，并且提供至所述放电开关的所述开关控制信号为电流控制信号。

根据本公开的至少一个实施方式，基于提供至所述充电开关的电压控制信号来控制所述放电开关的导通与关断，基于提供至所述放电开关的电流控制信号生成相应的栅源电压来控制所述放电开关的导通与关断。

根据本公开的至少一个实施方式，还包括电流检测端，以检测电流值，并且所述数字控制单元基于所检测的电流值来生成所述充放电控制信号的充电控制信号或者生成所述充放电控制信号的放电控制信号，并且所述开关驱动单元根据所述充放电控制信号生成所述开关控制信号，以控制所述充电开关和/或放电开关。

根据本公开的至少一个实施方式，所述开关控制信号为电流控制信号，并且所述充电开关和放电开关分别为场效应晶体管，充电开关的场效应晶体管的栅极与源极之间连接有第一电阻和/或放电开关的场效应晶体管的栅极与源极之间连接第二电阻，通过改变提供至场效应晶体管的栅极的电流控制信号，来改变充电开关和/或放电开关的场效应晶体管的栅源电压，从而增大/减小充电开关和/或放电开关的场效应晶体管的导通电阻，进而减小/增大所述电池组的充电电流或放电电流。

根据本公开的至少一个实施方式，在所述开关驱动单元中，通过控制具有不同沟道长宽比的多个MOS晶体管来提供不同的电流控制信号至充电开关和/或放电开关。

根据本公开的至少一个实施方式，所述多个MOS晶体管为多个NMOS晶体管，并且所述多个NMOS晶体管的栅极分别通过开关与第一NMOS晶体管的栅极连接，当所述多个NMOS晶体管所对应的开关导通时，所述第一NMOS晶体管为相应的NMOS晶体管提供偏置电压以使其导通，从而提供不同的电流控制信号。

根据本公开的至少一个实施方式，所述多个MOS晶体管包括n个MOS晶体管，其中n≥1，所述n个MOS晶体管的沟道长宽比分别为第一NMOS晶体管的2ⁿ倍，这样当第n个MOS晶体管导通时，所流过的电流为第一NMOS晶体管的偏置电流的2ⁿ倍。

根据本公开的至少一个实施方式，所述n个MOS晶体管的源极均接地，所述n个MOS晶体管的漏极连接耐高压MOS晶体管的源极，并且所述耐高压MOS晶体管的漏极连接第一PMOS晶体管的漏极，第一PMOS晶体管的栅极与第一PMOS晶体管的漏极和第二PMOS晶体管的栅极连接，并且第一PMOS晶体管的源极与第二PMOS晶体管的源极连接，通过所述第二PMOS晶体管的漏极来提供不同的电流控制信号至所述充电开关和/或放电开关。

根据本公开的至少一个实施方式，所述第一PMOS晶体管和第二PMOS晶体管的沟道长宽比设置为1：M，其中M≥1，这样不同的电流控制信号的电流值为第一NMOS晶体管的偏置电流的M*2ⁿ倍。

根据本公开的至少一个实施方式，所述开关驱动单元包括第一NMOS晶体管、第一PMOS晶体管和第二PMOS晶体管，

所述第一NMOS晶体管的栅极连接所述数字控制单元所提供的控制电压，源极通过参考电阻接地，漏极连接第一PMOS晶体管的漏极，

第一PMOS晶体管的漏极与第一PMOS晶体管的栅极连接，第一PMOS晶体管的栅极与第二PMOS晶体管的栅极连接，第一PMOS晶体管的源极与第二PMOS晶体管的源极连接，

第二PMOS晶体管的漏极提供电流控制信号至所述充电开关和/或放电开关。

根据本公开的至少一个实施方式，所述第一PMOS晶体管与第二PMOS晶体管的沟道宽长比为1：M，其中M≥1，这样第二PMOS晶体管所提供的电流控制信号的电流值为流过所述第一PMOS晶体管的电流值的M倍。

根据本公开的至少一个实施方式，所述驱动单元包括为所述充电开关提供电流控制信号的第一NMOS晶体管、第一PMOS晶体管和第二PMOS晶体管、以及为所述放电开关提供电流控制信号的第一NMOS晶体管、第一PMOS晶体管和第二PMOS晶体管。

根据本公开的至少一个实施方式，还包括温度检测单元，所述温度检测单元用于检测电池组的温度，

所述开关控制信号可由电池组的检测温度来进行调整，或者

在所述电池管理芯片包括电流检测端以获得充电电流值或者放电电流值，并且充电电流值或者放电电流值与预设电流值被比较以调整所述开关控制信号的情况下，能够根据电池组的检测温度来调整所述预设电流值。

根据本公开的至少一个实施方式，所述开关控制信号为频率固定但占空比变化的脉宽调制信号，根据所述脉宽调制信号来控制所述充电开关和/或放电开关的导通与关断时间，从而控制所述电池组的充电电流值或者放电电流值。

根据本公开的至少一个实施方式，所述开关控制信号的一个周期的时间段包括第一时间段和第二时间段，其中所述第一时间段和第二时间段之和等于该周期的时间段，在所述第一时间段内，通过频率固定且占空比固定的多个高低电平控制所述充电开关和/或放电开关导通与关断，在所述第二时间段内，通过低电平控制所述充电开关和/或放电开关关断。

根据本公开的至少一个实施方式，还包括：

运放单元，用于比较与检测充电电流对应的检测电压与充电电流预设值对应的预设电压或者放电电流对应的检测电压与放电电流预设值对应的预设电压，以得到电压比较值；

低通滤波单元，对所述电压比较值进行低通滤波处理；

波形生成单元，用于生成固定频率的预定波形信号；

比较单元，用于比较低通滤波处理后的电压比较值与预定波形信号，以便生成频率固定但占空比变化的脉宽调制信号。

根据本公开的至少一个实施方式，还包括：

比较单元，用于比较与检测充电电流对应的检测电压与充电电流预设值对应的预设电压或者放电电流对应的检测电压与放电电流预设值对应的预设电压，以得到电压比较值，

时钟信号生成单元，用于生成时钟信号，

逻辑电路，根据所述电压比较值和时钟信号生成所述开关控制信号，其中当所述电压比较值为高电平时，所述逻辑电路输出与时钟信号同频率且占空比固定的多个高低电平以基于所述多个高低电平控制所述充电开关和/或放电开关导通与关断，当所述电压比较值为低电平时，所述逻辑电路输出低电平以通过低电平控制所述充电开关和/或放电开关关断。

根据本公开的至少一个实施方式，包括：

数模转换单元，接收与充电电流或放电电流对应的模拟电压，并且将所述模拟电压转换为数字电压；

数字低通滤波器，用于对所述数字电压进行低通滤波处理；以及

数字比较单元，用于比较低通滤波处理后的数字电压与充电电流或放电电流预设值对应的预设电压以得到电压比较值，

其中，所述电压比较值用于生成驱动充电开关和/或放电开关的开关控制信号。

根据本公开的至少一个实施方式，所述数字单元包括第一运算放大器、低通滤波单元和第二运算放大器，所述第一运算放大器的两个输入端连接电流检测电阻的两端以得到模拟电压，并且所述低通滤波单元根据所述模拟电压来生成第一电压，所述第二运算放大器比较所述第一电压与设定电压，并且基于比较信号来生成充放电控制信号，

所述开关驱动单元包括第一NMOS晶体管、第一PMOS晶体管、第二PMOS晶体管和第三PMOS晶体管，所述第一NMOS晶体管的栅极连接所述充放电控制信号，所述第一NMOS晶体管的源极通过参考电阻接地，并且所述第一NMOS晶体管的漏极连接所述第一PMOS晶体管的漏极，所述第一NMOS晶体管的栅极接收所述充放电控制信号以便进行导通与关断，所述第一PMOS晶体管、第二PMOS晶体管和第三PMOS晶体管的源极互相连接，并且第一PMOS晶体管、第二PMOS晶体管和第三PMOS晶体管的栅极互相连接并且连接至所述第一PMOS晶体管的漏极，

所述第二PMOS晶体管的漏极提供所述放电开关的开关控制信号，所述第三PMOS晶体管的漏极提供所述充电开关的开关控制信号。

根据本公开的至少一个实施方式，所述数字控制单元包括运算放大器、模数转换单元、低通滤波单元、数字比较单元及数模转换单元，所述运算放大器接收检测电阻两端的电压并且生成模拟电压，所述模数转换单元将所述模拟电压转换为数字电压，所述低通滤波单元用于对所述数字电压进行滤波，滤波后的信号输入至所述数字比较单元，所述数字比较单元比较所述滤波后的信号与预设的充电电流或放电电流的平均值对应的电压，比较结果经所述数模转换单元转换为模拟信号，

所述开关驱动单元包括第一NMOS晶体管、第一PMOS晶体管、第二PMOS晶体管和第三PMOS晶体管，通过所述模拟信号连接所述第一NMOS晶体管的栅极以控制其导通与关断，所述第一NMOS晶体管的源极通过参考电阻接地，并且所述第一NMOS晶体管的漏极连接所述第一PMOS晶体管的漏极，所述第一NMOS晶体管的栅极接收所述充放电控制信号以便进行导通与关断，所述第一PMOS晶体管、第二PMOS晶体管和第三PMOS晶体管的源极互相连接，并且第一PMOS晶体管、第二PMOS晶体管和第三PMOS晶体管的栅极互相连接并且连接至所述第一PMOS晶体管的漏极，

根据本公开的至少一个实施方式，所述数字控制单元包括第一运算放大器、第二运算放大器、低通滤波单元、波形生成单元、比较器，所述第一运算放大器基于检测电阻的电压值来得到第一电压值，第二运算放大器比较第一电压值与预设电流对应的电压值，并且将比较结果提供至所述低通滤波单元，所述低通滤波单元生成第二电压值，所述比较器基于所述第二电压值与所述波形生成单元所生成的波形电压进行比较从而得到比较信号，基于所述比较信号来生成所述充放电控制信号，并且所述开关驱动单元基于所述充放电控制信号来生成提供至所述充电开关和/或放电开关的所述开关控制信号。

根据本公开的另一方面，一种电池管理系统，包括：

如上任一项所述的电池管理芯片；以及

充电开关和放电开关，所述充电开关和放电开关串联至电池组的高压侧或低压侧，并且通过所述电池管理芯片进行控制以便导通与关闭。

附图说明

附图示出了本公开的示例性实施方式，并与其说明一起用于解释本公开的原理，其中包括了这些附图以提供对本公开的进一步理解，并且附图包括在本说明书中并构成本说明书的一部分。

图1示出了根据本公开的一个实施方式的电池管理系统的示意图。

图2示出了根据本公开的一个实施方式的充电开关和放电开关的开关驱动单元的示意图。

图3示出了根据本公开的一个实施方式的充电开关和放电开关的开关驱动单元的示意图。

图4示出了根据本公开的一个实施方式的充电开关和放电开关的开关驱动单元的示意图。

图5示出了根据本公开的一个实施方式的反馈控制的示意图。

图6示出了根据本公开的一个实施方式的数字环路控制的示意图。

图7示出了根据本公开的一个实施方式的反馈控制的示意图。

图8示出了图7所示电路的波形示意图。

图9示出了根据本公开的一个实施方式的反馈控制的示意图。

图10示出了根据本公开的一个实施方式的反馈控制的示意图。

图11示出了图10所示电路的波形示意图。

图12示出了根据本公开的一个实施方式的反馈控制的示意图。

图13示出了根据本公开的一个实施方式的反馈控制的示意图。

图14示出了图13所示电路的波形示意图。

图15示出了根据本公开的电池管理系统的脉宽调制控制方式的开关管示意图。

图16示出了图15所示电路的波形示意图。

图17示出了根据本公开的一个实施方式的电池管理系统的示意图。

附图标记说明：

10 电池管理系统

20 电池组

30 外部电源或负载

100 电池管理芯片

110 开关驱动单元

120 模数转换单元

130 数字控制单元

140 温度传感单元

150 接口电路

160 低通滤波单元

170 波形生成单元

190 高压电荷泵

200 对电池组

200 充电开关

201 场效应晶体管

202 寄生二极管

203 第一电阻

300 放电开关

301 场效应晶体管

302 寄生二极管

303 第二电阻

400 检测电阻

500 热敏电阻。

具体实施方式

下面结合附图和实施方式对本公开作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于解释相关内容，而非对本公开的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本公开相关的部分。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本公开中的实施方式及实施方式中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施方式来详细说明本公开的技术方案。

除非另有说明，否则示出的示例性实施方式/实施例将被理解为提供可以在实践中实施本公开的技术构思的一些方式的各种细节的示例性特征。因此，除非另有说明，否则在不脱离本公开的技术构思的情况下，各种实施方式/实施例的特征可以另外地组合、分离、互换和/或重新布置。

在附图中使用交叉影线和/或阴影通常用于使相邻部件之间的边界变得清晰。如此，除非说明，否则交叉影线或阴影的存在与否均不传达或表示对部件的具体材料、材料性质、尺寸、比例、示出的部件之间的共性和/或部件的任何其它特性、属性、性质等的任何偏好或者要求。此外，在附图中，为了清楚和/或描述性的目的，可以夸大部件的尺寸和相对尺寸。当可以不同地实施示例性实施例时，可以以不同于所描述的顺序来执行具体的工艺顺序。例如，可以基本同时执行或者以与所描述的顺序相反的顺序执行两个连续描述的工艺。此外，同样的附图标记表示同样的部件。

当一个部件被称作“在”另一部件“上”或“之上”、“连接到”或“结合到”另一部件时，该部件可以直接在所述另一部件上、直接连接到或直接结合到所述另一部件，或者可以存在中间部件。然而，当部件被称作“直接在”另一部件“上”、“直接连接到”或“直接结合到”另一部件时，不存在中间部件。为此，术语“连接”可以指物理连接、电气连接等，并且具有或不具有中间部件。

为了描述性目的，本公开可使用诸如“在……之下”、“在……下方”、“在……下”、“下”、“在……上方”、“上”、“在……之上”、“较高的”和“侧(例如，如在“侧壁”中)”等的空间相对术语，从而来描述如附图中示出的一个部件与另一(其它)部件的关系。除了附图中描绘的方位之外，空间相对术语还意图包含设备在使用、操作和/或制造中的不同方位。例如，如果附图中的设备被翻转，则被描述为“在”其它部件或特征“下方”或“之下”的部件将随后被定位为“在”所述其它部件或特征“上方”。因此，示例性术语“在……下方”可以包含“上方”和“下方”两种方位。此外，设备可被另外定位(例如，旋转90度或者在其它方位处)，如此，相应地解释这里使用的空间相对描述语。

这里使用的术语是为了描述具体实施例的目的，而不意图是限制性的。如这里所使用的，除非上下文另外清楚地指出，否则单数形式“一个(种、者)”和“所述(该)”也意图包括复数形式。此外，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”以及它们的变型时，说明存在所陈述的特征、整体、步骤、操作、部件、组件和/或它们的组，但不排除存在或附加一个或更多个其它特征、整体、步骤、操作、部件、组件和/或它们的组。还要注意的是，如这里使用的，术语“基本上”、“大约”和其它类似的术语被用作近似术语而不用作程度术语，如此，它们被用来解释本领域普通技术人员将认识到的测量值、计算值和/或提供的值的固有偏差。

该电池管理系统10可以包括电池管理芯片100、充电开关200和放电开关300。

充电开关200和放电开关300与电池组20串联，并且通过电池管理芯片100来控制充电开关200和放电开关300的导通与断开，以便控制串联的外部电源30对电池组200进行充放电管理。其中电池组20可以为多个电池串联形成的电池组，可以为锂离子电池或锂聚合物电池等。

充电开关200可以包括用于充电的MOS场效应晶体管(MOSFET)201和寄生二极管202。寄生二极管202可以并联至MOS场效应晶体管201的漏极和源极之间，并且与充电电流方向反向地连接。

放电开关300可以包括用于放电的MOS场效应晶体管301和寄生二极管302。寄生二极管302可以并联至MOS场效应晶体管301的漏极和源极之间，并且与放电电流方向反向地连接。

其中充电开关200和/或放电开关300可以连接至电池组20的正端(高压端)或负端(低压端)。

其中，电池管理芯片100中可以包括开关驱动单元110，开关驱动单元110分别与充电开关200的MOS场效应晶体管201和放电开关300的MOS场效应晶体管301电连接，以便对充电开关200和放电开关300进行驱动。

作为一个示例，当连接外部电源30对电池组20进行充电时，即开始对电池组20进行充电时，通常电池组的电压可能比较低，此时并不适合以大电流对电池组进行充电，因此此时需要降低充电电流，以免对电池造成损坏。当通过电池组20对外部负载进行供电时，当电池组20的电压比较低时，需要对放电电流进行调整以避免造成过放电的情况发生。

在本公开的技术方案中，对于不管是通过控制开关的导通电阻的方式还是通过对开关的栅极施加控制信号的方式，均是通过对充电开关200和放电开关300同时使用，这样可以避免在充电控制的情况下，当放电MOS场效应晶体管301断开时，电流将会流经寄生二极管302来形成充电回路，但是当寄生二极管302的两端电压过大时，将会势必损坏寄生二极管302。根据本公开的技术方案，通过充电开关和放电开关在充电时同时使用，来避免上述情况的发生。

在一个实施例中，可以通过改变MOS场效应晶体管201和MOS场效应晶体管301的导通电阻来调整充放电电流，例如降低充电电流和放电电流。

在该实施例中，在MOS场效应晶体管201的栅极和源极之间连接有第一电阻203并且在MOS场效应晶体管301的栅极与源极之间连接有第二电阻303。这里通过改变开关驱动单元110提供给充电开关200和放电开关300的电流，并且经由第一电阻203形成的MOS场效应晶体管201的栅源电压也随着电流的改变而进行改变，以及经由第二电阻303形成的MOS场效应晶体管301的栅源电压也随着电流的改变而进行改变。这样MOS场效应晶体管201和MOS场效应晶体管301的导通电阻随着被施加的栅源电压的改变而进行改变。例如，导通电阻可以与栅源电压成反比，栅源电压越高，导通电阻越小，而栅源电压越低，导通电阻就越大。而当被提供的电流为零时，MOS场效应晶体管201和MOS场效应晶体管301的栅源电压为零，此时MOS场效应晶体管201和MOS场效应晶体管301被断开。

这样通过开关驱动单元110提供的电流，可以实现MOS场效应晶体管201和MOS场效应晶体管301的栅源电压的改变，进而可以改变MOS场效应晶体管201和MOS场效应晶体管301的导通电阻，以及MOS场效应晶体管201和MOS场效应晶体管301的导通与断开。

由于充电电流可以近似等于充电电压(外部电源电压)与(充电开关的导通电阻+放电开关导通电阻)的比值，而放电电流可以近似等于电池组的电压与(充电开关的导通电阻+放电开关导通电阻)的比值，因此通过上述方式来调整两个开关的导通电阻，可以实现充放电电流的调整。

开关驱动单元110提供的电流值可以通过预设值来进行控制，也可以通过所检测的充电电流或放电电流来反馈控制开关驱动单元110提供的控制信号，并且可以通过所检测的放电电流来反馈控制开关驱动单元110提供的控制信号，其中开关驱动单元110提供的控制信号可以为电流控制信号或者电压控制信号。

在通过所检测的充放电电流来控制开关驱动单元110提供的控制信号的情况下，该电池管理系统10还可以包括检测电阻400，通过检测电阻400检测的实际充电电流或放电电流所得到的检测电压值，来控制开关驱动单元110提供的控制信号。

例如，可以根据检测电阻400得到的电压值与预设电流对应的电压值进行比较，并且将比较结果提供至模数转换单元120，并且数字控制单元130根据该比较结果生成控制信号DSG、CHG以提供给开关驱动单元110，从而对开关驱动单元110提供给充电开关200和放电开关300的控制信号进行控制。

充电开关200(MOS场效应晶体管201)的栅极和源极之间连接有第一电阻203，当开关驱动单元110提供至充电开关200的电流值变换时，相应地通过第一电阻203所产生的MOS场效应晶体管201的栅源电压也发生变化。放电开关300(MOS场效应晶体管301)的栅极和源极之间连接有第二电阻303，当开关驱动单元110提供至放电开关300的电流值变换时，相应地通过第二电阻303所产生的MOS场效应晶体管301的栅源电压也发生变化。这样，可以根据检测电阻400所得到的充放电电流通过反馈来控制MOS场效应晶体管201和MOS场效应晶体管301的导通电阻，从而可以实现对充放电电流的调节。这时，充电电流可以近似等于充电电压与(检测电阻+充电开关的导通电阻+放电开关导通电阻)的比值。此外，在本公开中，对于充电开关和放电开关的控制，开关驱动单元可以提供电流控制信号也可以提供电压控制信号，例如在本公开中，可以向充电开关和放电开关均提供电流控制信号，通过相应的电阻来生成栅源电压的变化，也可以向充电开关和放电开关中的一个提供电流控制信号，而向另一个提供电压控制信号，所述一个根据电流控制信号和相应电阻来生成栅源电压的变化，而所述另一个则直接根据电压控制信号来得到栅源电压的变化。此外，可以向充电开关和放电开关均提供电压控制信号。

此外，在该实施例中，也可以根据电池组的温度来对充放电电流进行调整。例如可以包括热敏电阻500，其中该热敏电阻500可以设置在电池组20附近，以便检测电池组20的环境温度变化。电池管理芯片100中的温度传感单元140通过热敏电阻500来得到电池组的环境温度，并且将检测值提供至模数转换单元120，并且数字控制单元130根据该比较结果生成控制信号以提供给开关驱动单元110，从而对开关驱动单元110提供给MOS场效应晶体管201和MOS场效应晶体管301的栅极的控制信号进行控制。

通过采用热敏电阻500来检测电池组的环境温度，可以通过该环境温度对提供至MOS场效应晶体管201和MOS场效应晶体管301的栅极的控制信号进行调整，其中可以在电池组温度过低或过高的情况下，减小充电电流，或者在电池出现过放电的情况下调整放电电流等。此外，也可以通过所检测的电池组的环境温度来改变下面描述的充放电平均电流的设定电压V_Iset。

作为一个示例，例如当数字控制单元得到电池组的环境温度检测值后，例如通过与预设温度值进行比较来判断电池组的温度，这样根据电池组的温度来调整充放电平均电流的设定电压V_Iset。这样可以利用调整后的设定电压V_Iset来与通过检测电阻400得到的检测电压进行比较，从而来调整充电开关和放电开关的控制信号。

在通过施加至MOS场效应晶体管201和MOS场效应晶体管301的栅源电压来控制MOS场效应晶体管201和MOS场效应晶体管301的导通电阻的情况下，下面对MOS场效应晶体管201和MOS场效应晶体管301分别进行说明。

当开关驱动单元110提供电流时，由于MOS场效应晶体管201为高阻态，电流断路，所以电流全部流向第一电阻203，这样MOS场效应晶体管201的栅源电压等于开关驱动单元110所提供的电流乘以第一电阻203的电阻值。当栅源电压小于MOS场效应晶体管201的开启阈值电压时，MOS场效应晶体管201断开，为高阻态。但是当栅源电压大于MOS场效应晶体管201的开启阈值电压时，MOS场效应晶体管201导通。这时MOS场效应晶体管201相当于压控电阻。栅源电压大于MOS场效应晶体管201的开启阈值电压后，栅源电压越高，MOS场效应晶体管201的导通电阻越小。这样可以通过控制MOS场效应晶体管201的栅源电压，来调节其导通电阻。

当开关驱动单元110提供电流时，由于MOS场效应晶体管301为高阻态，电流断路，所以电流全部流向第二电阻303，这样MOS场效应晶体管301的栅源电压等于开关驱动单元110所提供的电流乘以第二电阻303的电阻值。当栅源电压小于MOS场效应晶体管301的开启阈值电压时，MOS场效应晶体管301断开，为高阻态。但是当栅源电压大于MOS场效应晶体管301的开启阈值电压时，MOS场效应晶体管301导通。这时MOS场效应晶体管301相当于压控电阻。栅源电压大于MOS场效应晶体管301的开启阈值电压后，栅源电压越高，MOS场效应晶体管301的导通电阻越小。这样可以通过控制MOS场效应晶体管301的栅源电压，来调节其导通电阻。

在上面的情况中，说明了电流控制信号的调整情况，在电压控制信号的情况下，可以通过开关驱动单元所提供的电压信号对充电开关和/或放电开关直接调整。

图2提供了开关驱动单元110的第一示例。其中，通过与提供基准电流I的场效应管相镜像的N个场效应晶体管来提供不同的电流信号，其中N≥1。

如图2所示，通过控制多个具有不同沟道长宽比的MOS晶体管MN1……MN(n)来提供不同的电流值至充电开关200和放电开关300。

如图2所示，其包括MOS晶体管MNB、和MOS晶体管MN0……MN(n)，MN0……MN(n)的每个的栅极均分别通过开关SW0……SW(n)与MNB的栅极连接。这样，当MN0……MN(n)晶体管的相应开关SW0……SW(n)被导通时，MNB为相应的晶体管提供偏置电压以便使得相应的晶体管导通，这样由于晶体管的沟道的宽长比的不同，每个晶体管会流过不同的电流。在一个示例中，MN0……MN(n)晶体管的宽长比分别是MNB的2ⁿ倍。例如当第n个MOS晶体管导通时，其电流为2ⁿI，其中I为流过MNB的偏置电流。

开关SW0……SW(n)的控制信号可以根据预设而形成，也可以根据检测电阻400和/或热敏电阻500的反馈值来形成。

此外，MOS晶体管MN0……MN(n)，MN0……MN(n)的漏极可以连接至高压MOS晶体管MNbuf的源极，高压MOS管MNbuf的漏极可以连接至MOS晶体管MP1，并且与MP1成镜像的MOS晶体管MP2形成输出电流，该输出电流提供至充电开关200和放电开关300。在该示例中，通过采用耐高压的MOS晶体管MNbuf，可以降低MOS晶体管MN0……MN(n)的耐压要求，这样可以使用低压MOS晶体管来作为MN0……MN(n)，这样，芯片面积较小并且电流镜像和匹配性将会更好。

此外，MOS晶体管MP1和MOS晶体管MP2的沟道长宽比可以设置为1：M，这样，当对开关SW0……SW(n)进行导通控制时，晶体管MP2所形成的电流为M*2ⁿ I。

需要说明的是，可以通过图2的电路形式对充电开关200被提供的电流进行调整，也可以通过图2的电路形式对放电开关300被提供的电流进行调整。

图3提供了开关驱动单元110的第二示例。在该示例中，通过合适的长宽比设计，MOS晶体管MNB的栅源电压基本控制在0.7～1V之间，作为一阶近似，可以认为MNB的电流I随着V_G(MNB)电压进行线性变化。并且MOS晶体管MP2的沟道宽长比为MOS晶体管MP1的沟道宽长比的M倍，因此，MP2所提供的电流可以为M*I。改变提供给充电开关200的电流的电路可以采用图3的形式，同样地，改变提供给放电开关300的电流的电路也可以采用这种形式。

下面，将以开关驱动单元110的第二示例为例来对开关驱动单元110的控制方式进行说明。

如上所述，开关驱动单元110提供的电流值可以通过预设值来进行控制。在这种情况下，如图4所示，可以通过如图1所示的数字控制单元130提供的控制信号EN_CHG和EN_DSG、或者可以通过电池管理芯片100的接口电路150从外部控制器接收的控制信号EN_CHG和EN_DSG，来对MOS晶体管MNB1和MNB2进行控制。

当EN_CHG为高电平且EN_DSG为高电平时，MNB1和MNB2导通。设定高电平为AVDD电压，这样MNB1和MNB2的电流I近似等于(AVDD-VGS_MNB)/R_REF，其中VGS_MNB为MNB1或MNB2的栅源电压，R_REF为电阻R_REF的电阻值。MP2和MP4的沟道的宽长比为MP1和MP3的M倍，则MP2和MP4的电流为M*I，作为提供给充电开关200的电流I_chg和提供给放电开关300的电流I_dsg。这时，I_chg＝M*(AVDD-VGS_MNB1)/R_REF，I_dsg＝M*(AVDD-VGS_MNB2)/R_REF。这样，充电开关200的栅源电压为：M*(AVDD-VGS_MNB1)*R_{g_chg}/R_REF，其中R_{g_chg}为第一电阻203的电阻值，放电开关300的栅源电压为：M*(AVDD-VGS_MNB2)*R_{g_dsg}/R_REF，其中R_{g_dsg}为第二电阻303的电阻值。

当EN_CHG和EN_DSG为低电平时，MNB1和MNB2断开，MP2和MP4的电流为零。相应地，充电开关200和放电开关300也断开。

但是当EN_CHG和EN_DSG为高电平与低电平之间的中间电平VEN_CHG和VEN_DSG时，MNB1和MNB2的电流I近似等于(VEN_CHG-VGS_MNB)/R_REF，I_chg＝M*(VEN_DSG-VGS_MNB1)/R_REF，I_dsg＝M*(VEN_DSG-VGS_MNB2)/R_REF。进而，充电开关200的栅源电压为M*(VEN_CHG-VGS_MNB1)*R_{g_chg}/R_REF，放电开关300的栅源电压为M*(VEN_DSG-VGS_MNB2)*R_{g_dsg}/R_REF。所以，可以通过中间电平VEN_CHG和VEN_DSG的高低来实现对充电开关200的栅源电压和放电开关300的栅源电压的调节，从而可以实现对充电开关200和放电开关300的导通电阻的调节，从而实现对充电电流或放电电流的调节。

如上所述，开关驱动单元110提供的电流值也可以通过所检测的充电电流或放电电流来控制。图5示出了这种情况的一个示例。

其中，MOS晶体管MNB1的栅极电压V_Bias＝(V_diff(avg)-V_Iset)*A_OPA3。其中，V_Iset是充电平均电流的设定电压，A_OPA3为放大器OPA3的放大系数，V_diff(avg)为低通滤波后的与实际充电电流对应的电压值。

当MNB1栅极电压V_Bias小于MNB1的开启阈值电压(VTH)时，MNB1的电流I为0，I_dsg和I_chg也就为0，因为VGS_DSG＝I_dsg*R_{g_dsg},VGS_CHG＝I_chg*R_{g_chg}。那么，VGS_DSG＝VGS_CHG＝0，充电开关200和放电开关300断开。当MNB1栅极电压V_Bias大于MNB1的开启阈值电压VTH时，MNB1开始导通，通过合适的MNB的尺寸宽长比设计，可以使得MNB1的电流I随着电压V_Bias线性变化，I＝(V_Bias-VGS_MNB1)/R_REF。充电开关200的栅源电压VGS_CHG＝I_chg*R_{g_chg}＝R_{g_chg}*M*(V_Bias-VGS_MNB1)/R_REF，放电开关300的栅源电压为VG_SDSG＝I_dsg*R_{g_dsg}＝Rg_dsg*M*(V_Bias-VGS_MNB1)/R_REF。

在一个可选示例中，如图6所示，可以通过模数转换单元采集来自检测电阻Rsense的模拟电压Vsense，经过模数转换单元转换为数字电压D(Vsense)，数字电压经过数字低通滤波单元进行滤波(IIR或FIR滤波器)，然后再经过数字比较单元与预设的充电电流平均值对应的电压D_REF进行比较，比较结果经数模转换单元转换为模拟信号，然后作为MN2的栅极控制电压。通过控制MN2的栅极控制电压来控制充电开关和放电开关的导通电阻与上面描述的相同，在此不再赘述。

另外，对于根据电池组的温度来对充电电流进行调整的具体方式可以与通过实际充电电流对充电电流进行调整的方式相同，对于放电电流也是相同原理，为了简洁起见，在此不再描述。

在本公开的另一实施例中，可以通过控制施加至充电开关200和放电开关300的栅极上的控制信号在每个固定周期内的导通与断开时间的长短。

通过施加至充电开关200和放电开关300栅极的控制信号的高电平和低电平来控制充电开关200和放电开关300的导通与断开，从而可以提供预定的充电电流。

在这种控制方式下，参见图1，可以通过数字控制单元130提供控制信号，并且开关驱动单元110接收该控制信号，以便提供至充电开关200和放电开关300，从而控制二者的通断，进而改变充电电流或放电电流的大小。

开关驱动单元110提供至充电开关200和放电开关300的控制信号可以通过预设值来进行控制，也可以通过所检测的充电电流或放电电流来控制开关驱动单元110提供的控制信号。

当通过预设值来使得开关驱动单元110提供给充电开关200和放电开关控制信号时，可以通过数字控制单元130中预设值来进行提供，也可以通过外部控制器经由接口电路150来进行提供。

当通过预设值来使得开关驱动单元110提供给充电开关200和放电开关控制信号时，例如，参照图4所示的电路，可以通过EN_CHG和EN_DSG的每个开关周期内的占空比的设定，来控制充电开关200和放电开关300的控制信号的每个周期内的占空比的设定，从而通过对充电开关200和放电开关300的通断控制，来得到期望的充电电流或放电电流。

另外，参照图2所述的电路，也可以通过D0……Dn的每个开关周期内的占空比的设定，来控制充电开关200和放电开关300的控制信号的每个周期内的占空比的设定，从而通过对充电开关200和放电开关300的通断控制，来得到期望的充电电流或放电电流。另外，可以分别对充电开关200和放电开关300分别应用图2所示的电路结构。

在通过所检测的充电电流或放电电流来控制开关驱动单元110提供的控制信号的情况下，该电池管理系统10包括检测电阻400，通过检测电阻400的根据实际充电电流或放电电流所产生的电压值，根据检测电阻400的电压值来控制开关驱动单元110提供的控制信号。

当通过所检测的充电电流或放电电流来控制开关驱动单元110提供的控制信号，下面参照图7所示的方式进行描述，在图7中示出了与图4相关的驱动电路，但是应当理解，其也可以替换为图2所示的驱动电路。

可以根据检测电阻400得到的电压值V_sense与预设电流对应的电压值V_Iset进行比较，并且将比较结果V_diff提供至低通滤波单元160，生成V_diff(avg)，信号V_diff(avg)与波形生成单元170所生成的波形进行比较，从而得到比较信号V_comp。该波形生成单元170所生成的波形可以为三角波或锯齿波。

EN1为高电平、EN_CHG为高电平且EN_DSG为高电平时，V_G(MNB1)与V_G(MNB2)直接受输出信号V_comp控制。当V_comp为高电平，V_G(MNB1)与V_G(MNB2)则为高电平，其中高电平可以等于AVDD电压。

当V_G(MNB1)与V_G(MNB2)为高电平时，MNB1和MNB2导通，MNB1和MNB2的电流I近似等于I＝(AVDD-V_GS(MNB))/R_REF。在电路设计中，通过合适的宽长比设计，V_GS(MNB1)＝VGS(MNB2)≈1V,AVDD＝5V，则I＝4/R_REF。通过电流镜MP1与MP4的电流比例镜像，I_dsg＝M*I＝4*M/R_REF,MP4的沟道宽长比是MP1的沟道宽长比的M倍。通过电流镜MP2与MP3的电流比例镜像，I_chg＝M*I＝4*M/R_REF,MP3的沟道宽长比是MP2的沟道宽长比的M倍。那么，充电开关200的栅源电压＝R_{g_chg}*4*M/R_REF、放电开关300的栅源电压＝R_{g_dsg}*4*M/R_REF。在电路中，通过合适的R_{g_dsg}、R_{g_chg}、M、R_REF的设置，通常使充电开关200和放电开关300的栅源电压＝12～15V，使充电开关200和放电开关300工作于深线性区。

图8示出了图7所示的电路中充电开关200和放电开关300的栅源电压的产生方式。

首先通过比较V_diff(avg)与波形生成电路所生成的固定频率波形信号V_SWT，其中当V_SWT＞V_diff(avg)时，V_comp为高电平，而V_SWT＜V_diff(avg)时，V_comp为低电平，相应地，充电开关200和放电开关300的栅源电压V_GS的波形与V_comp相同，当V_GS为高电平时，开关导通，而当V_GS为低电平时，开关断开。通过开关的导通与断开，得到充电电流I_sense。这样，充电电流的平均电流等于I_charge*T_on/(T_on+T_off)。

此外，如图7所示的电路也可以使得EN1为低电平，这样V_comp被EN1关断，这样图7所示的电路结构将会工作在开环状态。V_G(MNB1)和V_G(MNB2)可以直接根据EN_CHG和EN_DSG来控制。通过EN_CHG和EN_DSG可以直接接收数字控制单元130预设的控制信号或者外部控制器输入的控制信号，其中该控制信号可以为具有固定频率的占空比信号，从而使得MNB1和MNB2以固定频率的占空比信号进行导通与断开，进而使得I_chg和I_dsg以固定频率的占空比信号进行通断。最终使得充电开关200和放电开关300以固定频率的占空比信号进行通断，从而达到控制平均电流的目的。其中，充电开关和放电开关的频率由锯齿波频率所决定。

图9示出了根据本公开的另一实施例的电路示意图。

在图9中示出了与图4相关的驱动电路，但是应当理解，其也可以替换为图2所示的驱动电路。

EN1为高电平、EN_CHG为高电平且EN_DSG为高电平时，V_sw1和V_sw2直接受输出信号V_comp控制。V_sw1和V_sw2为分别控制开关SW1和SW2的导通与关断，当高电平时导通而低电平时关断。

其中开关SW1设置在构成电流镜的MNB0和MNB1的栅极之间，SW2设置在构成电流镜的MNB0和MNB2的栅极之间。同时，在MNB1的栅极与地之间设置有开关SW3，当SW1导通时SW3断开，当SW1断开时SW3导通。在MNB2的栅极与地之间设置有开关SW4，当SW2导通时SW4断开，当SW2断开时SW4导通。在此设计中，MNB0与MNB1和MNB2的沟道长宽比可以相同，这样，MNB0的电流为I时，MNB1和MNB2的电流均为I。

当开关SW1和SW2导通时，MNB1和MNB2导通，MNB1和MNB2的电流I等于MNB0的电流I。然后，通过电流镜MP1与MP4的电流比例镜像，I_dsg＝M*I,MP4的沟道宽长比是MP1的沟道宽长比的M倍。通过电流镜MP2与MP3的电流比例镜像，I_chg＝M*I,MP3的沟道宽长比是MP2的沟道宽长比的M倍。那么，充电开关200的栅源电压＝R_{g_chg}*I*M、放电开关300的栅源电压＝R_{g_dsg}*I*M。在电路中，通过合适的R_{g_dsg}、R_{g_chg}、M、I的设置，通常使充电开关200和放电开关300的栅源电压＝12～15V，使充电开关200和放电开关300工作于深线性区。

图9所示的电路中充电开关200和放电开关300的栅源电压的产生方式可以与图8所示的相同。在此不再描述。

此外，如图9所示的电路也可以使得EN1为低电平，这样V_comp被EN1关断，这样图9所示的电路结构将会工作在开环状态。V_sw1和V_sw2可以直接根据EN_CHG和EN_DSG来控制。通过EN_CHG和EN_DSG可以直接接收数字控制单元130预设的控制信号或者外部控制器输入的控制信号，其中该控制信号可以为具有固定频率的占空比信号，从而使得MNB1和MNB2以固定频率的占空比信号进行导通与断开，进而使得I_chg和I_dsg以固定频率的占空比信号进行通断。最终使得充电开关200和放电开关300以固定频率的占空比信号进行通断，从而达到控制平均电流的目的。其中，充电开关和放电开关的频率由锯齿波频率所决定。

图10示出了根据本公开的再一实施例的示意图。

可以通过低通滤波单元160对检测电阻400得到的电压值V_sense进行滤波，得到V_sense(avg)，V_sense(avg)与预设电流对应的电压值V_Iset进行比较得到比较结果V_comp。其中EN1和EN2可以为高低电平信号，也可以为时钟频率信号。以EN1和EN2可以为高低电平信号为例，EN1和EN2为高电平，V_sw1和V_sw2直接受输出信号V_comp控制。V_sw分别控制开关SW1和SW2的导通与关断，当高电平时SW1导通而SW2关断，低电平时SW1关断和SW2导通。

其中开关SW1设置在构成电流镜的MN1和MN2的栅极之间，在MN2的栅极与地之间设置有开关SW2，当SW1导通时SW2断开，当SW1断开时SW2导通。在此设计中，MN1与MN2的沟道长宽比可以相同，这样，MN1的电流为I时，MN2的电流为I。

当开关SW1导通时，MN2导通，MN2的电流I等于MN1的电流I。然后，通过电流镜MP3与MP4的电流比例镜像，I_dsg＝M*I,MP4的沟道宽长比是MP3的沟道宽长比的M倍。通过电流镜MP3与MP5的电流比例镜像，I_chg＝M*I,MP5的沟道宽长比是MP3的沟道宽长比的M倍。那么，充电开关200的栅源电压＝R_{g_chg}*I*M、放电开关300的栅源电压＝R_{g_dsg}*I*M。在电路中，通过合适的R_{g_dsg}、R_{g_chg}、M、I的设置，通常使充电开关200和放电开关300的栅源电压＝12～15V，使充电开关200和放电开关300工作于深线性区。

图10所示的电路中充电开关200和放电开关300的栅源电压的产生方式可以参照图11所示，当V_sw为高电平时，MN2导通，低电平时断开。

这里，开关频率由低通滤波单元160的时间常数所决定。

V_COMP高低电平切换频率(1/T_total)(也即I_dsg/_Ichg通断频率，也即充电开关和放电开关的开启关断交替的频率)由低通滤波单元160的的时间常数(-3dB频率点)决定。

在图7、图9和图10所示的示例中，均是通过模拟闭环反馈控制的方式来实现，但是在本公开中也可以采用数字闭环反馈的控制方式。

图12给出了数字闭环反馈的控制方式的电路示意图。可以通过模数转换单元采集来自检测电阻R_sense的模拟电压V_sense，经过模数转换单元转换为数字电压D(V_sense)，数字电压经过数字低通滤波单元进行滤波(IIR或FIR滤波器)，然后再经过数字比较单元与预设的充电电流平均值对应的电压D_REF进行比较，数字比较单元的输出控制时钟生成单元，可以通过数字比较单元的输出控制时钟生成单元输出的时钟信号V_sw的开关频率和占空比，从而控制充电开关200和放电开关300的导通和关断的频率及占空比。通过控制MN2的栅极控制电压来控制充电开关和放电开关的导通电阻与上面描述的相同，在此不再赘述。

通过采用数字闭环反馈的控制方式，设计比较灵活并且相对于制造工艺友好，并且可编程以实现软件控制，而且还可以降低芯片成本等。

根据本公开的进一步实施例，还可以通过跳频方式来进行控制。在开关控制信号的一个周期的时间段包括第一时间段和第二时间段，其中第一时间段和第二时间段之和等于该周期的时间段，在第一时间段内，通过频率固定且占空比固定的多个高低电平控制所述充电开关和放电开关导通与关断，在第二时间段内，通过低电平控制所述充电开关和放电开关关断。之后将参照图14进行详细的描述。

这种跳频方式即可用于闭环反馈方式也可用于开环控制方式，可以用于其可用于模拟闭环反馈控制，也可用用于如图12所示的数字闭环反馈控制。

例如，在开环控制方式中，通过预设第一时间段与第二时间段的时间长度，并且在第一时间段内，通过频率固定且占空比固定的多个高低电平控制所述充电开关和/或放电开关导通与关断，在第二时间段内，通过低电平控制所述充电开关和/或放电开关关断。

下面将以图13所示的模拟闭环反馈控制为例进行详细的说明，其他方式的原理与其相同。如图13所示，可以通过低通滤波单元对检测电阻400得到的电压值V_sense进行滤波，得到V_sense(avg)，V_sense(avg)与预设电流对应的电压值V_Iset比较得到以高低电平变化形式的输出信号V_comp，并且信号V_comp与时钟生成单元产生的时钟信号CLK输入至逻辑电路(例如与门)，逻辑电路的输出控制为：在信号V_comp为高电平的情况下，所生成信号V_{SW_clk}为与时钟信号同频率的多个高低电平信号(频率固定)，在信号V_comp为低电平的情况下，所生成信号V_{SW_clk}为低电平信号，其中EN1和EN2可以为高低电平信号。EN1和EN2为高电平，V_sw直接受信号V_{SW_clk}控制。V_sw分别控制开关SW1和SW2的导通与关断。当V_sw为高电平时SW1导通而SW2关断，为低电平时SW1关断而SW2导通。

为了便于理解，下面将参照图14来说明图13所示的电路中相关信号之间的关系的一个示例，说明充电开关与放电开关的控制方式。

时钟信号CLK与信号V_comp可以经由逻辑电路输出信号V_sw，在信号V_comp为高电平时，V_sw为与时钟信号频率相同的多个高低电平信号，而在V_comp为低电平时，V_sw为低电平。相应地，提供至充电开关和放电开关的信号I_dsg和I_chg的波形可以与V_sw的波形相同。因此，在一个周期中，时间段T_on内，通过频率固定的多个高低电平控制充电开关和放电开关导通与关断，而在时间段T_off中，通过低电平来控制充电开关和放电开关关断。如图14所示，例如在时钟信号的占空比为50％(一个周期中高电平与低电平持续的时间相同)的情况下，充电开关和放电开关的导通时间可以控制为：0.5*T_on/(T_on+T_off)。在通过跳频方式进行控制的过程中，间歇性地开启和关断充电开关和放电开关，以控制充电平均电流或放电平均电流。

通过跳频方式，可以减小电路中所使用的器件，例如相对于图9而言，可以减少波形生成单元及一个运算放大单元，这样可以有效地减小芯片的尺寸，并且可以降低器件的功耗等。

在本公开的电池管理系统的控制中，脉宽调制控制方式将会存在一些问题，因此为了更好地对充电开关和放电开关的导通与关断进行控制，本公开的实施例优选地采用跳频控制方式。

下面将参照图15和图16来进行详细的描述。图15中示出了放电开关的示意图，但是应当理解，下面的描述同样适用于充电开关。

假设栅源间偏置电阻R_g为1.5e⁶ohm，栅极寄生电容C_g为5e^-9F，栅极驱动电流I_g为10e^-6A，MOS管的阈值开启电压VTH为2.5V。由于寄生电容C_g的存在，因此栅源电压VGS的上升和关断的时间常数τ＝R_g*C_g。

当I_g开启后，即导通MOS管，栅源电源VGS随时间变化的关系为VGS＝I_g*R_g*(1-e^-(t/τ))。

当栅源电压VGS上升到最大值I_g*R_g＝15V的63％，即9.45V时，需要1个时间常数τ的时间，大约为7.5ms。

当栅源电压VGS上升到最大值I_g*R_g＝15V的86.5％，即12.97V时，需要2个时间常数τ的时间，大约为15ms。

当栅源电压VGS上升到最大值I_g*R_g＝15V的99.3％，即14.895V时，需要5个时间常数τ的时间，大约为37.5ms。

当I_g关断后，即断开MOS管，栅源电源VGS随时间变化的关系为VGS＝I_g*R_g*e^-(t/τ)。

当栅源电压VGS下降到最大值I_g*R_g＝15V的36.8％，即5.52V时，需要1个时间常数τ的时间，大约为7.5ms。

当栅源电压VGS下降到最大值I_g*R_g＝15V的13.5％，即2.03V时，需要2个时间常数τ的时间，大约为15ms。

当栅源电压VGS下降到最大值I_g*R_g＝15V的0.7％，即0.105V时，需要5个时间常数τ的时间，大约为37.5ms。

这样上升沿t_r经过约7.5ms的时间，MOS管达到开启状态，下降沿t_d经过约15ms的时间，MOS管达到真正关断状态。通常而言，MOS管的开关周期T_total约为100ms，为了实现MOS管的控制，脉宽调制信号的占空比T_on/T_total必须大于(7.5ms+15ms)/100ms＝22.5％，即控制信号的占空比不能小于22.5％。因此，在这种控制方式下，由于MOS管具有栅源寄生电容，将会导致不能立刻开启和关断MOS管，这样就不能实现任意小的占空比。

而在跳频方式的控制中，通过在一个周期的第一时间段内，频率固定且占空比固定的多个高低电平控制充电开关和放电开关导通与关断，这样在该时间段中通过施加多个高低电平的方式来解决上述问题。

在上面的这些示例中，充电开关和放电开关设置在电池组的低压侧，但是二者也可以设置在电池组的高压侧。图17示出了充电开关和放电开关置于电池组的高压侧的情况，图17与图1的区别在于：两个开关置于电池组的高压侧并且包括高压电荷泵。在此仅描述与图1不同的部分，与其相同的部分参见上面的描述，并且相对于图1～16所描述的实施例均适用于图17所示的实施例。在此，高压电荷泵190高压电压V_HVCC，为开关驱动单元110供电，V_HVCC通常比V_CC高10～20V。

通过本公开的上述实施方式，可以有效地调整充电电流或放电电流，并且也可以根据电池环境温度来调整充电电流或放电电流等，其调整方式比较灵活并且可以有效地降低成本等。

根据本公开的另一方面，一种电池管理系统，包括：

如上所述的电池管理芯片；以及

根据一个实施方式，该电池管理系统还可以包括检测电阻和/或热敏电阻，以便根据检测电阻和/或热敏电阻的检测值来调整充电开关和放电开关的控制信号，对于具体控制方式，可参见上面的描述，在此不再赘述。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例/方式”、“一些实施例/方式”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例/方式或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本申请的至少一个实施例/方式或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例/方式或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例/方式或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例/方式或示例以及不同实施例/方式或示例的特征进行结合和组合。

此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本申请的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。

本领域的技术人员应当理解，上述实施方式仅仅是为了清楚地说明本公开，而并非是对本公开的范围进行限定。对于所属领域的技术人员而言，在上述公开的基础上还可以做出其它变化或变型，并且这些变化或变型仍处于本公开的范围内。

Claims

1.一种电池管理芯片，其特征在于，包括：

开关驱动单元，所述开关驱动单元用于提供驱动充电开关与放电开关的开关控制信号，其中所述充电开关和放电开关串联至电池组的高压侧或低压侧，并且根据所述开关控制信号进行导通与断开以便控制所述电池组的充电与放电，所述开关驱动单元包括第一NMOS晶体管、第一PMOS晶体管和第二PMOS晶体管；以及

其中，所述开关驱动单元通过所述开关控制信号控制充电开关和/或放电开关的导通与关断，以便调节所述电池组的充电电流或放电电流，

在所述开关驱动单元中，通过控制具有不同沟道长宽比的多个MOS晶体管来提供不同的电流控制信号至充电开关和/或放电开关，其中，所述多个MOS晶体管包括n个MOS晶体管，其中n≥1，所述n个MOS晶体管的沟道长宽比分别为第一NMOS晶体管的2ⁿ倍，当第n个MOS晶体管导通时，所流过的电流为第一NMOS晶体管的偏置电流的2ⁿ倍，所述n个MOS晶体管的源极均接地，所述n个MOS晶体管的漏极均连接耐高压MOS晶体管（MNbuf）的源极，并且所述耐高压MOS晶体管（MNbuf）的漏极连接第一PMOS晶体管的漏极，第一PMOS晶体管的栅极与第一PMOS晶体管的漏极和第二PMOS晶体管的栅极连接，并且第一PMOS晶体管的源极与第二PMOS晶体管的源极连接，通过所述第二PMOS晶体管的漏极来提供不同的电流控制信号至所述充电开关和/或放电开关。

2.如权利要求1所述的电池管理芯片，其特征在于，所述开关控制信号为电流控制信号和/或电压控制信号。

3.如权利要求2所述的电池管理芯片，其特征在于，提供至所述充电开关的所述开关控制信号为电流控制信号，并且提供至所述放电开关的所述开关控制信号为电压控制信号。

4.如权利要求3所述的电池管理芯片，其特征在于，基于提供至所述充电开关的电流控制信号生成相应的栅源电压来控制所述充电开关的导通与关断，并且基于提供至所述放电开关的电压控制信号来控制所述放电开关的导通与关断。

5.如权利要求2所述的电池管理芯片，其特征在于，提供至所述充电开关的所述开关控制信号为电压控制信号，并且提供至所述放电开关的所述开关控制信号为电流控制信号。

6.如权利要求5所述的电池管理芯片，其特征在于，基于提供至所述充电开关的电压控制信号来控制所述放电开关的导通与关断，基于提供至所述放电开关的电流控制信号生成相应的栅源电压来控制所述放电开关的导通与关断。

7.如权利要求1所述的电池管理芯片，其特征在于，还包括电流检测端，以检测电流值，并且所述数字控制单元基于所检测的电流值来生成所述充放电控制信号的充电控制信号或者生成所述充放电控制信号的放电控制信号，并且所述开关驱动单元根据所述充放电控制信号生成所述开关控制信号，以控制所述充电开关和/或放电开关。

8.如权利要求7所述的电池管理芯片，其特征在于，所述开关控制信号为电流控制信号，并且所述充电开关和放电开关分别为场效应晶体管，充电开关的场效应晶体管的栅极与源极之间连接有第一电阻和/或放电开关的场效应晶体管的栅极与源极之间连接第二电阻，通过改变提供至场效应晶体管的栅极的电流控制信号，来改变充电开关和/或放电开关的场效应晶体管的栅源电压，从而增大/减小充电开关和/或放电开关的场效应晶体管的导通电阻，进而减小/增大所述电池组的充电电流或放电电流。

9.如权利要求8所述的电池管理芯片，其特征在于，所述多个MOS晶体管为多个NMOS晶体管，并且所述多个NMOS晶体管的栅极分别通过开关与第一NMOS晶体管的栅极连接，当所述多个NMOS晶体管所对应的开关导通时，所述第一NMOS晶体管为相应的NMOS晶体管提供偏置电压以使其导通，从而提供不同的电流控制信号。

10.如权利要求9所述的电池管理芯片，其特征在于，所述第一PMOS晶体管和第二PMOS晶体管的沟道长宽比设置为1：M，其中M≥1，这样不同的电流控制信号的电流值为第一NMOS晶体管的偏置电流的M*2ⁿ倍。

11.如权利要求10所述的电池管理芯片，其特征在于，

12.如权利要求11所述的电池管理芯片，其特征在于，所述第一PMOS晶体管与第二PMOS晶体管的沟道宽长比为1：M，其中M≥1，这样第二PMOS晶体管所提供的电流控制信号的电流值为流过所述第一PMOS晶体管的电流值的M倍。

13.如权利要求1所述的电池管理芯片，其特征在于，还包括温度检测单元，所述温度检测单元用于检测电池组的温度，

所述开关控制信号由电池组的检测温度来进行调整，或者

14.如权利要求1所述的电池管理芯片，其特征在于，所述开关控制信号为频率固定但占空比变化的脉宽调制信号，根据所述脉宽调制信号来控制所述充电开关和/或放电开关的导通与关断时间，从而控制所述电池组的充电电流值或者放电电流值。

15.如权利要求1所述的电池管理芯片，其特征在于，所述开关控制信号的一个周期的时间段包括第一时间段和第二时间段，其中所述第一时间段和第二时间段之和等于该周期的时间段，在所述第一时间段内，通过频率固定且占空比固定的多个高低电平控制所述充电开关和/或放电开关导通与关断，在所述第二时间段内，通过低电平控制所述充电开关和/或放电开关关断。

16.如权利要求14所述的电池管理芯片，其特征在于，还包括：

低通滤波单元，对所述电压比较值进行低通滤波处理；

波形生成单元，用于生成固定频率的预定波形信号；

17.如权利要求15所述的电池管理芯片，其特征在于，还包括：

时钟信号生成单元，用于生成时钟信号，

18.如权利要求1所述的电池管理芯片，其特征在于，包括：

19.如权利要求1所述的电池管理芯片，其特征在于，

所述数字控制单元包括第一运算放大器、低通滤波单元和第二运算放大器，所述第一运算放大器的两个输入端连接电流检测电阻的两端以得到模拟电压，并且所述低通滤波单元根据所述模拟电压来生成第一电压，所述第二运算放大器比较所述第一电压与设定电压，并且基于比较信号来生成充放电控制信号，

所述开关驱动单元还包括第三PMOS晶体管，所述第一NMOS晶体管的栅极连接所述充放电控制信号，所述第一NMOS晶体管的源极通过参考电阻接地，并且所述第一NMOS晶体管的漏极连接所述第一PMOS晶体管的漏极，所述第一NMOS晶体管的栅极接收所述充放电控制信号以便进行导通与关断，所述第一PMOS晶体管、第二PMOS晶体管和第三PMOS晶体管的源极互相连接，并且第一PMOS晶体管、第二PMOS晶体管和第三PMOS晶体管的栅极互相连接并且连接至所述第一PMOS晶体管的漏极，

20.如权利要求1所述的电池管理芯片，其特征在于，

所述数字控制单元包括运算放大器、模数转换单元、低通滤波单元、数字比较单元及数模转换单元，所述运算放大器接收检测电阻两端的电压并且生成模拟电压，所述模数转换单元将所述模拟电压转换为数字电压，所述低通滤波单元用于对所述数字电压进行滤波，滤波后的信号输入至所述数字比较单元，所述数字比较单元比较所述滤波后的信号与预设的充电电流或放电电流的平均值对应的电压，比较结果经所述数模转换单元转换为模拟信号，

所述开关驱动单元还包括第三PMOS晶体管，通过所述模拟信号连接所述第一NMOS晶体管的栅极以控制其导通与关断，所述第一NMOS晶体管的源极通过参考电阻接地，并且所述第一NMOS晶体管的漏极连接所述第一PMOS晶体管的漏极，所述第一NMOS晶体管的栅极接收所述充放电控制信号以便进行导通与关断，所述第一PMOS晶体管、第二PMOS晶体管和第三PMOS晶体管的源极互相连接，并且第一PMOS晶体管、第二PMOS晶体管和第三PMOS晶体管的栅极互相连接并且连接至所述第一PMOS晶体管的漏极，

21.如权利要求1所述的电池管理芯片，其特征在于，

所述数字控制单元包括第一运算放大器、第二运算放大器、低通滤波单元、波形生成单元、比较器，所述第一运算放大器基于检测电阻的电压值来得到第一电压值，第二运算放大器比较第一电压值与预设电流对应的电压值，并且将比较结果提供至所述低通滤波单元，所述低通滤波单元生成第二电压值，所述比较器基于所述第二电压值与所述波形生成单元所生成的波形电压进行比较从而得到比较信号，基于所述比较信号来生成所述充放电控制信号，并且所述开关驱动单元基于所述充放电控制信号来生成提供至所述充电开关和/或放电开关的所述开关控制信号。

22.一种电池管理系统，其特征在于，包括：

如权利要求1至21中任一项所述的电池管理芯片；以及