JP6075089B2 - スイッチング電源回路、スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、電源回路に関し、特に、スイッチングレギュレータを有する電源回路に有効な技術に関する。

ノート型パーソナルコンピュータ、携帯電話やデジタルカメラなどの電子機器には、リチウムイオン電池などの二次電池、および該二次電池に最適な充放電が行われるように制御する半導体集積回路装置を有するバッテリパックが広く用いられている。

また、電子機器には、バッテリパックに充電用電源を供給する電源回路が設けられている。電源回路としては、例えばスイッチングレギュレータなどのスイッチング電源回路が広く用いられている。

スイッチング電源回路は、トランジスタのスイッチング動作により入力信号をパルス信号に変換して出力し、充電用電源としてバッテリパックに供給する。また、スイッチング電源回路は、過電流保護機能を有している。過電流保護機能は、スイッチング電源回路、あるいはバッテリパックなどに異常が生じた際に、スイッチング電源回路からの電源出力を停止させ、過電流が流れることを防止する。

上記した過電流保護機能は、スイッチング電源回路の電源ラインに、例えば数十ｍΩ程度の電流検出用抵抗を設け、この抵抗の電圧降下から電流値を検出するものが広く用いられている。このような場合、電源ラインに電流検出用抵抗が接続される構成となるので、充電用電源の損失につながり、その結果、充電効率が悪くなってしまうという問題がある。

本発明の目的は、充電効率の低下を伴うことなく、スイッチング電源回路に流れる過電流を防止することのできる技術を提供することにある。

本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。

代表的なスイッチング電源回路は、スイッチング部と、パルス発生部と、コイルと、過電流検出部とを有する。スイッチング部は、駆動信号に基づいて、第１の電源電圧をスイッチングしてスイッチング電圧を生成する。

パルス発生部は、駆動信号を生成する。コイルは、スイッチング部が生成したスイッチング電圧を平滑化し、第２の電源電圧として出力する。過電流検出部は、コイルに過電流が流れた際にパルス発生部から出力される駆動信号を停止させる過電流保護信号を出力する。

また、過電流検出部は、コイルに印加されるコイル電圧から、コイルに流れる電流が過電流であるかを判断し、コイルに流れる電流が過電流であると判定した際に、過電流検出信号をパルス発生部に出力する。

本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下のとおりである。

充電効率を低下させることなく、過電流の検出を行うことができる。

本発明の実施の形態によるスイッチング電源回路の構成例を示すブロック図である。 図１のスイッチング電源回路に設けられたパルス発生部、およびスイッチング回路の構成の一例を示す説明図である。 図２のパルス発生部に設けられたコンパレータに入力される三角波とアナログ電圧の一例を示す説明図である。 図１のスイッチング電源回路に設けられた過電流検出部の構成の一例を示す説明図である。 図２のスイッチング回路に設けられたトランジスタの接続部から出力されるスイッチング電圧とコイルに流れるコイル電流との関係を示す説明図である。 過電流検出部のコンデンサに印加される電圧、コンパレータに入力される基準電圧、およびスイッチング電圧における信号タイミングを示すタイミングチャートである。 式１、および式２が表す関係例を示す説明図である。

以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらはお互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。

また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でもよい。

さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。

同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは特に明示した場合および原理的に明らかにそうではないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。

また、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。なお、図面をわかりやすくするために平面図であってもハッチングを付す場合がある。

〈発明の概要〉
本発明によるスイッチング電源回路は、スイッチング部（トランジスタ１４，１５）、パルス発生部（パルス発生部２）、コイル（コイル１６）、および過電流検出部（過電流検出部４）を有する。

スイッチング部は、外部から第１の電源電圧が供給される電源電圧供給端子（ＶＤＤ２）とスイッチング電源回路装置の基準電位配線路または中性点配線路（ＶＳＳ）との間に直列接続され、駆動信号に基づいて、第１の電源電圧をスイッチングしてスイッチング電圧ＶＰを生成する。

パルス発生部２は、トランジスタ１４，１５を駆動する駆動信号を生成する。コイル１６は、スイッチング部が生成したスイッチング電圧を平滑化し、第２の電源電圧ＶＢＡＴとして出力端子ＶＯＵＴから出力する。過電流検出部４は、コイル１６に流れる電流を監視し所定値を超える電流（過電流）の流れを検出したとき過電流検出信号を出力段制御論理部８に出力し、パルス発生部から出力される駆動信号を停止させる。

過電流検出部４は、コイル１６の出力端子ＶＯＵＴ側の電流路における前記電源回路装置の基準電位に対する電圧（コイル電圧）の変化を監視し、コイル１６に流れる電流が過電流であるかを判断する。そして、コイルに流れる電流が過電流であると判定した際に、過電流検出信号（過電流検出信号ＯＩＳ）をパルス発生部２の出力段制御論理部８に出力する。

以下、実施の形態をさらに詳細に説明する。

〈スイッチング電源回路の構成例〉
図１は、本発明の実施の形態によるスイッチング電源回路の構成の一例を示すブロック図である。

本実施の形態において、スイッチング電源回路１は、電源電圧ＶＢＡＴを生成する。スイッチング電源回路１が生成した電源電圧ＶＢＡＴは、出力端子ＶＯＵＴ、およびグランド端子ＧＮＤを介してバッテリパックＢＰに第２の電源電圧となる充電用電源として供給される。バッテリパックＢＰは、たとえば、ノート型パーソナルコンピュータや携帯電話などの電子機器の電源として用いられる。

バッテリパックＢＰは、図示しないバッテリ、およびバッテリ監視モジュールなどから構成されている。バッテリは、たとえば、４個のリチウムイオン二次電池セル（１つのセルの最高電圧は、たとえば、４．２Ｖ程度）が直列接続された電池組から構成されている。

バッテリ監視モジュールは、バッテリにおける過充電、過放電、および過電流などの各種監視やバッテリ保護などを行う電池電圧制御用ＩＣ（Integral Circuit）、およびスイッチなどを有する。スイッチは、スイッチング電源回路１から電源電圧ＶＢＡＴが出力される出力端子ＶＯＵＴとバッテリの正（＋）側電極と間に接続されている。電池電圧制御用ＩＣは、スイッチに制御信号を出力して動作制御を行い、バッテリを所定の電圧範囲内に制御する。

スイッチング電源回路１は、図１に示すように、パルス発生部２、スイッチング回路３、および過電流検出部４を有する。パルス発生部２、および後述する図２のコンデンサ２７を除く過電流検出部４は、例えばＩＣなどの半導体集積回路装置に設けられている。

本実施の形態では、前述したコンデンサ２７、およびスイッチング回路３に含まれるトランジスタ１４，１５、コイル１６、コンデンサ１７を含む構成部品は、半導体集積回路装置を実装するプリント配線基板上にディスクリート部品などによって実装された構成となっている。

なお、ここでは、スイッチング回路３をプリント配線基板上にディスクリート部品などによって実装する構成としたが、パルス発生部２、スイッチング回路３、および過電流検出部４を半導体集積回路装置に設ける構成としてもよい。また、コンデンサ２７においても、半導体集積回路装置に形成することが可能であれば、該半導体集積回路装置内に設ける構成としてもよい。

パルス発生部２、および過電流検出部４には、半導体集積回路装置の動作電源電圧である電源電圧ＶＤＤ１が供給されている。また、スイッチング回路３には、第１の電源電圧である電源電圧ＶＤＤ２が供給されている。電源電圧ＶＤＤ１は、例えば３．０Ｖ程度であり、電源電圧ＶＤＤ２は、例えば３．０Ｖ程度〜３０Ｖ程度である。

パルス発生部２は、スイッチング回路３に出力するパルス信号を生成する。スイッチング回路３は、パルス発生部２が発生したパルス信号に基づいて、スイッチング動作を行い、入力電圧である電源電圧ＶＤＤ２から、充電用電源である電源電圧ＶＢＡＴを生成してバッテリパックＢＰに供給する。

過電流検出部４は、図２に示すコイル１６に過電流が流れたことを検出して電流制限を行う。これにより、過電流が流れることによるコイル１６などの損傷を防止することができる。

〈パルス発生部、およびスイッチング回路の構成例〉
図２は、図１のスイッチング電源回路に設けられたパルス発生部、およびスイッチング回路の構成の一例を示す説明図である。

パルス発生部２は、オペアンプ５、コンパレータ６、オシレータ７、出力段制御論理部８、コンデンサ９、抵抗１０、コンデンサ１１、およびドライバ１２，１３を有する。また、スイッチング回路３は、トランジスタ１４，１５、コイル１６、コンデンサ１７，１８、および抵抗１９〜２１を有する。

オペアンプ５の正（＋）側入力部には、基準電圧ＶＲＥＦが入力されており、該オペアンプ５の負（−）側入力部には、フィードバック電圧ＶＦＢが入力されるように接続されている。オペアンプ５は、基準電圧ＶＲＥＦとフィードバック電圧ＶＦＢとを比較し、その比較差をアナログ電圧としてコンパレータ６に出力する。

オペアンプ５の出力部には、コンパレータ６の一方の入力部、およびコンデンサ９の一方の接続部がそれぞれ接続されている。コンデンサ９の他方の接続部には、抵抗１０の一方の接続部が接続されており、該抵抗１０の他方の接続部には、フィードバック電圧ＶＦＢが供給されている。

コンパレータ６の他方の入力部には、オシレータ７から出力される信号が入力されるように接続されており、該コンパレータ６の出力部には、出力段制御論理部８の入力部が接続されている。

オシレータ７は、信号発生器であり、例えば三角波の信号を生成して出力する。コンパレータ６は、オペアンプ５から出力されるアナログ電圧とオシレータ７から出力される三角波の信号とを比較し、その比較結果を出力する。

出力段制御論理部８の制御端子には、過電流検出部４から出力される過電流検出信号ＯＩＳが入力されるように接続されている。この出力段制御論理部８の一方の出力部には、ドライバ１２の入力部が接続されており、該出力段制御論理部８の他方の出力部には、ドライバ１３の入力部が接続されている。

出力段制御論理部８は、コンパレータ６の出力信号に基づいて、スイッチング部を構成するトランジスタ１４、およびトランジスタ１５を駆動する駆動信号Ｓｄｖ１，Ｓｄｖ２をそれぞれ生成する。ドライバ１２，１３は、出力段制御論理部８から出力される駆動信号Ｓｄｖ１，Ｓｄｖ２を増幅して出力する。

ドライバ１２の出力部には、トランジスタ１４のゲートが接続されており、ドライバ１３の出力部には、トランジスタ１５のゲートが接続されている。トランジスタ１４は、第１導電型のパワー絶縁ゲートＦＥＴ（Field Effct Transistor）、図２の例では、ＰチャネルＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）ＦＥＴからなる。トランジスタ１５は、第２導電型のパワー絶縁ゲートＦＥＴ、図２の例では、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる。トランジスタ１４，１５は、高耐圧で大電流を扱うことが可能に構成され、ドライバ１２，１３から出力されるパルス信号に基づいてオン／オフ動作を行う。

トランジスタ１４のソース／ドレインの一端には、電源電圧ＶＤＤ２が供給されるように接続されており、該トランジスタ１４のソース／ドレインの他端には、トランジスタ１５のソース／ドレインの一端が接続されている。トランジスタ１５のソース／ドレインの他端には、基準電位ＶＳＳが接続されている。

また、トランジスタ１４のソース／ドレインの他端とトランジスタ１５のソース／ドレインの一端との接続部には、インダクタであるコイル１６の一方の接続部が接続されている。

コイル１６の他方の接続部には、コンデンサ１７の一方の接続部、コンデンサ１８の一方の接続部、および抵抗２０の一方の接続部がそれぞれ接続されている。このコイル１６の他方の接続部は、スイッチング電源回路１の出力部となり、出力端子ＶＯＵＴを介して電源電圧ＶＢＡＴが出力される。

コンデンサ１７の他方の接続部には、基準電位ＶＳＳが接続されており、コンデンサ１８の他方の接続部には、抵抗１９の他方の接続部が接続されている。抵抗２０の他方の接続部には、抵抗２１の一方の接続部が接続されており、抵抗２１の他方の接続部には、基準電位ＶＳＳが接続されている。これら抵抗２０，２１によって分圧された電圧は、前述したフィードバック電圧ＶＦＢとなる。このフィードバック電圧ＶＦＢは、先に述べたようにオペアンプ５の負（−）側入力部に入力される。

〈パルス発生部、およびスイッチング回路の動作例〉
ここで、パルス発生部２、およびスイッチング回路３における動作について説明する。

オペアンプ５は、基準電圧ＶＲＥＦと電源電圧ＶＢＡＴを抵抗２０，２１によって分圧したフィードバック電圧ＶＦＢとを比較し、その比較差をアナログ電圧としてコンパレータ６に出力する。

コンパレータ６は、オペアンプ５から出力されたアナログ電圧とオシレータ７から出力される三角波とを比較し、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成する。コンパレータ６から出力されたＰＷＭ信号は、出力段制御論理部８に入力される。

出力段制御論理部８では、入力されたＰＷＭ信号に基づいて、トランジスタ１４，１５を駆動する駆動信号Ｓｄｖ１，Ｓｄｖ２をそれぞれ生成する。出力段制御論理部８から出力される駆動信号Ｓｄｖ１，Ｓｄｖ２は、同じ電圧レベルの信号が略同期して出力されるが、トランジスタ１４，１５が同時オンとならないように、タイミングをずらして出力される。

出力段制御論理部８から出力された駆動信号Ｓｄｖ１，Ｓｄｖ２は、ドライバ１２，１３によってそれぞれ増幅され、トランジスタ１４，１５のゲートに入力される。トランジスタ１４，１５は、ゲートに入力されたパルス信号に基づいて、オン／オフ動作が制御され、スイッチング動作を行う。これによって、矩形状のスイッチング電圧ＶＰが出力される。

駆動信号Ｓｄｖ１，Ｓｄｖ２がローレベルとなってトランジスタ１４がオンし、トランジスタ１５がオフすると、コイル１６、コンデンサ１７、および負荷に電流が流れる。このとき、コイル１６とコンデンサ１７には電気エネルギが蓄えられる。

続いて、駆動信号Ｓｄｖ１，Ｓｄｖ２がハイレベルとなってトランジスタ１４がオフし、トランジスタ１５がオンすると、コイル１６、およびコンデンサ１７に蓄えられた電気エネルギによって負荷に電流が流れる。

これにより、トランジスタ１４とトランジスタ１５との接続部から出力されるスイッチング電圧ＶＰは、コイル１６、およびコンデンサ１７によって平滑され、電源電圧ＶＢＡＴとして出力される。

スイッチング電源回路１において、電源電圧ＶＢＡＴの電圧を調整するのは、ＰＷＭ信号のデュティ比、すなわちトランジスタ１４のオン時間である。例えば、負荷が重く電流を多く必要とする場合には、ＰＷＭ信号のディティ比を大きくしてトランジスタ１４のオン時間を増加させることによって、供給能力を上げる。

逆に、負荷が軽い場合は、ＰＷＭ信号のディティ比を小さくしてトランジスタ１４のオン時間を減少させることによってスイッチング電圧ＶＰの出力期間を少なくすることによって供給能力を下げる。

〈コンパレータの信号入力例〉
図３は、図２のパルス発生部に設けられたコンパレータに入力される三角波とアナログ電圧の一例を示す説明図である。

図３において、アナログ電圧Ｖａｎｇ１，Ｖａｎｇ２は、オペアンプ５から出力されるアナログ電圧の波形をそれぞれ示している。アナログ電圧Ｖａｎｇ１は、負荷が重くなり、フィードバック電圧ＶＦＢが低下した際におけるオペアンプ５からの出力信号であり、アナログ電圧Ｖａｎｇ２は、負荷が軽くなり、フィードバック電圧ＶＦＢが上昇した際におけるオペアンプ５からの出力信号である。

負荷が重くなり、電流を多く必要とする場合、図示するように、アナログ電圧Ｖａｎｇ１は、オシレータ７から出力される三角波Ｖｔよりも小さい電圧レベルとなる期間が長くなる。コンパレータ６は、三角波Ｖｔの電圧レベルがアナログ電圧Ｖａｎｇ１よりも高い期間の間にハイレベルを出力し、三角波Ｖｔの電圧レベルがアナログ電圧Ｖａｎｇ１よりも低い期間の間にローレベルを出力する。これにより、コンパレータ６が生成するＰＷＭ信号のディティ比が大きくなる。その結果、スイッチング電源回路１の電源電圧ＶＢＡＴの供給能力を向上させることができる。

一方、負荷が軽くなり、多くの電流が必要でない場合、図示するように、アナログ電圧Ｖａｎｇ２は、逆に三角波Ｖｔよりも大きい電圧レベルとなる期間が長くなる。コンパレータ６は、三角波Ｖｔの電圧レベルがアナログ電圧Ｖａｎｇ２よりも高い期間の間にハイレベルを出力し、三角波Ｖｔの電圧レベルがアナログ電圧Ｖａｎｇ２よりも低い期間の間にローレベルを出力するので、コンパレータ６が生成するＰＷＭ信号のディティ比が小さくなる。その結果、スイッチング電源回路１の電源電圧ＶＢＡＴの供給能力を低下させることができる。

〈過電流検出部の構成例〉
図４は、図１のスイッチング電源回路１に設けられた過電流検出部４の構成の一例を示す説明図である。

過電流検出部４は、図４に示すように、定電流回路２２、オペアンプ２３、スイッチ２４、ドライバ２５、コンパレータ２６、および電圧検出用コンデンサであるコンデンサ２７を有する。定電流回路２２には電源電圧ＶＤＤ１が供給されており、該定電流回路２２の制御端子には、コイル電圧検出部であるオペアンプ２３の出力部が接続されている。

定電流回路２２は、略一定の電流を供給する回路であり、その電流供給量は、該定電流回路２２の制御端子に入力される電圧レベルに応じて可変する。

定電流回路２２から供給される定電流は、オペアンプ２３から出力される電圧レベルに応じて調整可能となっており、コイル１６に流れるコイル電流Ｌｉの変化に追従した電流値の電流を供給するように調整されている。ここで、定電流回路２２が流す電流は、損失となってしまうため、コイル１６に流れるコイル電流Ｌｉよりも小さい方がよく、コイル電流Ｌｉに流れる電流レベルと定電流回路２２が供給する電流の比率は、例えば１：１００程度、またはそれ以下であてもよい。

オペアンプ２３の正（＋）側入力部には、電源電圧ＶＤＤ２が入力されるように接続されており、該オペアンプ２３の負（−）側入力部には、電源電圧ＶＢＡＴが入力されるように接続されている。オペアンプ２３は、入力される電源電圧ＶＤＤ２と電源電圧ＶＢＡＴとの差分の電圧を出力する。

定電流回路２２の出力部には、スイッチ２４の一方の接続部、コンデンサ２７の一方の接続部、およびコンパレータ２６の正（＋）側入力部がそれぞれ接続されている。スイッチ２４は、例えばＮチャネルＭＯＳトランジスタを含む回路にて構成することができる。

コンパレータ２６の負（−）側入力部には、電流制限基準電圧である基準電圧ＶＲＥＦ１が入力されるように接続されている。また、スイッチ２４の他方の接続部、およびコンデンサ２７の他方の接続部には、基準電位ＶＳＳが接続されている。

コンパレータ２６の出力部には、出力段制御論理部８の制御端子が接続されている。このコンパレータ２６の出力部から出力される信号が過電流検出信号ＯＩＳとなる。出力段制御論理部８は、過電流検出信号ＯＩＳがアクティブとなると、ドライバ１２，１３に出力する駆動信号Ｓｄｖ１，Ｓｄｖ２の出力を停止する。このとき、駆動信号Ｓｄｖ１，Ｓｄｖ２は、例えばハイ信号を出力して停止し、トランジスタ１４をオフ、トランジスタ１５をオンとする。

ドライバ２５は、出力段制御論理部８からドライバ１２に出力される駆動信号Ｓｄｖ１が入力されるように接続されている。このドライバ２５は、入力された駆動信号Ｓｄｖ１を増幅して、スイッチ２４の制御端子に出力する。スイッチ２４は、制御端子に入力されるドライバ２５によって増幅された駆動信号Ｓｄｖ１を制御信号とし、該制御信号に基づいてスイッチを導通状態であるオン、または非導通状態であるオフにする。

図５は、図２のスイッチング回路に設けられたトランジスタ１４，１５の接続部から出力されるスイッチング電圧ＶＰとコイル１６に流れるコイル電流Ｌｉとの関係を示す説明図である。

図示するように、コイル１６に流れるコイル電流Ｌｉは、トランジスタ１４がオンしてスイッチング電圧ＶＰが出力されると増加していき、トランジスタ１４がオフしてスイッチング電圧ＶＰの出力が停止すると減少する関係となる。過電流検出部４は、コイル１６に流れるコイル電流Ｌｉの制限を行うことによって、過電流によるコイル１６などの損傷を防止する。

〈過電流検出部の動作例〉
次に、本実施の形態による過電流検出部４の動作について説明する。

過電流検出部４は、前述したようにコイル１６に流れるコイル電流Ｌｉが過電流であるかを検出し、該コイル電流Ｌｉに過電流が流れた際に電流制限を行うことによって、過電流によるコイル１６などの損傷を防止する。そこで、過電流検出部４は、コイル１６に流れるコイル電流Ｌｉを、コンデンサ２７に印加される電圧Ｖｃｄに基づいて検出する。

図６は、コンデンサ２７に印加される電圧Ｖｃｄ、コンパレータ２６に入力される基準電圧ＶＲＥＦ１、およびスイッチング電圧ＶＰにおける信号タイミングを示すタイミングチャートである。この図６では、４回目のスイッチング電圧ＶＰが出力された際にコイル１６に過電流が流れたことを検出した場合について示している。

オペアンプ２３は、電源電圧ＶＢＡＴと電源電圧ＶＤＤ２との差分、すなわちコイル１６にかかっている電圧を検出して出力する。定電流回路２２は、オペアンプ２３の出力結果に応じて、コイル１６に流れるコイル電流Ｌｉの電流レベルの変化に追従した電流値の電流が流れるように調整して出力する。

出力段制御論理部８からローレベルの駆動信号Ｓｄｖ１，Ｓｄｖ２がそれぞれ出力されると、トランジスタ１４がオンとなり、トランジスタ１５がオフとなってスイッチング電圧ＶＰがハイレベルとなる。

このとき、ドライバ２５を介して駆動信号Ｓｄｖ１が制御信号として入力されるスイッチ２４は、オフとなる。これによって、定電流回路２２から出力された電流がコンデンサ２７に流れ込み、それに伴って、電圧Ｖｃｄが上昇する。

コンパレータ２６は、電圧Ｖｃｄと基準電圧ＶＲＥＦ１とを比較しているが、電圧Ｖｃｄが基準電圧ＶＲＥＦ１よりも低い電圧レベルであるので、該コンパレータ２６から出力される過電流検出信号ＯＩＳはインアクティブとなっている。

そして、出力段制御論理部８から出力される駆動信号Ｓｄｖ１，Ｓｄｖ２が反転してハイレベルとなると、トランジスタ１４がオフし、トランジスタ１５がオンとなる。これによって、スイッチング電圧ＶＰはローレベルとなる。

このとき、スイッチ２４は、駆動信号Ｓｄｖ１によってオンとなり、コンデンサ２７に蓄積された電荷が該スイッチ２４を介して基準電位ＶＳＳに放電される。これよって、コンデンサ２７に印加される電圧である電圧Ｖｃｄがローレベルとなり、過電流の検出動作がリセット状態となる。過電流検出部４は、これらの動作を繰り返し行う。

ここで、何らかの原因でコイル１６に流れるコイル電流Ｌｉが増加していき、例えば４回目のスイッチング電圧ＶＰが出力された際にコイル１６に過電流が流れた場合について説明する。

負荷が重くなる場合、あるいは過電流が流れる場合には、電源電圧ＶＢＡＴの電圧レベルが低下するので、電源電圧ＶＢＡＴと電源電圧ＶＤＤ２との差分も大きくなる。よって、オペアンプ２３から出力される電圧レベルも大きくなる。よって、定電流回路２２は、オペアンプ２３から出力される電圧レベルに応じて、コイル１６に流れるコイル電流Ｌｉの電流レベルの変化に追従して調整される電流値の電流を出力する。

また、出力段制御論理部８からローレベルの駆動信号Ｓｄｖ１，Ｓｄｖ２がそれぞれ出力されて、トランジスタ１４がオンとなり、トランジスタ１５がオフとなると、スイッチング電圧ＶＰがハイレベルとなる。

これによって、定電流回路２２から出力された電流がコンデンサ２７に流れ込み、それに伴って、電圧Ｖｃｄが上昇する。このとき、定電流回路２２から出力される電流量は、オペアンプ２３から出力される電圧レベルに応じて増加されているので、コンデンサ２７に印加される電圧Ｖｃｄの電圧レベルの上昇も速くなり、コイル１６に過電流が流れていない場合よりも短時間で該電圧Ｖｃｄが基準電圧ＶＲＥＦ１に達し、さらに増加して基準電圧ＶＲＥＦ１よりも高い電圧レベルとなる。

電圧Ｖｃｄが基準電圧ＶＲＥＦ１よりも高い電圧レベルとなると、コンパレータ２６は、コイル１６に過電流が流れたことを判定し、アクティブの過電流検出信号ＯＩＳを出力する。出力段制御論理部８は、過電流検出信号ＯＩＳが入力されると、ドライバ１２，１３に出力する駆動信号Ｓｄｖ１，Ｓｄｖ２のそれぞれハイレベルとして出力する。

これによって、トランジスタ１４，１５の動作が停止し、スイッチング電圧ＶＰがローレベルとなり、コイル１６に流れるコイル電流Ｌｉを制限することができる。このとき、スイッチ２４がオンとなり、コンデンサ２７に蓄積された電荷が放出されて、電圧Ｖｃｄがローレベルとなる。

これによって、コイル１６に過電流が流れたことをコンデンサ２７に印加される電圧Ｖｃｄによって検出することが可能となる。よって、電源電圧ＶＢＡＴを供給する電源ラインに過電流検出用の抵抗などを付加することを不要とすることができ、スイッチング電源回路１における電源電圧ＶＢＡＴの損失を大幅に小さくすることができる。

〈コイル電流とコンデンサの印加電圧の関係〉
次に、コイル１６に流れるコイル電流Ｌｉ、およびコンデンサ２７に印加される電圧Ｖｃｄの関係について説明する。

スイッチング電源回路１において、コイル１６に流れるコイル電流Ｌｉは、次式によって表される。

Ｈは、コイル１６のインダクタンス［Ｈ］である。

式１によるコイル１６に流れるコイル電流Ｌｉの電流量は、コイル１６のインダクタンスをコンデンサ２７の静電容量値に対応させることにより、コイル１６に流れる電流をコンデンサ２７に印加される電圧にて相対的に表すことができる。よって、コンデンサ２７に印加される電圧Ｖｃｄは、次式によって表される。

ここで、Ｃｄは、コンデンサ２７の静電容量値、Ｃｉは、コンデンサ２７に流れる電流である。

図７は、式１、および式２が表す関係例を示す説明図である。図７（ａ）は、式１が表すコイル１６における電流と時間との関係例を示しており、図７（ｂ）は、式２が表すコンデンサ２７の電圧と時間との関係例を示している。

図７（ａ）において、式１では、（電源電圧ＶＤＤ２−電源電圧ＶＢＡＴ）の電圧レベルが大きい場合、すなわちコイル１６にかかる電圧レベルが大きいと、コイル１６に流れるコイル電流Ｌｉは多くなり、ある時間当たりに流れる電流量が多くなることを示している。

また、コイル１６にかかる電圧レベルが略一定の場合、コイル１６のインダクタンスが小さくなればコイル電流Ｌｉが多くなり、該コイル１６のインダクタンスが大きくなればコイル電流Ｌｉが少なくなる。

なお、（電源電圧ＶＤＤ２−電源電圧ＶＢＡＴ）の電圧レベルが大きい場合とは、負荷が重くなり、電源電圧ＶＢＡＴの電圧レベルが低下して負荷に多くの電流を供給する場合である。

また、（電源電圧ＶＤＤ２−電源電圧ＶＢＡＴ）の電圧レベルが小さい場合、すなわちコイル１６にかかる電圧レベルが小さい場合には、コイル１６に流れるコイル電流Ｌｉは少なくなり、ある時間当たりにコイル１６に流れる電流量が少なくなることを示している。

コンデンサ２７に流れる電流Ｃｉが略一定の場合、コンデンサ２７の静電容量値を小さくすることによって電流Ｃｉが増加し、逆にコンデンサ２７の静電容量値を大きくすることによって電流Ｃｉは減少する。

なお、（電源電圧ＶＤＤ２−電源電圧ＶＢＡＴ）の電圧レベルが小さい場合とは、負荷が軽くなり、電源電圧ＶＢＡＴの電圧レベルが上昇して負荷に供給する電流が少ないときである。

このように、コイル１６に流れるコイル電流Ｌｉと略同じ比率の電流をコンデンサ２７に流し込むことによって、該コイル１６のコイル電流Ｌｉが過電流であるか否かを相対的に検出することが可能となる。

また、図７（ａ）に示すコイル１６に流れる過電流の検出値は、図７（ｂ）に示すように、電圧、すなわち基準電圧ＶＲＥＦ１の電圧レベルにて相対的に検出できるので、コイル１６に流れる過電流の検出レベル、コンデンサ２７の静電容量値を増減させることにより、容易に変更が可能である。

これによって、スイッチング電源回路１における設計の自由度を向上させることができる。また、コンデンサ２７を半導体集積回路装置の外部に接続する構成とすることによって、コンデンサの交換も容易となる。

以上により、スイッチング電源回路１における電源電圧ＶＢＡＴの損失を大幅に小さくすることが可能となり、バッテリパックＢＰの充電効率を向上させることができる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。

なお、本発明は上記した実施の形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施の形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。

また、ある実施の形態の構成の一部を他の実施の形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施の形態の構成に他の実施の形態の構成を加えることも可能である。また、各実施の形態の構成の一部について、他の構成の追加、削除、置換をすることが可能である。

１ スイッチング電源回路
２ パルス発生部
３ スイッチング回路
４ 過電流検出部
５ オペアンプ
６ コンパレータ
７ オシレータ
８ 出力段制御論理部
９ コンデンサ
１０ 抵抗
１１ コンデンサ
１２ ドライバ
１３ ドライバ
１４ トランジスタ
１５ トランジスタ
１６ コイル
１７ コンデンサ
１８ コンデンサ
１９ 抵抗
２０ 抵抗
２１ 抵抗
２２ 定電流回路
２３ オペアンプ
２４ スイッチ
２５ ドライバ
２６ コンパレータ
２７ コンデンサ
ＢＰ バッテリパック

Claims (5)

1. 第１の電源電圧をスイッチングしてスイッチング電圧を生成するスイッチング部と、
   一端が前記スイッチング部の出力ノードに接続され、他端が第２の電源電圧を出力する出力端子に接続されたコイルを含み、前記スイッチング部が生成した前記スイッチング電圧を平滑化する平滑部と、
   前記スイッチング部にパルス駆動信号を供給して前記スイッチング電圧の生成を制御する制御部と、
   過電流検出部と、
   を含み、
   前記過電流検出部は、
   前記コイルの前記他端における電圧を検出するコイル電圧検出部と、
   前記コイル電圧検出部が検出したコイル電圧に基づいて設定される電流量の定電流を供給する定電流回路と、
   前記定電流回路に接続された電圧検出用コンデンサと、
   前記定電流回路と前記電圧検出用コンデンサの接続ノードに接続されたスイッチ部と、
   過電流判定部と、
   を含み、
   前記スイッチ部は、前記スイッチング部が導通し、前記第１の電源電圧が前記スイッチング部の出力ノードに接続されている期間に前記定電流回路から供給される電気エネルギを前記電圧検出用コンデンサに蓄積し、前記スイッチング部が非導通の期間に前記電圧検出用コンデンサを放電させるスイッチ動作を行い、
   前記過電流判定部は、前記電圧検出用コンデンサに印加される電圧と電流制限基準電圧とを比較し、前記電圧検出用コンデンサに印加される電圧が前記電流制限基準電圧よりも大きくなると前記コイルに過電流が流れていると判定して前記制御部に過電流検出信号を出力し、
   前記制御部は、前記過電流判定部からの前記過電流検出信号に基づき、前記スイッチング部への前記パルス駆動信号の供給を停止し、これにより前記第１の電源電圧の前記出力ノードへの供給を遮断する、スイッチング電源回路。
2. 請求項１記載のスイッチング電源回路において、
   前記過電流検出部の前記スイッチ部は、前記パルス駆動信号に基づいて制御され、
   前記スイッチング部から出力される前記スイッチング電圧をハイレベルとする前記パルス駆動信号の期間に前記スイッチ部は非導通とされ、前記電圧検出用コンデンサに前記定電流回路から供給される電流で電気エネルギを蓄積し、
   前記スイッチング部から出力される前記スイッチング電圧をローレベルとする前記パルス駆動信号の期間に前記スイッチ部は導通され、前記電圧検出用コンデンサに蓄積された電気エネルギを放出する、スイッチング電源回路。
3. 請求項１記載のスイッチング電源回路において、
   前記コイル電圧検出部は、オペアンプからなり、前記第１の電源電圧と前記第２の電源電圧との差分から前記コイルに印加される電圧を検出する、スイッチング電源回路。
4. 請求項２記載のスイッチング電源回路において、
   前記定電流回路は、前記コイル電圧検出部が検出した前記コイル電圧に基づいて、前記コイルに流れる電流の電流レベルの変化に略追従した電流値の電流を出力する、スイッチング電源回路。
5. 第１の電源電圧をスイッチングしてスイッチング電圧を生成するスイッチング部と、
   一端が前記スイッチング部の出力ノードに接続され他端が第２の電源電圧を出力する出力端子に接続されたコイルを含み、前記スイッチング部が生成した前記スイッチング電圧を平滑化する平滑部と、
   前記スイッチング部にパルス駆動信号を供給して前記スイッチング電圧の生成を制御する制御部と、
   過電流検出部と、
   を含み、
   前記過電流検出部は、
   前記コイルの前記他端における電圧を検出するコイル電圧検出部と、
   前記コイル電圧検出部が検出したコイル電圧に基づいた電流量の定電流を供給する定電流回路と、
   前記定電流回路に接続された電圧検出用コンデンサと、
   前記定電流回路と前記電圧検出用コンデンサの接続ノードに接続されたスイッチ部と、
   過電流判定部と、
   を含み、
   前記スイッチ部は、前記スイッチング部が導通し前記第１の電源電圧が前記スイッチング部の出力ノードに接続されている期間に前記定電流回路から供給される電気エネルギを前記電圧検出用コンデンサに蓄積し、前記スイッチング部が非導通の期間に前記電圧検出用コンデンサを放電させるスイッチ動作を行い、
   前記過電流判定部は、前記電圧検出用コンデンサに印加される電圧と電流制限基準電圧とを比較し、前記電圧検出用コンデンサに印加される電圧が前記電流制限基準電圧よりも大きくなると前記コイルに過電流が流れていると判定して前記制御部に過電流検出信号を出力し、
   前記制御部は、前記過電流判定部からの前記過電流検出信号に基づき前記スイッチング部へのパルス駆動信号の供給を停止し、これにより前記第１の電源電圧の前記出力ノードへの供給を遮断する、スイッチング電源装置。

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