CN103376346A - 一种低边电流检测系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种低边电流检测系统，用于检测与地连接的采样电阻的电流大小，该检测系统包括：将采样电阻两端的电压信号平移，并将平移后的电压信号转换为电流信号的电压转电流模块，将所述电压转电流模块转换后的所述电流信号调制成方波信号的调制模块，以及用于根据所述方波信号得到采样电阻电流值的数字处理模块。将采样电阻两端的电压平移并转换成电流后进行处理，由于平移后的电压不是以零电位为中心浮动，而是以所平移的电压为中心浮动，因此可以较好的实现双向电流的检测。

Description

一种低边电流检测系统

技术领域

本发明属于电子通信技术领域，涉及一种电流检测系统，尤其涉及一种低边电流检测系统。

背景技术

在电机控制、电磁阀控制以及电源管理(如DC/DC转换器与电池监控)等诸多应用中，通常需要实时监控电流和计算剩余电量。

电动汽车的电机采用PWM控制，电流是脉动的，在充放电过程中电流正负数值从几毫安到上百安培，且变化速率较大。因此一般选用响应速度快，具有优良线性度的高精度霍尔传感器来采样电流，然后再送至ADC。相对于汽车电子，普通消费类电子的应用要求较低，一般采用小电阻采样的方式来检测电流。

使用电阻采样检测电流的方案主要有低边电流检测和高边电流检测两种。如图1所示，为低边电流检测电路原理图，该检流电阻一端接地。本发明的发明人经研究和实践发现，这种检测方式的优点如下：

(1)输入共模电平低；

(2)输出电压为对地的电位。

但是其缺点也很明显：

(1)负载上的电压对地产生了偏移；

(2)不能检测到负载接地短路。

如图1所示的低边电流检测的输入共模点很低，一般直接检测采样电阻两端的电压，对采样的电压进行处理，当电流为单向时，通常只要使用可以支持地为共模输入的运放即可。但是，本发明的发明人发现，当电流为双向时，输入共模会低于地电位，对于单电源供电的系统，普通运放难以实现反向电流的处理；并且由于其内在的电路结构不能实现大电流的检测。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是克服现有技术的不足，从而提供了一种既可以实现双向电流检测的低边电流检测系统。

为解决上述技术问题，本发明提供如下技术方案：

一种低边电流检测系统，用于检测与地连接的采样电阻的电流大小，该检测系统包括：将采样电阻两端的电压信号平移，并平移后的将电压信号转换为电流信号的电压转电流模块；将所述电压转电流模块转换后的电流信号调制成方波信号的调制模块；以及用于根据所述方波信号得到采样电阻电流值的数字处理模块。

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：本发明公开的低边电流检测系统，将采样电阻两端的电压平移后并转换成电流后进行处理，由于平移后的电压不是以零电位为中心浮动，而是以所平移的电压为中心浮动，因此可以较好的实现双向电流的检测。

附图说明

图1是现有技术低边检测电路原理图。

图2是本发明实施例低边检测电路原理框图。

图3是本发明第一实施例低边检测电路原理图。

图4是本发明实施例调制器中触发器的输出波形。

图5是本发明第二实施例低边检测电路原理图。

具体实施方式

为了使本发明所解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

图2是本发明实施例低边检测电路原理框图，公开了一种低边电流检测系统，用于检测与地连接的采样电阻的电流大小，该检测系统包括：将采样电阻Rsense两端的电压信号平移，并将平移后的电压信号转换为电流信号的电压转电流模块1；将所述电压转电流模块转换后的电流信号调制成方波信号的调制模块2；以及用于根据所述方波信号得到采样电阻电流值的数字处理模块3。本发明公开的低边电流检测系统，将采样电阻Rsense两端的电压平移后并转换成电流后进行处理，由于平移后的电压不是以零电位为中心浮动，而是以所平移的电压为中心浮动，因此可以较好的实现双向电流的检测。

在本实施例中，结合图3，所述电压转电流模块1包括将采样电阻两端的电压进行平移的电平平移单元11和电阻R5，所述电阻R5连接电平平移单元11的输出端，所述电阻R5的阻值大于采样电阻Rsense的阻值。所述电平平移单元11包括第一运算放大器U1、电阻R1、电阻R2、电阻R3和电阻R4、所述电阻R1的一端连接第一运算放大器U1的第一输入端，另一端连接采样电阻Rsense的一端；电阻R3的一端连接第一运算放大器U1的第二输入端，另一端连接采样电阻Rsense的一另端；所述电阻R2一端连接第一运算放大器U1的第一输入端，另一端连接共模电压Vcm；所述电阻R4的一端连接第一运算放大器的第二输入端，另一端和第一运算放大器的输出端连接。本实施例中，第一输入端为正输入端，所述第二输入端为负输入端。

本实施例中的电平平移单元11中，如果共模电压Vcm为零，即地信号，那么该电平平移单元为减法器，原理如下：

第一运算放大器U1接成闭环结构，满足“虚短”、“虚断”的条件。利用电压叠加的原理节点np、nn的电压可以求得如下：

$\mathrm{Vnp}=\frac{R2}{R1+R2}\mathrm{Vinp}---(3-1)$

$\mathrm{Vnn}=\frac{R3}{R3+R4}\mathrm{Vout}+\frac{R4}{R3+R4}\mathrm{Vinn}---(3-2)$

由“虚短”条件可以求得：

$\mathrm{Vout}=\frac{R2}{R3}\frac{R3+R4}{R1+R2}\mathrm{Vinp}-\frac{R4}{R3}\mathrm{Vinn}---(3-3)$

当四个电阻R1＝R2＝R3＝R4＝R时，(3-3)式可化简如下：

Vont＝Vinp-Vinn                        (3-4)

上述推导过程为基本减法器的原理。该电路实现了双端到单端的转换功能，输出电压为输入电压差，Vinp＝Vinn时，输出为零。

通常，单电源供电的系统中该减法器电路可以实现Vinp＞Vinn情况下的双端转单端输出功能，当Vinp＜Vinn时，该电路则无法实现该功能。因为根据式子(3-4)可知此时Vout＜0，对于单电源工作的系统最高电压为VCC、最低电位为0，这种情况显然不可能。事实上，运放的输入共模电压过低，导致运放已经不能正常工作，无法满足“虚短”、“虚断”的条件。

实际中，需要检测的是正负方向的电流。当流经采样电阻Rsense的电流为双向时，得到的电压是以零电位中心变化的正负方向的电压，而系统通常为单电源，为了将电压的中心值提升至零电压以上，可以将减法器输入为零电压时的共模电压Vcm抬升至合适的电压点Vcm。如图3所示，电阻R2其中一端连接的即为共模电压Vcm。对应的(3-1)式变化如下：

$\mathrm{Vnp}=\frac{R2}{R1+R2}\mathrm{Vinp}+\frac{R1}{R1+R2}\mathrm{Vcm}---(3-5)$

同理可得输出电压表达式：

$\mathrm{Vout}=\frac{R2}{R3}\frac{R3+R4}{R1+R2}\mathrm{Vinp}-\frac{R4}{R3}\mathrm{Vinn}+\frac{R1}{R3}\frac{R3+R4}{R1+R2}\mathrm{Vcm}---(3-6)$

当四个电阻R1＝R2＝R3＝R4＝R时，(3-6)式可化简如下：

Vont＝Vinp-Vinn+Vcm                      (3-7)

当输入为零时，输出Vout＝Vcm。电路支持Vinp＜Vinn的情况。

信号经过电平平移单元之后转换为一个以共模电压Vcm为中心的电压信号，电压值为I*Rsense+Vcm。本实施例采用了电平平移的方法，可以支持双向电流检测。

本实施例中所述的调制模块2具体为∑-Δ调制器，即包括电流源、比较器U3、触发器U5、开关S、电阻R6和电容C；所述电流源连接至比较器U3的第一输入端，所述第一输入端为调制模块的输入端；电容C的一端连接所述比较器的第一输入端，另一端连接地信号；电阻R6一端连接所述比较器的第一输入端，另一端经过开关S连接至地信号，所述比较器U3的第二输入端连接共模电压Vcm，所述比较器U3的输出端连接开关的控制端，所述比较器U3的输出端连接所述触发器U5的输入端，所述触发器U5的输出端为调制模块的输出端。本实施例中，所述比较器的第一输入端为正输入端，所述比较器的第二输入端为负输入端；所述开关S为MOS管，该开关为高电平导通，MOS管选NMOS管；也可以选用PMOS管，只需在控制端前增加反相器即可。本实施例中的触发器U5为D触发器。

如图3所示，调制模块为∑-Δ调制器，D触发器U5、开关S、电阻R6和比较器U3构成一个反馈环路，通过比较图中电容C上极板电压大小，反馈控制开关S来实现对电容的充放电，使得电容的上极板的平均电压维持在Vcm处。详细地，当A点电压即电容C上的电压升高至电压Vcm时，比较器U1反相，比较器U1输出的信号输入至D触发器U5，D触发器U5的输出进一步控制开关S的导通和关断。因为比较器U1的正输入端电压平均值为Vcm，所以流过R5上的平均电流值为：

$\stackrel{\‾}{I_{R5}}=\frac{(I\·\mathrm{Rsense}+\mathrm{Vcm})-\mathrm{Vcm}}{R5}=\frac{\mathrm{Rsense}}{R5}\·I---(3-8)$

采样电阻Rsense一般为毫欧姆电阻，Rsense＜＜R5，即实现了对外部电流的缩小，因此可以支持大电流的检测。

考虑∑-Δ调制器中比较器U3正输入端A处的平均电流方程，开关导通时，流过电阻R6上的电流定义为I_R6，则流过电阻R6的平均电流为：

$\stackrel{\‾}{I_{R6}}=D\·I_{R6}$

其中D表示D触发器输出脉冲波形的占空比。图4是本发明实施例调制器中触发器的输出波形。

电流源的平均电流为：

$\stackrel{\‾}{I_{\mathrm{mirror}}}=I_{\mathrm{mirror}}---(3-9)$

电流源、电阻R6和电阻R5三条支路电流对电容C充电。流经电容的平均电流为零。

所以，节点A处的电流方程为：

$\stackrel{\‾}{I_{R5}}+\stackrel{\‾}{I_{\mathrm{mirror}}}=\stackrel{\‾}{I_{R6}}---(3-10)$

由此可得：

$D=\frac{I_{\mathrm{mirror}}}{I_{R6}}+\frac{\mathrm{Rsense}}{R5}\·\frac{I}{I_{R6}}---(3-11)$

即D触发器输出的脉冲占空比是检测电流的线性函数。

当I＝0时， $D=\frac{I_{\mathrm{mirror}}}{I_{R6}}.$

从D触发器输出的脉冲需要经过数字电路模块处理才能得到最终的电流信息。包括电流方向和电流大小的检测。数字处理模块主要包括一个计数器和数据处理模块，计数器可以将占空比转换为数字信号输出。定义计数器位数为n，在2ⁿ个时钟周期内计数器数出来的高电平个数为N。占空比关系为：

$D=\frac{N}{2^n}---(3-12)$

由(3-11)和(3-12)可以得到：

$I=(\frac{N}{2^n}-\frac{I_{\mathrm{mirror}}}{I_{R6}})\·\frac{R5}{\mathrm{Rsense}}\·I_{R6}---(3-13)$

从式子(3-13)可知，只要得到2ⁿ个时钟周期内高电平的个数N即可得到检测的电流大小。

对比模数转换器ADC的模拟数字关系式：

$\mathrm{Ana}\log =\frac{\mathrm{Digital}}{2^n}\·\mathrm{Reference}---(3-14)$

表达式(3-13)可以表达如下：

$I=\frac{N-2^n\·\frac{I_{\mathrm{mirror}}}{I_{R6}}}{2^n}\·(\frac{R5}{\mathrm{Rsense}}\·I_{R6})---(3-15)$

由表达式(3-15)可知最终的数字输出为：

$\mathrm{Digital}\_\mathrm{out}=|N-2^n\·\frac{I_{\mathrm{mirror}}}{I_{R6}}|---(3-16)$

$I=\frac{\mathrm{Digital}\_\mathrm{out}}{2^n}\·(\frac{R5}{\mathrm{Rsense}}\·I_{R6}).$

计数器之后的数据处理模块即实现(3-16)的计算功能，得到最后的数字信号。从(3-16)可以看到该电流检测可以实现正负方向的电流检测。

因为0≤N≤2ⁿ，所以电流检测范围可以由(3-15)解得：

$-\frac{I_{\mathrm{mirror}}}{I_{R6}}\·(\frac{R5}{\mathrm{Rsense}}\·I_{R6})\≤I\≤(1-\frac{I_{\mathrm{mirror}}}{I_{R6}})\·(\frac{R5}{\mathrm{Rsense}}\·I_{R6})---(3-17)$

实际应用中，可以合理设置电流源I_mirror和I_R6的比例来调节正负方向的电流检测范围。

图5是本发明第二实施例低边检测电路原理图，在图3的基础上，本实施例在电平平移单元11和电阻R5之间增加一单位增益缓冲器U4，加入单位增益缓冲器的目的是为了隔离电容C上瞬变的电压对电平平移电路的干扰；所述单位增益缓冲器U4的输入端连接电平平移单元11的输出端，单位增益缓冲器U4的输出端连接电阻R5。本实施例中，所述电流源包括第二运算放大器U2、PMOS管MP1、PMOS管MP2、NMOS管MN1以及可变电阻R7；所述第二运算放大器U2的正输入端连接共模电压，负输入端连接NMOS管MN1的源极，该NMOS管MN1的源极经过可变电阻R7连接到地信号，第二运算放大器U2的输出端连接NMOS管MN1的栅极，NMOS管MN1的漏极连接PMOS管MP1的漏极，PMOS管MP1的栅极与PMOS管MP2的栅极连接，PMOS管MP1的源极与PMOS管MP2的源极均连接电源，PMOS管MP2的漏极为电流源的电流输出端。本实施例中使用了可变电阻R7，可以根据需要，设定正负方向的电流检测范围。

从式子(3-15)知，要实现较高的电流检测精度，需要得到精确的

和 $\frac{R5}{\mathrm{Rsense}}\·I_{R6}$ 值。

为了保证上述两项的精度，本实施例使用电路已经引入的高精度共模电压Vcm来产生电流I_mirror。如图5所示，使用常用的电压-电流转换电路和电流镜实现电流源I_mirror。第二运算放大器U2满足“虚短”条件，又电流镜PMOS管MP1、PMOS管MP2的尺寸相同，所以可以得到：

$I_{\mathrm{mirror}}=I_{R7}=\frac{\mathrm{Vcm}}{R7}---(3-18)$

已知 $I_{R6}=\frac{\mathrm{Vcm}}{R6}---(3-19)$

所以 $\frac{I_{\mathrm{mirror}}}{I_{R6}}=\frac{R6}{R7}---(3-20)$

$\frac{R5}{\mathrm{Rsense}}\·I_{R6}=\frac{\mathrm{Vcm}}{\mathrm{Rsense}}\·\frac{R5}{R6}---(3-21)$

将(3-20)、(3-21)代入(3-15)可得：

$I=\frac{{N-2}^n\·\frac{R6}{R7}}{2^n}\·(\frac{\mathrm{Vcm}}{\mathrm{Rsense}}\·\frac{R5}{R6})---(3-22)$

从(3-22)可以看到，只要保证R6/R7、R5/R6、Vcm的精度即可实现设计的要求。在集成电路中，只要保证电阻R6和R7、电阻R5和R6的匹配不难实现高精度的比例。共模电压Vcm可以通过高精度的带隙基准电路产生。

本实施例中取R5∶R6∶R7＝1∶2∶4，由式(3-22)可以得到：

$I=\frac{N-2^{n-1}}{2^n}\·\left(\frac{\mathrm{Vcm}}{2\mathrm{Rsense}}\right)---(3-23)$

Digital_out＝N-2^n-1                        (3-24)

对应可以检测到的电流范围为：

$-\frac{V_{\mathrm{cm}}}{4\mathrm{Rsense}}\≤I\≤+\frac{V_{\mathrm{cm}}}{4\mathrm{Rsense}}---(3-25)$

由(3-25)知可以检测到的电流变化全范围为

本实施例中R6∶R7＝1∶2，即外部电流为零时D＝50％，可以检测的正负方向电流范围一样。如图(5)所示，电阻R7为可调节的电阻，我们可以根据需要，调整R6、R7的比值来设定正负方向的检测范围。

如图5所示，本实施例中，当节点A的电压超出比较器负输入端电压Vcm时，比较器输出高电平，触发器U5控制开关导通，由(3-18)、(3-19)知电阻R6导通电流为可变电阻R7上电流的2倍，所以对电容放电，进而使得A点电压降低。同理，A点电压降到共模电压Vcm以下时，触发器U5控制开关关断，节点A电压由电流镜充电而上升。从上面分析知电流镜、比较器U3、触发器U5、开关S组成的环路将维持节点A的电压在共模电压Vcm附近。节点A处的电压为三角波，不断充放电。当电阻R5上电流为流进节点A的方向时，充电电流大于放电电流，即充电斜率大于放电斜率。输出脉冲的占空比增大，D＞50％。同样推出，当电阻R5上电流为相反方向时，输出D＜50％。从图4和前面的分析知道，通过计数器得到的高电平个数即得到了对应的电流大小。

当外部电流为零时，流过电阻R5的平均电流为零。电容充电电流为I_R7，放电电流为I_R6-I_R7＝I_R7，即充放电电流相等。节点A处为完全对称的三角波，最后得到的脉冲在一个计数周期内高低电平数量相等。

当外部电流为流向地的方向时，电阻R5的电流也为流向节点A的方向。此时电容充电电流加大，而放电电流减小。即充电速率快，放电速率慢。节点A充电至最大值时，开始放电，因为放电速率慢，导致节点A的电压还未降低到充电前的起始电压比较器就开始反转，即电容以一个更高的起始电压开始再次充电。这样节点A的电压整体上呈现不断上升的趋势。三角波的峰值不断增大，当达到某个较高电压时，放电电流较大导致比较器在半个时钟周期内没有翻转，所以节点A的电压会继续下降，直到下一个时钟周期，DFF才控制开关导通开始放电。于是，节点A又在低电平处开始继续重复上述过程，所以节点A的电压就一个大周期有规律地变化。

当外部电流为从地流出的方向时，同理可以分析得到，节点A的电压也是以一个大的周期有规律的变化。从上述对节点A的分析可以看出，节点A的电压是个不断累积的过程，即积分过程。环路通过开关S控制，不断改变电容上的电流。由此可见，该调制模块和数字处理模块的结合为一个一阶的∑-ΔADC。计数器的位数决定了该ADC的过采样率。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种低边电流检测系统，用于检测与地连接的采样电阻的电流大小，其特征在于，该检测系统包括：

将采样电阻两端的电压信号平移，并将平移后的电压信号转换为电流信号的电压转电流模块；

将所述电压转电流模块转换后的电流信号调制成方波信号的调制模块；

以及用于根据所述方波信号得到采样电阻电流值的数字处理模块。

2.根据权利要求1所述的低边电流检测系统，其特征在于，所述电压转电流模块包括将采样电阻两端的电压进行平移的电平平移单元和电阻R5，所述电阻R5连接电平平移单元的输出端，所述电阻R5的阻值大于采样电阻的阻值。

3.根据权利要求1所述的低边电流检测系统，其特征在于，所述电压转电流模块包括将采样电阻两端的电压进行平移的电平平移单元、单位增益缓冲器和电阻R5，所述单位增益缓冲器的输入端连接电平平移单元的输出端，单位增益缓冲器的输出端连接电阻R5，所述电阻R5的阻值大于采样电阻的阻值。

4.根据权利要求3所述的低边电流检测系统，其特征在于，所述电平平移单元包括第一运算放大器、电阻R1、电阻R2、电阻R3和电阻R4、所述电阻R1的一端连接第一运算放大器的第一输入端，另一端连接采样电阻的一端；电阻R3的一端连接第一运算放大器的第二输入端，另一端连接采样电阻的另一端；所述电阻R2一端连接第一运算放大器的第一输入端，另一端连接共模电压；所述电阻R4的一端连接第一运算放大器的第二输入端，另一端和第一运算放大器的输出端连接。

5.根据权利要求4所述的低边电流检测系统，其特征在于，所述第一输入端为正输入端，所述第二输入端为负输入端。

6.根据权利要求1所述的低边电流检测系统，其特征在于，所述调制模块包括电流源、比较器、触发器、开关、电阻R6和电容C；所述电流源连接至比较器的第一输入端，所述第一输入端为调制模块的输入端；电容C的一端连接所述比较器的第一输入端，另一端连接地信号；电阻R6一端连接所述比较器的第一输入端，另一端经过开关连接至地信号，比较器的第二输入端连接共模电压，所述比较器的输出端连接开关的控制端，所述比较器的输出端连接所述触发器的输入端，所述触发器的输出端为调制模块的输出端。

7.根据权利要求6所述的低边电流检测系统，其特征在于，所述比较器的第一输入端为正输入端，所述比较器的第二输入端为负输入端。

8.根据权利要求6所述的低边电流检测系统，其特征在于，所述开关为MOS管。

9.根据权利要求6所述的低边电流检测系统，其特征在于，所述触发器为D触发器。

10.根据权利要求6所述的低边电流检测系统，其特征在于，所述电流源包括第二运算放大器、PMOS管MP1、PMOS管MP2、NMOS管MN1以及可变电阻R7；所述第二运算放大器的正输入端连接共模电压，负输入端连接NMOS管MN1的源极，该NMOS管MN1的源极经过可变电阻R7连接到地信号，第二运算放大器的输出端连接NMOS管MN1的栅极，NMOS管MN1的漏极连接PMOS管MP1的漏极，PMOS管MP1的栅极与PMOS管MP2的栅极连接，PMOS管MP1的源极与PMOS管MP2的源极均连接电源，PMOS管MP2的漏极为电流源的电流输出端。

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