CN110018337A - 一种双向采样电路、采样方法及其测试方法 - Google Patents

Abstract

本申请涉及双向采样电路、采样方法及测试方法，包括：第一电阻一端连接被采样电路输入端，另一端通过第二开关连接第一放大器负输入端、通过第六开关连接第二放大器正输入端及第三电阻一端；第二电阻一端连接被采样电路输出端，另一端通过第三开关连接第一放大器正输入端、通过第七开关连接第二放大器负输入端及第四电阻一端；第三电阻另一端通过第一开关连接第一放大器负输入端、第一放大器输出端及通过第九开关连接至双向采样电路输出端；第四电阻另一端通过第八开关连接第二放大器负输入端、第二放大器输出端及通过第十开关连接至双向采样电路输出端；偏移电压通过第四开关连接第一放大器正输入端、第五开关连接第二放大器正输入端。

Description

一种双向采样电路、采样方法及其测试方法

技术领域

本发明属于电子技术领域，如应用于各种电池，DCDC，快充，或微电流、功率的检测和测量，尤其涉及一种双电池系统中电池双向充放电的双向采样电路、采样方法及其测试方法、双电池管理系统。

背景技术

混合动力汽车使用高压48V电池和标准的12V汽车电池。高效，高可靠性的双电池管理系统方案成为混合动力汽车电子系统的核心电源系统。目前双电池管理系统有全模拟解决方案，全数字解决方案及混合模拟数字解决方案。为了提高锂电系统整体的性能，安全性和可靠性，充放电精度从传统的～1％精度需求提高到<0.1％的高精度需求，从而集成高精度双向电流采样检测电路变成控制器的设计难点。无论是工程师通常采用的数字控制方案管理这些双电池系统(包括多个分立元件，如电流检测放大器、栅极驱动器和保护电路，这些全数字控制方案不仅体积庞大，而且价格昂贵)，还是各种系统构架中，可提供更优的电源转换性能的高度集成的模拟控制器，集成高精度双向电流采样检测电路变成控制器的核心来提高性能和系统可靠性。

多相双向汽车12V/48V电源系统中集成高精度双向电流采样检测是实现<0.1％的典型电流精度的核心设计。随着应用对系统小型化，低系统成本，高可靠性的要求，高集成度变成应用趋势，其中集成高精度成本优化的双向电流采样检测成为设计热点和难点。

除此之外，集成高精度双向电流采样检测还可应用在超级电容或电池备份电源转换器，以及可堆栈降压或升压转换器中。

传统的高精度双向电流采样电路需要采用三个高精度放大器和利用电阻分压加缓冲放大器实现的电位平移电路来达到<0.1％的精度，如图1所示为传统的高精度双向电流采样电路结构图。传统的高精度双向电流采样电路由三个斩波放大器Amp和一个缓冲放大器Buffer来完成充电和放电两个方向的电流检测。

然而，传统的电流检测电路中，由于采用了三个斩波放大器Amp和缓冲放大器Buffer，电路面积和功耗很大，而且高精度的电压参考的校准和测试成本也较高。

发明内容

本申请的目的在于提供一种双向采样电路，提高双向采样电路的采样精度，降低校准、测试成本。

为了解决上述问题，本申请公开一种双向采样电路，包括第一和第二运算放大器放大器，第一至第四电阻、第一至第十开关：

所述第一电阻的一端连接被采样电路的输入端，另一端通过第二开关连接所述第一运算放大器放大器的负输入端、通过第六开关连接所述第二运算放大器放大器的正输入端及连接第三电阻的一端；

所述第二电阻的一端连接被采样电路的输出端，另一端通过第三开关连接所述第一运算放大器放大器的正输入端、通过第七开关连接所述第二运算放大器放大器的负输入端及连接第四电阻的一端；

所述第三电阻的另一端通过第一开关连接所述第一运算放大器放大器的负输入端、第一运算放大器放大器的输出端及通过第九开关连接至双向采样电路的输出端；

所述第四电阻的另一端通过第八开关连接所述第二运算放大器放大器的负输入端、第二运算放大器放大器的输出端及通过第十开关连接至双向采样电路的输出端；

偏移电压分别通过第四开关连接第一运算放大器放大器的正输入端、第五开关连接第二运算放大器放大器的正输入端。

在一实施例中，第一电阻和第二电阻的阻值相同。

在一实施例中，第三电阻和第四电阻的阻值相同。

在一实施例中，第一至第十开关为开关晶体管。

在一实施例中，还包括偏移电压产生电路，所述偏移电压产生电路包括一端连接参考电压，另一端接地端的分压电阻串，从分压节点输出所述偏移电压；所述分压电阻串包括串联的若干个电阻和若干个电阻串单元，其中两个电阻串单元并联为一组串联于分压节点与地端之间，两个电阻串单元并联为一组串联于分压节点与第一个电阻之间；所述电阻串单元包括串联的若干个电阻和第一阶梯电阻串单元，所述串联的若干个电阻并联一个电阻。

在一实施例中，所述第一阶梯电阻串单元包括并联的若干个第二阶梯电阻串单元，所述第二阶梯电阻串单元的结构与所述电阻串单元的结构相同。

在本申请的另一方面，还公开一种双向采样方法，采用如前文描述的双向采样电路，包括：

被采样电路的电流从输入端流向输出端时，闭合所述第一、第四、第六、第七、第十开关，打开所述第二、第三、第五、第八、第九开关；所述双向采样电路的输出电压为：

或者

被采样电路的电流从输出端流向输入端时，打开所述第一、第四、第六、第七、第十开关，闭合所述第二、第三、第五、第八、第九开关；所述双向采样电路的输出电压为：

其中，Gain_A为所述第一运算放大器放大器的增益，Gain_B为所述第二运算放大器放大器的增益，Vos_A为所述第一运算放大器放大器的失调电压，Vos_B为所述第二运算放大器放大器的失调电压，Vinp为输入端的电压，Vinn为输出端的电压。

在一实施例中，第一运算放大器放大器的增益为第三电阻与第一电阻的比值。

在一实施例中，第二运算放大器放大器的增益为第四电阻与第二电阻的比值。

本申请的另一方面，还公开了一种测试方法，采用如前文描述的双向采样电路，包括：

闭合所述第一、第三、第四、第五、第六、第八开关，通过所述输入端或输出端测量所述偏移电压；

闭合所述第二、第四、第五、第七、第九开关，输入接地端，测量所述第一运算放大器放大器的输出电压；

闭合所述第一、第三、第四、第六、第八开关，输入接地端，测量所述第二预算放大器的输出电压；

闭合所述第二、第四、第五、第七、第九开关，输入端连接参考电压，测量第一运算放大器放大器的输出电压；

闭合所述第一、第三、第四、第六、第八开关，输入端连接参考电压，测量所述第二预算放大器的输出电压；

计算所述第一运算放大器放大器、第二运算放大器放大器的增益和失调电压。

本申请的另一方面，还公开了一种双电池管理系统，采用如前文所述的双向采样电路，对系统的双电源的电流进行采样。

与现有技术相比，本申请至少具有以下有益效果：

1)当选择其中一个的放大器作为输出时，通过放大器电路的配置将另一个放大器连接为单位增益缓冲结构，可作为电平移位电压的缓冲放大器使用，从而可以节省掉现有方案中的参考电平移位缓冲放大器。

2)本申请中仅采用了四个电阻，需要匹配的电阻个数大大减少，进一步提高了系统的整体性能。

3)偏移电压也相当于经过斩波调制，将其中携带的随温度引起的直流误差调制到高频，并经由系统滤除掉，使得其随温度变化的误差可以被忽略。

4)基于现有开关拓扑结构无需外加电路，通过改变内部开关的状态就可以在电路输入输出端口得到测试数据，相对比于现有方案测试成本更加优化。对于有些不能使用斩波放大器的应用，基于现有开关拓扑结构也可以非常成本优化的增加校准电路来减小运放的输入失调电压对系统精度的影响，从而可以把系统中相对高成本的斩波放大器用低成本的运算放大器替代，可以实现更低的硬件成本，测试成本和校验成本。

本申请的说明书中记载了大量的技术特征，分布在各个技术方案中，如果要罗列出本申请所有可能的技术特征的组合(即技术方案)的话，会使得说明书过于冗长。为了避免这个问题，本申请上述发明内容中公开的各个技术特征、在下文各个实施方式和例子中公开的各技术特征、以及附图中公开的各个技术特征，都可以自由地互相组合，从而构成各种新的技术方案(这些技术方案均因视为在本说明书中已经记载)，除非这种技术特征的组合在技术上是不可行的。例如，在一个例子中公开了特征A+B+C，在另一个例子中公开了特征A+B+D+E，而特征C和D是起到相同作用的等同技术手段，技术上只要择一使用即可，不可能同时采用，特征E技术上可以与特征C相组合，则，A+B+C+D的方案因技术不可行而应当不被视为已经记载，而A+B+C+E的方案应当视为已经被记载。

附图说明

本申请通过所附的附图用示例形式展示。附图应当被理解为作为示例而非限制，本申请的范围是由权利要求所限定的。

图1示出了现有技术中双向采样电路的结构图；

图2示出了本发明一实施例中双向采样电路的连接图；

图3示出了本发明一实施例中双向采样电路的结构图；

图4示出了本发明一实施例中放大器的电路结构图；

图5示出了本发明一实施例中偏移电压产生电路的结构图；

图6示出了本发明一实施例中分压电阻串的结构图。

具体实施方式

在以下的叙述中，为了使读者更好地理解本申请而提出了许多技术细节。但是，本领域的普通技术人员可以理解，即使没有这些技术细节和基于以下各实施方式的种种变化和修改，也可以实现本申请所要求保护的技术方案。

实施例一

参考图2所示，本申请公开一种双向采样电路100，可以检测电流方向在第一输入端Vinp和第二输入端Vinn之间双向流动的电流，第一输入端Vinp和第二输入端Vinn之间接采样电阻Rsense，输出采样电压Vout。

参考图3所示，本实施例中的双向采样电路包括第一放大器110和第二放大器120，第一电阻至第四电阻R1、R2、R3、R4、第一至第十开关S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8、S9、S10。其中，所述第一至第十开关S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8、S9、S10为开关晶体管，例如为MOS晶体管，通过控制MOS晶体管的栅极打开或闭合开关。

所述第一电阻R1的一端作为双向采样电路100的第一输入端Vinp，连接被采样电路(未示出)的输入端，所述第一电阻R1的另一端连接第二开关S2的源极、第六开关S6的源极及连接第三电阻R3的一端，通过第二开关S2的漏极连接所述第一放大器110的负输入端、通过第六开关S6的漏极连接所述第二放大器120的正输入端；

所述第二电阻R2的一端作为双向采样电路100的第二输入端Vinn，连接被采样电路的输出端，所述第二电阻R2的另一端连接第三开关S3的源极、第七开关S7的漏极及连接第四电阻R4的一端，通过第三开关S3的漏极连接所述第一放大器110的正输入端、通过第七开关S7的漏极连接所述第二放大器120的负输入端；

所述第三电阻R3的另一端连接第一开关S1的源极、第九开关S9的源极及第一放大器110的输出端，所述第三电阻R3的另一端通过第一开关S1的漏极连接所述第一放大器110的负输入端，通过第九开关S9的漏极连接至双向采样电路的输出端Vout；

所述第四电阻R4的另一端连接第八开关S8的源极、第十开关S10的源极及第二放大器120的输出端，所述第四电阻R4的另一端通过第八开关S8的漏极连接所述第二放大器120的负输入端、通过第十开关S10的漏极连接至双向采样电路100的输出端Vout；

偏移电压Vshift分别连接第四开关S4的源极、第五开关S5的源极，偏移电压Vshift通过第四开关S4的漏极连接第一放大器110的正输入端、第五开关S5的漏极连接第二放大器120的正输入端。

在一实施例中，所述第一电阻R1和第二电阻R2的阻值相同。

在一实施例中，所述第三电阻R3和第四电阻R4的阻值相同。

本实施例中的第一放大器110、第二放大器120为斩波放大器，第一放大器110、第二放大器120的电路结构参考图4所示，包括：第一至第九NMOS晶体管N1、N2、N3、N4、N5、N6、N7、N8、N9，第一至第第七PMOS晶体管P1、P2、P3、P4、P5、P6、P7，电阻及电容。

第一NMOS晶体管N1的源极、第二NMOS晶体管N2的漏极连接正输入端VIP，第三NMOS晶体管N3的源极、第四NMOS晶体管N4的漏极连接负输入端，第一NMOS晶体管N1的漏极连接第三NMOS晶体管N3的漏极并连接至第五NMOS晶体管N5的栅极，第二NMOS晶体管N2的源极连接第四NMOS晶体管N4的源极连接至第六NMOS晶体管N6的栅极，第五、第六NMOS晶体管的漏极连接第七NMOS晶体管N7的源极，第七、第八、第九NMOS晶体管N7、N8、N9的栅极连接参考电流Iref，漏极连接地端，第八NMOS晶体管N8的源极连接参考电流Iref，第五NMOS晶体管N5的漏极连接第一PMOS晶体管P1的漏极、第四PMOS晶体管P4的漏极、第六PMOS晶体管P6的漏极，第六NMOS晶体管N6的漏极连接第二PMOS晶体管P2的漏极、第五PMOS晶体管P5的源极、第七PMOS晶体管P7的漏极，第九NMOS晶体管N9的漏极连接第三PMOS晶体管P3的漏极、第六PMOS晶体管P6的源极，第一、第二、第三PMOS晶体管P1、P2、P3的源极连接连接电源端VDD，第一、第二PMOS晶体管P1、P2的栅极相连并连接第四PMOS晶体管的源极、第五PMOS晶体管P5的漏极，第六PMOS晶体管P6的源极通过电阻、电容连接至输出端VOUT，第七PMOS晶体管P7的源极连接第三PMOS晶体管P3的栅极并连接至输出端VOUT。通过时钟信号CLK、CLK_B控制晶体管，时钟信号CLK、CLK_B是一对反相的时钟信号。

斩波调制原理是利用输入斩波将输入信号调制到高频，再经由输出斩波调制回低频，而对于放大器的直流参数如失调电压，增益漂移等，只经过输出斩波调制到高频，后被系统的环路滤波器电阻电容滤除掉，从而消除直流非理想参数对输入信号的影响。相对于现有技术，本申请中的双向采样电路仅采用了四个电阻，需要匹配的电阻个数大大减少，进一步提高了系统的整体性能。

参考图5所示，本申请的双向采样电路还包括偏移电压产生电路200，所述偏移电压产生电路200为一端连接参考电压VREF，另一端接地端VRB的分压电阻串，从分压节点输出所述偏移电压Vshift，由高精度参考电压源300提供参考电压VREF。

参考图6中(a)所示，所述分压电阻串200包括串联的若干个电阻和若干个电阻串单元，具体的，包括39个串联的电阻R_t0、R_t1、R_t2、……、R_t38及四个电阻串单元(R_b1)210，其中两个电阻串单元R_b1并联为一组串联于分压节点与地端VRB之间，另两个电阻串单元R_b1并联为一组串联于分压节点与电阻R_t0之间。当VREF＝1.2V时，由于1.2V高精度参考电压源的输出电压温度漂移是<10ppm/C，所以本方案通过将最下面两个电阻换成两个电阻串单元(R_b1)210并联，将总的单位电阻数量减少，从而减少了芯片的面积和成本。

参考图6中(b)所示，所述电阻串单元210包括串联的若干个电阻和第一阶梯电阻串单元211，具体的串联7个电阻，分别通过开关控制，且串联的7个电阻还与1个电阻并联。所述电阻串单元210包括并联的若干个第二阶梯电阻串单元(R_b2)2111，例如并联的8个。本方案中用3bit第一阶梯电阻串单元2110替换分压电阻串200中的电阻串单元R_b1,从而可以产生可选的阶梯电压Vstep1＝15mV/8＝1.875mV。

参考图6中(c)所示，所述第二阶梯电阻串单元2111的结构与电阻串单元210的结构相同。具体的，所述第二阶梯电阻串单元2111包括串联的若干个电阻和第三阶梯电阻串单元21110，例如串联7个电阻，分别通过开关控制，且串联的7个电阻还与1个电阻并联，例如第三第二阶梯电阻串单元21110包括并联八个的电阻。本方案中再使用3bit电阻单元替换电阻串单元210中的第二阶梯电阻串单元2111，从而可以产生Vstep2＝1.875mV/8＝234uV的校验阶梯电压。

相比传统的方案里面，如果要产生Vstep2＝234uV的阶梯电压，需要1.2V/234uV＝5128,至少13位的数模转换器，标准的13位数模转换器需要2^13＝8192个电阻产生这个精度的阶梯电压。本方案可以实现234uV的阶梯步进电压，所需的电阻的个数大大减少。

实施例二

继续参考图3所示，本申请还公开一种双向采样方法，包括：

当被采样电路的电流从输入端流向输出端时，即双向采样电路100的电流方法从第一输入端Vinp向第二输入端Vinn时，闭合所述第一、第四、第六、第七、第十开关S1、S4、S6、S7、S10，打开所述第二、第三、第五、第八、第九开关S2、S3、S6、S7、S9；

所述双向采样电路的输出电压为：

其中，Gain_A为所述第一放大器110的增益，Gain_B为所述第二放大器120的增益，Vos_A为所述第一放大器110的失调电压(offset)，Vos_B为所述第二放大器120的失调电压(offect)，Vinp为第一输入端(被采样电路的输入端)的电压，Vinn为第二输入端(被采样电路的输出端)的电压。

本实施例中，所述第一放大器110的增益Gain_A为第三电阻R3与第一电阻R1的比值，例如R3/R1＝50。所述第二放大器120的增益Gain_B为第四电阻R4与第二电阻R2的比值，例如R4/R2＝50。

实施例三

继续参考图3所示，本申请还公开一种双向采样方法，包括：

当被采样电路的电流从输出端流向输入端时，即双向采样电路100的电路方向为从第二输入端Vinn向第一输入端Vinp，打开所述第一、第四、第六、第七、第十开关S1、S4、S6、S7、S10，闭合所述第二、第三、第五、第八、第九开关S2、S3、S6、S7、S9；

所述双向采样电路的输出电压为：

其中，Gain_A为所述第一放大器110的增益，Gain_B为所述第二放大器120的增益，Vos_A为所述第一放大器110的失调电压(offset)，Vos_B为所述第二放大器120的失调电压(offect)，Vinp为第一输入端(被采样电路的输入端)的电压，Vinn为第二输入端(被采样电路的输出端)的电压。

本实施例中，所述第一放大器110的增益Gain_A为第三电阻R3与第一电阻R1的比值，例如R3/R1＝50。所述第二放大器120的增益Gain_B为第四电阻R4与第二电阻R2的比值，例如R4/R2＝50。

实施例四

本申请还公开一种失调电压的测试方法，包括：

闭合所述第一、第三、第四、第五、第六、第八开关S1、S3、S4、S5、S6、S8，打开第二、第七、第九、第十打开S2、S7、S9、S10，通过第一输入端(被采样电路的输入端)Vinp或第二输入端(被采样电路的输出端)Vinn测量所述偏移电压Vshiift；

闭合所述第二、第四、第五、第七、第九开关S2、S4、S5、S7、S9，打开第一、第三、第六、第八、第十开关S1、S3、S6、S8、S10，第一输入端(被采样电路的输入端)Vinp或第二输入端(被采样电路的输出端)Vinn接地端，测量第一放大器110的输出电压；

VoutA2＝Vshift*(Gain_A+1)+Vos_A*(Gain_A+1) (1)

闭合所述第一、第三、第四、第六、第八开关S1、S3、S4、S6、S8，打开所述第二、第五、第七、第八、第十开关S2、S5、S7、S8、S10，第一输入端(被采样电路的输入端)Vinp或第二输入端(被采样电路的输出端)Vinn接地端，测量第二放大器120的输出电压；

VoutB2＝Vshift＊(Gain_B+1)+Vos_B＊(Gain_B+1) (2)

闭合所述第二、第四、第五、第七、第九开关S2、S4、S5、S7、S9，打开第一、第三、第六、第八、第十开关S1、S3、S6、S8、S10，第一输入端(被采样电路的输入端)Vinp或第二输入端(被采样电路的输出端)Vinn接参考电压VREF，测量第一放大器110的输出电压；

VoutA3＝-Gain_A＊VREF+Vshift＊(Gain_A+1)+Vos_A＊(Gain_A+1) (3)

闭合所述第一、第三、第四、第六、第八开关S1、S3、S4、S6、S8，打开所述第二、第五、第七、第八、第十开关S2、S5、S7、S8、S10，第一输入端(被采样电路的输入端)Vinp或第二输入端(被采样电路的输出端)Vinn接地端，测量第二放大器120的输出电压；

VoutB3＝-Gain_B＊VREF+Vshift＊(Gain_B+1)+Vos_B＊(Gain_A+1) (4)

根据上述公式(1)-(4)及测量的结果，计算所述第一放大器110、第二放大器120的增益和失调电压：

Gain_A＝-(VoutA3-VoutA2)/VREF (5)

Gain_B＝-(VoutB3-VoutB2)/VREF (6)

Vos_A＝(VoutA2–Vshift＊(Gain_A+1))/(Gain_A+1) (7)

Vos_B＝(VoutB2–Vshift＊(Gain_B+1))/(Gain_B+1) (8)

本方案无需外加电路，通过改变内部开关的状态就可以在电路输入输出端口得到测试数据，相对比于其他方案测试成本更加优化。

此外，本申请可以对失调电压进行校准，第一放大器的失调电压Vos_A和第二放大器的失调电压Vos_B与偏移电压Vshift电压相关联，通过调节偏移电压Vshift电压的值就可以将失调电压调为零，而偏移电压Vshift的调节是通过前述的分压电阻串200、电阻串单元210和第一阶梯电压串单元2111和控制开关来实现的，按照前述的实施可以实现234uV的阶梯步进电压来对失调电压校准，相对于传统的采用高精度的DAC来校准的方案，本校准方法具有面积小，成本低的优势。

需要说明的是，本申请还公开了一种双电池管理系统，采用如前文所述的双向电流采样电路，对系统的双电源的电流进行采样。

应当注意以上所描述的所有或者任一实施例可以彼此结合，除非另外声明或者此类实施例可能在功能上和/或架构上相互排斥。

虽然本申请与引用的特定示例实施例一起被描述，但是本申请并不仅限于于此描述的实施例，而是可以用在后附的权利要求的精神和范围内以修改或者变更的形式被实施。相应的，说明书和附图应被视为说明的意思而非限制的意思。

由上所述，应当注意到本申请特定的实施例在这里以示例为目的被描述，但是在不背离本申请范围的情况下可以做不同的修改。相应地，本申请除了后附的权利要求，并不被限制。

本领域技术人员在实施本申请时可以通过对于附图、公开的内容和权利要求的研究，了解并进行对于公开的实施例的其他改变。在权利要求中，词语“包括”并不排除其他组件或步骤，并且不定冠词“一个”并不排除多个。即使特定的特征记载在不同的从属权利要求中，本申请也涉及具有共同的这些特征的实施例。任何在权利要求中的附图标记不应当被解释为限制范围。

不同实施例的特征和方面可以被整合到另外的实施例中，并且本文件所示的实施例可以在没有所有示例或者描述的特征或者方面的情况下实施。本领域技术人员会注意到，虽然本系统和方法的特定的示例和实施例为了示例目的而被描述，在不背离本申请的精神和范围的情况下可以做出不同的修改。此外，一个实施例的特征可以被包含到另一个实施例中，即使这些特征并未在本文件中在一个单一的实施例中被一起描述。相应地，本申请被所附的权利要求描述。

Claims (11)

1.一种双向采样电路，其特征在于，包括第一和第二放大器，第一至第四电阻、第一至第十开关：

所述第一电阻的一端连接被采样电路的输入端，另一端通过第二开关连接所述第一放大器的负输入端、通过第六开关连接所述第二放大器的正输入端及连接第三电阻的一端；

所述第二电阻的一端连接被采样电路的输出端，另一端通过第三开关连接所述第一放大器的正输入端、通过第七开关连接所述第二放大器的负输入端及连接第四电阻的一端；

所述第三电阻的另一端通过第一开关连接所述第一放大器的负输入端、第一放大器的输出端及通过第九开关连接至双向采样电路的输出端；

所述第四电阻的另一端通过第八开关连接所述第二放大器的负输入端、第二放大器的输出端及通过第十开关连接至双向采样电路的输出端；

偏移电压分别通过第四开关连接第一放大器的正输入端、第五开关连接第二放大器的正输入端。

2.如权利要求1所述的双向采样电路，其特征在于，所述第一电阻和第二电阻的阻值相同。

3.如权利要求1所述的双向采样电路，其特征在于，所述第三电阻和第四电阻的阻值相同。

4.如权利要求1所述的双向采样电路，其特征在于，所述第一至第十开关为开关晶体管。

5.如权利要求1所述的双向采样电路，其特征在于，还包括偏移电压产生电路，所述偏移电压产生电路包括一端连接参考电压，另一端接地端的分压电阻串，从分压节点输出所述偏移电压；所述分压电阻串包括串联的若干个电阻和若干个电阻串单元，其中两个电阻串单元并联为一组串联于分压节点与地端之间，两个电阻串单元并联为一组串联于分压节点与第一个电阻之间；所述电阻串单元包括串联的若干个电阻和第一阶梯电阻串单元，所述串联的若干个电阻并联一个电阻。

6.如权利要求5所述的双向采样电路，其特征在于，所述第一阶梯电阻串单元包括并联的若干个第二阶梯电阻串单元，所述第二阶梯电阻串单元的结构与所述电阻串单元的结构相同。

7.一种双向采样方法，采用如权利要求1-6任意一项所述的双向采样电路，其特征在于，包括：

被采样电路的电流从输入端流向输出端时，闭合所述第一、第四、第六、第七、第十开关，打开所述第二、第三、第五、第八、第九开关；所述双向采样电路的输出电压为：

或者

被采样电路的电流从输出端流向输入端时，打开所述第一、第四、第六、第七、第十开关，闭合所述第二、第三、第五、第八、第九开关；所述双向采样电路的输出电压为：

其中，Gain_A为所述第一放大器的增益，Gain_B为所述第二放大器的增益，Vos_A为所述第一放大器的失调电压，Vos_B为所述第二放大器的失调电压，Vinp为输入端的电压，Vinn为输出端的电压。

8.如权利要求7所述的双向采样方法，其特征在于，所述第一放大器的增益为所述第三电阻与第一电阻的比值。

9.如权利要求7所述的双向采样方法，其特征在于，所述第二放大器的增益为所述第四电阻与第二电阻的比值。

10.一种测试方法，采用如权利要求1-6任意一项所述的双向采样电路，其特征在于，包括：

闭合所述第一、第三、第四、第五、第六、第八开关，通过所述被采样电路的输入端或输出端测量所述偏移电压；

闭合所述第二、第四、第五、第七、第九开关，所述被采样电路的输入端和输出端接地端，测量所述第一放大器的输出电压；

闭合所述第一、第三、第四、第六、第八开关，所述被采样电路的输入端和输出端接地端，测量所述第二放大器的输出电压；

闭合所述第二、第四、第五、第七、第九开关，所述被采样电路的输入端和输出端端连接参考电压，测量第一放大器的输出电压；

闭合所述第一、第三、第四、第六、第八开关，所述被采样电路的输入端和输出端端连接参考电压，测量所述第二放大器的输出电压；

计算所述第一放大器、第二放大器的增益和失调电压。

11.一种双电池管理系统，其特征在于，采用如权利要求1-6中任意一项所述的双向采样电路，对系统的双向电源的电流进行采样。