CN103577015B - 静电电容检测电路以及输入设备 - Google Patents

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Abstract

提供一种抑制电路规模的扩大及消耗电力的增大、抑制噪声的影响、能够将微小的静电电容的变化以高的S/N比稳定地检测的静电电容检测电路以及输入设备。该静电电容检测电路（1）具备：电荷放大器（10），具有在反馈路径中设有电容器（Cfb）的运算放大器（11），包括传感器电极（2）的电极间电容（Cm）的检测电荷及由外来噪声带来的电荷的信号流入；切换电路（SW4－1、SW5－1、SW4－2、SW5－2），能够切换经由反馈路径连接在电荷放大器（10）的输入输出端上的电容器（Cfb）的方向，通过施加在传感器电极（2）的驱动信号，根据从传感器电极的检测侧电极流入的电荷的方向切换电容器（Cfb）的方向。

Description

静电电容检测电路以及输入设备
技术领域
本发明涉及检测触摸板、触摸传感器等的传感器上的微小的静电电容的变化的静电电容检测电路以及输入设备。
背景技术
以往，提出了适合在触摸板、触摸传感器等的输入设备中在噪声较多的环境下检测传感器电极间的微小的静电电容的变化的静电电容检测电路。
例如，日本专利第4275865号公报所公开的静电电容检测电路为了检测传感器电极间的互电容，采用了对于积分电容器、以驱动脉冲的上升边沿发生的定时(Timing)、从互电容进行电荷转送的结构。此外，在美国专利申请公开第2011－0273400说明书中公开的静电电容检测电路通过以发生驱动脉冲的两边沿的定时从互电容向两个积分电路进行电荷转送，对于低频率的噪声提高了滤波效果。
专利文献1：日本专利第4275865号公报
专利文献2：美国专利申请公开第2011－0273400号说明书
可是，形成传感器的驱动电极与检测电极之间的电极间电容(互电容)通常为几pF是较小的值，但因手指的接近带来的变化量更小，是几百fF的量级以下。因此，混入噪声的影响很大。作为混入噪声的原因，有来自装入触摸板或触摸传感器的系统的电源的噪声、或处于同系统内的液晶面板的驱动信号等，通过设备的复杂化等，这些噪声发生源的影响不能再被忽视。
在专利第4275865号公报所记载的检测电路的情况下，向积分电容器的电荷转送仅对驱动脉冲的上升边沿进行。因此，被手指等的操作体自身施加了噪声。或者，如果被检测静电电容的系统的电源施加噪声，则噪声被混入到转送的电荷中。如果施加的噪声的频率相对于积分期间变低，则混入噪声的平均化在积分期间中变得不充分，有在输出数据中更大地显现噪声的影响的缺点。
在美国专利申请公开第2011－0273400号说明书所记载的检测电路的情况下，通过在驱动脉冲的两边沿进行电荷转送，对于低频噪声的滤波效果提高，但是需要两个系统的使用运算放大器的积分电路，导致电路规模及耗电的增大。
发明内容
本发明是鉴于这样的情况而做出的，目的是提供一种能够抑制电路规模的扩大及耗电的增大、在外来噪声较多的环境下也能够抑制噪声的影响、能够以高的S/N比(信噪比)稳定地检测微小的静电电容的变化的静电电容检测电路。
本发明的静电电容检测电路的特征在于，具备：包含传感器电极的电极间电容的检测电荷及由外来噪声带来的电荷的信号流入的电荷积分电路；以及将上述电荷积分电路的输出从模拟信号转换为数字信号的A/D转换器；上述电荷积分电路具备对在上述电极间电容之间转送的电荷进行储存的电容器，由上述电容器对通过施加在上述传感器电极的驱动侧电极的驱动信号转送的电荷连续地积分。
根据上述静电电容检测电路，通过将在驱动信号的上升边沿和下降边沿分别转送的电荷用电容器连续地积分，将低频的外来噪声平均化，由此能够降低外来噪声的影响。此外，由于未使用两个系统的积分电路，所以能够通过最小限度的电路构成大幅地提高外来噪声耐受性。
本发明在上述静电电容检测电路中，上述电荷积分电路具备：电荷放大器，具有在反馈路径中设有上述电容器的运算放大器；以及切换电路，具有对施加在上述电容器的信号的方向进行切换的多个选择开关，该切换电路根据由施加在上述传感器电极的驱动侧电极的驱动信号引起的从上述传感器电极的检测侧电极流入的电荷的方向切换上述电容器的连接。
由此，能够在驱动信号的上升沿和下降沿的两边沿进行电荷转送，低频的噪声能够由运算放大器的反馈路径的电容器连续地积分，从而能够使外来噪声平均化。此外，由于未使用两个系统的积分电路，所以能够通过最小限度的电路构成大幅地提高噪声耐受性。
在上述静电电容检测电路中，其特征在于，具有对上述信号的向上述电荷放大器的流入期间进行控制的捕捉开关，通过该捕捉开关，将作为电荷放大器输出的模拟信号与模拟/数字转换的定时相匹配而进行捕捉。
由此，通过电荷放大器将低频的噪声用运算放大器的反馈路径的电容器连续地积分，并且能够抑制反复采样时的电荷放大器的模拟信号输出的因外来噪声带来的影响。
在上述静电电容检测电路中，其特征在于，在上述运算放大器的反馈路径上，将电阻元件、阻抗元件、有源元件或组合了阻抗元件及有源元件的电路网中的任一个相对于上述反馈路径并联地连接。
由此，在切换对运算放大器的反馈路径中的电容器施加的信号的方向的切换电路中，在切换中途多个选择开关连接状态都成为OFF的定时，能够抑制因开关的电荷注入的影响带来的运算放大器的输出变动。
在上述静电电容检测电路中，其特征在于，上述A/D转换器(模拟/数字转换器)将由上述电荷放大器的输出电位与参考电位的差的电位构成的模拟信号转换为数字信号。
由此，能够将电荷放大器的输出匹配于被检测电容的变化的动态范围而有效率地进行模拟/数字转换。
在上述静电电容检测电路中，其特征在于，上述A/D转换器将由对应于上述驱动信号的上升边沿的上述电荷放大器的输出电位、与对应于上述驱动信号的下降边沿的上述电荷放大器的输出电位的差的电位构成的模拟信号转换为数字信号。
由此，通过将电荷放大器的输出以时间差进行模拟差动输出，输出信号的动态范围扩大，能够使噪声的影响变小而进行模拟/数字转换。
在上述静电电容检测电路中，其特征在于，具备将下述信号向上述电荷放大器的输入反馈的反馈电路，该下述信号为对应于将下述模拟信号转换为数字信号而得到的输出的信号，该下述模拟信号由上述电荷放大器的输出电位与参考电位的差的电位而构成。
由此，能够使用较小解析力的模拟/数字转换器实现解析力更高的ΔΣ模拟/数字转换器(德尔塔-西格玛型模拟/数字转换器)。
在上述静电电容检测电路中，其特征在于，具备将下述信号向上述电荷放大器的输入反馈的反馈电路，该下述信号为对应于将下述模拟信号转换为数字信号而得到的输出的信号，该下述模拟信号由对应于上述驱动信号的上升边沿的上述电荷放大器的输出电位、与对应于上述驱动信号的下降边沿的上述电荷放大器的输出电位的差的电位而构成。
由此，将电荷放大器的输出模拟差动化而使噪声的影响变小，能够使用较小的解析力的模拟/数字转换器实现解析力及SN比(信噪比)高的ΔΣ模拟/数字转换器。
在上述静电电容检测电路中，其特征在于，上述电荷积分电路具备：电流比较电路，具备被输入上述传感器电极的检测侧电极的电位和参考电位的差动放大器、由上述差动放大器的输出电压控制输出电流的第1电流输出电路、将上述第1电流输出电路的输出电流向上述差动放大器的输入反馈的反馈路径、以及与上述第1电流输出电路构成电流反射镜的第2电流输出电路；以及切换电路，将对上述第2电流输出电路的输出电流进行积分的上述电容器的电位初始化，并且根据从上述传感器电极的检测侧电极流入的电荷的方向切换上述电流比较电路的输出与上述电容器的连接。
由此，具有第1电流输出电路与第2电流输出电路的电流反射镜比的设计自由度，所以通过该设定能够使积分电容器的尺寸变小，整体上能够使电路规模变小。
在上述静电电容检测电路中，也可以是以下的构成：上述切换电路具有连接在上述第2电流输出电路的输出与上述电容器的一端之间的第1开关、连接在上述第2电流输出电路的输出与上述电容器的另一端之间的第2开关、连接在上述电容器的另一端与地电位之间的第3开关、连接在上述电容器的一端与电压源之间的第4开关、以及连接在参考电位端与上述电容器的一端之间的第5开关。
在上述静电电容检测电路中，也可以是以下的构成：上述切换电路具有连接在上述第2电流输出电路的输出与上述电容器的一端之间的第1开关、连接在上述第2电流输出电路的输出与上述电容器的另一端之间的第2开关、连接在上述电容器的另一端与参考电位端之间的第3开关、以及连接在上述电容器的一端与参考电位端之间的第4开关。
在上述静电电容检测电路中，也可以是以下的构成：上述电荷积分电路具备：第1运算放大器，具备被输入上述传感器电极的检测侧电极的电位和参考电位的第1差动放大器、由上述第1差动放大器的输出电压控制输出电流的第1电流输出电路、以及上述第1电流输出电路的输出电流向上述第1差动放大器的输入反馈的反馈路径；第2运算放大器，具备上述传感器电极的检测侧电极的电位和上述参考电位输入的第2差动放大器、以及由上述第2差动放大器的输出电压控制输出电流的第2电流输出电路；以及切换电路，将对上述第2电流输出电路的输出电流积分的上述电容器的电位初始化，并根据从上述传感器电极的检测侧电极流入的电荷的方向切换上述第2运算放大器的输出与上述电容器的连接。
在上述静电电容检测电路中，上述A/D转换器也可以由ΔΣ型转换器构成。由此，能够实现高的噪声耐受性。
本发明的输入设备，是具备以矩阵状配置有相互正交的X电极群和Y电极群的传感器电极、以及检测上述传感器电极的电极间电容的变化的静电电容检测电路的输入设备，上述静电电容检测电路可以采用上述任一种构成。
根据本发明，能够提供一种能够抑制电路规模的扩大及耗电的增大、在外来噪声多的环境下也能够抑制噪声的影响、能够以高的S/N比稳定地检测微小的静电电容的变化的静电电容检测电路。
附图说明
图1是在有关实施方式1的静电电容检测电路上连接着传感器电极的图。
图2是形成电极间电容Cm的交叉点和对应于该传感器构成部分的静电电容检测电路的框图。
图3是表示实施方式1的电荷放大器的具体的构成例的图。
图4是表示用于实施方式1的动作说明的时序图的图。
图5是表示模拟/数字转换器的内部构成的图。
图6是表示有外来噪声的情况下的输出Aout与比较器输出Cout的关系的图。
图7A是使比较器自身具有闩锁功能的图。
图7B是在比较器之前附加了跟踪/保持电路的图。
图8是表示作为无交迭信号的信号φ1和φ2的图。
图9是表示当反馈路径为开环状态时尖峰状噪声输入到运算放大器中的状况的图。
图10是表示实施方式2的电荷放大器的具体的构成例的图。
图11是表示在实施方式3中使用的电荷放大器10及模拟/数字转换器20的构成的图。
图12是表示用于实施方式3的动作说明的时序图的图。
图13是有关实施方式4的静电电容检测电路的框图。
图14是表示用于实施方式4的动作说明的时序图的图。
图15是有关实施方式5的静电电容检测电路的构成图。
图16是表示用于实施方式5的动作说明的时序图的图。
图17是对应于实施方式6的静电电容检测电路的框图。
图18是表示实施方式6的电荷积分电路的构成例的图。
图19是表示用于实施方式6的动作说明的时序图的图。
图20是表示电荷积分电路的变形例的图。
图21是表示有关图20的变形例的电荷积分电路的动作时序的图。
图22是表示在本实施方式7中使用的模拟/数字转换器的构成例的图。
图23是表示用于实施方式7的动作说明的时序图的图。
图24是表示使电荷积分电路的输入部双重化的构成例的图。
附图标记说明
1 静电电容检测电路
2 传感器电极
3 X电极群
4 Y电极群
10 电荷放大器
11 运算放大器
12 电阻元件
20 模拟/数字转换器
21、24、121 比较器
22 闩锁电路
23 跟踪/保持电路
25 数字滤波器
30 ΔΣ反馈控制逻辑
110 电荷积分电路
111 差动放大器
112 反馈路径
Cfb 反馈电容
SW1、SW2 开关
SW3 捕捉开关
SW4－1、SW5－1、SW4－2、SW5－2、SWf1、SWf2、SWr1、SWr2 选择开关(切换电路)
Cm 电极间电容
Cp GND 电容
Csn、Csp 采样电容
CdsΔΣ 反馈电容
gmA 第1电流输出电路
gmB 第2电流输出电路
gm1、gm2、gm1＇、gm2＇ 互导元件
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式详细地说明。
(实施方式1)
在图1中，表示针对有关本实施方式1的静电电容检测电路1连接着触摸板、触摸传感器等的传感器电极2的状态。传感器电极2形成为2维的平面，以矩阵状配置有相互正交的X电极群3和Y电极群4。通过将传感器电极2的X电极群3和Y电极群4配置为矩阵状，能够检测人的手指接近的位置。
X电极群3以及Y电极群4的各个电极(X电极、Y电极)存在对应于屏蔽板等的GND(Ground，地电位，公共端)电容Cp。此外，在图1中仅图示了1处，但在X电极和Y电极的各交点上分别形成电极间电容Cm。由于该电极间电容Cm在手指接近时减小，所以通过检测各交点的静电电容，能够确定手指的接近位置。
图2表示图1中代表性的1条X电极和1条Y电极的传感器构成部分(相当于形成电极间电容Cm的交叉点)、以及对应于该传感器构成部分的静电电容检测电路1的框图。作为将图1的X电极设为驱动电极的情况下的节点(驱动电极节点)Sin、将图1的Y电极设为检测电极的情况下的节点(检测电极节点)Ain，通过从驱动电极节点Sin给出矩形波等的驱动信号，由电荷放大器10将与电极间电容Cm对应的电荷量变换为电压。驱动电极节点Sin的电压源VDD端子侧设有由信号PU进行ON/OFF控制的开关SW1，驱动电极节点Sin的GND端子侧设有由信号PD进行ON/OFF控制的开关SW2。
图3表示电荷放大器10的具体的结构例。在从检测电极节点Ain向运算放大器11的负输入的路径中，串联地设有由信号APT进行ON/OFF控制的捕捉开关SW3，控制包括电极间电容Cm的电荷及外来噪声的电荷的信号的向电荷放大器10的流入期间。即，捕捉开关SW3通过控制向电荷放大器10的电荷的流入期间，在ON期间，由于包含电荷的信号向电荷放大器10流入而电荷放大器10的输出变化，在OFF期间，包含电荷的信号的流入停止，电荷放大器10的输出被保持。因此，通过捕捉开关SW3控制向电荷放大器10的流入期间，能够将作为电荷放大器输出的模拟信号与模拟/数字转换的定时相匹配而正确地捕捉。在从运算放大器11的输出向负输入的反馈路径中，设有由信号φ1进行ON/OFF控制的选择开关SW4－1、SW4－2、以及由信号φ2进行ON/OFF控制的选择开关SW5－1、SW5－2这4个选择开关。这些选择开关SW4－1、SW5－1、SW4－2、SW5－2构成切换电路。成为通过切换电路、作为电容器的反馈电容Cfb的两个端子能够切换连接为正和反的方向的结构。在运算放大器11的正输入上连接着参考电位VR。参考电位设定在运算放大器11的电源的中点附近，以便将输出信号的动态范围取得较大。
电荷放大器10的输出Aout向模拟/数字转换器20输入(参照图2)。模拟/数字转换器20被输入转换定时规定信号AQ，在信号AQ的上升沿的定时将输出Aout与参考电位VR的差的电位转换为数字信号Dout。即，用捕捉开关SW3控制向电荷放大器10的包含电荷的信号的流入，在捕捉开关SW3为OFF时保持电荷放大器10的输出的状态下，通过根据信号AQ的上升沿而进行AD转换，将噪声滤波效果的不良影响排除。
图4表示用于本实施方式的动作说明的时序图。信号PU、PD是用来通过对各开关SW1、SW2进行ON/OFF控制而对驱动电极节点Sin给出矩形波的信号。如果通过信号PU成为ON而开关SW1成为ON，则对驱动电极节点Sin设定VDD的电位，如果通过信号PD成为ON而开关SW2成为ON，则对驱动电极节点Sin设定GND的电位。对开关SW1、SW2进行ON/OFF控制的信号PU、PD通常为无交迭信号(ON期间不重叠)，但也可以用使简单的数字信号原样反转的非门逻辑来代替。
T1～T6表示驱动信号的边沿的定时，在该例中，表示了将在上升沿、下降沿的两边沿取入6次的转送电荷并积分成的输出Aout的电压作为与参考电位VR的差而计测的例子。
首先，在复位序列中，使APT、φ1、φ2的任一个信号(捕捉开关SW3、选择开关SW4－1、SW5－1、SW4－2、SW5－2)都为ON，将反馈电容Cfb的电荷复位，并将检测电极节点Ain设定为参考电位VR。接着，使APT、φ1、φ2的各信号(捕捉开关SW3、选择开关SW4－1、SW5－1、SW4－2、SW5－2)成为OFF，复位序列结束。
在接着的定时T1，通过使信号PU成为ON而使开关SW1成为ON，使驱动电极节点Sin向VDD转变，同时使信号APT、信号φ1成为ON。此时，运算放大器11要经由反馈电容Cfb将负输入的电位保持为与参考电位VR相同的电位而进行负反馈动作，所以通过从传感器电极2转送的电荷，输出Aout成为从参考电位VR下降的电位。在没有外来噪声的状态下，由驱动信号的各边沿带来的输出Aout的电位变化ΔAout根据转送的电荷量而为以下这样。
ΔAout＝VDD×Cm/Cfb (1)
在图4中，输出Aout的变化的定时时的箭头的长度表示ΔAout的大小。接着，通过使信号APT成为OFF而使捕捉开关SW3成为OFF，将传感器电极2与电荷放大器10的电荷的交换切断。进而，信号PU及φ1成为OFF，各开关SW1、SW4－1、SW4－2成为OFF。
在接着的定时T2，为了使驱动电极节点Sin向GND转变而信号PD成为ON。此外，同时通过信号APT、信号φ2成为ON，在传感器电极2与电荷放大器10之间发生与定时T1时相反方向的电荷移动，但负反馈电容Cfb的连接成为与信号φ1时相反方向，成为相对于参考电位VR在正方向上储存的电荷，所以相对于参考电位VR作为正的电位变化。
在将这样的动作重复到T3～T6之后，在信号AQ的上升边沿的定时，将电荷放大器10的输出Aout与参考电位VR的差的电位作为静电电容计测值进行模拟/数字转换。
反复进行这一系列的复位序列、检测序列，并检测电极间电容Cm的大小，但在该实施方式中，即使混入外来噪声，在时间上相邻被取入到电荷放大器10中的噪声电荷量也如图4的最下方表示那样，噪声N1－1、N1－2、N1－3的部分与噪声N2－1、N2－2、N2－3的部分被抵消，所以作为检测电路的噪声耐受性大幅地提高。
此外，本发明的检测序列并不限定于6次，在作为输出Aout输出的电位包含在GND和VDD的范围中的范围或电荷放大器10的动作电源范围中，通过尽可能多地重复，使噪声削减效果变大。进而，通过将驱动信号的上升沿及下降沿各自的电荷转变进行相同的次数，噪声削减效果进一步变大。
对作为用来捕捉将电荷放大器10的模拟信号向数字信号转换的定时的机构而导入了由信号APT进行ON/OFF控制的捕捉开关SW3的情况，这里对不导入捕捉开关SW3(信号APT)时的问题进行说明。例如，假设不设置由信号APT进行ON/OFF控制的捕捉开关SW3而将输出Aout连接在模拟/数字转换器20上。由于模拟/数字转换器20在内部具有比较器的结构较多，所以例如对假设模拟/数字转换器为1位输出的比较器的情况进行例示。如图5所示，假设比较器21的输出为Cout、将该输出Cout用信号AQ闩锁的闩锁电路22的输出为Dout。在图6中表示有外来噪声的情况下的输出Aout与比较器输出Cout的关系。例如，如果设想混入单一频率的噪声、其相位不同的情况，则相位为N1时的比较器的输出为Cout1，相位为N2时的比较器输出为Cout2。比较器21将输出Aout与参考电位VR比较而进行High/Low的输出，但实际上存在时间延迟，发生图6那样的延迟(Delay)。即使输出Aout的电压在N1、N2完全为相同的信号AQ的定时规定进行模拟/数字转换的定时，被闩锁的数字信号也成为不同的值，结果电荷放大器10中的噪声的滤波效果较大地受损。
由此，通过在将输出Aout向数字信号转换的定时，将模拟信号用捕捉开关SW3(信号APT)捕捉，能发挥本来的滤波效果。如果如图7A那样使模拟/数字转换器20的比较器21自身具有闩锁功能、或如图7B那样在比较器21之前附加输出Aout信号的跟踪/保持电路23，也能够得到与由信号APT控制的开关SW3同样的效果。
(实施方式2)
接着，对将电荷放大器10的一部分变形的实施方式2进行说明。
由信号φ1、φ2控制的切换电路(选择开关SW4－1、SW5－1、SW4－2、SW5－2)通常进行控制以使开关不相互同时为ON，所以信号φ1、φ2成为图8所示那样的无交迭信号。此外，实际的开关被输送数据信号，在对开关进行输入输出的数据信号输入输出部与控制开关的控制信号被输入的控制信号输入部之间发生静电电容耦合。在设计上，为了将该耦合消除而采取设置伪晶体管等的方法，但是有不能忽视的影响残留的情况。在此情况下，如图8、图9所示，有可能发生尖峰状的噪声Nin。在噪声发生时，在信号φ1、φ2都为OFF的期间，在运算放大器11上没有施加负反馈而成为开环，所以在输出Aout中发生较大的输出变化。如果从该状态起接着信号φ1或φ2成为ON，则有在反馈电容Cfb中流入不需要的电荷而发生电荷放大器的输出的SN比的变差的情况。
所以，在实施方式2中使用的电荷放大器10如图10所示，构成为在运算放大器11的负输入和输出的反馈路径上连接电阻值Rfb的电阻元件12。在图10中，对于与图3所示的电荷放大器10相同的部分赋予相同的附图标记。在具有这样的结构的电荷放大器10中，即使发生尖峰状的噪声Nin，由于总是为经由电阻元件12进行来自输出的负反馈控制的状态，所以在输出Aout中也不会发生较大的变化。由此，能够避免输出Aout的SN比的较大地恶化。但是，如果Cfb×Rfb(时间常数)变得比采样周期小，则由电阻元件12带来的电荷的泄漏变得不能忽视。由此，需要注意将Cfb×Rfb(时间常数)设定为泄漏的影响能够忽视的大小等。
此外，连接到反馈路径上的并不限于电阻元件12，也可以使用晶体管、二极管等的有源元件或组合了阻抗元件和有源元件的电路网。例如，通过代替电阻元件12而使用利用晶体管的OFF特性的设备，能够有利于制造过程的削减。
(实施方式3)
接着，对本发明的实施方式3进行说明。本实施方式3将输出Aout在驱动电极节点Sin的上升边沿时采样到采样电容Csn中，在驱动电极节点Sin的下降边沿时采样到采样电容Csp中。
图11表示在本实施方式中使用的电荷放大器10及模拟/数字转换器20的结构。在图11中，对于与图3所示的电荷放大器10相同的部分赋予相同的附图标记。对于模拟/数字转换器20的负输入(N)连接采样电容Csn，并且运算放大器11的输出Aout经由由信号φ1控制的开关SW4－3被输出。此外，对正输入(P)连接采样电容Csp，并且运算放大器11的输出Aout经由由信号φ2控制的开关SW5－3被输出。
在图12中表示用于实施方式3的动作说明的时序图。与图4相同的动作部分省略说明。在将运算放大器11的输出Aout向采样电容Csn和采样电容Csp分配的开关SW4－3、SW5－3的控制信号中，也可以不是信号φ1、φ2，而通过设定为比信号φ1、φ2短的期间，来代替捕捉开关SW3(APT)的功能。
在本例中，也在定时T1～T6进行积分动作，但在定时T1、T3、T5在采样电容Csn中储存负侧的电荷放大器输出，在定时T2、T4、T6在采样电容Csp中储存正侧的电荷放大器输出。当在检测序列的最后进行模拟/数字转换时，将采样电容Csn与Csp的电位的差(P－N)作为计测值。
由此，能够有效地使用电荷放大器输出的动态范围，作为模拟信号能够得到2倍的输出。因而，通过稍追加电路元件就能够实现SN比的进一步提高。此外，由于比较器21的比较对象为正极(P)和负极(N)的电压，所以低频噪声被变换为共模，所以能够得到由积分的效果和差动的效果的两者带来的噪声滤波效果。
(实施方式4)
接着，对本发明的实施方式4进行说明。本实施方式4是使用1位输出的比较器24作为模拟/数字转换器20、实现ΔΣ型的模拟/数字转换器的实施方式。
图13是有关实施方式4的静电电容检测电路的框图。模拟/数字转换器20是由1位输出的比较器24和数字滤波器25构成的ΔΣ型的模拟/数字转换器。是通过将比较器24的输出经由ΔΣ反馈电容Cds反馈到输入而进行ΔΣ调制的。ΔΣ反馈电容Cds的反馈定时由ΔΣ反馈控制逻辑30控制。
在图14中表示用于实施方式4的动作说明的时序图。另外，产生驱动信号、通过APT、φ1、φ2的控制信号从传感器电极向电荷放大器10取入电荷的动作与实施方式1是同样的。
在复位序列中，通过由信号φ1、φ2使选择开关SW4－1、SW5－1、SW4－2、SW5－2成为ON、直到将反馈电容Cfb的电荷复位为止，与实施方式1是同样的。在接着进行的最初的驱动信号的上升沿、下降沿的两边沿(T1、T2)处的积分动作中，通过信号Dds向与驱动信号相反方向变化，将初始电荷向反馈电容Cfb转送。此时，还同时进行通过在驱动电极节点Sin产生的驱动信号的电荷转送。与通过信号Dds的变化而经由ΔΣ反馈电容Cds向反馈电容Cfb转送的信号Dds的1个边沿对应的初始电荷Qds，如果使Dds的变化的大小为与驱动信号相同的VDD，则如以下这样表示。
Qds＝VDD×Cds (2)
在图14中，将与该电荷量对应的输出Aout的输出波形用虚线表示，但通常Qds的大小设定为比与电极间电容对应的电荷(VDD×Cm)大，所以通过由驱动信号带来的转送电荷在箭头方向上减去电荷而成为实线的波形。初始电荷由于在T1、T2的两边沿向反馈电容Cfb转送，所以总体上将(2)式的2倍的电荷作为初始电荷向反馈电容Cfb转送。
由于通过驱动信号在定时T1～T5为止的边沿将与电极间电容Cm对应的电荷转送，所以成为以从反馈电容Cfb的初始电荷减去的形式转送，电荷放大器输出接近于参考电位。通过在驱动信号边沿的上升沿、下降沿的单位下的电荷转送完成后信号AQ上升沿，将表示输出Aout与参考电位VR比较的结果的比较结果信号(1位)取入到数字滤波器25中，并且通过FIR滤波器等的数字滤波处理转换为多位的输出Dout＇并输出。在图14的输出Aout的下部表示数字滤波器25将比较器24的比较结果(0或1)用信号AQ闩锁的值。
如果在T6的驱动边沿处的电荷转送后、输出Aout变得比参考电位VR大，则比较器24输出成为High，在信号AQ的上升沿定时，数字滤波器25如果将[1]闩锁，则对ΔΣ反馈控制逻辑30送出该信息，将信号Dds在下个驱动信号的边沿的定时T7及T8作为ΔΣ调制的反馈信号进行反馈。此时的通过信号Dds的电荷转送也与初始电荷的转送同样，使用Dds的两边沿进行。此外，通过改变ΔΣ反馈电容Cds的大小，能够调整输出数字值的增益。
如该一系列的动作那样，以从初始电荷(VDD×Cds×2)减去与由驱动信号带来的电极间电容Cm的大小对应的电荷的形式进行电荷积分动作，通过将比较器24的输出结果经由ΔΣ反馈电容Cds反馈与该电容值对应的电荷，能够用简单的结构构成包括噪声耐受性高的模拟/数字转换器的静电电容检测电路。
(实施方式5)
接着，对本发明的实施方式5进行说明。本实施方式5是使用1位输出的比较器24作为模拟/数字转换器20而实现ΔΣ型的模拟/数字转换器的实施方式。基本的结构及动作与实施方式4是同样的，所以这里主要对与实施方式4的不同点进行说明。
图15是有关实施方式5的静电电容检测电路的构成图。对于与图11、图13所示的静电电容检测电路相同的部分赋予相同的附图标记。
比较器24的输入构成为：将输出Aout在驱动电极节点Sin的上升边沿时采样到采样电容Csn中、在驱动电极节点Sin的下降边沿时采样到采样电容Csp中。因而，在驱动信号的下降边沿后将正输入(Csp的电位)针对比较器24的负输入(Csn的电位)进行比较，通过其结果进行ΔΣ调制。
在图16的时序图中，通过在T6的驱动信号的下降边沿后在比较器24输入中成为负输入(N)<正输入(P)，将比较结果[1]向数字滤波器25转送，并且经由ΔΣ反馈控制逻辑30、ΔΣ反馈电容Cds进行ΔΣ反馈动作。
在此情况下，与实施方式3同样，由于比较器24的比较对象为P和N的电压，所以低频噪声被变换为共模，所以能够得到由积分的效果和差动的效果的两者的效果带来的噪声滤波效果，能够以简单的结构构成包括噪声耐受性高的模拟/数字转换器的静电电容检测电路。
(实施方式6)
有关实施方式6的静电电容检测电路与图1所示的静电电容检测电路1同样，连接在构成传感器电极2的X电极群3和Y电极群4上，为了确定手指的接近位置，检测与形成在X电极和Y电极的各交点上的电极间电容Cm的大小相对应的电荷量。
在图17中，表示代表性的1条X电极和1条Y电极的传感器构成部分(相当于形成电极间电容Cm的交叉点)、和对应于该传感器构成部分的静电电容检测电路100的框图。通过将图1的X电极作为驱动电极、将Y电极作为检测电极，从驱动电极节点Sin给出矩形波等的驱动信号，由电荷积分电路110检测与电极间电容Cm的大小相对应的电荷量。
图18表示电荷积分电路110的具体的结构例。电荷积分电路110具备差动放大器111、第1电流输出电路gmA(gm1、gm2)、取与第1电流输出电路gmA为电流反射镜结构的第2电流输出电路gmB(gm1＇、gm2＇)、连接在第2电流输出电路gmB的输出上的积分电容器Cint、和用来将积分电容器Cint的两端的端子有选择地连接到第2电流输出电路gmB的输出及VDD(电压源)、GND(地电位)、VR(参考电位)上的开关SWf1、SWf2、SWr1、SWr2、SWrst。这些开关SWf1、SWf2、SWr1、SWr2、SWrst构成切换电路。由差动放大器111和第1电流输出电路gmA构成的电路块一般称作运算放大器OPA，将运算放大器OPA和第2电流输出电路gmB加在一起的电路块称作电流比较电路CC。
在图18所示的例子中，在运算放大器OPA的差动放大器111的负输入上连接检测电极节点Ain，在正输入上连接参考电位VR。参考电位通常设定在运算放大器OPA的电源的中点附近，以便将输出信号的动态范围取得较大，而在本例中假设参考电位VR为电源的中点电压。在差动放大器111的输出端上连接第1电流输出电路gmA及第2电流输出电路gmB。第1电流输出电路gmA由串联连接在电压源(VDD)与地电位(GND)之间的两个互导元件gm1、gm2构成。互导元件gm1、gm2例如具有MOS晶体管构造，相应于施加在栅极－源极间的电压而漏极电流变化。通过相应于差动放大器111的正输入与负输入的电位差而互补地变化的第1输出和第2输出来控制互导元件gm1、gm2，作为运算放大器OPA实现进行电压/电流变换的功能。互导元件gm1、gm2的中间连接点经由负反馈路径112连接在差动放大器111的负输入上。此外，第2电流输出电路gmB由串联连接在电压源(VDD)与地电位(GND)之间的两个互导元件gm1＇、gm2＇构成。互导元件gm1＇、gm2＇例如具有MOS晶体管构造，相应于施加在栅极－源极间的电压而漏极电流变化。互导元件gm1和gm1＇受差动放大器的第1输出控制，互导元件gm2和gm2＇受差动放大器的第2输出控制。即，第2电流输出电路gmB取与第1电流输出电路gmA为电流反射镜结构，能够调整第1电流输出电路gmA与第2电流输出电路gmB之间的电流反射镜比。通过调整电流反射镜比以使得积分电容器Cint不会因外部噪声而饱和，能够不使积分电容器Cint的尺寸大型化而改善噪声耐受性。针对互导元件gm1＇与互导元件gm2＇的中间连接点(电流比较电路CC的输出)积分电容器Cint的一个端子可经由开关SWf1与其连接而构成，另一个端子可经由开关SWr1连接在上述中间连接点而构成。此外，积分电容器Cint一个端子经由开关SWr2连接在电压源(VDD)上，另一个端子经由开关SWf2连接在地电位(GND)上。进而，积分电容器Cint构成为，一个端子经由开关SWrst连接在参考电位VR上。在积分电容器Cint的另一个端子上显现的电压成为电荷积分电路110的输出Aout。
如图17所示，电荷积分电路110的输出Aout被输入到模拟/数字转换器20中。模拟/数字转换器20在作为转换定时规定信号的信号AQ的上升沿的定时将电荷积分电路110的输出Aout与参考电位VR的差的电位转换为数字信号Dout。
图19是表示使用图18所示的电荷积分电路110时的动作时序的图。与图4所示的时序图同样，由PU、PD进行ON/OFF控制的各开关SW1、SW2是用来使驱动电极节点Sin呈现矩形波的开关，如果通过PU使开关SW1成为ON则将VDD设定为驱动电极节点Sin，如果通过PD使开关SW2成为ON则将GND的电位设定为驱动电极节点Sin。PU、PD通常为不交迭信号，但也可以用使数字信号反转的单纯的非门逻辑来代替。图19的时序图中的T1～T6表示发生来自传感器电极2的电荷转送的驱动信号的边沿的定时，在该例中在上升沿、下降沿的两边沿发生6次的转送电荷。并且，表示了将输出Aout作为与参考电位VR的差来计测的例子，该输出Aout为在积分电容器Cint中将6次的转送电荷积分后的值。
首先，在复位序列中，由PD使开关SW1成为ON，将驱动电极节点Sin初始化为GND。与此同时，使开关SWrst、SWf2成为ON，将积分电容器Cint的电荷初始化。此时，积分电容器Cint的两端的电位差是VR－GND，如果使GND＝0，则成为参考电位VR。检测节点Ain总是被从运算放大器OPA的输出施加反馈，以使其通过运算放大器OPA的电压跟随器动作而总与参考电位VR相等。接着，使开关SW1、开关SWrst成为OFF，复位序列结束。
在检测序列中，在定时T1，通过PU使开关SW1成为ON，使驱动电极节点Sin向VDD转变，同时使开关SWf1成为ON。此时，运算放大器OPA要将负输入的电位保持与参考电位VR相同的电位而进行负反馈动作，所以针对传感器电极2为了交换电荷从第1电流输出电路gmA(gm1、gm2)流过电流。具体而言，为以下这样的动作。通过在驱动电极节点Sin出现的驱动信号的上升边沿，刺激电极间电容Cm，检测电极节点Ain的电压向变高的方向变化。此时的上升电位对应于电极间电容Cm的储存电荷量。如果对应于检测电极节点Ain的电压变化而差动放大器111的负输入变得比参考电位VR高，则互导元件gm2的漏极电流变得比互导元件gm1的漏极电流大。如果在互导元件gm1和互导元件gm2中在漏极电流上发生不平衡，则与互导元件gm1和互导元件gm2的漏极电流的差对应的电流经由反馈路径112被负反馈到差动放大器111的负输入中。由此，检测电极节点Ain的电压下降，使负输入的电位回到与参考电位VR相同的电位。此时，从电极间电容Cm经由反馈路径112及互导元件gm2向地电位流动的电流量对应于通过驱动信号的上升边沿驱动的电极间电容Cm的储存电荷。
此时，第2电流输出电路gmB输出对应于与第1电流输出电路gmA的电流反射镜比的电流。具体的动作为以下这样。第2电流输出电路gmB与第1电流输出电路gmA同样，互导元件gm2＇的漏极电流比互导元件gm1＇的漏极电流大。积分电容器Cint的一个端子经由开关SWf1连接在互导元件gm1＇与互导元件gm2＇的中间连接点上，并且积分电容器Cint的另一个端子经由开关SWf2连接在地电位上，所以从积分电容器Cint经由互导元件gm2＇向地电位流经电流。因而，在积分电容器Cint的一个端子上显现的电压A＇为从参考电位VR下降的电位。此时的输出电压Aout是GND。在没有外来噪声的状态下，由驱动信号的上升边沿带来的A＇的电位变化ΔA＇可以根据转送电荷而如(3)式那样表示。另外，由驱动信号的下降边沿带来的A＇的电位变化ΔA＇也是同样的。
ΔA’＝B×VDD×Cm/Cint (3)
B表示电流输出电路gmA、gmB的电流反射镜比。如果设第1电流输出电路gmA和第2电流输出电路gmB的电流输出分别为I1、I2，则B＝I2/I1。由此，此时的积分电容器Cint的端子间的电位差(A＇－Aout)成为VR－ΔA＇。接着，使开关SWf1、SWf2成为OFF，从参考电位VR变化了相当于与来自传感器电极2的转送电荷成比例的电压的ΔA＇部分后的积分电容器Cint的电压被保持。然后，通过PU使SW1成为OFF。
在接着的定时T2，通过由PD使开关SW2成为ON，在驱动电极节点Sin中出现驱动信号的下降边沿。同时，通过开关SWr1、SWr2成为ON，在传感器电极2与电荷积分电路110之间发生与在定时T1的上升边沿被驱动时相反方向的电荷转送。具体而言，为以下这样的动作。通过在驱动电极节点Sin呈现的驱动信号的下降边沿，刺激电极间电容Cm，检测电极节点Ain的电压向变低的方向下降。此时的下降电位对应于电极间电容Cm的储存电荷量。如果对应于检测电极节点Ain的电压变化，差动放大器111的负输入变得比参考电位VR低，则发生互导元件gm1的漏极电流比互导元件gm2的漏极电流大的不平衡。与互导元件gm1和互导元件gm2的漏极电流的差相对应的电流经由反馈路径112被负反馈到差动放大器111的负输入中。由此，检测电极节点Ain的电压上升，使负输入的电位回到与参考电位VR相同的电位。此时，从电压源经由互导元件gm1及反馈路径112向电极间电容Cm流动的电流量对应于通过驱动信号的下降边沿驱动的电极间电容Cm的储存电荷量。
此时，第2电流输出电路gmB输出对应于与第1电流输出电路gmA的电流反射镜比的电流。具体的动作为以下这样。第2电流输出电路gmB与第1电流输出电路gmA同样，互导元件gm1＇的漏极电流比互导元件gm2＇的漏极电流大。积分电容器Cint的一个端子经由开关SWr2连接在电压源(VDD)上，积分电容器Cint的另一个端子经由开关SWr1连接在互导元件gm1＇与互导元件gm2＇的中间连接点上，所以从电压源(VDD)经由互导元件gm1＇及开关SWr1向积分电容器Cint流经电流。由此，在积分电容器Cint的一个端子上显现的电压A＇为VDD，在定时T2为对驱动电极节点Sin施加的驱动信号的下降边沿，所以电流比较电路CC的输出使在连接的积分电容器Cint的另一个端子上显现的输出电压Aout向上升(正)方向变化。在图19中，输出Aout的收敛定时时的箭头的1个表示ΔA＇，此时是收敛电位为VDD－VR+2×ΔA＇。
在将这样的动作重复直到定时T3～T6后，在模拟/数字转换器20中，在信号AQ的上升边沿的定时，将电荷积分电路110的输出Aout与参考电位VR的差的电位作为静电电容计测值进行模拟/数字转换。
反复进行这一系列的复位序列、检测序列，并且检测电极间电容Cm的大小，但在该实施方式6中即使混入了外来噪声，也如图19所示，在时间上相邻而被取入到电荷积分电路110中的电荷量在噪声N1－1、N1－2、N1－3的部分和噪声N2－1、N2－2、N2－3的部分处被抵消，所以对与该电荷量成比例的电荷进行积分的积分电容器Cint中的检测序列后的电压为将噪声电荷平均化的电压。因而，能够将噪声的影响降低，特别在低频噪声中降低效果较大。
此外，检测序列并不限定于6次，在作为输出Aout输出的电位包含在GND和VDD的范围中的范围或电路的可动作范围中，通过尽可能多地重复，噪声削减效果变大。进而，优选的是将驱动信号的上升及下降边沿各自的电荷转变进行相同的次数。进而，与使用实施方式1所示的电荷放大器10的情况相比，由于有第1电流输出电路gmA与第2电流输出电路gmB的电流反射镜比B的设计自由度，所以通过其设定，能够使积分电容器Cint的尺寸变小，能够使作为整体的电路规模变小。
图20表示电荷积分电路的变形例。有关该变形例的电荷积分电路除了将积分电容器Cint的两端的连接目标切换的切换电路的结构以外，与实施方式6所示的电荷积分电路110(图18)基本的原理是相同的。实施方式6所示的电荷积分电路110构成为：积分电容器Cint的一个端子可经由开关SWr2连接在电压源(VDD)上，另一个端子可经由SWf2连接在地电位(GND)上，但在本变形例中构成为，积分电容器Cint的一方的两个端子都能够经由开关SWf2及开关SWr2连接在参考电位VR上。
图21是表示使用有关变形例的电荷积分电路时的动作时序的图。在该变形例中，在复位序列中，通过开关SWf2及开关SWr2成为OFF，积分电容器Cint的两端的端子都被连接在参考电位VR上而被初始化。
此外，在各定时T1、T2…时的积分动作中，除了积分电容器Cint的与连接在电流比较电路CC上的一侧相反的端子连接在参考电位VR上以外，是与图18所示的电荷积分电路110的具体例同样的动作。例如，在定时T1中，开关SWf1成为ON，积分电容器Cint的一个端子被连接到电流比较电路CC的输出(互导元件gm1＇与互导元件gm2＇的中间连接点)上，由于开关SWf2是ON的状态，所以积分电容器Cint的另一个端子被连接到参考电位VR上。此外，在定时T2，开关SWr1成为ON，积分电容器Cint的另一个端子被连接到电流比较电路CC的输出(互导元件gm1＇与互导元件gm2＇的中间连接点)上，开关SWr2成为ON，积分电容器Cint的一个端子被连接到参考电位VR上。
根据这样的变形例，与实施方式6所示的电荷积分电路110相比能够削减1个开关SWrst。
(实施方式7)
接着，对本发明的实施方式7进行说明。本实施方式7与实施方式4同样，是使用1位输出的比较器作为模拟/数字转换器20而实现了ΔΣ型的模拟/数字转换器的实施方式。电荷积分电路110可以采用与实施方式6的图18或变形例(图20)相同的构成。
图22是表示在本实施方式7中使用的模拟/数字转换器20的构成例的图。模拟/数字转换器20具有将电荷积分电路110的输出Aout与参考电位VR比较的1位输出的比较器121、将比较器121的输出用信号AQ闩锁并且通过数字滤波处理转换为多位的输出Dout＇的数字滤波器122、以及控制ΔΣ反馈电容Cds的反馈定时的ΔΣ反馈控制逻辑123。通过将比较器121的输出经由ΔΣ反馈电容Cds反馈到输入中而进行ΔΣ调制。ΔΣ反馈电容Cds的反馈定时由ΔΣ反馈控制逻辑123控制。
图23表示有关实施方式7的静电电容检测电路的时序图。在该时序图中，例示采用实施方式6的变形例(图20)作为电荷积分电路的情况。另外，产生驱动信号、从传感器电极2向电荷积分电路110取入电荷的动作与实施方式6的变形例是同样的。
在复位序列中，直到通过使PD、开关SWf2成为ON而将积分电容器Cint初始化为止与实施方式6的变形例是同样的。在接着进行的检测序列中，在最初的驱动信号的上升沿、下降沿的两边沿(T1、T2)处的积分动作中，通过信号Dds向与驱动信号相反方向变化，将初始电荷向电荷积分电路110转送。此时，还同时进行通过在驱动电极节点Sin中产生的驱动信号的电荷转送。针对积分电容器Cint通过信号Dds的变化而经由ΔΣ反馈电容Cds对应于信号Dds的最初的1个边沿转送的初始电荷Qds用(4)式表示。
Qds＝VDD×Cds×B (4)
B与实施方式6同样，是第1及第2电流输出电路gmA、gmB的电流反射镜比。将与该电荷对应的输出Aout的输出波形在图23中用双点划线表示，但通过由施加在驱动电极节点Sin的驱动信号带来的转送电荷向箭头方向减去电荷，成为虚线的波形(A＇)。这样的动作在驱动信号的作为下个边沿的下降沿时也同样进行，由信号Dds带来的初始电荷在定时T1、T2的两个边沿被向积分电容器Cint转送，所以总共将在(4)式中计算的电荷的2倍的电荷作为初始电荷转送。
由于通过驱动信号在定时T1～T5的边沿将与传感器电极2的电极间电容Cm相对应的电荷转送，所以成为以从积分电容器Cint的初始电荷减去的形式转送，电荷积分电路110的输出成为接近于参考电位VR。在以驱动信号的边沿的上升沿、下降沿为一组的单位下的电荷转送完成后，通过信号AQ上升沿，比较器121将表示电荷积分电路110的输出Aout与参考电位VR的比较结果的比较结果信号(1位)取入到数字滤波器122中，并且通过FIR滤波器等的数字滤波处理转换为多位的输出Dout＇并输出。在输出Aout的下部表示数字滤波器122将比较器121的比较结果用信号AQ闩锁后的值(图23)。
在由驱动信号带来的定时T6的下降边沿处的电荷转送后，电荷积分电路110的输出Aout变得比参考电位VR大。此时，比较器121的输出成为High，在信号AQ的上升沿定时，数字滤波器122将[1]闩锁。向ΔΣ反馈控制逻辑123送出该信息，信号Dds在下个驱动信号的上升边沿(T7)及下降边沿(T8)的定时作为ΔΣ调制的反馈信号反馈。此外，通过改变ΔΣ反馈电容Cds的大小，能够调整输出数字值的增益。
如该一系列的动作那样，以从初始电荷减去由驱动信号带来的与电极间电容Cm的大小对应的电荷的形式进行电荷积分动作，通过将比较器121的输出结果经由ΔΣ反馈电容Cds将与该电容值对应的电荷反馈，能够以简单的结构构成包括噪声耐受性高的模拟/数字转换器的静电电容检测电路。
另外，在上述实施方式6、7中表示的电流比较电路CC为在运算放大器OPA的后段配置第2电流输出电路gmB、共用差动放大器111的结构，但本发明并不限定于这样的电路结构。
例如，如图24所示，也可以构成为：通过将电荷积分电路110的输入部双重化而具备用来向电荷积分电路110的输入端施加反馈的运算放大器OPA1、以及用来向积分电容器Cint储存电荷的运算放大器OPA2。运算放大器OPA1、OPA2可以使用与图18所示的OPA相同的结构。对于其他构成要素赋予与图18所示的电荷积分电路110的各构成要素相同的附图标记。
如果这样构成为分别设置用来向电荷积分电路110的输入端施加反馈的运算放大器OPA1、以及用来向积分电容器Cint储存电荷的运算放大器OPA2，也能够起到与上述实施方式6、7同样的作用效果。
另外，本发明并不限定于上述实施方式，能够进行各种变更而实施。在上述实施方式中，关于附图中图示的传感器电极的大小及形状等并不限定于此，而能够在发挥本发明的效果的范围内适当变更。此外，只要不脱离本发明的目的的范围，就能够适当变更而实施。

Claims (13)

1.一种静电电容检测电路，其特征在于，
具备：包含传感器电极的电极间电容的检测电荷及由外来噪声引起的电荷的信号流入的电荷积分电路；以及将上述电荷积分电路的输出从模拟信号转换为数字信号的模拟/数字转换器，即A/D转换器；
上述电荷积分电路具备储存与上述电极间电容之间转送的电荷的电容器，由上述电容器对在施加在上述传感器电极的驱动侧电极上的驱动信号的上升边沿和下降边沿分别转送的电荷连续地积分，
上述电荷积分电路具备：
电荷放大器，具有在反馈路径中设有上述电容器的运算放大器；以及
切换电路，具有设置于上述反馈路径、对施加在上述电容器的信号的方向进行切换的多个选择开关，该切换电路根据由施加在上述传感器电极的驱动侧电极的驱动信号引起的从上述传感器电极的检测侧电极流入的电荷的方向切换上述电容器的连接。
2.如权利要求1所述的静电电容检测电路，其特征在于，
具有对上述信号的向上述电荷放大器的流入期间进行控制的捕捉开关，通过该捕捉开关，将作为电荷放大器输出的模拟信号与模拟/数字转换的定时相匹配而进行捕捉。
3.如权利要求1所述的静电电容检测电路，其特征在于，
在上述运算放大器的反馈路径上，将电阻元件、阻抗元件、有源元件或组合了阻抗元件及有源元件的电路网中的任一个相对于上述反馈路径并联地连接。
4.如权利要求1～3中任一项所述的静电电容检测电路，其特征在于，
上述A/D转换器将由上述电荷放大器的输出电位与参考电位的差的电位构成的模拟信号转换为数字信号。
5.如权利要求1～3中任一项所述的静电电容检测电路，其特征在于，
上述A/D转换器将由对应于上述驱动信号的上升边沿的上述电荷放大器的输出电位、与对应于上述驱动信号的下降边沿的上述电荷放大器的输出电位的差的电位构成的模拟信号转换为数字信号。
6.如权利要求4所述的静电电容检测电路，其特征在于，
具备将下述信号向上述电荷放大器的输入反馈的反馈电路，该下述信号为对应于将下述模拟信号转换为数字信号而得到的输出的信号，该下述模拟信号由上述电荷放大器的输出电位与参考电位的差的电位而构成。
7.如权利要求4所述的静电电容检测电路，其特征在于，
具备将下述信号向上述电荷放大器的输入反馈的反馈电路，该下述信号为对应于将下述模拟信号转换为数字信号而得到的输出的信号，该下述模拟信号由对应于上述驱动信号的上升边沿的上述电荷放大器的输出电位、与对应于上述驱动信号的下降边沿的上述电荷放大器的输出电位的差的电位而构成。
8.如权利要求1所述的静电电容检测电路，其特征在于，
上述A/D转换器是德尔塔-西格玛型转换器。
9.一种静电电容检测电路，其特征在于，
具备：包含传感器电极的电极间电容的检测电荷及由外来噪声引起的电荷的信号流入的电荷积分电路；以及将上述电荷积分电路的输出从模拟信号转换为数字信号的模拟/数字转换器，即A/D转换器；
上述电荷积分电路具备储存与上述电极间电容之间转送的电荷的电容器，由上述电容器对在施加在上述传感器电极的驱动侧电极上的驱动信号的上升边沿和下降边沿分别转送的电荷连续地积分，
上述电荷积分电路具备：
电流比较电路，具备被输入上述传感器电极的检测侧电极的电位和参考电位的差动放大器、由上述差动放大器的输出电压控制输出电流的第1电流输出电路、将上述第1电流输出电路的输出电流向上述差动放大器的输入反馈的反馈路径、以及与上述第1电流输出电路构成电流反射镜的第2电流输出电路；以及
切换电路，将对上述第2电流输出电路的输出电流进行积分的上述电容器的电位初始化，并且根据从上述传感器电极的检测侧电极流入的电荷的方向切换上述电流比较电路的输出与上述电容器的连接。
10.如权利要求9所述的静电电容检测电路，其特征在于，
上述切换电路具有：连接在上述第2电流输出电路的输出与上述电容器的一端之间的第1开关、连接在上述第2电流输出电路的输出与上述电容器的另一端之间的第2开关、连接在上述电容器的另一端与地电位之间的第3开关、连接在上述电容器的一端与电压源之间的第4开关、以及连接在参考电位端与上述电容器的一端之间的第5开关。
11.如权利要求9所述的静电电容检测电路，其特征在于，
上述切换电路具有：连接在上述第2电流输出电路的输出与上述电容器的一端之间的第1开关、连接在上述第2电流输出电路的输出与上述电容器的另一端之间的第2开关、连接在上述电容器的另一端与参考电位端之间的第3开关、以及连接在上述电容器的一端与参考电位端之间的第4开关。
12.一种静电电容检测电路，其特征在于，
具备：包含传感器电极的电极间电容的检测电荷及由外来噪声引起的电荷的信号流入的电荷积分电路；以及将上述电荷积分电路的输出从模拟信号转换为数字信号的模拟/数字转换器，即A/D转换器；
上述电荷积分电路具备储存与上述电极间电容之间转送的电荷的电容器，由上述电容器对在施加在上述传感器电极的驱动侧电极上的驱动信号的上升边沿和下降边沿分别转送的电荷连续地积分，
上述电荷积分电路具备：
第1运算放大器，具备被输入上述传感器电极的检测侧电极的电位和参考电位的第1差动放大器、由上述第1差动放大器的输出电压控制输出电流的第1电流输出电路、以及上述第1电流输出电路的输出电流向上述第1差动放大器的输入反馈的反馈路径；
第2运算放大器，具备上述传感器电极的检测侧电极的电位和上述参考电位输入的第2差动放大器、以及由上述第2差动放大器的输出电压控制输出电流的第2电流输出电路；以及
切换电路，将对上述第2电流输出电路的输出电流进行积分的上述电容器的电位初始化，并根据从上述传感器电极的检测侧电极流入的电荷的方向切换上述第2运算放大器的输出与上述电容器的连接。
13.一种输入设备，其特征在于，
具备权利要求1所述的静电电容检测电路。
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