CN102221646B - 电容检测装置和电容检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明的电容检测装置和电容检测方法即使在噪声多的环境下，也能够稳定地检测静电电容的变化。该电容检测装置包括：以规定周期将用于充电被检测电容(Cf、Cs)的电压电平切换为多个电压电平的开关(SW1、SW2)；被分配充电到被检测电容(Cf、Cs)的电荷的多个分配电容(Cdp、Cdn)；以规定周期将用于初始化分配电容(Cdp、Cdn)的电压电平设定为多个电压电平的第二开关(SW5、SW6)；按照从被检测电容(Cf、Cs)互补地向分配电容分配电荷来作为相反极性的电荷量的方式，切换连接的其他开关(SW3、SW4)；以及将充电到分配电容(Cdp、Cdn)的电荷变换为电压的电荷放大器(12)。

Description

电容检测装置和电容检测方法

技术领域

本发明涉及一种即使在噪声多的环境下也能够检测微小的静电电容的变化的电容检测装置和电容检测方法。

背景技术

以往，提出了几种用于检测微小的电容变化的电容检测装置。例如，提出了如下的电容检测装置：充电未知的传感器电容，将该电荷量传送给其他固定电容元件的同时，监视该电压，从而检测传感器电容的变化(例如，参照专利文献1)。此外，提出了如下的电容检测装置：通过传感器电容使充电到固定电容元件的电荷量放电的同时，与固定电压比较传感器电容的电压，从而检测传感器的电容的变化(例如，参照专利文献2)。

图43表示专利文献1记载的电容检测装置的示意结构。该图所示的Cx是包括手指和其他寄生电容的传感器电容，Cs是实际测量电压的固定电容元件。最初将开关SW1和SW2都断开(OFF)，接通(ON)开关SW3，从而使固定电容元件Cs的电荷量复位(reset)。接着，将全部开关SW全都断开之后，接通开关SW1且将其他开关SW断开，向传感器电容Cx充电至电源电压Vdd为止。之后，再次将全部开关SW全都断开之后，接通开关SW2且将其他开关SW断开，将传感器电容Cx的电荷量传送到固定电容元件Cs。此时传送到固定电容元件Cs的电荷量是根据传送前的固定电容元件Cs的电荷量，以电压平衡的条件决定的。在不复位传感器电容Cs的电荷的情况下，重复将开关SW1、SW2交替地接通(其中包括将全部开关SW断开的步骤)的充电时序(sequence)。由此，固定电容元件Cs的端子间电位Vs如图44所示那样渐渐上升。

因此，如图45所示，对为了判别有无(接触/非接触)手指所引起的传感器电容Cx的大小的差异而测量出的电压Vs设定比较电压Vref。由于在有手指时的传感器电容Cx(11pF)和没有手指时的传感器电容Cx(10pF)中，Vs的上升时间不同，且与比较电压Vref的交点不同，所以能够判别为超过比较电压Vref时的充电时序的次数T的差异。若由计算式表示Vs的电压，则如下。

【数学式1】

$\mathrm{Vs}=\mathrm{Vdd}\×(1-{\left(\frac{\mathrm{Cs}}{\mathrm{Cx}+\mathrm{Cs}}\right)}^T)$

此时，有无手指所引起的超过比较电压Vref所需的充电时序次数大致与传感器电容Cx大小成比例，若有无手指时存在10％的差异，则超过比较电压Vref的充电时序的次数之差也是10％左右。

图46表示专利文献2记载的电容检测装置的示意结构。在专利文献2记载的电容检测装置中，如图46所示，连接传感器电容Cx和固定电容元件Ca、Cs，最初接通开关SW1，将其他开关SW断开，将固定电容元件Ca充电至电源电压Vdd为止。之后，将全部开关SW全都断开之后，断开开关SW1且接通开关SW2、SW3，将固定电容元件Cs、传感器电容Cx的电荷复位，且通过放电电阻R使固定电容元件Ca的电荷向地放电。之后，将全部开关SW都断开，测量作为传感器电容Cx的端子间电位的Vx。重复与比较电压Vref比较此时的Vx的同时使固定电容元件Ca放电的时序，根据Vx变得比较电压Vref小的放电时序次数之差来判定有无(接触/非接触)手指(图47)。此时，如图48所示，通过适当地设定Ca、Cs、Vref的大小，从而能够比之前的以往电路(图43)缩短整体的放电时序次数。

【专利文献1】JP特表2002-530680号公报

【专利文献2】JP特开2006-78292号公报

但是，在专利文献1记载的以往电路中，存在如下问题。即，近年来作为触摸传感器的用途而广泛地应用于移动电话、平板TV等，但此时要求传感器的设置地点为接地的屏蔽板或接近框架的地点。在这样的条件下，在传感器电容中，相对于地的固定的接地电容(基本电容)的比例非常大，有时在传感器电容Cx中有无手指的差异会成为数％。此外，从重视设计的要求出发，也有在传感器电极上面覆盖厚度为5mm以上的盖板(cover plate)或框体树脂的需求，倾向于在传感器电容Cx中，有无手指引起的差异的比例变得更小。因此，在图43的现有例中，需要加大固定电容元件Cs来获得有无手指的差异所引起的超过比较电压Vref的充电时序的差异，但这样会存在整体充电时序次数变得非常大的问题。

此外，在专利文献2记载的现有电路中，存在如下的问题。即，不能通过减小传感器电容Cx的基本电容的影响或有无手指引起的传感器电容Cx的差异，从而加大放电时序次数之差，检测灵敏度存在界限。

此外，在这些现有电路中，由于对传感器的充电电压的极性为单极性，所以难以抑制或消除(cancel)外来噪声和电路噪声，相对于输入信号变化量，不能得到需要大的噪声分量之比的SN比。

发明内容

本发明是鉴于这些问题而完成的，其目的在于，提供一种为了检测微小的静电电容而防止传感器电容的固定电容分量的影响和传感器的变化量的减少，且即使在噪声多的环境下也能够进行稳定的检测的电容检测装置和电容检测方法。

本发明的电容检测装置，其特征在于，包括：开关单元，其用于连接到被检测电容；一个或多个分配电容，被分配充电到所述被检测电容的电荷；电压电平供给单元，其供给用于对所述分配电容进行初始化和电荷分配的多个电压电平；以及电荷放大器，其将分配到所述分配电容的电荷作为电荷量来取出。

在上述电容检测装置中，也可以从所述被检测电容互补地向所述多个分配电容分配电荷，以作为相反极性的电荷量。

此外，在上述电容检测装置中，所述被检测电容也可以是连接到脉冲供给源的耦合电容。

此外，在上述电容检测装置中，所述电荷放大器是单端或全差动。

此外，在上述电容检测装置中，所述电容检测装置也可以是将所述多个分配电容分为多个组，并在组间使初始化和电荷分配的时刻和电荷量的取出时刻不同，从而使多个组并列动作的流水线结构。

此外，在上述电容检测装置中，也可以包括如下机构：所述分配电容可根据所述被检测电容的大小而改变大小。

此外，在上述电容检测装置中，也可以包括：可变电容，其用于从所述分配电容减去无效电荷；以及脉冲驱动单元，其用于对所述可变电容进行脉冲驱动。

本发明的电容检测装置的特征在于，包括：第一开关，其以规定周期将用于充电被检测电容的电压电平切换为多个电压电平，并且切断向所述被检测电容供给所述电压电平，来切换充电动作；多个分配电容，被分配充电到所述被检测电容的电荷；第二开关，其与所述被检测电容的充电动作对应地，分别用多个电压电平初始化所述多个分配电容；第三开关，其按照从所述被检测电容互补地向所述多个分配电容分配电荷，以作为相反极性的电荷量的方式，与所述第一和第二开关一同切换所述被检测电容和所述各分配电容之间的连接；以及电荷放大器，其将充电到所述分配电容的电荷变换为电压。

根据该结构，由于通过分配动作，对来自输入部的低频噪声进行使用了多个电平的电压的互补驱动，所以能够提高外来噪声抵抗性。此外，能够将用于采样被检测电容的电荷量的时间最小化，且在进行电荷放大器将电荷量变换为电压的动作时，不与被检测电容直接连接，所以能够大幅提高外来噪声抵抗性。

此外，本发明的特征在于，在上述电容检测装置中，通过将连接在所述电荷放大器的后级的比较器的输出设为逻辑输出，并将该逻辑输出作为电荷量经由反馈电容而反馈到所述电荷放大器的输入中，从而构成δ∑调制器，利用连接在比较器的后级的数字滤波器，将该逻辑输出变换为数字值。

根据该结构，通过将电荷放大器作为AD转换器的结构的一部分，能够有效地构成AD转换器。此外，还一并具有数字滤波器所带来的外来噪声抑制效果。

此外，在上述电容检测装置中，也可以是如下的机构：能够根据包含在所述被检测电容中且对检测对象的接近检测无效的固定电荷量的大小，改变所述分配电容的大小。

此外，优选在上述电容检测装置中，可根据检测对象的接近所引起的检测电容之差的大小，改变所述电荷放大器的反馈电容和δ∑调制器的反馈电容。

此外，在上述电容检测装置中，也可以是所述被检测电容为进行差动输入的构成，也可以构成为包括能够切换差动输入和单端输入的输入部。

此外，本发明的电容检测方法的特征在于，包括：以规定周期将用于充电被检测电容的电压电平切换为多个电压电平，并且切断向所述被检测电容供给所述电压电平，来切换充电动作的步骤；与所述被检测电容的充电动作对应地，分别用多个电压电平初始化被分配充电到所述被检测电容的电荷的多个分配电容的步骤；从所述被检测电容互补地向所述多个分配电容分配电荷，以作为相反极性的电荷量的步骤；以及将充电到所述分配电容的电荷变换为电压的步骤。

此外，本发明的电容检测方法的特征在于，包括：用第一电压电平对被检测电容进行充电的步骤；将充电到所述被检测电容的电荷分配给以规定的电压电平被初始化的第一分配电容的步骤；用第二电压电平对被检测电容进行充电的步骤；向电容与所述第一分配电容相等且以不同于所述第一分配电容的电压电平被初始化的第二分配电容互补地分配充电到所述被检测电容的电荷，以作为相反极性的电荷量的步骤；以及将充电到所述第一分配电容和所述第二分配电容的电荷变换为电压的步骤。

通过这些电容检测方法，即使在噪声多的环境下，也能够进行稳定的检测。

(发明效果)

根据本发明，为了检测微小的静电电容，能够防止传感器电容的固定电容分量的影响和传感器的变化量的减少，并且即使在噪声多的环境下，也能够进行稳定的检测。

附图说明

图1是静电电容型的触摸传感器模块的框图。

图2是表示电容检测装置的模块结构的图。

图3是将外来噪声全部设为来自手指的噪声的噪声施加模型的图。

图4是触摸传感器模块中的三种电容检测方式的概念图。

图5是双极型斩波滤波器(chopping filter)的基本结构图。

图6是流水线化的斩波滤波器的结构图。

图7是表示将图5所示的双极型斩波滤波器分离为单极型斩波滤波器的状态的图。

图8是表示可应用于斩波滤波器(第一极)的四种电荷传送方法的图。

图9是图8的斩波滤波器的动作定时和输出波形图。

图10是表示可应用于双极型斩波滤波器的四种电荷传送方法的图。

图11是图10的斩波滤波器的动作定时和输出波形图。

图12是表示分配电容初始化电压为1个电平的双极型斩波滤波器的结构例和电荷传送方法的图。

图13是图12的斩波滤波器的动作定时和输出波形图。

图14是表示使用外部驱动脉冲进行电荷传送的互电容检测方式的斩波滤波器的结构例的图。

图15是图14的斩波滤波器的动作定时和输出波形图。

图16是表示使用外部驱动脉冲和内部脉冲进行电荷传送的互电容检测方式的斩波滤波器的结构例的图。

图17A是图16(a)、(b)、(c)的斩波滤波器的动作定时和输出波形图。

图17B是图16(d)、(e)、(f)的斩波滤波器的动作定时和输出波形图。

图18是表示使用外部驱动脉冲进行电荷传送的差动型互电容检测方式的斩波滤波器的结构例的图。

图19是图18的斩波滤波器的动作定时和输出波形图。

图20是表示使用外部驱动脉冲进行电荷传送的差动型互电容检测方式的其他斩波滤波器的结构例的图。

图21是图20的斩波滤波器的动作定时和输出波形图。

图22A是表示使用外部驱动脉冲和作为内部脉冲的传送脉冲进行电荷传送的差动型互电容检测方式的斩波滤波器的结构例的图。

图22B是表示使用外部驱动脉冲和作为内部脉冲的传送脉冲进行电荷传送的差动型互电容检测方式的斩波滤波器的其他结构例的图。

图23是图22A、图22B的斩波滤波器的动作定时和输出波形图。

图24A是表示使用外部驱动脉冲和内部脉冲进行电荷传送的差动型互电容检测方式的斩波滤波器的其他结构例的图。

图24B是表示使用外部驱动脉冲和内部脉冲进行电荷传送的差动型互电容检测方式的斩波滤波器的其他结构例的图。

图25是图24A、图24B的斩波滤波器的动作定时和输出波形图。

图26是表示与单端斩波滤波器对应的后级电路的结构例的图。

图27是表示与全差动斩波滤波器对应的后级电路的结构例的图。

图28是第一实施例涉及的电容检测装置的具体的电路结构图。

图29是第一实施例涉及的电容检测装置的时序图。

图30是表示可变电容的结构例的图。

图31是第二实施例涉及的电容检测装置的电路结构图。

图32是表示交叉点开关(cross point switch)的结构例的图。

图33是第二实施例中的一次积分时序的时序图。

图34是第二实施例中的多次积分时序的整体时序，是与全差动放大器输出的输出波形对应地表示的图。

图35是表示噪声环境评价数据的图。

图36是第二实施例的变形例的电路结构图。

图37是第三实施例涉及的电容检测装置的电路结构图。

图38是第三实施例中的一次积分时序的时序图。

图39是第三实施例中的多次积分时序的整体时序，是与全差动放大器输出的输出波形对应地表示的图。

图40是组合了第二和第三实施例的斩波滤波器部分的电路结构图。

图41是第四实施例的电容检测电路的电路结构图。

图42是第四实施例的电容检测电路的整体时序。

图43是表示专利文献1记载的电容检测装置的示意结构的图。

图44是表示固定电容元件Cs的端子间电位即Vs的时间变化的图。

图45是表示电压Vs与比较电压Vref之间的关系的图。

图46是表示专利文献2记载的电容检测装置的示意结构的图。

图47是专利文献2记载的电容检测装置的输出波形图。

图48是表示在专利文献2记载的电容检测装置中，电容值的差异引起输出波形的差异的图。

图中：1、18-全差动运算放大器；2、19-比较器；11-斩波滤波器；12-基本(base)电荷量消除机构；13-积分器；12A-运算放大器；12B-比较器；14-数字滤波器；15、16、17-交叉点开关；101-传感器部；102-电容检测电路；103-控制部。

具体实施方式

以下，参照附图详细说明本发明的实施例。

图1表示静电电容型触摸传感器模块的框图。通常，电容传感器模块由传感器部101、电容检测电路102以及控制部103构成，其中，传感器部101由导体构成，电容检测电路102将电容变换为电信号，控制部103将获得的电信号传递给主机侧。在传感器部101中，接近的手指的电容Cf相对于传感器部101的寄生性传感器电容Cs和基准电位(GND)呈并联连接，从而静电电容的大小变化，电容检测电路102将这个变化变换为电信号。另外，手指(人)和基准电位(GND)之间的电容值大致为100pF以上，若将手指的电容Cf(0.01pF～3pF)考虑为串联电容，则是可忽略的大小。

图2是表示可应用于图1的静电电容型触摸传感器模块的电容检测电路102中的电容检测装置的整体结构的图。该图所示的电容检测装置包括：斩波滤波器11，起到如下的作用，即将低频的外来噪声变换为高频且缩小噪声振幅；基本电荷量消除机构12，从斩波滤波器11传送的电荷中除去偏置(offset)；积分器13，起到δ∑调制器(delta sigma modulator)的作用；以及数字滤波器14，获取积分器13输出的比较器输出(2比特的比特流)，并通过滤波处理，变换为多比特的数字信号。斩波滤波器11从传感器部101将被检测电容变换为电荷量来获取。基本电荷量消除机构12将原本检测对象外的电容作为偏置来消除。积分器13起到对所获得的电信号(电荷量)进行积分的同时放大与被检测电容对应的电荷量的电荷放大器(charge amplifier)的作用，并且为了承担AD转换器功能的一部分，作为δ∑调制器耳工作。数字滤波器14从2值的比特流中输出与被检测电容对应的数字值，并且通过滤波功能(LPF)，还对外来噪声的抑制作贡献。

在该电容检测装置中，外来噪声可以考虑电磁波、手指(人体)施加到电容检测装置的电源、传感器电极的部分，但也可以如图3所示，全部置换为手指施加的部分来进行考虑。

图4(a)、(b)、(c)表示触摸传感器模块中的三个电容检测方式的概念图，该图(a)表示自电容检测方式，该图(b)表示互电容检测方式，该图(c)表示差动型互电容检测方式。图4(a)所示的自电容检测方式将自电容(传感器电极与地间电容)作为检测对象。图4(b)所示的互电容检测方式将在两个传感器电极之间形成的互电容作为检测对象。图4(c)所示的差动型互电容检测方式将定义为基准电极与在两个传感器电极之间形成的互电容之差的电容作为检测对象。

接着，说明斩波滤波器11的基本结构。

首先，说明自电容检测方式(图4(a))的斩波滤波器11。

图5表示双极斩波滤波器结构。

在图4(a)所示的自电容检测方式中，在手指和传感器电极之间形成电容Cf，在传感器电极与地(GND)之间形成电容Cb。传感器电极与地(GND)之间的电容Cb成为传感器电容。传感器电极经由开关SW1与第一固定电压Vdd相连，并经由开关SW2与第二固定电压(地)相连。开关SW1、2构成用于对由传感器电容Cb和手指电容Cf构成的被检测电容进行充电的第一开关。此外，形成手指电容Cf和传感器电容Cb的传感器电极经由开关SW3与分配电容Cdp1相连，另一方面，经由开关SW4与分配电容Cdn1相连。开关SW3和SW4构成用于向分配电容Cdp、Cdn传送手指电容Cf和传感器电容Cs的电荷的第三开关。分配电容Cdp1的两端子之间可通过开关SW5被短路，分配电容Cdn1可经由开关SW6接地。开关SW2、SW5以及SW6构成对传感器电容(Cf、Cb)、分配电容Cdp1、Cdn1进行初始化的第二开关。开关SW7和SW8是用于将分配电容Cdp1、Cdn1的电荷作为差分电荷信号而传送给后级的开关。经由开关SW7和SW8与连接在后级的基本电荷量消除机构12和积分器13(以下，称为后级电路)相连。

图6表示图5所示的双极斩波滤波器的流水线(pipeline)结构。在一个极侧，与经由开关SW3a连接的分配电容Cdp1并联地，经由开关SW3b连接有分配电容Cdp2。在分配电容Cdp2上连接有复位用的开关SW5b。在另一个极侧，与经由开关SW4a连接的分配电容Cdn1并联地，经由开关SW4b连接有分配电容Cdn2。在分配电容Cdn2上连接有复位用的开关SW6b。在向后级电路传送分配电容Cdp1、Cdn1的时刻，闭合开关SW7a和SW8a而连接到后级电路，在向后级电路传送分配电容Cdp2、Cdn2的时刻，闭合开关SW7b和SW8b而连接到后级电路。将在后面叙述关于流水线结构的斩波滤波器定时的细节。

接着，具体说明图4(a)所示的自电容检测方式的斩波滤波器的结构例。

图7表示将图5所示的双极型斩波滤波器分离为单极型斩波滤波器的状态。图7(b)表示负侧(第一极)的斩波滤波器结构，图7(c)表示正侧(第二极)的斩波滤波器结构。即使是图7(b)、(c)所示的任意的单极斩波滤波器，本发明都能使用。

在图8中，作为可应用于斩波滤波器(第一极)的电荷传送方式，示出了四种电荷传送方式。图8(a)所示的斩波滤波器通过开关SW1、4、6的接通/断开进行电荷传送。在图9(a)中，示出了图8(a)的斩波滤波器(开关方式)的动作定时图。接通开关SW1、6，且断开开关SW4，从而将电容Cs充电至固定电压Vcc，并且使分配电容Cdn1复位。在该时刻，第一极侧的输出S_N是GND电位。通过断开开关SW1、6之后接通开关SW4，从而从电容Cs向分配电容Cdn1传送电荷来使输出S_N上升。

图8(b)至(d)是具有与图8(a)的斩波滤波器相同的功能的斩波滤波器的结构例，向分配电容Cdn1施加传送脉冲DRV来进行电荷传送。在图8(b)至(d)中，代替图8(a)的斩波滤波器中的分配电容Cdn1的复位用开关SW6，在分配电容Cdn1的GND侧施加传送脉冲DRV。在图9(b)中，示出了图8(b)至(d)的斩波滤波器(内部脉冲方式)的动作定时图。通过接通开关SW1、4，使传送脉冲DRV上升，从而分配电容Cdn1被充电，斩波滤波器输出S_N上升至固定电压Vdd。之后，若断开SW1，使传送脉冲DRV下降，则与传送脉冲DRV的下降同步地，斩波滤波器输出S_N下降至规定电平并稳定。

在后级的积分器13中，将斩波滤波器输出S_N与基准电压VREF的差分电压作为电荷量来检测。

图10(a)至(d)表示可应用于双极型斩波滤波器的四种电荷传送方法。

图10(a)所示的双极型斩波滤波器是图5所示的斩波滤波器结构，与分配电容Cdp1的电容对应的电压成为第二极的斩波滤波器S_P，与分配电容Cdp1的电容对应的电压成为第一极的斩波滤波器S_N。在该图中，在分配电容Cdp1的一个电极上施加固定电压Vdd，分配电容Cdn1的一个电极保持为地电位，但若是直流电位(固定电位)，则无论是什么样的电位，都能够获得相同的功能(图中用圆圈表示的部分，在其他附图中也表示相同的含义)。

图10(b)所示的双极型斩波滤波器排除了分配电容Cdp1和Cdn1的复位用开关SW5、SW6，并对第一极的分配电容Cdn1代替固定电位而施加传送脉冲DRV_N，对第二极的分配电容Cdp1代替固定电位而施加传送脉冲DRV_P。

图10(c)所示的双极型斩波滤波器排除了分配电容Cdp1和Cdn1的复位用开关SW5、SW6，并对第一极的分配电容Cdn1代替固定电位而施加传送脉冲DRV_N，对第二极的分配电容Cdp1代替固定电位而施加传送脉冲DRV_P。此外，分配电容Cdn1的一个电极经由开关SW1与固定电压Vdd相连，分配电容Cdp1的一个电极经由开关SW2与地相连。

图10(d)所示的双极型斩波滤波器排除了相对于分配电容Cdp1和Cdn1的复位用开关SW5、SW6，并对第一极的分配电容Cdn1代替固定电位而施加传送脉冲DRV_N，对第二极的分配电容Cdp1代替固定电位而施加传送脉冲DRV_P。此外，在分配电容Cdn1的两端之间连接有开关SW1，在分配电容Cdp1的两端之间连接有开关SW2。

图11(a)是表示图10(a)所示的双极型斩波滤波器的动作内容的定时图。仅接通开关SW1、SW6，将传感器电容Cs充电至固定电压Vdd，另一方面，使第一极的分配电容Cdn1复位。断开开关SW1、SW6，并且接通开关SW4。由此，并联连接传感器电容Cs和分配电容Cdn1，与合成电容对应的电压成为第一极侧的斩波滤波器输出S_N。如图11(a)所示，第一极侧的斩波滤波器输出S_N从地电位上升至对应于合成电容的电压。在斩波滤波器输出S_N稳定的时刻，断开开关SW4。接着，接通开关SW2、SW5。由此，传感器电容Cs被复位，第二级的分配电容Cdp1被复位。通过在断开开关SW2、SW5之后接通开关SW3，在固定电位和地之间串联连接分配电容Cdp1和传感器电容Cs，对应于其合成电容的电压成为第二级侧的斩波滤波器输出S_P。如图11(a)所示，第二级侧的斩波滤波器输出S_P从固定电位Vdd下降至对应于合成电容的电压。通过后级的电荷放大器检测斩波滤波器输出S_N与S_P的电位差。输出S_N与S_P之间的电位差在Cs＞Cdp1、Cdn1的关系下，Cs越大，则电位差就越大。

图11(b)是表示图10(b)至(d)所示的双极型斩波滤波器的动作内容的定时图。仅接通开关SW1、SW4，将传送脉冲DRV_N、DRV_P设为高电平。由此，在第一极侧，在传送脉冲DRV_N为高电平的期间，斩波滤波器输出S_N成为固定电压Vdd。之后，断开与固定电位Vdd(或者传送脉冲DRV_N)连接的开关SW1来并联连接传感器电容Cs和分配电容Cdn1，将传送脉冲DRV_N设为低电平，从而斩波滤波器输出S_N下降至与传感器电容Cs的电荷量对应的电压并稳定。接着，断开开关SW4来切断第一极侧之后，接通开关SW2，使传感器电容Cs复位，并接通开关SW3来连接传感器电容Cs和分配电容Cdp1，并且将分配电容Cdp1连接到地(或者DRV_P的高电平)。此外，将传送脉冲DRV_P设为低电平。由此，在第二极侧，在传送脉冲DRV_P为低电平的期间，斩波滤波器输出S_P成为地电位。然后，若断开开关SW2，将传送脉冲DRV_P设为高电平，则并联连接传感器电容Cs和分配电容Cdp1，从而斩波滤波器输出S_P上升至与传感器电容Cs的电荷量对应的电压并稳定。输出S_N与S_P的电位差在Cs＞Cdp1、Cdn1的关系下，Cs越大，则电位差就越大。

图12(a)、(b)、(c)表示在分配电容的初始化电压中使用一个基准电压VREF的双极型斩波滤波器的结构例和电荷传送方法。该图(a)、(b)、(c)所示的斩波滤波器结构的一部分不同，但功能和动作(斩波滤波器输出)相同。在图10所示的斩波滤波器中，为了将传感器电容Cs设为地电位，设置了开关SW2，但在图12(a)所示的斩波滤波器中，由于初始化电压仅为基准电压VREF的1个电平，所以删除了开关SW2。

在图12(a)所示的斩波滤波器中，向传感器电容Cs的一个电极经由开关SW1施加基准电压VREF，且经由开关SW3、4并联地连接有分配电容Cdp1、Cdn1。向分配电容Cdp1、Cdn1施加传送脉冲DRV_P、DRV_N。

在图12(b)所示的斩波滤波器中，在连接于分配电容Cdp1的开关SW3的后级侧，经由开关SW1向基准电压VREF连接传感器电容Cs，同样地，在连接于分配电容Cdn1的开关SW4的后级侧，经由开关SW2向基准电压VREF连接传感器电容Cs。向分配电容Cdp1、Cdn1施加传送脉冲DRV_P、DRV_N。

在图12(c)所示的斩波滤波器中，向传感器电容Cs，经由开关SW3、4而并联地连接了分配电容Cdp1、Cdn1。在分配电容Cdp1的两端之间连接有开关SW1，在分配电容Cdn1的两端之间连接有开关SW2。施加给分配电容Cdp1的传送脉冲DRV_P的低电平电位为基准电压VREF，施加给分配电容Cdn1的传送脉冲DRV_N的高电平电位为基准电压VREF。

图13(a)是表示图12(a)、(b)所示的斩波滤波器动作内容的定时图。在图12(a)所示的斩波滤波器的情况下，接通开关SW1和SW4来对传感器电容Cs和分配电容Cdn1的一个电极施加基准电压VREF，并且将施加给分配电容Cdn1的另一个电极的传送脉冲DRV_N设为高电平。由此，第一极侧的斩波滤波器输出S_N成为基准电压VREF。之后，通过在断开开关SW1之后，将传送脉冲DRV_N设为低电平，从而斩波滤波器输出S_N下降至与传感器电容Cs对应的电压并稳定。接着，断开开关SW4来切断第一极侧之后，接通开关SW3来将第二极侧连接到传感器电容Cs，并且接通开关SW1来向分配电容Cdp1的一个电极施加基准电压VREF。此时，将施加到分配电容Cdp1的另一个电极的传送脉冲DRV_P设为低电平。此时，第二极侧的斩波滤波器输出S_P成为基准电压VREF。之后，通过断开开关SW1之后，将传送脉冲DRV_P切换为高电平，从而斩波滤波器输出S_P上升至对应于传感器电容Cs的电位并稳定。Cs越大，则输出S_N与S_P之间的电位差就越小。

在图12(b)所示的斩波滤波器的情况下，接通开关SW2和SW4，向传感器电容Cs和分配电容Cdn1的一个电极施加基准电压VREF，并且将施加给分配电容Cdn1的另一个电极的传送脉冲DRV_N设为高电平。由此，第一极侧的斩波滤波器输出S_N成为基准电压VREF。之后，通过断开开关SW2之后，将传送脉冲DRV_N设为低电平，从而斩波滤波器输出S_N下降至对应于传感器电容Cs的电压并稳定。接着，断开开关SW4来切断第一极侧之后，接通开关SW3，将第二极侧连接到传感器电容Cs，并且接通开关SW1，向分配电容Cdp1的一个电极施加基准电压VREF。将施加给分配电容Cdp1的另一个电极的传送脉冲DRV_P设为低电平。此时，第二极侧的斩波滤波器输出S_P成为基准电压VREF。之后，通过在断开开关SW1之后，将传送脉冲DRV_P切换为高电平，从而斩波滤波器输出S_P上升至对应于传感器电容Cs的电位并稳定。Cs越大，则输出S_N与S_P之间的电位差就越小。

图13(b)是表示图12(c)所示的斩波滤波器动作内容的定时图。在图12(c)所示的斩波滤波器的情况下，接通开关SW2和SW4，向传感器电容Cs和分配电容Cdn1的一个电极施加传送脉冲DRV_N，并且将施加给分配电容Cdn1的另一个电极的传送脉冲DRV_N设为高电平(VREF)。由此，第一极侧的斩波滤波器输出S_N成为基准电压VREF。之后，通过在断开开关SW2之后，将传送脉冲DRV_N设为低电平，从而斩波滤波器输出S_N下降至对应于传感器电容Cs的电压并稳定。接着，断开开关SW4来切断第一极侧之后，接通开关SW3，将第二极侧连接到传感器电容Cs，并且接通开关SW1，向分配电容Cdp1的一个电极施加低电平(VREF)的传送脉冲DRV_P。由此，第二极侧的斩波滤波器输出S_P成为基准电压VREF。之后，通过断开开关SW1之后，将传送脉冲DRV_P切换为高电平，从而斩波滤波器输出S_P上升至对应于传感器电容Cs的电位并稳定。Cs越大，则输出S_N与S_P之间的电位差就越小。

接着，参照图14(a)至(d)，具体说明图4(b)所示的互电容检测方式的斩波滤波器的结构例。图14(a)至(d)所示的斩波滤波器使用外部驱动脉冲进行电荷传送。

在图14(a)的斩波滤波器中，在两个传感器电极之间形成电容Cf，向一个传感器电极施加外部驱动脉冲DRV，在与地之间形成电容Cb的另一个电极经由开关SW1与固定电压Vdd相连的同时经由开关SW2与地相连。向在与地之间形成电容Cb的另一个电极并联连接开关SW3和SW4，在开关SW3上连接分配电容Cdp1的一个端子，向分配电容Cdp1的另一个端子施加固定电压。此外，在开关SW4上连接分配电容Cdn1的一个端子，向分配电容Cdn1的另一个端子施加固定电压(地)。

图14(b)的斩波滤波器具有与图14(a)的斩波滤波器相同的功能，向开关SW3的后级经由开关SW1施加固定电压Vdd，在开关SW4的后级经由开关SW2而连接到地。

图14(c)、(d)的斩波滤波器是将分配电容的初始化电位设为基准电位VREF的1个电平的例子。图14(c)的斩波滤波器构成经由开关SW1向传感器电容(Cf、Cb)施加基准电位VREF的结构。其他的结构与图14(a)的斩波滤波器相同。在图14(d)的斩波滤波器中，向在与地之间形成电容Cb的另一个电极并联连接开关SW3和SW4，向开关SW3经由开关SW1施加基准电压VREF，向开关SW4经由开关SW2施加基准电压VREF。其他结构与图14(b)的斩波滤波器相同。

图15(a)是表示图14(a)、(b)所示的斩波滤波器的动作内容的定时图。通过在外部驱动脉冲DRV为低电平的状态下，接通开关SW2和SW4，从而将第一极侧的斩波滤波器输出S_N设为地电位之后，断开开关SW2，且将外部驱动脉冲DRV设为高电平。由此，斩波滤波器输出S_N上升至对应于传感器电容(Cf、Cb)的电位并稳定。之后，断开开关SW4来切断第一极侧之后，接通开关SW1和SW3。由此，第二极的斩波滤波器输出S_P成为固定电压Vdd。若断开开关SW1之后将外部驱动脉冲DRV设为低电平，则斩波滤波器输出S_P下降至对应于传感器电容(Cf、Cb)的电位并稳定。通过后级的电荷放大器检测该输出S_N与S_P之间的电位差。另外，根据电容Cf、Cb、Cdp1、Cdn1的大小，波形会变化。

图15(b)是表示图14(c)、(d)所示的斩波滤波器的动作内容的定时图。在图14(c)所示的斩波滤波器的情况下，通过接通开关SW1和SW4，从而第一极侧的斩波滤波器输出S_N成为基准电压VREF。若断开开关SW1之后，将外部驱动脉冲DRV设为高电平，则斩波滤波器输出S_N上升至对应于传感器电容(Cf、Cb)的电位并稳定。之后，通过断开开关SW4来切断第一极侧之后，再次接通开关SW1，并且接通开关SW3，从而第二极侧的斩波滤波器输出S_P成为基准电压VREF。若断开开关SW1之后将外部驱动脉冲DRV设为低电平，则斩波滤波器输出S_P下降至对应于传感器电容(Cf、Cb)的电位并稳定。通过后级的电荷放大器检测该输出S_N与S_P之间的电位差。另外，根据电容Cf、Cb、Cdp1、Cdn1的大小，波形会变化。

接着，参照图16(a)至(f)，具体说明图4(b)所示的互电容检测方式的斩波滤波器的结构例。图16(a)至(f)所示的斩波滤波器使用外部驱动脉冲和内部脉冲进行电荷传送。

在图16(a)、(b)的斩波滤波器中，对图14(a)、(b)所示的斩波滤波器的分配电容Cdn1、Cdp1，代替固定电压而施加传送脉冲DRV_N、DRV_P。其他结构与图14(a)、(b)所示的斩波滤波器相同。

在图16(c)的斩波滤波器中，在两个传感器电极之间形成电容Cf，向一个传感器电极施加外部驱动脉冲DRV，在另一个电极与地之间形成电容Cb。向在与地之间形成电容Cs的另一个电极并联连接开关SW3和SW4。在开关SW3上连接有分配电容Cdp1的一个端子。向分配电容Cdp1的另一个端子施加传送脉冲DRV_P，在分配电容Cdp1的两端间连接开关SW1。此外，在开关SW4上连接有分配电容Cdn1的一个端子。向分配电容Cdn1的另一个端子施加传送脉冲DRV_N，在分配电容Cdn1的两端间连接开关SW2。

图16(d)至(f)的斩波滤波器是将分配电容的初始化电位设为基准电位VREF的1个电平的例子。图16(d)所示的斩波滤波器对应于图16(a)的斩波滤波器的结构，可经由开关SW1连接在基准电位VREF上，而非固定电压上，且除去了开关SW2。图16(e)所示的斩波滤波器对应于图16(b)的斩波滤波器的结构，可经由开关SW1、SW2向第一极和第二极的每一个施加基准电压VREF。图16(f)所示的斩波滤波器对应于图16(c)的斩波滤波器的结构，施加给分配电容Cdp1的传送脉冲DRV_P的低电平成为基准电压VREF，施加给分配电容Cdn1的传送脉冲DRV_N的高电平成为基准电压VREF。

图17A(a)是表示图16(a)、(b)所示的斩波滤波器的动作内容的定时图。若接通开关SW2和SW4，并且将传送脉冲DRV_N设为高电平，则通过开关SW2，斩波滤波器输出S_N被设为地电位。在断开开关SW2之后，将传送脉冲DRV_N设为低电平，并且将外部驱动脉冲DRV设为高电平。由此，斩波滤波器输出S_N上升至对应于传感器电容(Cf、Cs)的电压并稳定。接着，通过断开开关SW4来切断第一极侧之后，接通开关SW1和SW3，并且将传送脉冲DRV_P设为低电平，从而斩波滤波器输出S_P成为固定电压Vdd。通过断开开关SW1之后，将外部驱动脉冲DRV设为低电平，并且将传送脉冲DRV_P设为高电平，从而斩波滤波器输出S_P下降至对应于传感器电容(Cf、Cs)的电压并稳定。通过后级的电荷放大器检测该输出S_N与S_P之间的电位差。图17A是Cf＞Cdp1、Cdn1时的波形，根据Cf和Cdp1、Cdn1的大小，波形会变化。在Cf＜Cdp1、Cdn1的情况下，使Cdp1、Cdn1的初始化电压(Vdd、GND)取反。

图17A(b)是表示图16(c)所示的斩波滤波器的动作内容的定时图。若接通开关SW2和SW4，并且将传送脉冲DRV_N设为高电平(Vdd)，则斩波滤波器输出S_N成为Vdd。在断开开关SW2之后，将传送脉冲DRV_N设为低电平，并且将外部驱动脉冲DRV设为高电平。由此，斩波滤波器输出S_N下降至对应于传感器电容(Cf、Cs)的电压并稳定。接着，通过断开开关SW4来切断第一极侧之后，接通开关SW1和SW3，并且将传送脉冲DRV_P设为低电平(GND)，从而斩波滤波器输出S_P成为地电压GND。通过断开开关SW1之后，将外部驱动脉冲DRV设为低电平，并且将传送脉冲DRV_P设为高电平，从而斩波滤波器输出S_P上升至对应于传感器电容(Cf、Cs)的电压并稳定。通过后级的电荷放大器检测该输出S_N与S_P之间的电位差。根据Cf和Cdp1、Cdn1的大小，波形会变化(在该例子中Cf＜Cdp1、Cdn1)。

图17B(a)是表示图16(d)、(e)所示的斩波滤波器的动作内容的定时图。在图16(d)所示的斩波滤波器的情况下，通过接通开关SW1和SW4，并将传送脉冲DRV_N设为高电平，从而第一极侧的斩波滤波器输出S_N成为基准电压VREF。若在断开开关SW1之后，将传送脉冲DRV_N设为低电平，并且将外部驱动脉冲DRV设为高电平，则斩波滤波器输出S_N上升至对应于传感器电容(Cf、Cb)的电位并稳定。之后，通过断开开关SW4来切断第一极侧之后，再次接通开关SW1，并且接通开关SW3，并将传送脉冲DRV_P设为低电平，从而第二极侧的斩波滤波器输出S_P成为基准电压VREF。通过断开开关SW1之后，将外部驱动脉冲DRV设为低电平，并将传送脉冲DRV_P设为高电平，从而斩波滤波器输出S_P下降至对应于传感器电容(Cf、Cb)的电位并稳定。通过后级的电荷放大器检测该输出S_N与S_P之间的电位差。该图所示的波形是Cf＞Cdp1、Cdn1的波形，根据Cf和Cdp1、Cdn1的大小，波形会变化。

在图16(e)所示的斩波滤波器的情况下，通过接通开关SW2和SW4，并将传送脉冲DRV_N设为高电平，从而第一极侧的斩波滤波器输出S_N成为基准电压VREF。若在断开开关SW2之后，将传送脉冲DRV_N设为低电平，并且将外部驱动脉冲DRV设为高电平，则斩波滤波器输出S_N上升至对应于传感器电容(Cf、Cb)的电位并稳定。之后，通过断开开关SW4来切断第一极侧之后，这一次是接通开关SW1，并且接通开关SW3，并将传送脉冲DRV_P设为低电平，从而第二极侧的斩波滤波器输出S_P成为基准电压VREF。通过断开开关SW1之后，将外部驱动脉冲DRV设为低电平，并将传送脉冲DRV_P设为高电平，从而斩波滤波器输出S_P下降至对应于传感器电容(Cf、Cb)的电位并稳定。通过后级的电荷放大器检测该输出S_N与S_P之间的电位差。

图17B(b)是表示图16(f)所示的斩波滤波器的动作内容的定时图。通过接通开关SW2和SW4，并将传送脉冲DRV_N设为高电平(VREF)，从而第一极侧的斩波滤波器输出S_N成为基准电压VREF。若在断开开关SW2之后，将传送脉冲DRV_N设为低电平，并且将外部驱动脉冲DRV设为高电平，则斩波滤波器输出S_N上升至对应于传感器电容(Cf、Cb)的电位并稳定。之后，通过断开开关SW4来切断第一极侧之后，这一次是接通开关SW1，并且接通开关SW3，并将传送脉冲DRV_P设为低电平(VREF)，从而第二极侧的斩波滤波器输出S_P成为基准电压VREF。通过断开开关SW1之后，将外部驱动脉冲DRV设为低电平，并将传送脉冲DRV_P设为高电平，从而斩波滤波器输出S_P下降至对应于传感器电容(Cf、Cb)的电位并稳定。通过后级的电荷放大器检测该输出S_N与S_P之间的电位差。该图所示的波形是一例，根据Cf和Cdp1、Cdn1的大小，波形会变化。

接着，参照图18(a)、(b)，具体说明图4(c)所示的差动型互电容检测方式的斩波滤波器的结构例。图18(a)、(b)所示的斩波滤波器使用外部驱动脉冲进行电荷传送。

在图18(a)的斩波滤波器中，对于在与基准电极之间形成电容Cf1且在与地之间形成电容Cb1的一个传感器电极，经由开关SW1施加固定电压Vdd，且经由开关SW2被连接到地。此外，对于在与基准电极之间形成电容Cf2且在与地之间形成电容Cb2的另一个传感器电极，经由开关SW3施加固定电压Vdd，且经由开关SW4被连接到地。在上述一个传感器电极上经由开关SW5连接分配电容Cdp1，并且经由开关SW7连接分配电容Cdp2。向分配电容Cdp1、Cdp2施加固定电压Vdd。此外，在上述另一个传感器电极上经由开关SW6连接分配电容Cdn1，并且经由开关SW8连接分配电容Cdn2。向分配电容Cdn1、Cdn2施加地电位，作为固定电压。分配电容Cdp1和分配电容Cdn2分别经由开关SW11、SW12，连接到斩波滤波器输出S_P的输出端子，分配电容Cdp2和分配电容Cdn1分别经由开关SW9、SW10，连接到斩波滤波器输出S_N的输出端子。

图18(b)的斩波滤波器具有与图18(a)的斩波滤波器相同的功能，将传感器电极连接到分配电容的开关SW5至SW8的连接位置比开关SW1至SW4更靠传感器电极侧。其他结构与图18(a)的斩波滤波器相同。

图19是表示图18(a)、(b)所示的斩波滤波器的动作内容的定时图。接通开关SW2、SW4，并且接通开关SW5、SW6，将第一和第二极设为地电位，之后，断开开关SW2、SW4，并且将外部驱动脉冲DRV设为高电平。由此，前级的分配电容Cdn1的第一极侧电位S_P2和分配电容Cdp1的第二极侧电位S_P1从地电位上升。在第一极侧电位S_P2和第二极侧电位S_P1稳定之后，断开开关SW5、SW6。在断开开关SW5、SW6之后，接通开关SW1、SW2，并且接通开关SW7、SW8，从而后级的分配电容Cdp2的第一极侧电位S_N1和分配电容Cdn2的第二极侧电位S_N2成为固定电位Vdd。之后，若将外部驱动脉冲DRV设为低电平，则第一极侧电位S_N1和第二极侧电位S_N2从固定电位Vdd下降。通过在断开开关SW7、SW8之后，接通开关SW9至SW12，从而传送到Cdp1和Cdn2、Cdp2和Cdn1的电荷被合成，S_N和S_P表现为VREF附近的差电压。通过后级的电荷放大器检测斩波滤波器输出S_N与S_P之间的电位差。图19是Cf1＜Cf2时的波形，Cf1与Cf2的电容差越大，电位差就越大。

接着，参照图20(a)、(b)，具体说明图4(c)所示的差动型互电容检测方式的斩波滤波器的其他结构例。图20(a)、(b)所示的斩波滤波器使用外部驱动脉冲进行电荷传送，是将分配电容的初始化电压仅设为1个电平的例子。

图20(a)的斩波滤波器将两个传感器电极经由开关SW1、SW2而连接到基准电压VREF。除此之外的结构与图18(a)所示的斩波滤波器相同。

图20(b)的斩波滤波器具有与图20(a)的斩波滤波器相同的功能，将传感器电极连接到分配电容的开关SW5至SW8的连接位置比开关SW1至SW4更靠传感器电极侧。其他结构与图20(a)的斩波滤波器相同。

图21是表示图20(a)、(b)所示的斩波滤波器的动作内容的定时图。在图20(a)所示的斩波滤波器的情况下，通过接通开关SW1、SW2来向两个传感器电极施加基准电压VREF，并且接通开关SW5、SW6，从而第一极侧电位S_P2和第二极侧电位S_P1成为基准电压VREF。在断开开关SW1、SW2之后，将外部驱动脉冲DRV设为高电平。由此，分配电容Cdn1的第一极侧电位S_P2和分配电容Cdp1的第二极侧电位S_P1从基准电压VREF上升。在第一极侧电位S_P2和第二极侧电位S_P1稳定之后，断开开关SW5、SW6。在断开开关SW5、SW6之后，接通开关SW1、SW2，并且接通开关SW7、SW8，从而分配电容Cdp2的第一极侧电位S_N1和分配电容Cdn2的第二极侧电位S_N2成为基准电压VREF。之后，若将外部驱动脉冲DRV设为低电平，则第一极侧电位S_N1和第二极侧电位S_N2从基准电压VREF下降。通过在断开开关SW7、SW8之后，接通开关SW9至SW12，从而传送到Cdp1和Cdn2、Cdp2和Cdn1的电荷被合成，S_N和S_P表现为VREF附近的差电压。通过后级的电荷放大器检测斩波滤波器输出S_N与S_P之间的电位差。图21是Cf1＜Cf2时的波形，Cf1与Cf2的电容差越大，电位差就越大。

在图20(b)所示的斩波滤波器的情况下，通过接通开关SW2、SW4，向两个传感器电极施加基准电压VREF，并且接通开关SW5、SW6，从而第一极侧电位S_P2和第二极侧电位S_P1成为基准电压VREF。此外，在分配电容Cdn2、Cdp2的初始化中，通过接通开关SW1、SW3，并且接通开关SW7、SW8，从而第二极侧电位S_N1和第一极侧电位S_N2成为基准电压VREF。以后的动作与图20(a)所示的斩波滤波器相同。

接着，参照图22A(a)、(b)、图22B，具体说明图4(c)所示的差动型互电容检测方式的斩波滤波器的其他结构例。图22A、图22B所示的斩波滤波器是，使用外部驱动脉冲和作为内部脉冲的传送脉冲进行电荷传送，且分配电容的初始化电压成为固定电压Vdd和地电位的两个电平的例子。

图22A(a)所示的斩波滤波器是在图18(a)所示的斩波滤波器结构中，向分配电容Cdn1、Cdp1施加内部脉冲DRV_N，而不是施加固定电压。此外，向分配电容Cdn2、Cdp2施加内部脉冲DRV_P，而不是施加固定电压。其他结构与图18(a)所示的斩波滤波器相同。

图22A(b)的斩波滤波器在图22A(a)所示的斩波滤波器结构中，将传感器电极连接到分配电容的开关SW5至SW8的连接位置设置为比开关SW1至SW4更靠传感器电极侧。

在图22B所示的斩波滤波器中，对于分配电容Cdn1、Cdp1，在各自的两个端子之间连接开关SW4、SW2，对于分配电容Cdn2、Cdp2，在各自的两个端子之间连接开关SW3、SW1。

图23(a)是表示图22A(a)、(b)所示的斩波滤波器的动作内容的定时图。接通开关SW2、SW4，并且接通开关SW5、SW6，进而将施加给分配电容Cdn1、Cdp1的内部脉冲DRV_N设为高电平。由此，第一极侧电位S_P2和第二极侧电位S_P1成为地电位。接着，若断开开关SW2、SW4之后，将外部驱动脉冲DRV设为高电平，并且将内部脉冲DRV_N设为低电平，则第一极侧电位S_P2和第二极侧电位S_P1上升至规定电平。通过接通开关SW1、SW3，并且接通开关SW7、SW8，从而基于分配电容Cdn2、Cdp2的第一极侧电位S_N1和第二极侧电位S_N2成为固定电压Vdd。通过在断开开关SW1、SW3之后，将外部驱动脉冲DRV设为低电平，并且将内部脉冲DRV_P设为高电平，从而第一极侧电位S_N1和第二极侧电位S_N2下降至规定电平。然后，通过接通开关SW9至SW12，从而获得与第二极侧电位S_P1和第二极侧电位S_N2对应的第二极侧输出S_P，并获得与第一极侧电位S_P2和第一极侧电位S_N1对应的第一极侧输出S_N。通过后级电路检测该第一极侧输出S_N和第二极侧输出S_P的电位差。图23(a)是Cf2＞Cf1＞Cdp1、Cdn1时的波形，Cf1与Cf2之差越大，电位差就越大。另外，在Cf2、Cf1＜Cdp1、Cdn1的情况下，Cdp1、Cdn1的初始化电压(Vdd、GND)取反。

图23(b)是表示图22B所示的斩波滤波器的动作内容的定时图。接通开关SW2、SW4，并且接通开关SW5、SW6，进而将施加给分配电容Cdn1、Cdp1的内部脉冲DRV_N设为高电平。由此，第一极侧电位S_P1和第二极侧电位S_P2成为固定电压Vdd。接着，通过断开开关SW2、SW4之后，将外部驱动脉冲DRV设为高电平，并且将内部脉冲DRV_N设为低电平，从而第一极侧电位S_P1和第二极侧电位S_P2下降至规定电平。通过接通开关SW1、SW3，并且接通开关SW7、SW8，从而基于分配电容Cdn2、Cdp2的第二极侧电位S_N1和第一极侧电位S_N2成为地电位。通过在断开开关SW1、SW3之后，将外部驱动脉冲DRV设为低电平，并且将内部脉冲DRV_P设为高电平，从而第二极侧电位S_N1和第一极侧电位S_N2上升至规定电平。然后，通过接通开关SW9至SW12，从而获得与第二极侧电位S_P2和第二极侧电位S_N1对应的第二极侧输出S_P，获得与第一极侧电位S_P21和第一极侧电位S_N12对应的第一极侧输出S_N。通过后级电路检测该第一极侧输出S_N和第二极侧输出S_P的电位差。图23(a)是Cf2＜Cf1＜Cdp1、Cdn1时的波形，Cf1与Cf2之差越大，电位差就越大。

接着，参照图24A(a)、(b)、图24B，具体说明图4(c)所示的互电容差检测方式的斩波滤波器的其他的结构例。图24A、图24B所示的斩波滤波器是使用外部驱动脉冲和内部脉冲进行电荷传送，且分配电容的初始化电压成为基准电压VREF的1个电平的例子。

在图24A(a)的斩波滤波器中，将两个传感器电极经由开关SW1、SW2而连接到基准电压VREF。除此之外的结构与图22A(a)所示的斩波滤波器相同。

图24A(b)的斩波滤波器具有与图24A(a)的斩波滤波器相同的结构，将传感器电极连接到分配电容的开关SW5至SW8的连接位置比开关SW1至SW4更靠传感器电极侧。除此之外的结构与图24A(a)的斩波滤波器相同。

图24B的斩波滤波器在图22B的斩波滤波器中，将施加到分配电容Cdp1、Cdn1的内部脉冲DRV_N的上限电平设为基准电压VREF，将施加到分配电容Cdp2、Cdn2的内部脉冲DRV_P的下限电平设为基准电压VREF。

图25(a)是表示图24A(a)、(b)所示的斩波滤波器的动作内容的定时图。在图24A(a)的斩波滤波器的情况下，通过接通开关SW1、SW2，并且接通开关SW5、SW6，且将施加给分配电容Cdp1、Cdn1的内部脉冲DRV_N设为高电平，从而通过基准电压VREF初始化分配电容Cdp1、Cdn1。通过断开开关SW1、SW2之后，将内部脉冲DRV_N设为低电平，并且将外部驱动脉冲DRV设为高电平，从而对应于分配电容Cdn1的第一极侧电位S_P2和对应于分配电容Cdp1的第二极侧电位S_P1上升。接着，通过接通开关SW1、SW2，并且接通开关SW7、SW8，从而通过基准电压VREF初始化分配电容Cdp2、Cdn2。通过在断开开关SW1、SW2之后，将内部脉冲DRV_P设为高电平，并且将外部驱动脉冲DRV设为低电平，从而与分配电容Cdn2对应的第二极侧电位S_N2和与分配电容Cdp2对应的第一极侧电位S_N1下降。然后，通过接通开关SW9至SW12，从而获得与第二极侧电位S_P1和第二极侧电位S_N2对应的第二极侧输出S_P，并获得与第一极侧电位S_P2和第一极侧电位S_N1对应的第一极侧输出S_N。通过后级电路检测该第一极侧输出S_N和第二极侧输出S_P的电位差。图25(a)是Cf2＞Cf1＞Cdp1、Cdn1时的波形，Cf1与Cf2的差越大，电位差就越大。

在图24A(b)的斩波滤波器的情况下，通过接通开关SW2、SW4，并且接通开关SW5、SW6，且将施加到分配电容Cdp1、Cdn1的内部脉冲DRV_N设为高电平，从而通过基准电压VREF初始化分配电容Cdp1、Cdn1。此外，在对分配电容Cdp2、Cdn2进行初始化的情况下，在接通开关SW1、SW3并且接通开关SW7、SW8的状态下，将内部脉冲DRV_P设为高电平，并且将外部驱动脉冲DRV设为低电平。由此，通过基准电压VREF初始化分配电容Cdp2、Cdn2。

图25(b)是表示图24B所示的斩波滤波器的动作内容的定时图。接通开关SW2、SW4，并且接通开关SW5、SW6，进而将施加给分配电容Cdn1、Cdp1的内部脉冲DRV_N设为高电平。由此，第一极侧电位S_P2和第二极侧电位S_P1成为基准电压VREF。接着，通过断开开关SW2、SW4之后，将外部驱动脉冲DRV设为高电平，并且将内部脉冲DRV_N设为低电平，从而第一极侧电位S_P2和第二极侧电位S_P1上升至规定电平。接着，在断开开关SW5、SW6之后，接通开关SW1、SW3，并且接通开关SW7、SW8。与此同时，将内部脉冲DRV_P变化为基准电压VREF。由此，基于分配电容Cdn2、Cdp2的第二极侧电位S_N2和第一极侧电位S_N1成为基准电压VREF。通过在断开开关SW1、SW3之后，将外部驱动脉冲DRV设为低电平，并且将内部脉冲DRV_P设为高电平，从而第二极侧电位S_N2和第一极侧电位S_N1下降至规定电平。然后，通过接通开关SW9至SW12，从而获得与第二极侧电位S_P1和第二极侧电位S_N2对应的第二极侧输出S_P，并获得与第一极侧电位S_P2和第一极侧电位S_N1对应的第一极侧输出S_N。通过后级电路检测该第一极侧输出S_N和第二极侧输出S_P的电位差。

接着，说明连接在斩波滤波器11的后级的电荷放大器的结构。这里，说明构成电荷放大器的基本电荷量消除机构12和积分器13的电路结构例。

图26是与单端的斩波滤波器11对应的后级电路(12、13)的结构例。

在后级电路(12、13)中，经由开关SW9、SW10，获取上述的斩波滤波器输出S_N、S_P，但在差动信号输入的情况下，需要使用图28所示的SW7、SW8来变换为单端的信号。在基本电荷量消除电容Cbc的一个端部上经由开关SW9、SW10连接斩波滤波器11。向基本电荷量消除电容Cbc的另一个端部施加输入信号BCR。若BCR高，则从蓄积在斩波滤波器11中的分配电容中减去在基本电荷量消除电容Cbc上乘以BCR电位差(BCR信号的高电平-BCR信号的低电平)的电荷量。

积分器13包括：运算放大器1，对与蓄积在斩波滤波器11中的分配电容(基本电荷量消除)对应的输入电压OP_IN进行放大；和比较器2，与基准电压VREF2比较运算放大器输出OP_OUT。在运算放大器1中，反相输入端子连接斩波滤波器11的输出端，向同相输入端子施加电压VREF1。运算放大器1的反相输入端子和同相输入端子之间可通过开关SW11连接。此外，运算放大器1在反相输入端子和输出端子之间连接了蓄积积分电容的反馈电容器(Cb1)。向反馈电容器(Cb1)并联连接复位用的开关SW12。比较器2在+输入OP_OUT超过了-输入VREF2的情况下，生成从低电平变化为高电平的比较器输出CMP_OUT。

图27是与差动方式的斩波滤波器11对应的后级电路(12、13)的结构例。后级电路(12、13)经由开关SW13而连接到斩波滤波器11的第二极的分配电容Cdp，且经由开关SW14而连接到斩波滤波器11的第一极的分配电容Cdn。在一个极的基本电荷量消除电容Cbc1的一个端部上连接开关SW13，在另一个极的基本电荷量消除电容Cbc2的一个端部上连接开关SW14。出现一个极侧的传送电荷的节点S_IP和出现另一个极侧的传送电荷的节点S_IN并联连接在交叉点开关5上。可经由开关SW15、SW16对节点S_IN、S_IP施加电压VREF。

在积分器13中，全差动运算放大器1的正(+)输出和负(-)输出经由交叉点开关6而输入到比较器2。在全差动运算放大器1的反馈路径中预先设置交叉点开关7，在从负(-)输出端到正(+)输入端的反馈路径中连接有反馈电容器Cb11和开关SW17，在从正(+)输出端到负(-)输入端的反馈路径中连接有反馈电容器Cb12和开关SW18。此外，可通过基本电荷量消除电容的输入信号BCR、BCF和δ∑调制器的反馈信号DSR、DSF，产生与Cbc1、Cbc2和Cb21、Cb22的大小对应的电荷。

(第一实施例)

图28是有关第一实施例的电容检测装置10的具体的电路结构图。在该图中，比包括Cbc的基本电荷量消除机构12更靠输入侧(图28的左侧)的是斩波滤波器部，更靠输出侧(图28的右侧)的是积分器13。斩波滤波器部具有图10(a)所示的斩波滤波器结构。

图29是有关本实施例的电容检测装置的定时图。

如该图所示，接通SW1，并在同一时刻接通SW6、SW11、SW12。通过接通SW1，从而输入部的电容(Cs、Cf)被充电到Vdd。通过在同一个时刻接通SW6、SW11、SW12，从而Cdn被初始化，同样地，运算放大器12A的负(-)输入OP_IN被初始化为Vr1，Cb1也被初始化。Vr1是考虑运算放大器的输入输出电压的平衡而设定的。此时，开关SW8是接通状态，一直维持到向积分器13传送电荷为止。此外，将基本电荷量消除电容Cbc的输入信号BCR和δ∑调制器的反馈信号(Cb2的输入)DSR都设定为低(Low)，进行Cbc和Cb2的电荷的初始化。

接着，断开SW1、SW6、SW11、SW12，并接通SW4。由此，传感器电容Cs和手指电容Cf的电荷量被分配到分配电容Cdn。

接着，为了切断分配电容Cdn与输入部的电容(Cs、Cf)，断开开关SW4，完成基于双极驱动的电荷分配的一半时序。

接着，通过接通开关SW2，从而传感器电容Cs和手指电容Cf被连接到GND，并且在接通开关SW5来初始化Cdp之后，断开开关SW2和SW5，与之前相同地接通开关SW3，从而输入部的电容(Cs、Cf)的电荷量被分配到分配电容Cdp。

接着，为了切断分配电容Cdp与输入部的电容(Cs、Cf)，断开开关SW3，完成基于双极驱动的电荷分配的一个时序。

此时，将Cdp和Cdn设定为相同的大小，在将其大小设为Cd时，分配给各自的电荷量Qd如下。

【数学式2】

$\mathrm{Qd}=\frac{(\mathrm{Cf}+\mathrm{Cs})\×\mathrm{Vdd}}{(\mathrm{Cf}+\mathrm{Cs}+\mathrm{Cd})}\×\mathrm{Cd}\·\·\·\·\·\·\left(1\right)$

因此，若将Cdp和Cdn设为相同的大小，则Cdp和Cdn的两端的电位差相同，其电位差Vd根据Q＝CV而如下。

【数学式3】

$\mathrm{Vd}=\frac{(\mathrm{Cf}+\mathrm{Cs})\×\mathrm{Vdd}}{(\mathrm{Cf}+\mathrm{Cs}+\mathrm{Cd})}\·\·\·\·\·\·\left(2\right)$

接着，断开开关SW8，并接通开关SW7，从而将Cdp和Cdn设为都以Vdd为基准的连接结构。并不需要将此时的Cdp和Cdn的基准电位限定为Vdd。例如，在以GND为基准的情况下，通过开关SW切换Cdp侧的连接即可。

接着，使开关SW7、SW8保持原样，并接通开关SW9、SW10，从而连接到运算放大器12A的负(-)输入OP_IN。此时，由于在分配时，输入到传感器部的外来噪声在充分比双极驱动的周期长的频率的情况下，作为逆向的电荷量而被分配到Cdp和Cdn，所以被大幅抑制。

接着，为了进行传感器部的基本电荷量消除而输入到Cbc的BCR成为高，且从分配电容Cdp、Cdn的电荷量中减去数学式(4)的电荷量。

【数学式4】

Qbc＝Cbc×(BCR信号的高电平-BCR信号的低电平)……(3)

由于运算放大器12A的负(-)输入OP_IN稳定地等于Vr1，所以可导出(3)式。根据(1)式可判断，通过手指的有无(Cf的有无)检测的电荷量Qd不同，在有手指时Qd更大。由于以Vdd为基准连接分配电容，所以在该阶段中，比起没有手指的情况，有手指的情况下的运算放大器12A的负输入(-)OP_IN的电位更接近GND。因此，如图29的定时图所示，运算放大器12A的输出OP_OUT经由运算放大器12A的反馈电容器Cb1，按照Vr1与OP_IN相等的方式上升。此时，在没有基本电荷量消除机构的情况下，由于传感器电容Cs的多余的电荷量也被Cb1获取，所以输出电压容易饱和，不能获得动态范围。

运算放大器12A在Cb1中获取了与分配电压Vd和Vr1的电位差对应的被分配的电荷量之后，断开开关SW9、SW10，积分器侧和斩波滤波器侧被切断，接着开关SW7、SW8返回到分配时的状态，一次积分时序结束。

通过重复这个积分时序，能够将运算放大器12A的输出确保至所需电平，但还可以附加AD转换器功能。具体地说，将运算放大器12A的输出连接到比较器12B，与基准电压Vr2比较运算放大器12A的输出电压，并在进行积分动作的同时，将比较器12B的输出CMP_OUT作为2值的比特流而取出。

如图29的定时图所示，若在第二次的积分时序中运算放大器12A的输出OP_OUT超过Vr2，则在该积分时序内DSR成为高，作为电荷量而经由Cb2进行反馈，并进行δ∑调制。该结构是一次δ∑调制器本身，通过后续由逻辑电路构成数字滤波器14，能够容易实现可变换为多比特的数字信号的AD转换器。基本上，数字滤波器14实现低通滤波功能，但通过最佳化获取次数(截止特性)，能够进一步提高外来噪声的抵抗性。通常，期望通过200以上的积分次数来获取比特流，并通过数字滤波器进行多比特的数字输出。图29表示进行这些动作时的节点OP_OUT的波形。

另外，与输入部的电容(Cs、Cf)相比，分配电容Cdp、Cdn越大，电荷的获取效率就越高，但优选为如下结构：通过分配时的时间常数的关系，如图30所示，可根据需要，并联连接几个电容器C1、C2…Cn，并根据传感器电容Cs的大小改变电容值。进而，若这些电容器C1、C2……Cn各自预先进行两倍的加权，则很有效。此外，优选如下结构：进行基本电荷量消除的Cbc也可根据传感器电容而变化。Cb1、Cb2的电容的大小(比)决定输入输出的增益，优选Cb1、Cb2也取同样的结构。

此外，在分配时，分配电容Cdp、Cdn的固定节点连接到Vdd、GND，但只要是固定电位就不限于此。例如，能够将Cdp的固定节点设为GND。此外，分配电容对积分器侧的电荷传送也可以不进行分配电容的并联连接，而是分别依次传送。说明的检测时序只是一例，也可以使用除此之外的时序来实现同样的功能。

(第二实施例)

第二实施例直接以差动方式处理由双极驱动、分配的电荷，且并行地进行从分配电容对积分器的电荷传送时序和从输入部的电容(Cs、Cf)对分配电容的电荷分配，实现两个处理的流水线。

图31是有关第二实施例的电容检测装置的电路图。斩波滤波器是与图6所示的流水线结构的斩波滤波器基本相同的结构。此外，基本电荷量消除机构12和积分器13与图27所示的结构相同。第二实施例的电容检测装置向一个极并联地分配分配电容Cdp1和分配电容Cdp2，向另一个极也并联地分配分配电容Cdn1和分配电容Cdn2。按照通过并联设置在一个极上的分配电容Cdp1和分配电容Cdp2交替地进行电荷分配和电荷传送，同样地通过并联设置在另一个极上的分配电容Cdn1和分配电容Cdn2，交替地进行电荷分配和电荷传送的方式，设置有切换连接的开关SW3至SW14。出现一个极侧的传送电荷的节点S_IP和出现另一个极侧的传送电荷的节点S_IP并联地连接在交叉点开关15上。构成为可经由开关SW15、SW16向节点S_IN、S_IP施加电压Vr。在积分器13中，经由交叉点开关16，向比较器19输入全差动运算放大器18的正(+)输出和负(-)输出。在全差动运算放大器18的反馈路径中预先设置交叉点开关17，在从负(-)输出端到正(+)输入端的反馈路径中连接反馈电容器Cb11和开关SW17，在从正(+)输出端到负(-)输入端的反馈路径中连接反馈电容器Cb12和开关SW18。此外，可通过基本电荷量消除电容的输入信号BCR、BCF和δ∑调制器的反馈信号DSR、DSF，产生与Cbc1、Cbc2和Cb21、Cb22的大小对应的电荷。

图32是表示交叉点开关15、16、17的结构例的图。交叉点开关15、16、17通过φ1、φ2信号切换平行连接、交叉连接。这是用于抑制全差动运算放大器18的闪变噪声(flicker noise)的开关，具有斩波稳定化功能。

接着，说明如上构成的第二实施例的动作。

图33是相当于有关第二实施例的电容检测装置的一次双极的驱动、分配序列的定时图，图34是相当于多次积分时序的整体时序，且对应地表示全差动放大器输出的输出波形。

首先，通过接通开关SW1，从而传感器电容Cs和手指电容Cf被充电为Vdd。通过在同一时刻，接通开关SW8、SW15、SW16、SW17、SW18，从而初始化Cdn1，同样地，节点S_IP、S_IN被初始化为Vr，Cb11、Cb12也被初始化。此外，基本电荷量消除电容的输入信号BCR、BCF和δ∑调制器的反馈信号DSR、DSF也与第一实施例同样的方式设定，并进行Cbc1、Cbc2和Cb21、Cb22的电荷的初始化。此外，交叉点开关15、16、17在每个积分时序与开关SW11、12、13、14同样地进行切换。

接着，断开开关SW1，并接通开关SW4，从而输入部的电容(Cs、Cf)的电荷量被分配到分配电容Cdn1。此外，由于以全差动动作进行δ∑调制，所以在该时刻使DSR、DSF反转来初始化全差动运算放大器18的输出电位，并设定为δ∑调制器的阈值。这仅在最初的积分时序中进行。如图33所示，此时的分配电容Cdn1的节点S_N的电位通过与传感器电容的耦合，从GND开始上升。若将Vr设为Vdd的1/2的电压(通常将Vr设定在检测电路的动作范围内的中央附近)，且Cdn1的电容值为小于输入部的电容(Cs+Cf)的值，则节点S_N的电位成为超过Vr的电位并稳定。

接着，为了切断分配电容Cdn1与输入部的电容(Cs、Cf)，断开开关SW4，完成基于双极驱动的电荷分配的一半时序。

接着，通过接通开关SW2，从而输入部的电容(Cs+Cf)连接GND，并且接通开关SW7来初始化Cdp1。此时，接通开关SW15、SW16，DSR、DSF反转，进行Cb21、Cb22的电荷的初始化。

接着，与上述相同地，接通开关SW3，输入部的电容(Cs+Cf)的电荷量被分配到分配电容Cdp1。如图33所示，此时的分配电容Cdp1的节点S_P与节点S_N时相反，从Vdd向GND方向下降。

接着，为了切断分配电容Cdp1与输入部的电容(Cs、Cf)，断开开关SW4，完成基于双极驱动的电荷分配的一个时序。如图33所示，节点S_P变化。

在以上的时序中所分配的电荷量和分配电容的两端的电位差与(1)式、(2)式相同。在第一实施例中，并联连接了分配电容，但在本实施例中，不进行并联连接，而是直接转移到从分配电容至积分器13的电荷传送时序。

之后，并行地进行从分配电容Cdp1、Cdn1至积分器13的电荷传送时序和从输入部的电容(Cs、Cf)至分配电容Cdp2、Cdn2的电荷分配。由于从输入部的电容(Cs、Cf)至分配电容Cdp2、Cdn2的电荷分配与分配电容Cdp1、Cdn1是相同的时序，所以省略说明，但可根据开关SW11～SW14的选择性接通/断开，通过斩波滤波器的部分和积分器13的连接切换，进行流水线控制，能够缓和全差动运算放大器18的动作速度的限制。此外，优选Cdp1、2、Cdn1、2全部为相同的电容值。

接着，在从分配电容至积分器13的电荷传送时序中，通过接通开关SW11、SW12，且交叉点开关15、16、17中的φ1成为高，从而交叉点开关15、16、17成为平行连接，向Cb11、Cb12传送电荷。在第一实施例中，以Vr1的电位为基准，运算放大器12A进行电荷传送，但在本实施例中，经由节点S_IP、S_IN，根据Cdp1和Cdn1的电位差，从Cdp1、Cdn1进行电荷传送。此时的基本电荷量消除和δ∑调制的反馈的原理与第一实施例相同，只有差动结构的部分不同，所以省略说明。图34表示进行这些动作时的节点OP_OUTN和OP_OUTP的波形。

优选Cbc1、Cbc2为相同的电容值，并优选Cb11、Cb12和Cb21、Cb22对彼此也是相同的电容值。

在本实施例中，与第一实施例相同地，优选分配电容Cdp1、Cdp2、Cdn1、Cdn2和进行基本电荷量消除的Cbc1、Cbc2以及Cb11、Cb12、Cb21、CB22为可改变电容值的结构。

进而，在进行分配时，分配电容Cdp1、Cdp2、Cdn1、Cdn2的固定节点连接在Vdd、GND，但只要是固定电位，则并不限于此。例如，也可以将Cdp1、Cdp2的固定节点设为GND。

上述检测时序只是一例，也可以使用除此之外的时序实现相同的功能。

使用如上所述的有关本实施例的电容检测装置，评价了噪声环境下的信号品质。图35表示评价结果。评价是：经由手指电容Cf向传感器部施加10Vp-p的噪声，改变噪声频率来测量了有无手指引起的输出的变化分量S与输出的噪声分量N之比。确认了比现有技术提高20dB左右。

另外，在第二实施例中，也可以将电荷传送时序设为不进行流水线处理的结构。图36是第二实施例的变形例，是电荷传送时序不进行流水线处理的结构的电路图。即，在一个极仅设置分配电容(Cdp1)，在另一个极也仅设置分配电容(Cdn1)。出现一个极侧的传送电荷的节点S_IP和出现另一个极侧的传送电荷的节点S_IN并联连接在交叉点开关15上。在不要求高速动作的情况下，可应用这个结构，与第二实施例相比，能够削减分配电容，能够抑制电路规模。除了流水线处理之外，具体的动作与第二实施例相同。

(第三实施例)

在上述的第一实施例中，如图4(a)、(b)所示，触摸传感器模块以自电容(传感器电极和GND间电容)的检测为对象，但也可以如图4(c)所示，将定义为在基准电极和两个传感器电极之间形成的电容之差的互电容作为检测对象。由于通过差动进行检测，所以外来的共模噪声(common mode noise)抵抗性高，具有容易消除传感器电极与GND的寄生电容(定义为Cs)的优点。

图37是有关第三实施例的电容检测装置的电路结构图。基本结构与图2实施例相同。第三实施例在驱动电极(DRV信号)与检测电路的差动输入部之间形成电容Cf1、Cf2。

图38是有关第三实施例的电容检测装置的一次积分时序的定时图，图39是相当于多次积分时序的整体时序，且对应地表示全差动放大器输出的输出波形。

首先，通过将DRV信号固定为低电平，并接通开关SW1、SW2，从而将输入部的电容(Cs、Cf)设定为Vr。通过在同一时刻，接通开关SW11、SW12、SW13、SW14，从而节点S_IP、S_IN被初始化为Vr，Cb11、Cb12也被初始化。通常将Vr设定在检测电路的动作范围内的中央附近。此外，基本电荷量消除电容的输入信号BCR、BCF和δ∑调制器的反馈信号DSR、DSF也与第二实施例相同地设定，进行Cbc1、Cbc2和Cb21、Cb22的电荷的初始化。与第二实施例相同地，在全差动运算放大器18的输入输出和反馈路径中配置如图32所示的交叉点开关15、16、17，通过φ1、φ2的信号来切换平行连接、交叉连接。

接着，接通开关SW3、SW4，将分配电容Cdp1、Cdp2连接在输入部的电容(Cs、Cf)上，与上述相同地进行初始化。

接着，断开开关SW1、SW2，使DRV信号上升。此时，由于在DRV电极与检测电路的差动输入部之间形成的电容Cf1、Cf2因手指等对象物的接近状态而在电容值上产生差，所以在Cdp1、Cdp2的电容值的大小相同的情况下，如图38所示，节点S_P1、S_P2的电位上升的同时产生差。在图38中示出了Cf1＞Cf2的情况。

接着，断开开关SW3、SW4，并再次接通开关SW1、SW2，初始化输入部的电容(Cs、Cf)，并接通开关SW5、SW6，从而将Cdn1、Cdn2连接到输入部的电容(Cs、Cf)，与上述相同地进行初始化。

接着，断开开关SW1、SW2，DRV信号下降，节点S_N1、S_N2的电位下降的同时产生差。

接着，断开开关SW5、SW6，并接通开关SW7～SW10。此时，在假设没有与后级的积分器13连接的情况下，若分配电容Cdp1、Cdp2、Cdn1、Cdn2为相同的电容值，则节点S_P1、S_P2的电位差和节点S_N1、S_N2的电位差相同，所以若将S_P1和S_N2、S_P2和S_N1连接，则成为以Vr为中心的电位差，在后级的积分器13中，将该电位差作为电荷量来检测。到此时为止的δ∑调制的阈值设定的初始化与第二实施例相同。接下来的包括基本电荷量消除在内的积分处理的动作也与第二实施例相同。

在本实施例中也与上述的实施例相同地，优选Cbc1、Cbc2为相同的电容值，并优选Cb11、Cb12和Cb21、Cb22对彼此也为相同的电容值。此外，优选分配电容Cdp1、Cdp2、Cdn1、Cdn2和进行基本电荷量消除的Cbc1、Cbc2以及Cb11、Cb12、Cb21、Cb22为可改变电容值的结构。

进而，在分配时，分配电容Cdp1、Cdp2、Cdn1、Cdn2的固定节点连接到Vdd、GND，但只要是固定电位，则并不限于此。例如，也可以将Cdp1、Cdp2的固定节点设为GND。此外，检测时序只是一例，也可以使用除此之外的时序来实现相同的功能。

另外，对于斩波滤波器部，也可以组合第二实施例和第三实施例，如图40所示那样构成能够与自电容检测和互电容检测这两者对应的电容检测电路。通过开关的切换，切换差动输入和单端输入。除了切换差动输入和单端输入以外，与第二、第三实施方式相同。

(第四实施例)

另外，也可以如图41所示，在图10(d)的斩波滤波器结构中进行流水线化，并作为后级电路而使用如图27所示的全差动的电荷放大器(基本电荷量消除机构和积分器)。图42是图41所示的电容检测电路的整体时序。

在图41所示的电容检测装置中，通过连接到输入部的电容(Cf、Cb)的斩波滤波器11和其后级的基本电荷量消除机构12，将电容值变换为电荷量，在积分器中，将电荷量变换为电压。积分器内置有比较器2，将获得的电压依次作为2值的比特流而发送给后级的数字滤波器14。数字滤波器14通过滤波处理，将2值的比特流变换为多比特的数字信号。斩波滤波器11具有将低频的外来噪声变换为高频的作用和抑制噪声振幅的作用，基本电荷量消除机构12消除原本为检测对象外的电容Cf的偏置量。积分器13对获得的电信号(电荷量)进行积分的同时，对与手指电容Cf对应的电荷量进行放大，并且为了担负AD转换器的功能的一部分而起到δ∑调制器的作用。数字滤波器14从2值的比特流输出与检测电容对应的数字值，并且通过滤波功能(LPF)还对外来噪声的抑制作贡献。

在斩波滤波器11中，接通开关SW4、SW8，通过传送脉冲DRV_N的高电平，斩波滤波器输出S_N成为固定电压Vdd(参照图11(b))。

之后，通过断开开关SW8，并联连接传感器电容Cs和分配电容Cdn1，将传送脉冲DRV_N设为低电平，从而斩波滤波器输出S_N下降至与传感器电容Cs的电荷量对应的电压并稳定。接着，断开开关SW4来切断第一极侧之后，接通开关SW3、SW7，连接传感器电容Cs和分配电容Cdp1。此时，向分配电容Cdp1施加DRV_P的高电平。通过将传送脉冲DRV_P设为低电平，从而在传送脉冲DRV_P为低电平的期间，斩波滤波器输出S_P成为地电位。然后，若断开开关SW7，并将传送脉冲DRV_P设为高电平，则传感器电容Cs和分配电容Cdp1并联连接，斩波滤波器输出S_P上升至与传感器电容Cs的电荷量对应的电压并稳定。然后，接通开关SW11、13，经由基本电荷量消除机构向积分器13传送斩波滤波器输出S_N与S_P的电位差。

另一方面，在基本电荷量消除机构12和积分器13中，基本电荷量消除电容的输入信号BCR、BCF和δ∑调制器的反馈信号DSR、DSF也与上述的第一实施例相同地设定，进行Cbc1、Cbc2和Cb21、Cb22的电荷的设定。此外，基本电荷量消除电容Cbc1、Cbc2的输入信号BCR、BCF和δ∑调制器的反馈信号(Cb21、Cb22的输入)DSR也都如定时图那样进行设定，并进行Cbc1、Cbc2和Cb21、Cb22的电荷的初始化。此外，在全差动运算放大器1的输入输出和反馈路径中配置交叉点开关5、6、7，通过φ1、φ2的信号切换平行连接、交叉连接。这用于抑制全差动运算放大器1的闪变噪声，具有斩波稳定化功能。在每个积分时序中切换交叉点开关5、6、7。此外，为了进行δ∑调制器的初始化，在至此为止的时刻使DSR、DSF反转，并设定积分器的初始值。在向积分器传送斩波滤波器的电荷的同时反转BCR和BCF，进行基本电荷消除。在每次进行积分动作时，减去与传送到积分器的偏置电荷量对应的电荷量，且其原理与积分器的初始化相同。若完成一次积分动作，则接着重复进行Cb21、Cb22的初始化以外的动作，反复向积分器传送电荷。在图42中示出了通过第二次积分动作，OP_OUTN变得小于OP_OUTP的例子，但此时，由于比较器2的输出成为高，所以从传感器传送的电荷量变得大于由Cb21、Cb22设定的电荷量，将该脉冲传送到数字滤波器。此外，在每次比较器2的输出成为高时，DSR、DSF反转，与积分器的初始化时相同地减去与Cb21、Cb22对应的电荷量。最终，通过在重复某一决定的积分次数期间比较器2的输出有几次成为高来决定数字值，并通过数字滤波器对比特流进行滤波处理，从而进行AD转换。

【产业上的可利用性】

本发明可应用于在触摸传感器模块等中检测静电电容的变化的电容检测装置中。

Claims (14)

1.一种电容检测装置，其特征在于，包括：

开关单元，其用于连接到被检测电容；

一个或多个分配电容，被分配充电到所述被检测电容的电荷；

电压电平供给单元，其供给用于对所述分配电容进行初始化和电荷分配的多个电压电平；以及

电荷放大器，其将分配到所述分配电容的电荷作为电荷量来取出，

所述电荷放大器包括：反相输入端子与所述分配电容连接、向同相输入端子施加电压且输出端子与比较器连接的运算放大器；和连接在所述反相输入端子与所述输出端子之间且蓄积积分电容的反馈电容。

2.根据权利要求1所述的电容检测装置，其特征在于，

从所述被检测电容互补地向所述多个分配电容分配电荷，以作为相反极性的电荷量。

3.根据权利要求1所述的电容检测装置，其特征在于，

所述被检测电容是连接到脉冲供给源的耦合电容。

4.根据权利要求1所述的电容检测装置，其特征在于，

所述电荷放大器是单端或全差动。

5.根据权利要求1所述的电容检测装置，其特征在于，

所述电容检测装置是将所述多个分配电容分为多个组，在组间使初始化和电荷分配的时刻和电荷量的取出时刻不同，从而使多个组并列动作的流水线结构。

6.根据权利要求1所述的电容检测装置，其特征在于，

所述分配电容能够根据所述被检测电容的大小而改变大小。

7.根据权利要求1所述的电容检测装置，其特征在于，

所述电容检测装置包括：

可变电容，其用于从所述分配电容减去无效电荷；以及

脉冲驱动单元，其用于对所述可变电容进行脉冲驱动。

8.一种电容检测装置，其特征在于，包括：

第一开关，其以规定周期将用于充电被检测电容的电压电平切换为多个电压电平，并且切断向所述被检测电容供给所述电压电平，来切换充电动作；

多个分配电容，被分配充电到所述被检测电容的电荷；

第二开关，其与所述被检测电容的充电动作对应地，分别用多个电压电平初始化所述多个分配电容；

第三开关，其按照从所述被检测电容互补地向所述多个分配电容分配电荷，以作为相反极性的电荷量的方式，与所述第一和第二开关一同切换所述被检测电容与所述各分配电容之间的连接；以及

电荷放大器，其将充电到所述分配电容的电荷变换为电压，

所述电荷放大器包括：反相输入端子与所述分配电容连接、向同相输入端子施加电压且输出端子与比较器连接的运算放大器；和连接在所述反相输入端子与所述输出端子之间且蓄积积分电容的反馈电容。

9.根据权利要求8所述的电容检测装置，其特征在于，

通过将连接在所述电荷放大器的后级的所述比较器的输出设为逻辑输出，并将该逻辑输出作为电荷量经由所述反馈电容而反馈到所述电荷放大器的输入中，从而构成δ∑调制器，利用连接在所述比较器的后级的数字滤波器，将该逻辑输出变换为数字值。

10.根据权利要求8所述的电容检测装置，其特征在于，

所述电容检测装置包括如下的机构：能够根据包含在所述被检测电容中且对检测对象的接近检测无效的固定电荷量的大小，改变所述分配电容的大小。

11.根据权利要求9所述的电容检测装置，其特征在于，

所述电容检测装置包括如下的机构：能够根据检测对象的接近所引起的检测电容之差的大小，改变所述电荷放大器的所述反馈电容和所述δ∑调制器的所述反馈电容。

12.根据权利要求8至11的任一项所述的电容检测装置，其特征在于，

所述电容检测装置包括输入部，该输入部能够切换所述被检测电容的差动输入和单端输入。

13.根据权利要求1所述的电容检测装置，其特征在于，执行如下步骤：

以规定周期将用于充电被检测电容的电压电平切换为多个电压电平，并且切断向所述被检测电容供给所述电压电平，来切换充电动作的步骤；

与所述被检测电容的充电动作对应地，分别用多个电压电平初始化被分配充电到所述被检测电容的电荷的多个分配电容的步骤；

从所述被检测电容互补地向所述多个分配电容分配电荷，以作为相反极性的电荷量的步骤；以及

将充电到所述分配电容的电荷变换为电压的步骤。

14.根据权利要求1所述的电容检测装置，其特征在于，执行如下步骤：

用第一电压电平对被检测电容进行充电的步骤；

将充电到所述被检测电容的电荷分配给以规定的电压电平被初始化的第一分配电容的步骤；

用第二电压电平对被检测电容进行充电的步骤；

向电容与所述第一分配电容相等且以不同于所述第一分配电容的电压电平被初始化的第二分配电容互补地分配充电到所述被检测电容的电荷，以作为相反极性的电荷量的步骤；以及

将充电到所述第一分配电容和所述第二分配电容的电荷变换为电压的步骤。