CN110447163A - 电力变换装置 - Google Patents

电力变换装置 Download PDF

Info

Publication number
CN110447163A
CN110447163A CN201780088696.XA CN201780088696A CN110447163A CN 110447163 A CN110447163 A CN 110447163A CN 201780088696 A CN201780088696 A CN 201780088696A CN 110447163 A CN110447163 A CN 110447163A
Authority
CN
China
Prior art keywords
during
transmission
power
electric power
switch element
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201780088696.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN110447163B (zh
Inventor
高原贵昭
水谷大斗
近藤亮太
村上哲
岩蕗宽康
早濑佳
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Corp
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Corp filed Critical Mitsubishi Corp
Publication of CN110447163A publication Critical patent/CN110447163A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN110447163B publication Critical patent/CN110447163B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/084—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters using a control circuit common to several phases of a multi-phase system
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H02M1/096—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices the power supply of the control circuit being connected in parallel to the main switching element
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

将从全桥逆变器(2)的位于第1对角的开关元件S1、S4同时断开到位于第2对角的开关元件S2、S3同时导通的期间设为T1，将从位于第2对角的开关元件S2、S3同时断开到位于第1对角的开关元件S1、S4同时导通的期间设为T2，在使T1及T2的合计长度为恒定的基础上，进行控制以使T1及T2的长度在每个开关周期变化。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及电力变换装置，该电力变换装置具备将直流电压变换为高频交流电压并输出到变压器的全桥逆变器和对变压器的输出进行整流的整流电路。
背景技术
组合全桥逆变器和整流电路而得到的绝缘型DC/DC转换器在所有的开关元件断开的状态下，在变压器的漏电感、寄生电容与开关元件的寄生电容之间产生谐振现象。接通电压根据接通的定时而变动，开关损耗变动。由于根据开关损耗的最大值来设计冷却器，因此冷却器大型化，成本增加。
为了解决该问题，公开了如下的电力变换装置：将第1断开期间和第2断开期间设定为相互不同，调整第1断开期间以及第2断开期间，使得在任意开关元件的漏极-源极间的电压达到极小值时进行接通，其中所述第1断开期间是在第1串联电路中的上支路的开关元件和第2串联电路中的下支路的开关元件断开之后，直至第1串联电路中的下支路的开关元件和第2串联电路中的上支路的开关元件导通为止的所有开关元件为断开状态的期间，所述第2断开期间是在第1串联电路中的下支路的开关元件和第2串联电路中的上支路的开关元件断开之后，直至第1串联电路中的上支路的开关元件与第2串联电路中的下支路的开关元件导通为止的所有开关元件为断开状态的期间(例如，专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2011-101497号公报(段落[0016]、[0021]-[0024]及图1、3)
发明内容
发明所要解决的技术课题
在专利文献1中，公开了将与输入输出条件相应的控制量预先保存于控制器的方法。但是，控制量不仅需要应对于输入输出的电压/电流，还需要应对于温度条件的变化，因此存在保存的控制量变得庞大的技术课题。而且，由于在所有的开关元件断开的状态下产生的谐振现象的谐振频率相对于开关频率为高频，所以存在如下问题：当预先保存的控制量中产生了微小的偏差的情况下，在极小点以外进行接通，开关损耗增大。
本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供一种小型的电力变换装置，该电力变换装置利用简易的控制法来抑制开关损耗的增加，从而使控制器和冷却器小型化。
解决技术课题的技术方案
本发明的第1电力变换装置具备：全桥结构的逆变器，构成上支路和下支路的两个开关元件串联连接而成的第1分支和第2分支并联连接，第1分支和第2分支与直流电源并联连接，以第1分支的上支路与下支路的连接点和第2分支的上支路与下支路的连接点作为交流电压的输出端子；变压器，其初级侧连接于交流电压的输出端子；整流电路，连接于变压器的次级侧；以及控制部，使各开关元件导通/断开，其中，控制部交替地设置第1电力传送期间和第2电力传送期间，所述第1电力传送期间是逆变器的第1分支的上支路的开关元件和第2分支的下支路的开关元件同时导通的期间，所述第2电力传送期间是第1分支的下支路的开关元件和第2分支的上支路的开关元件同时导通的期间，而且，控制部在第1电力传送期间与第2电力传送期间之间设置全部的开关元件为断开状态的第1电力非传送期间，在第2电力传送期间与第1电力传送期间之间设置全部的开关元件为断开状态的第2电力非传送期间，而且，控制部进行控制，以便在使第1电力非传送期间以及第2电力非传送期间的合计长度为恒定的基础上，使第1电力非传送期间以及第2电力非传送期间的长度在每个开关周期变化。
发明效果
在本发明的电力变换装置中，由于控制部进行控制以便在使第1电力非传送期间以及第2电力非传送期间的合计长度恒定的基础上，使第1电力非传送期间以及第2电力非传送期间的长度在每个开关周期变化，所以利用简易的控制法来抑制开关损耗的增加从而使控制器和冷却器小型化，能够提供小型的电力变换装置。
附图说明
图1是本发明的实施方式1的电力变换装置的结构图。
图2是用于说明本发明的实施方式1的电力变换装置的动作的时序图。
图3是用于说明本发明的实施方式1的电力变换装置的动作的时序图。
图4是用于说明本发明的实施方式1的电力变换装置的动作的时序图。
图5是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的控制部(占空比运算器)的结构的框图。
图6是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的控制部(占空比运算器)的结构的框图。
图7是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的控制部(占空比运算器)的结构的框图。
图8是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的控制部(接通相位运算器)的结构的框图。
图9是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的控制部(PWM运算器)的结构的框图。
图10是本发明的实施方式1的电力变换装置的变形例的结构图。
图11是本发明的实施方式2的电力变换装置的结构图。
图12是示出本发明的实施方式2的电力变换装置的控制部(接通相位运算器)的结构的框图。
图13是本发明的实施方式3的电力变换装置的结构图。
图14是示出本发明的实施方式3的电力变换装置的控制部(接通相位运算器)的结构的框图。
图15是示出本发明的实施方式3的电力变换装置的控制部(占空比运算器)的结构的框图。
图16是本发明的实施方式4的电力变换装置的结构图。
图17是示出本发明的实施方式4的电力变换装置的控制部(接通相位运算器)的结构的框图。
图18是本发明的实施方式5的电力变换装置的结构图。
附图标记
1、1A、100、200、300、400电力变换装置；2、402逆变器；3第1分支；4第2分支；5、5A变压器；6、6A整流电路；7输出平滑滤波器；8输入检测部；9输出检测部；10、110、210、310控制部；11直流电源；12负载；21、21A、21B、21C占空比运算器；22、122、222、322接通相位运算器；23PWM运算器；71、L1电感器；72、C1～C4电容器；211、214加减法器；212比例控制器；213比例积分控制器；215比例控制器；231、232比较器；225乘法器；226加减法器；233与门；234延迟器；327高通滤波器；3U、4U上支路；3L、4L下支路；S1～S4开关元件；D1～D4反馈二极管；D5～D10二极管。
具体实施方式
实施方式1.
实施方式1是在包括全桥逆变器、变压器、整流电路和控制部的电力变换装置中，将从位于第1对角的开关元件同时断开到位于第2对角的开关元件同时导通的期间设为T1(第1电力非传送期间)，将从位于第2对角的开关元件同时断开到位于第1对角的开关元件同时导通的期间设为T2(第2电力非传送期间)，将位于第1对角的开关元件同时处于导通的期间(第1电力传送期间)和位于第2对角的开关元件同时处于导通的期间(第2电力传送期间)设定为相等(Ton)，在开关周期Ts及Ton恒定的条件下，控制部在每个开关周期以一定的时间间隔使T1(第1电力非传送期间)在0至(Ts－2Ton)之间重复进行扫描(sweep)。
以下，基于作为电力变换装置的结构图的图1、作为用于说明动作的时序图的图2-图4、作为示出控制部(占空比运算器)的结构的框图的图5-图7、作为示出控制部(接通相位运算器)的结构的框图的图8、作为示出控制部(PWM运算器)的结构的框图的图9以及作为电力变换装置的变形例的结构图的图10，对实施方式1的电力变换装置的结构以及动作进行说明。
首先，基于图1对实施方式1的电力变换装置的结构进行说明。
另外，虽然直流电源和负载不是电力变换装置的构成要素，但由于与电力变换装置在工作上相关联，所以不特别区分地进行说明。
在图1中，电力变换装置1主要包括电力变换部和检测/控制部。
电力变换部具备全桥结构的逆变器2、变压器5、整流电路6以及输出平滑滤波器7。在电力变换部的逆变器2的输入侧连接有直流电源11，在输出平滑滤波器7的输出侧连接有负载12。
检测/控制部具备输入检测部8、输出检测部9以及控制部10。
首先，对电力变换部的整体的功能、动作进行说明，然后，对各构成要素的结构、功能进行说明。
逆变器2将直流电源11的直流电压变换为高频交流电压，并输出到变压器5。变压器5保持逆变器2与整流电路6之间的绝缘，将逆变器2的输出电压变换为具有规定的峰值的高频交流电压。整流电路6对从变压器5输出的高频交流电压进行整流。输出平滑滤波器7除去从整流电路6输出的电压的高频分量，向负载12供给直流电力。
接下来，对逆变器2的结构进行说明。
全桥结构的逆变器2是分别由开关元件串联连接而成的第1分支3和第2分支4并联连接而构成。
第1分支3是上支路3U和下支路3L串联连接而成的结构。上支路3U具备开关元件S1和与开关元件S1反并联连接的反馈二极管D1。下支路3L具备开关元件S2和与开关元件S2反并联连接的反馈二极管D2。
第2分支4是上支路4U和下支路4L串联连接而成的结构。上支路4U具备开关元件S3和与开关元件S3反并联连接的反馈二极管D3。下支路4L具备开关元件S4和与开关元件S4反并联连接的反馈二极管D4。
第1分支3和第2分支4的并联电路的上支路3U、4U的端部和下支路3L、4L的端部分别成为正极侧输入端子及负极侧输入端子。在这些输入端子之间施加有直流电源11的输出电压。此外，酌情将开关元件S1及开关元件S3记载为上支路侧开关元件，将开关元件S2和开关元件S4记载为下支路侧开关元件。
另外，第1分支3的上支路3U和下支路3L的连接点以及第2分支4的上支路4U和下支路4L的连接点成为逆变器2的输出端子。输出到这些逆变器2的输出端子的电压(VINV)被施加到变压器5的初级侧线圈。
在变压器5的次级侧线圈连接有包括二极管D5、D6、D7、D8的整流电路6。在整流电路6的输出端子连接有包括电感器71和电容器72的输出平滑滤波器7。在输出平滑滤波器7的输出连接有负载12。
另外，作为全桥结构的逆变器的电力控制，通常有PWM(Pulse Width Modulation，脉宽调制)控制(硬开关方式)和相移控制(软开关方式)，在本实施方式中，使用PWM控制(硬开关方式)。
此外，作为开关元件S1～S4，优选使用反并联连接有二极管的IGBT(InsulatedGate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)或在源极/漏极间连接有二极管的MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)等。此外，作为反馈二极管D1～D4，可以使用内置于IGBT或MOSFET的二极管，也可以在外部另行设置二极管。
接下来，对检测/控制部的结构、功能进行说明。
与直流电源11并联地设置输入检测部8，检测直流电源11的电压Vdc和电流Idc中的至少一方。另外，与负载12并联地设置输出检测部9，检测负载12的电压Vout和电流Iout中的至少一方。
控制部10具备占空比运算器21、接通相位运算器22以及PWM运算器23。
对占空比运算器21、接通相位运算器22以及PWM运算器23的功能进行说明。
占空比运算器21基于输入检测部8和输出检测部9中的至少一方的检测值，运算导通时间长度与开关周期之比即占空比D。接通相位运算器22基于占空比运算器21运算出的占空比D来运算接通相位。PWM运算器23根据运算出的占空比D和接通相位来运算开关元件S1～S4的栅极信号。
另外，占空比D定义为D＝Ton/Ts，不会成为0.5以上。
为了容易理解实施方式1的电力变换装置1的功能、动作，基于图2的时序图来说明基本的动作，之后，基于图3、图4的时序图说明电力变换装置1的动作。
首先，基于图2，对逆变器2的基本的动作进行说明。
图2是示出某一开关周期前后的时序图。在此，假设使用MOSFET作为构成图1所示的逆变器2的开关元件的情况进行说明。
F2a示出分别供给到第1分支3的开关元件S1、S2的栅极的驱动信号。F2b示出分别供给到第2分支4的开关元件S3、S4的栅极的驱动信号。
如F2a、F2b所示，各分支的上支路侧开关元件和下支路侧开关元件交替地重复导通、断开。
另外，F2c示出输入到变压器5的电压即逆变器2的输出电压(VINV)。
F2d～F2g分别用实线示出开关元件S1～S4的两端的电压(漏极-源极间电压)Vds-S1、Vds-S2、Vds-S3以及Vds-S4。而且，用虚线示出流过各支路的开关元件S1～S4和反馈二极管D1～D4的电流的合计电流Id-Q1、Id-Q2、Id-Q3以及Id-Q4。
在图2中，t0～t4表示开关元件S1～S4从导通切换为断开、或从断开切换为导通的时刻。
另外，Vds是以开关元件S1～S4的源极电位为基准的漏极电压，Id是以从漏极流入的方向为正的开关元件的电流。
时刻t0～t4是作为PWM控制的重复周期的一个开关周期，将该期间长度定义为Ts。另外，为了抑制变压器5的偏磁，将时刻t0～t1和t2～t3的期间长度设定为相等，将该期间长度定义为Ton。
而且，将从开关元件S1、S4同时断开到开关元件S2、S3同时导通的期间(即从t1到t2的期间)定义为T1(第1电力非传送期间)。另外，将从开关元件S2、S3同时断开到开关元件S1、S4同时导通的期间(即从t3到t4的期间)定义为T2(第2电力非传送期间)。而且，在图2中，T1与T2相等。
此外，酌情将从t0到t1的期间记载为第1电力传送期间，将从t2到t3的期间记载为第2电力传送期间。
以下基于图2，对逆变器2的动作进行说明。
在时刻t0，从开关元件S1～S4为断开的状态起，将第1分支3的上支路3U的开关元件S1和第2分支4的下支路的开关元件S4接通。
此时，由于在电压施加状态下将开关元件S1和开关元件S4接通从而使漏极-源极间电压向0V转移，因此进行硬开关，产生开关损耗。
在从t0到t1的期间(第1电力传送期间)内，逆变器2的输出电压(VINV)沿图1的箭头方向输出，电力被供给到负载12。
在时刻t1，将第1分支3的上支路3U的开关元件S1和第2分支4的下支路4L的开关元件S4关断，使将开关元件S1～S4全部为断开状态。此时，来自逆变器2的电压输出停止。
而且，此时，由于在电流流通中将开关元件S1和开关元件S4关断从而切断电流，因此进行硬开关，产生开关损耗。
接下来，对从时刻t1到时刻t2的期间T1(第1电力非传送期间)进行说明。
理想的是如下状态：逆变器2的输出电压(VINV)为0V，作为开关元件S1～S4的漏极-源极间电压，分别被施加直流电源11的电压Vdc的1/2。但在实际电路中，在该期间，在变压器5的漏电感、变压器5的寄生电容以及开关元件S1～S4的寄生电容之间产生谐振现象，逆变器2的输出电压(VINV)变为谐振电压波形。
与此相伴，开关元件S1～S4的漏极-源极间的电压波形变为对直流电源11的电压Vdc的1/2电压叠加了该谐振电压而得到的波形。在此期间，由于开关元件S1～S4为断开状态，因此没有来自直流电源11的电力供给，在变压器5与开关元件S1～S4之间进行基于谐振的电力授受。
在时刻t2，将第1分支3的下支路3L的开关元件S2和第2分支4的上支路4U的开关元件S3接通。
此时，由于在电压施加状态下将开关元件S2和开关元件S3接通从而使漏极-源极间电压向0V转移，因此进行硬开关，产生开关损耗。
在从t2到t3的期间(第2电力传送期间)内，逆变器2的输出电压(VINV)沿图1的箭头的反方向输出，电力被供给到负载12。
在时刻t3，将第1分支3的下支路3L的开关元件S2和第2分支4的上支路4U的开关元件S3关断，使开关元件S1～S4全部为断开状态。此时，来自逆变器2的电压输出停止。
而且，此时，由于在电流流通中将开关元件S2和开关元件S3关断从而切断电流，因此进行硬开关，产生开关损耗。
关于从时刻t3到时刻t4的期间T2(第2电力非传送期间)，与上述的从时刻t1到时刻t2的期间相同。即，开关元件S1～S4的漏极-源极间的电压波形变为对直流电源11的电压Vdc的1/2电压叠加了谐振电压而得到的波形。在此期间，由于开关元件S1～S4为断开状态，因此没有来自直流电源11的电力供给，在变压器5与开关元件S1～S4之间进行基于谐振的电力授受。
在时刻t4以后，重复上述说明的动作。即，在图2中，时刻t4成为时刻t0。
在此，在时刻t0、t2的接通时的开关损耗与即将接通之前的漏极-源极间电压成比例，因此开关损耗根据谐振电压的相位而变动。例如，当以在作为理想状态的谐振电压为Vdc/2的状态下进行了开关的情况为基准时，如果在谐振电压的极小点进行开关，则接通损耗减少，如果在极大点进行开关，则接通损耗增加。
由于在设计散热片等散热器时，冷却器尺寸被决定为能够在最大损耗条件下进行散热，所以需要按变动的开关损耗的最大值来设计冷却器。因此，冷却器大型化，装置的大型化、成本增加成为技术课题。
接下来，基于图3、图4的时序图对本申请实施方式1的电力变换装置1、具体而言逆变器2的动作进行说明。此外，图3的F3a～F3g与图2的F2a～F2g对应。另外，图4的F4a～F4g与图2的F2a～F2g对应。
在实施方式1的电力变换装置1中，在以下的条件下使开关元件S1～S4导通/断开。(1)开关周期Ts为恒定。(2)导通时间Ton为恒定。(3)开关元件S1和S4同时接通、关断，开关元件S2和S3同时接通、关断。(4)在开关周期Ts内使将开关元件S1～S4接通的定时、即接通相位变化。
在上述条件下，设置将T1(第1电力非传送期间)和T2(第2电力非传送期间)设定为不同的状态，针对变动的接通电压，在每个开关周期变更接通相位，在以多个开关周期观察时，接通电压被平均化。
图3、图4示出本实施方式1的电力变换装置1的与开关模式相应的时序图。图3是将T1(第1电力非传送期间)设定为短于T2(第2电力非传送期间)的情况。图4是将T1(第1电力非传送期间)设定为长于T2(第2电力非传送期间)的情况。
比较T1(第1电力非传送期间)与T2(第2电力非传送期间)相同的图2和T1与T2不同的图3、图4中的开关元件S1～S4的接通。在图3、图4中，变更T1(第1电力非传送期间)的长度，从而接通相位变化，接通电压变化。
即，通过将T1与T2设为不同，从而和T1与T2相同的情况相比，能够降低时刻t0的开关元件S1、S4或时刻t2的开关元件S2、S3的漏极-源极间电压。
在本实施方式1的电力变换装置1中，由于将开关周期Ts设为恒定，并且将开关元件S1～S4的导通时间Ton设为恒定，因此在预先确定的接通相位范围内变更接通相位。例如，在图3、图4中，接通相位范围、即T1(第1电力非传送期间)可取(可变化)的范围是从0到(Ts－2Ton)。
但实际上，在T1＝0或T1＝(Ts－2Ton)时，考虑死区时间。例如，将时刻t2的初始值设定为对时刻t1加上死区时间而得到的时刻。
在该接通相位范围内，在每个开关周期使接通相位提前或延后预先确定的单位时间量。
例如，对将图2所示的T1(第1电力非传送期间)的长度和T2(第2电力非传送期间)的长度相同的状态设为初始状态，在最大的接通相位范围内使接通相位可变的情况进行说明。
另外，如之前说明的那样，Ts恒定，Ton恒定，Ts＝2Ton+T1+T2，(T1+T2)为恒定。在此，为了使说明易于理解，定义为Tref＝T1+T2。
从图2所示的T1(第1电力非传送期间)的长度和T2(第2电力非传送期间)的长度相同的状态开始，在下一个开关周期中，使t2提前预先确定的单位时间量，将T1的长度缩短。T2的长度缩短了将T1的长度缩短的量。
在下一个开关周期，使t2再提前预先确定的单位时间量，在每个开关周期重复使t2提前的动作，直到变为T1＝0(t1＝t2)。
在变为T1＝0(t1＝t2)的开关周期的下一个开关周期，将T1的长度延长预先确定的单位时间量(使t2延后)。
在每个开关周期重复使t2延后的动作，直到变为T1＝(Ts－2Ton)(即t3＝t4)。
在变为T1＝(Ts－2Ton)(即t3＝t4)的开关周期的下一个周期，使t2提前预先确定的单位时间量。
通过重复上述动作，在预先确定的接通相位范围内使接通相位可变，以多个开关周期观察，能够使开关元件S1～S4的接通电压平均化。
另外，关于预先确定的单位时间，设定为比在之前说明的T1(第1电力非传送期间)以及T2(第2电力非传送期间)产生的开关元件S1～S4的漏极-源极间的谐振电压波形的周期短的值。
在上述说明中，以易于理解的方式说明了从图2的T1＝T2的状态开始的情况，但也可以如下那样。
在Ts恒定、Ton恒定、Ts＝2Ton+T1+T2、Tref(＝T1+T2)恒定的条件下，控制T1(第1电力非传送期间)的开始相位，使得T1(第1电力非传送期间)从0增加到(Ts－2Ton)，之后从(Ts－2Ton)减少到0，以后通过重复进行该相位控制，以多个开关周期观察，能够使开关元件S1～S4的接通电压平均化。
在考虑到死区时间的情况下，使T1(第1电力非传送期间)从死区时间的长度增加到(Ts－2Ton－死区时间的长度)，之后减少到死区时间的长度。
另外，控制T2(第2电力非传送期间)的开始相位，使得T2(第2电力非传送期间)从0增加到(Ts－2Ton)，之后从(Ts－2Ton)减少到0，以后重复该相位控制，也能够起到同样的效果。
在考虑到死区时间的情况下，使T2(第2电力非传送期间)从死区时间的长度增加到(Ts－2Ton－死区时间的长度)，之后减少到死区时间的长度。
接下来，基于图5～图9说明控制部10的占空比运算器21、接通相位运算器22以及PWM运算器23的功能、动作。
首先，对占空比运算器21进行说明。
在占空比运算器21，基于输入检测部8和输出检测部9的输出来运算占空比D。另外，由于用于运算占空比D的检测信号不同，所以将图5～图7的占空比运算器21分别区分为21A～21C。
图5示出占空比运算器21A的框图。占空比运算器21A具备加减法器211和比例控制器212。
对输出检测部9的电压检测值Vout与预先确定的负载电压目标值Vout＊的偏差进行比例(P)控制，运算占空比D。
另外，作为占空比运算器21的另一例，图6示出占空比运算器21B的框图。占空比运算器21B具备加减法器211和比例控制器212。
基于输出检测部9的电流检测值Iout与负载电流目标值Iout＊的偏差，运算占空比D。
进而，作为占空比运算器21的又一例，图7示出占空比运算器21C的框图。占空比运算器21C具备：加减法器211、214、比例积分控制器213以及比例控制器215。
在直流电源11为AC/DC转换器等电流源的情况下，对输入检测部8的电压检测值Vdc与电源电压目标值Vdc＊的偏差进行比例积分，运算负载电流目标值Iout＊。基于该运算出的负载电流目标值Iout＊与输出检测部9的电流检测值Iout的偏差，运算占空比D。
同样地，也可以基于作为输入检测部8的检测值的直流电源11的电流Idc和直流电源电流目标值Idc＊来运算占空比D。根据负载12是怎样的负载来决定使用哪个检测值来求出占空比D即可。
例如，如果是要求恒定电流的负载，则基于输出检测部9的电流检测值来决定占空比D即可，如果是要求恒定电压的负载，则基于输出检测部9的电压检测值来决定占空比D即可。
接下来，对接通相位运算器22进行说明。图8示出接通相位运算器22的框图。接通相位运算器22具备载波相位运算器221、乘法器225以及加减法器226。
根据占空比运算器21的运算结果以及开关周期Ts来运算接通相位范围，并且运算与基准载波CarS同步的载波CarA和在接通相位范围内与基准载波CarS具有相位差的载波CarB。
对于载波CarB，由载波相位运算器221给出与基准载波CarS的相位差。
例如，在使时刻t2可变的情况下，基于占空比运算器21的运算结果即占空比D和开关周期Ts，由乘法器225运算Ton、即t2的最小值(t2min)。而且，由加减法器226运算t2的最大值(t2max)，从而运算接通相位范围。
载波相位运算器221在每个开关周期在运算出的接通相位范围(t2min～t2max)内变更接通相位。
具体地说，在每个开关周期使载波CarB的相位提前或延后预先确定的单位时间量，从而控制接通相位。
接下来，对PWM运算器23进行说明。图9示出PWM运算器23的一例的框图。PWM运算器23具备比较器231、232、与门233和延迟器234。
PWM运算器23基于占空比运算器21的运算结果即占空比D和接通相位运算器22的运算结果即载波CarA、CarB，运算并生成对开关元件S1～S4的栅极的PWM信号。
载波CarA和载波CarB分别被输入到比较器231、232，与占空比D进行比较，从而生成脉冲波形。
根据比较器231的输出，使用与门233和延迟器234生成输出到开关元件S1、S4的PWM信号。
根据比较器232的输出，使用与门233和延迟器234生成输出到开关元件S2、S3的PWM信号。
此外，设置运算死区时间Td的延迟器234，从而生成对具有规定的死区时间Td的开关元件S1～S4的PWM信号。
根据本实施方式1的电力变换装置1，由于接通时的电压在多个开关周期被平均化，所以不需要进行考虑到变压器的漏电感以及寄生电容、开关元件的寄生电容的每个个体的偏差的调整。
接下来，作为本实施方式1的电力变换装置1的变形例，基于图10对变压器5和整流电路6的结构不同的电力变换装置1A进行说明。
在图10中，与图1的电力变换装置1的不同点在于变压器5A以及整流电路6A的结构。作为变压器5A，设为在变压器次级侧绕组设置中点的中心抽头的结构，整流电路6A包括二极管D9、D10。
对于图10中的电力变换装置1A，例如，也控制上述说明的T1(第1电力非传送期间)的开始相位，使得T1从0增加到(Ts－2Ton)，之后从(Ts－2Ton)减少到0，以后重复该相位控制，从而以多个开关周期观察，能够使开关元件S1～S4的接通电压平均化。
另外，在以上的说明中，将整流电路6(6A)和输出平滑滤波器7作为不同的构成要素来进行了说明，但也可以将输出平滑滤波器的结构部件并入到整流电路，将整体并作整流电路。
另外，在以上的说明中，将第1电力传送期间与第2电力传送期间的长度设定为相等。但是，例如，由于输入电压中存在纹波或电路的阻抗不同的原因，第1电力传送期间的振幅和第2电力传送期间的振幅不同而在变压器5A中产生偏磁的情况下，也可以将第1电力传送期间和第2电力传送期间的长度设定为不同。
如上所述，根据实施方式1的电力变换装置1，以多个开关周期观察能够使开关元件S1～S4的接通电压平均化。一般而言，冷却器的热时间常数大于开关周期。因此，开关元件的损耗被平均化，能够抑制在设计冷却器时应考虑的最大损耗。其结果是，使控制器和冷却器小型化，能够实现小型的电力变换装置。
如以上说明的那样，在实施方式1的电力变换装置中，将从全桥逆变器的位于第1对角的开关元件同时断开到位于第2对角的开关元件同时导通的期间设为T1(第1电力非传送期间)，将从位于第2对角的开关元件同时断开到位于第1对角的开关元件同时导通的期间设为T2(第2电力非传送期间)，将位于第1对角的开关元件同时处于导通的期间(第1电力传送期间)和位于第2对角的开关元件同时处于导通的期间(第2电力传送期间)设定为相等(Ton)，在开关周期Ts以及Ton恒定的条件下，控制部在每个开关周期以一定的时间间隔使T1(第1电力非传送期间)在从0到(Ts－2Ton)之间重复进行扫描。因此，以多个开关周期观察，能够使开关元件的接通电压平均化。其结果是，实施方式1的电力变换装置通过简易的控制法来抑制开关损耗的增加从而使控制器和冷却器小型化，能够提供小型的电力变换装置。
实施方式2.
在实施方式1的电力变换装置中，通过使T1(第1电力非传送期间)在从0到(Ts－2Ton)之间进行扫描，从而使开关元件的接通电压平均化，而本实施方式2的电力变换装置构成为：设置开关元件的温度检测部，基于开关元件的温度检测值，变更开关元件的接通相位，搜索开关元件的温度最小的点，从而搜索开关元件的接通损耗最小的开关元件的接通相位。
以下，对于实施方式2的电力变换装置，基于作为电力变换装置的结构图的图11以及作为示出控制部(接通相位运算器)的结构的框图的图12，以与实施方式1的差异为中心进行说明。在图11中，对与实施方式1的图1相同或相当的部分标注相同的附图标记。
首先，基于图11对实施方式2的电力变换装置100的结构进行说明。
在图11中，电力变换装置100主要包括电力变换部和检测/控制部。
电力变换部具备全桥结构的逆变器2、变压器5、整流电路6以及输出平滑滤波器7。在电力变换部的逆变器2的输入侧连接有直流电源11，在输出平滑滤波器7的输出侧连接有负载12。
检测/控制部具备输入检测部8、输出检测部9、温度检测部130以及控制部110。
首先，对电力变换部的整体的功能、动作进行说明。
逆变器2将直流电源11的直流电压变换为高频交流电压，并输出到变压器5。变压器5保持逆变器2与整流电路6之间的绝缘，并变换为规定的高频交流电压。整流电路6对从变压器5输出的高频交流电压进行整流。输出平滑滤波器7除去从整流电路6输出的电压的高频分量，向负载12供给直流电力。
在实施方式2中，电力变换装置100的电力变换部的逆变器2的结构与实施方式1相同。
以与实施方式1的差异、即电力变换装置100的电力变换部的逆变器2的动作的差异以及检测/控制部的结构、动作的差异为中心进行说明。
在实施方式2的电力变换装置100中，作为检测部，具备输入检测部8、输出检测部9以及温度检测部130。
与实施方式1同样地，在电力变换装置100中，与直流电源11并联地设置输入检测部8，检测直流电源11的电压Vdc和电流Idc中的至少一方。另外，与负载12并联地设置输出检测部9，检测负载的电压Vout和电流Iout中的至少一方。还具备检测开关元件S1～S4的温度的温度检测部130。
另外，在开关元件S1～S4为模块的情况下，温度检测部130可以检测模块内部的温度，在开关元件S1～S4为分立部件的情况下，温度检测部130可以检测散热片、安装的基板、母线等的温度。
假设为检测所有开关元件S1～S4的温度来进行说明，但关于开关元件的温度检测，也可以是代表的一个或多个。
控制部110具备占空比运算器21、接通相位运算器122以及PWM运算器23。如以下说明的那样，控制部110与实施方式1的控制部10的不同点在于接通相位运算器122。
首先，对接通相位运算器122进行说明。图12示出接通相位运算器122的框图。接通相位运算器122具备载波相位运算器221A、乘法器225以及加减法器226。在图12中，来自温度检测部130的信号被记载为Tmp。
温度检测部130检测开关元件S1～S4的温度，并输出到接通相位运算器122。
与实施方式1同样地，接通相位运算器122根据占空比运算器21的运算结果即占空比D、开关周期Ts来运算接通相位范围，运算在相同范围内与基准载波CarS同步的载波CarA和在接通相位范围内与基准载波CarS具有相位差的载波CarB。对于在接通相位范围内与基准载波CarS具有相位差的载波CarB，由载波相位运算器221A运算接通相位。
载波相位运算器221A定期地在接通相位范围内对载波CarB的接通相位进行扫描。即，例如，使T1(第1电力非传送期间)从0增加到(Ts－2Ton)。
载波相位运算器221A保存在各接通相位的温度检测结果，选择温度检测结果最小的载波CarB的相位。
关于温度检测结果的保存，可以保存针对各接通相位的温度检测结果，也可以仅保存与最小温度对应的数据。
为了应对于电力变换装置100的动作条件的变化，定期地进行使T1(第1电力非传送期间)从0增加到(Ts－2Ton)的扫描。而且，在由输入检测部8及输出检测部9检测到的一个或多个电压、电流超过了规定的阈值的情况下，开始使T1从0增加到(Ts－2Ton)的扫描，从而能够更迅速应对电力变换装置100的动作条件的变化。
接下来，对基于登山法的搜索进行说明。
也能够通过登山法来搜索温度检测结果最小的接通相位，决定载波CarB的相位。
在使用登山法的情况下，通过使时刻t2的初始值与时刻t1相等，即设为T1＝0，能够在谐振振幅大的状态下、即在更低的电压下进行接通，能够更有效地降低开关元件S2、S3的接通损耗。
通过使用登山法，不需要定期地进行使T1(第1电力非传送期间)从0增加到(Ts－2Ton)的扫描来搜索开关元件S1～S4的温度的最小值。因此，能够始终在温度最小的工作条件下继续工作。
另外，在开关元件S1～S4的温度的检测与开关元件的电压/电流变化相比响应慢的情况下，可以设置直到温度饱和为止的等待时间。
根据本实施方式2的电力变换装置，由于能够根据温度来调整接通相位，因此不需要考虑到变压器的漏电感、寄生电容、开关元件的寄生电容的每个个体的偏差的调整。
此外，关于基于本实施方式2的开关元件的温度检测值来搜索开关元件的接通损耗最小的接通相位，也能够应用于在变压器次级侧绕组设置中点、将整流电路6设为中心抽头的结构的电力变换装置。
如以上说明的那样，在本实施方式2的电力变换装置中，设置开关元件的温度检测部，基于开关元件的温度检测值来变更开关元件的接通相位，搜索开关元件的温度最小的点，从而能够搜索开关元件的接通损耗最小的开关元件的接通相位。由此，与实施方式1的电力变换装置同样地，通过利用简易的控制法来抑制开关损耗的增加从而使控制器和冷却器小型化，能够提供小型的电力变换装置。
实施方式3.
实施方式3的电力变换装置构成为：基于输入检测部或输出检测部的检测值来变更开关元件的接通相位，搜索输入检测部的检测输入电流最小的点，从而搜索开关元件的接通损耗最小的开关元件的接通相位。
以下，对于实施方式3的电力变换装置，基于作为电力变换装置的结构图的图13、作为示出控制部(接通相位运算器)的结构的框图的图14以及作为示出控制部(占空比运算器)的结构的框图的图15，以与实施方式2的差异为中心进行说明。在图13～图15中，对与实施方式1、2的附图相同或相当的部分标注相同的附图标记。
首先，基于图13对实施方式3的电力变换装置200的结构进行说明。
在图13中，电力变换装置200主要包括电力变换部和检测/控制部。
电力变换部具备全桥结构的逆变器2、变压器5、整流电路6以及输出平滑滤波器7。在电力变换部的逆变器2的输入侧连接有直流电源11，在输出平滑滤波器7的输出侧连接有负载12。
检测/控制部具备输入检测部8、输出检测部9以及控制部210。
首先，对电力变换部的整体的功能、动作进行说明。
逆变器2将直流电源11的直流电压变换为高频交流电压，并输出到变压器5。变压器5保持逆变器2与整流电路6之间的绝缘，并变换为规定的高频交流电压。整流电路6对从变压器5输出的高频交流电压进行整流。输出平滑滤波器7除去从整流电路6输出的电压的高频分量，向负载12供给直流电力。
在实施方式3中，电力变换装置200的电力变换部的逆变器2的结构及动作与实施方式2相同。
以与实施方式2的差异，即电力变换装置200的检测/控制部的结构、动作的差异为中心进行说明。
在实施方式3的电力变换装置200中，作为检测部，具备输入检测部8及输出检测部9。
与实施方式2同样地，在电力变换装置200中，与直流电源11并联地设置输入检测部8，检测直流电源11的电压Vdc和电流Idc中的至少一方。另外，与负载12并联地设置输出检测部9，检测负载的电压Vout和电流Iout中的至少一方。
控制部210具备占空比运算器21、接通相位运算器222以及PWM运算器23。如以下说明的那样，控制部210与实施方式2的控制部110的不同点在于接通相位运算器222。
在实施方式2的电力变换装置100中，将由温度检测部130检测出的开关元件S1～S4的温度输出到接通相位运算器122。在实施方式3的电力变换装置200中，将由输入检测部8或输出检测部9检测出的电压、电流值也输出到接通相位运算器222。
首先，对接通相位运算器222进行说明。图14示出接通相位运算器222的框图。接通相位运算器222具备载波相位运算器221B、乘法器225以及加减法器226。在图14中，来自输入检测部8、输出检测部9的信号被记载为SG。
与实施方式2同样地，接通相位运算器222根据占空比运算器21的运算结果即占空比D、开关周期Ts来运算接通相位范围，运算在相同范围内与基准载波CarS同步的载波CarA和在接通相位范围内与基准载波CarS具有相位差的载波CarB。对于在接通相位范围内与基准载波CarS具有相位差的载波CarB，由载波相位运算器221B运算接通相位。
在输入为电压源、输出为电池等电压源负载的情况下，通过控制输出电流量来决定输出功率，因此成为输入电流小的一方的开关损耗小的状态。
在这种情况下，使用由输入检测部8检测出的输入电流检测值，搜索输入电流检测值最小的点。
以下，对输入为电压源、输出为电池等电压源负载的情况进行说明。
图15所示的占空比运算器21B基于输出检测部9的输出电流检测值Iout与负载电流目标值Iout＊的偏差来运算占空比D。
此时，接通相位运算器222控制接通相位，基于输入检测部8的输入电流检测值，搜索输入电流最小的点。
载波相位运算器221B定期地在接通相位范围内对载波CarB的接通相位进行扫描。即，例如，使T1(第1电力非传送期间)从0增加到(Ts－2Ton)。
保存各接通相位下的输入电流检测值，选择输入电流检测值最小的载波CarB的相位。
关于搜索结果的保存，可以保存针对各接通相位的输入电流检测值，也可以仅保存与最小输入电流对应的接通相位数据。
为了应对于电力变换装置200的动作条件的变化，定期地进行使T1(第1电力非传送期间)从0增加到(Ts－2Ton)的扫描。而且，在由输入检测部8及输出检测部9检测到的一个或多个电压、电流超过了规定的阈值的情况下，开始使T1从0增加到(Ts－2Ton)的扫描，从而能够更迅速地应对电力变换装置100的动作条件的变化。
接下来，对基于登山法的搜索进行说明。
也能够通过登山法来搜索输入电流检测值最小的接通相位，决定载波CarB的相位。
在使用登山法的情况下，通过使时刻t2的初始值与时刻t1相等，即设为T1＝0，能够在谐振振幅大的状态下即在更低的电压下进行接通，能够更有效地搜索输入电流检测值的最小值。
通过使用登山法，不需要定期地进行使T1(第1电力非传送期间)从0增加到(Ts－2Ton)的扫描来搜索输入电流检测值的最小值。因此，能够始终在输入电流检测值最小的工作条件下继续工作。
以上，作为实施方式3的电力变换装置200，对输入为电压源、输出为电池等电压源负载的情况进行了说明。
在直流电源11为AC/DC转换器等恒定电源、输出侧为电池等电压源负载的情况下，成为输出电流大的一方的开关损耗小的状态。
在该情况下，通过基于从输出检测部9输出到载波相位运算器221B的输出电流检测值来搜索输出电流检测值的最大值，能够搜索开关元件S1～S4的开关损耗最小的点。
根据本实施方式3的电力变换装置，例如，由于能够基于输入电流检测值来搜索开关元件的开关损耗最小的点，因此不需要考虑到变压器的漏电感、寄生电容、开关元件的寄生电容的每个个体的偏差的调整。
如以上说明的那样，实施方式3的电力变换装置构成为：基于输入检测部或输出检测部的检测值来变更开关元件的接通相位，搜索输入检测部的检测输入电流最小的点，从而搜索开关元件的接通损耗最小的开关元件的接通相位。由此，与实施方式1的电力变换装置同样地，通过利用简易的控制法来抑制开关损耗的增加从而使控制器和冷却器小型化，能够提供小型的电力变换装置。
实施方式4.
实施方式4的电力变换装置构成为：在实施方式2中将大容量电池作为负载的情况下，为了除去随着电池电压上升导致的温度变化，仅检测由谐振振动引起的温度变化，而对接通相位运算器设置高通滤波器。
以下，对于实施方式4的电力变换装置，基于作为电力变换装置的结构图的图16以及作为示出控制部(接通相位运算器)的结构的框图的图17，以与实施方式2的差异为中心进行说明。在图16、图17中，对与实施方式1、2的附图相同或相当的部分标注相同的附图标记。
首先，基于图16对实施方式4的电力变换装置300的结构进行说明。
在图16中，电力变换装置300主要包括电力变换部和检测/控制部。
电力变换部具有全桥结构的逆变器2、变压器5、整流电路6以及输出平滑滤波器7。在电力变换部的逆变器2的输入侧连接有直流电源11，在输出平滑滤波器7的输出侧连接有负载12。
检测/控制部具备输入检测部8、输出检测部9以及控制部310。
在实施方式4中，电力变换装置300的电力变换部的逆变器2的结构及动作与实施方式2相同。
以与实施方式2的差异、即电力变换装置300的检测/控制部的结构、动作的差异为中心进行说明。
在实施方式4的电力变换装置300中，作为检测部，具备输入检测部8、输出检测部9以及温度检测部130。
与实施方式2同样地，在电力变换装置300中，与直流电源11并联地设置输入检测部8，检测直流电源11的电压Vdc和电流Idc中的至少一方。另外，与负载12并联地设置输出检测部9，检测负载的电压Vout和电流Iout中的至少一方。还具备检测开关元件S1～S4的温度的温度检测部130。
控制部310具备占空比运算器21、接通相位运算器322以及PWM运算器23。如以下说明的那样，控制部310与实施方式2的控制部210的不同点在于接通相位运算器322。
首先，对接通相位运算器322进行说明。图17示出接通相位运算器322的框图。接通相位运算器322具备载波相位运算器221A、乘法器225、加减法器226以及高通滤波器327。在图17中，来自温度检测部130的信号被记载为Tmp。
温度检测部130检测开关元件S1～S4的温度，并输出到接通相位运算器322。然而，与实施形态2不同，来自该温度检测部130的信号(Tmp)经由高通滤波器327被输入到载波相位运算器221A。
与实施方式2同样地，接通相位运算器322根据占空比运算器21的运算结果即占空比D、开关周期Ts来运算接通相位范围，运算在相同范围内与基准载波CarS同步的载波CarA和在接通相位范围内与基准载波CarS具有相位差的载波CarB。对于在接通相位范围内与基准载波CarS具有相位差的载波CarB，由载波相位运算器221A运算接通相位。
载波相位运算器221A定期地在接通相位范围内对载波CarB的接通相位进行扫描。即，例如，使T1(第1电力非传送期间)从0增加到(Ts－2Ton)。
载波相位运算器221A保存在各接通相位的经由高通滤波器327的温度检测结果，选择该温度检测结果最小的载波CarB的相位。
关于经由高通滤波器327的温度检测结果的保存，可以保存针对各接通相位的温度检测结果，也可以仅保存与最小温度对应的数据。
这样，在实施方式4中，如图17所示，由温度检测部130检测出的开关元件S1～S4的温度检测结果经由高通滤波器电路327输入到载波相位运算器221A。基于该输入结果，与实施方式2同样地变更开关元件的接通相位，控制第1电力非传送期间以及第2电力非传送期间的长度。
接下来，说明对接通相位运算器322设置了高通滤波器电路327的理由。
在如搭载于EV(Electric Vehicle，电动车)/PHEV(Plug-in Hybrid ElectricVehicle，插电式混合电动车)等的车载充电器那样的以大容量电池作为负载的电力变换装置的情况下，随着电池的电压逐渐上升，开关元件的温度也逐渐变化。另一方面，电力非传送期间的谐振振动为MHz级的高频，温度变化的时间常数比基于电池电压的变化的温度变化的时间常数短。
通过在本实施方式4中新设置的高通滤波器电路327，能够除去随着电池电压上升导致的温度变化，仅检测由谐振振动引起的温度变化。因此，能够更高精度地搜索开关损耗最小的点。
如以上说明的那样，实施方式4的电力变换装置构成为：在以大容量电池作为负载的情况下，为了除去随着电池电压上升导致的温度变化并且仅检测由谐振振动引起的温度变化，对接通相位运算器设置高通滤波器。因此，与实施方式1的电力变换装置同样地，通过利用简易的控制法来抑制开关损耗的增加从而使控制器和冷却器小型化，能够提供小型的电力变换装置。而且，能够更高精度地搜索开关损耗最小的点。
实施方式5.
为了相对于实施方式2至实施方式4使开关损耗最小的点的搜索变得容易，实施方式5的电力变换装置构成为：与电力变换部的逆变器的开关元件并联地追加电容器，或在变压器的初级绕组追加电感器。
以下，以应用于实施方式3的电力变换装置的情况为例，对于实施方式5的电力变换装置，基于作为电力变换装置的结构图的图18，以与实施方式3的差异为中心进行说明。在图18中，对与实施方式1、3的附图相同或相当的部分标注相同的附图标记。
首先，基于图18对实施方式5的电力变换装置400的结构进行说明。
在图18中，电力变换装置400主要包括电力变换部和检测/控制部。
电力变换部具备全桥结构的逆变器402、变压器5、整流电路6、输出平滑滤波器7以及与变压器5的初级绕组串联连接的电感器L1。在电力变换部的逆变器402的输入侧连接有直流电源11，在输出平滑滤波器7的输出侧连接有负载12。
检测/控制部具备输入检测部8、输出检测部9以及控制部210。
在实施方式5中，电力变换装置500的电力变换部的逆变器402的基本结构以及动作与实施方式3相同。
以与实施方式3的差异、即与逆变器402的开关元件S1～S4并联连接的电容器C1～C4以及与变压器5的初级绕组串联设置的电感器L1的功能为中心进行说明。
通过将电容器C1～C4与逆变器402的开关元件S1～S4并联连接，另外将电感器L1与变压器5的初级绕组串联连接，能够使在第1电力非传送期间以及第2电力非传送期间产生的谐振振动低频化，使开关损耗最小的点的搜索变得容易。
另外，也可以仅追加电容器C1～C4或电感器L1中的任一方。另外，也可以不追加全部的电容器C1～C4，而与任意一个以上的开关元件S1～S4并联连接。例如，可以对上支路(3U、4U)或下支路(3L、4L)的开关元件追加。另外，也可以对第1分支3或第2分支4的开关元件追加。也可以仅对开关元件S1和S4、或开关元件S2和S3的任意的对角元件追加。而且，电感器L1可以与变压器5的次级绕组串联连接，也可以设置于初级侧、次级侧双方。
在以上的说明中，说明了对实施方式3的电力变换装置追加电容器以及电感器的例子，对于实施方式2、4的电力变换装置也同样能够应用。
如以上说明的那样，实施方式5的电力变换装置构成为：对电力变换部的逆变器的开关元件并联地追加电容器，或对变压器的初级绕组追加电感器。由此，与实施方式1的电力变换装置同样地，通过利用简易的控制法来抑制开关损耗的增加从而使控制器和冷却器小型化，能够提供小型的电力变换装置。而且，能够容易地进行开关损耗最小的点的搜索。
另外，本发明在其发明的范围内，能够自由组合各实施方式，或对实施方式进行适当变形、省略。
工业适用性
本发明通过利用简易的控制法来抑制开关损耗的增加从而使控制器和冷却器小型化，因此能够广泛地应用于电力变换装置。

Claims (16)

1.一种电力变换装置，具备：
全桥结构的逆变器，构成上支路和下支路的开关元件串联连接而成的第1分支和第2分支并联连接，所述第1分支和所述第2分支与直流电源并联连接，以所述第1分支的所述上支路与所述下支路的连接点和所述第2分支的所述上支路与所述下支路的连接点作为交流电压的输出端子；
变压器，其初级侧连接于所述交流电压的所述输出端子；
整流电路，连接于所述变压器的次级侧；以及
控制部，使各所述开关元件导通/断开，其中，
所述控制部交替地设置第1电力传送期间和第2电力传送期间，所述第1电力传送期间是所述逆变器的所述第1分支的所述上支路的所述开关元件和所述第2分支的所述下支路的所述开关元件同时导通的期间，所述第2电力传送期间是所述第1分支的所述下支路的所述开关元件和所述第2分支的所述上支路的所述开关元件同时导通的期间，
而且，所述控制部在所述第1电力传送期间与所述第2电力传送期间之间设置全部的所述开关元件为断开状态的第1电力非传送期间，在所述第2电力传送期间与所述第1电力传送期间之间设置全部的所述开关元件为断开状态的第2电力非传送期间，
而且，所述控制部进行控制，以便在使所述第1电力非传送期间以及所述第2电力非传送期间的合计长度为恒定的基础上，使所述第1电力非传送期间以及所述第2电力非传送期间的长度在每个开关周期变化。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，所述控制部进行控制，以便使所述第1电力非传送期间或所述第2电力非传送期间的长度从0或死区时间量的长度增加。
3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，所述控制部进行控制，以便使所述第1电力非传送期间或所述第2电力非传送期间的长度从如下长度减少：从所述开关周期的长度减去所述第1电力传送期间以及所述第2电力传送期间的长度而得到的长度、或从所述开关周期的长度减去所述第1电力传送期间、所述第2电力传送期间以及死区时间量的长度而得到的长度。
4.根据权利要求2或3所述的电力变换装置，其中，所述控制部进行控制，以便使所述第1电力非传送期间或所述第2电力非传送期间的长度变化预先确定的单位时间。
5.根据权利要求4所述的电力变换装置，其中，所述单位时间短于在所述开关元件的漏极-源极间电压中产生的谐振电压波形的周期。
6.根据权利要求2或3所述的电力变换装置，其中，
具备检测电路，该检测电路检测所述逆变器的输入侧和所述整流电路的输出侧的至少一方的电压和电流的至少一方，
所述控制部基于所述开关周期、由所述检测电路检测出的电压、电流的至少一个的检测值和所述检测值的预先确定的目标值，控制所述第1电力传送期间和所述第2电力传送期间的长度。
7.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，所述控制部还运算所述第1电力非传送期间或所述第2电力非传送期间的任意一方的开始相位，在使所述第1电力非传送期间以及所述第2电力非传送期间的合计长度为恒定的基础上，控制所述第1电力非传送期间或所述第2电力非传送期间的长度，搜索所述开关元件的损耗最小的点，并使得在该损耗最小点下工作。
8.根据权利要求7所述的电力变换装置，其中，所述控制部进行控制，以便使所述第1电力非传送期间或所述第2电力非传送期间的长度变化预先确定的单位时间。
9.根据权利要求8所述的电力变换装置，其中，所述单位时间短于在所述开关元件的漏极-源极间电压中产生的谐振电压波形的周期。
10.根据权利要求7或8所述的电力变换装置，其中，所述控制部控制所述第1电力非传送期间或所述第2电力非传送期间的开始相位，以便使所述第1电力非传送期间或所述第2电力非传送期间的任意一方从0或死区时间量的长度增加，并利用登山法搜索所述开关元件的损耗最小的点。
11.根据权利要求7或8所述的电力变换装置，其中，所述控制部基于检测所述逆变器的输入侧的输入电流的检测电路的检测信号，控制所述第1电力非传送期间或所述第2电力非传送期间的开始相位，使得所述输入电流最小。
12.根据权利要求7或8所述的电力变换装置，其中，所述控制部基于检测所述逆变器的输出侧的输出电流的检测电路的检测信号，控制所述第1电力非传送期间或所述第2电力非传送期间的开始相位，使得所述输出电流最大。
13.根据权利要求7或8所述的电力变换装置，其中，
还具备温度检测器，该温度检测器检测构成所述逆变器的所述开关元件中的至少一个以上的所述开关元件的温度，
基于所述温度检测器的检测信号，控制所述第1电力非传送期间或所述第2电力非传送期间的开始相位，使得所述开关元件的温度最小。
14.根据权利要求13所述的电力变换装置，其中，所述控制部还具有针对所述温度检测器的检测信号的高通滤波器电路，基于所述高通滤波器电路的输出结果，控制所述第1电力非传送期间或所述第2电力非传送期间的开始相位，使得所述开关元件的温度最小。
15.根据权利要求7至14中任一项所述的电力变换装置，其中，与所述开关元件的至少一个并联地具有电容器。
16.根据权利要求7至15中任一项所述的电力变换装置，其中，与所述变压器的初级绕组或次级绕组的任意一方或双方的绕组串联地具有电感器。
CN201780088696.XA 2017-04-03 2017-10-20 电力变换装置 Active CN110447163B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017-073382 2017-04-03
JP2017073382 2017-04-03
PCT/JP2017/037981 WO2018185962A1 (ja) 2017-04-03 2017-10-20 電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110447163A true CN110447163A (zh) 2019-11-12
CN110447163B CN110447163B (zh) 2021-01-15

Family

ID=63712540

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201780088696.XA Active CN110447163B (zh) 2017-04-03 2017-10-20 电力变换装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US11563368B2 (zh)
EP (1) EP3609062A4 (zh)
CN (1) CN110447163B (zh)
WO (1) WO2018185962A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023225882A1 (zh) * 2022-05-25 2023-11-30 深圳市富兰瓦时技术有限公司 软启动方法、功率转换系统及户用储能系统

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6913599B2 (ja) * 2017-10-17 2021-08-04 日立Astemo株式会社 制御装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101473518A (zh) * 2006-06-20 2009-07-01 皇家飞利浦电子股份有限公司 用于操作谐振功率变换器的方法
CN101795076A (zh) * 2009-01-29 2010-08-04 富士电机系统株式会社 功率变换器以及控制功率变换器的方法
EP2575247A1 (en) * 2011-09-28 2013-04-03 MAGNETI MARELLI POWERTRAIN S.p.A. Method for DC-DC conversion with phase-shift modulation, and corresponding conversion apparatus
CN205356156U (zh) * 2016-02-19 2016-06-29 襄阳九鼎昊天环保设备有限公司 基于dsp的智能型高频高压直流电源

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10174205A (ja) 1996-12-09 1998-06-26 Yamaha Motor Co Ltd 給電装置
JP3431537B2 (ja) * 1999-05-31 2003-07-28 株式会社デンソー 電気自動車用電源装置の充電制御方法
JP2002238257A (ja) 2001-02-06 2002-08-23 Toshiba Corp 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
JP2004040983A (ja) 2002-07-08 2004-02-05 Onkyo Corp スイッチング電源回路およびこの電源回路を備えたスイッチングレギュレータ
US20080088268A1 (en) * 2004-09-24 2008-04-17 Rohm Co., Ltd. Fan Motor Drive Device and Cooler
JP4735013B2 (ja) 2005-04-15 2011-07-27 パナソニック株式会社 電力変換装置
CA2711489A1 (en) * 2008-01-07 2009-07-16 David W. Baarman Inductive power supply with duty cycle control
JP5560664B2 (ja) 2009-11-05 2014-07-30 富士電機株式会社 直流−直流変換回路の制御方法
DE112012001746T5 (de) * 2011-04-18 2014-01-23 Mitsubishi Electric Corp. Energie-Umwandlungsvorrichtung und mit einer solchen ausgestattete Stromversorgungsvorrichtung in einem Fahrzeug
JP5866614B1 (ja) 2014-12-05 2016-02-17 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 スイッチング電源装置
JP6427432B2 (ja) 2015-02-02 2018-11-21 株式会社ダイヘン 電源装置及び溶接用電源装置
JP6129240B2 (ja) 2015-06-03 2017-05-17 三菱電機株式会社 電力変換装置および電力変換方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101473518A (zh) * 2006-06-20 2009-07-01 皇家飞利浦电子股份有限公司 用于操作谐振功率变换器的方法
CN101795076A (zh) * 2009-01-29 2010-08-04 富士电机系统株式会社 功率变换器以及控制功率变换器的方法
EP2575247A1 (en) * 2011-09-28 2013-04-03 MAGNETI MARELLI POWERTRAIN S.p.A. Method for DC-DC conversion with phase-shift modulation, and corresponding conversion apparatus
CN205356156U (zh) * 2016-02-19 2016-06-29 襄阳九鼎昊天环保设备有限公司 基于dsp的智能型高频高压直流电源

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023225882A1 (zh) * 2022-05-25 2023-11-30 深圳市富兰瓦时技术有限公司 软启动方法、功率转换系统及户用储能系统

Also Published As

Publication number Publication date
CN110447163B (zh) 2021-01-15
US20200266699A1 (en) 2020-08-20
EP3609062A1 (en) 2020-02-12
WO2018185962A1 (ja) 2018-10-11
EP3609062A4 (en) 2020-04-08
US11563368B2 (en) 2023-01-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Liu et al. High-efficiency high-density critical mode rectifier/inverter for WBG-device-based on-board charger
CN107248774B (zh) 用于基于GaN基电源装置的电池充电器的系统架构
JP5558631B2 (ja) 電力変換装置およびそれを備えた車載電源装置
Tan et al. Design and performance of a bidirectional isolated DC–DC converter for a battery energy storage system
CN105981278B (zh) 车载充电器、车载充电器的浪涌抑制方法
CN102447397B (zh) 电源装置
CN109478851B (zh) Dc/dc转换器
US9960703B2 (en) DC power-supply device and refrigeration-cycle application device including the same
CN106458048B (zh) 用于电驱动车辆的感应式充电的传输系统和方法和车辆设备
EP2575247B1 (en) Method for DC-DC conversion with phase-shift modulation, and corresponding conversion apparatus
Su Comparison of Si, SiC, and GaN based isolation converters for onboard charger applications
JP2016536965A (ja) 非接触式エネルギー伝送のための装置、及び、非接触式エネルギー伝送のための装置を駆動する方法
US20150381063A1 (en) Dc-dc converter
CN102882381B (zh) 谐振转换器
CN109874375A (zh) 电力变换装置
CN110235346A (zh) 电力变换装置
CN106487227B (zh) 电能变换电路
Krismer et al. Novel isolated bidirectional integrated dual three-phase active bridge (D3AB) PFC rectifier
CN110447163A (zh) 电力变换装置
CN104115387A (zh) 直流－直流转换装置
CN101692112A (zh) 400Hz用电设备测试用大功率电能质量信号发生装置
Stecca et al. Hybrid Si/SiC switch modulation with minimum SiC MOSFET conduction in grid connected voltage source converters
JP5813184B1 (ja) 直流変換装置
CN104115386A (zh) 直流-直流转换装置
CN105075094A (zh) 交流电源装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant