CN102447397B

CN102447397B - 电源装置

Info

Publication number: CN102447397B
Application number: CN201110308972.3A
Authority: CN
Inventors: 岛田尊卫; 谷口辉三彰; 庄司浩幸; 望月和
Original assignee: Hitachi Information and Telecommunication Engineering Ltd
Current assignee: Hitachi Information and Telecommunication Engineering Ltd
Priority date: 2010-10-13
Filing date: 2011-10-13
Publication date: 2014-12-03
Anticipated expiration: 2031-10-13
Also published as: CN102447397A; TWI445297B; JP5547603B2; JP2012085465A; TW201233032A

Abstract

本发明提供一种微细地控制输出电力、且降低了成本、功耗的电源装置。电源装置(1)具备：AC-DC变换器(2)，输入交流电源(5)的电力并输出直流的母线电压；DC-DC变换器(3)，将该母线电压作为直流电源向直流负载(6)进行绝缘且提供电力；以及控制单元(4)，控制这些变换器。控制单元(4)具备时钟信号，根据以数字方式生成的门极信号来控制开关元件(Q1～Q4)，改变施加在节点(Nd1～Nd2)间的矩形波状电压的频率，控制作为谐振型变换器的DC-DC变换器(3)的输出电力。此时，使矩形波状电压的High时间和Low时间交替地按照1时钟周期地发生变化，使矩形波状电压的周期按照1时钟周期地发生变化。

Description

电源装置

技术领域

本发明涉及一种改变开关频率来控制输出的电源装置。

背景技术

近年来，随着对地球环境保护的意识的提高，电源装置被要求高效化，而使用了能够抑制开关损耗的谐振型变换器。另外，为了与电源装置的高性能化与相对应，代替以往一直使用的模拟控制方式而推进了电源装置的数字控制化。

在谐振型变换器中，由开关电路来生成矩形波状电压，通过一边将该矩形波状电压的High(高)时间比率维持为50％一边改变频率来调整输出电力。为了微小地改变谐振型变换器的输出电力，需要提高矩形波状电压的频率的调制分辨率，需要微小地改变矩形波状电压的周期。为了微小地改变矩形波状电压的周期，通常提高时钟信号的频率。此外，不提高时钟频率而减小矩形波状电压的周期的变化的方法被公开在专利文献1中。

专利文献1：日本特开2004-194484号公报

发明内容

然而，为了微小地改变谐振型变换器的输出电力而提高时钟信号的频率的方法将导致功耗的增加、成本上升。

另外，在专利文献1所公开的方法中，存在如下问题：需要倍增器，成为成本上升的主要原因。

因此，本发明是解决这种问题点的发明，其目的在于，提供一种微细地控制输出电力、且降低了成本、功耗的电源装置。

为了解决前述的课题来达成本发明的目的，如下所示地构成。

即、一种电源装置，具备：开关电路，在直流端子间连接直流电源，在交流端子间输出矩形波状电压；整流电路，对输入给交流端子间的电流进行整流，并输出给并联连接了直流负载以及平滑电容器的直流端子间；变压器，具有连接在上述开关电路的交流端子间的初级绕组和连接在上述整流电路的交流端子间的次级绕组，将上述初级绕组和上述次级绕组进行磁耦合；谐振电容器以及谐振电感器，与上述初级绕组以及/或者上述次级绕组进行串联连接；以及控制单元，控制上述开关电路所具有的开关元件，使得上述矩形波状电压的频率发生变化，该电源装置将上述直流电源的电力提供给上述直流负载，上述控制单元一边将上述矩形波状电压的High时间比率基本上维持为规定值一边使上述矩形波状电压的周期按照上述控制单元所具备的时钟信号的每1个时钟周期发生变化。

根据本发明，能够提供微细地控制输出电力、且降低了成本、功耗的电源装置。

附图说明

图1是表示本发明的第1实施方式的电源装置结构的电路图。

图2是说明本发明的第1实施方式中的AC-DC变换器2的电路动作的图。

图3A是表示本发明的第1实施方式中的DC-DC变换器3的电路动作的模式A的状态的图。

图3B是表示本发明的第1实施方式中的DC-DC变换器3的电路动作的模式B的状态的图。

图3C是表示本发明的第1实施方式中的DC-DC变换器3的电路动作的模式C的状态的图。

图3D是表示本发明的第1实施方式中的DC-DC变换器3的电路动作的模式D的状态的图。

图4是本发明的第1实施方式中的DC-DC变换器3的动作波形即矩形波状电压的波形图。

图5是表示采用了本发明的电源装置的第2实施方式中的电动汽车的电源系统概要的结构图。

附图标记说明

1：电源装置；2：AC-DC变换器；3：DC-DC变换器；4：控制单元；5：交流电源；6：直流负载；7：升压斩波电路；8：开关电路；21、22、23：电压传感器；24、25：电流传感器；101：电子组装设备；100、102：DC-DC变换器；103：逆变器；104：动力用马达；105：二次电池；106：辅机电池；107：快速充电连接器；108：插入式充电连接器；109：交流电源；110：电动汽车；C1：母线电容器；C2：平滑电容器；Cr1：谐振电容器；D1～D4：二极管、反并联二极管；D10：升压二极管；D11～D14：二极管、整流二极管；D21、D22：二极管(第1二极管支路)；D23、D24：二极管(第2二极管支路)；L1：平滑电感器；Lr1：谐振电感器；N1、N2：绕组；Nd1、Nd2：节点；Q1、Q2：开关元件(第1开关支路)、门极、门极波形；Q3、Q4：开关元件(第2开关支路)、门极、门极波形；Q10：开关元件、升压开关元件；T1：变压器；V_LEAK：母线电压、电压；V_O：输出电压。

具体实施方式

参照附图详细地说明本发明的实施方式。

(第1实施方式)

图1是表示本发明的第1实施方式的电源装置1的结构的电路图。在交流电源5与直流负载6之间具备该电源装置1，该电源装置1从交流电源5向直流负载6提供电力。

电源装置1具备有：AC-DC变换器2，输入交流电源5的交流电力，输出直流母线电压V_LINK；DC-DC变换器3，将该母线电压V_LINK设为电源进行绝缘且向直流负载6提供直流电力；以及控制单元4，控制这些AC-DC变换器2和DC-DC变换器3。

在AC-DC变换器2中，通过进行桥式连接的整流二极管D11～D14将交流电源5的交流电压进行全波整流。该被全波整流了的电压输入给由平滑电感器L1、升压开关元件Q10、升压二极管D10、以及母线电容器C1构成的升压斩波电路7。该母线电容器C1的两端间的电压成为AC-DC变换器2的输出的母线电压V_LINK。

控制单元4控制着升压斩波电路7的由N型的MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)构成的升压开关元件Q10。具备平滑电感器L1和升压开关元件Q10的主要目的在于，通过由控制单元4来控制升压开关元件Q10，将来自交流电源5的输入电流设为与交流电源5的交流电压大概相似的正弦波状。通过该控制，实现交流电源5的交流电压与输入电流之间的功率因数改善。此外，参照图2在后叙述该控制的详细情况。

另外，控制单元4还进行后述的DC-DC变换器3的控制。

DC-DC变换器3具备有：由全桥式连接的开关元件Q1～Q4构成的开关电路8、将串联连接了谐振电容器Cr1和谐振电感器Lr1的绕组N1与绕组N2进行磁耦合的变压器T1、桥式连接的二极管D21～D24以及平滑电容器C2。

此外，这里由于变压器T1的漏电感、布线电感，也有时省略谐振电感器Lr1。

另外，将串联连接了开关元件Q1和开关元件Q2的部分表述为第1开关支路，将串联连接了开关元件Q3和开关元件Q4的部分表述为第2开关支路。

通过由控制单元4对构成开关电路8的全桥式连接的开关元件Q1～Q4进行开闭控制，在节点Nd1-Nd2间生成矩形波状电压。将该矩形波状电压施加给谐振电容器Cr1、谐振电感器Lr1以及绕组N1的串联连接体，在绕组N1流过谐振电流。并且将在与绕组N1进行磁耦合的绕组N2上感应的电流通过进行桥式连接的二极管D21～D24来进行整流，进而通过平滑电容器C2进行平滑，向直流负载6提供直流电力。此外，参照图3来在后叙述该控制和动作的详细情况。

此外，二极管D21～D24表述为进行全桥式连接，更具体的结构如下。成为如下结构来形成第1二极管支路：二极管D21的阳极和二极管D22的阴极被连接，并且串联连接二极管D21和二极管D22。另外，成为如下结构来形成第2二极管支路：连接二极管D23的阳极和二极管D24的阴极，串联连接二极管D23和二极管D24。

并联连接第1二极管支路和第2二极管支路，第1二极管支路与第2二极管支路的两端子间为直流端子间。另外，二极管D21和二极管D22的串联连接点与二极管D23和二极管D24的串联连接点之间为交流端子间。第1二极管支路与第2二极管支路的两端子间的直流端子间如前述那样与平滑电容器C2和直流负载6连接。

另外，二极管D21和二极管D22的串联连接点与二极管D23和二极管D24的串联连接点之间的交流端子间与绕组N2连接。

另外，在开关元件Q1～Q4中分别并联且反方向(反并联)地连接有二极管D1～D4。这里，在作为开关元件Q1～Q4而使用了MOSFET的情况下，作为反并联二极管D1～D4能够使用MOSFET的寄生二极管。

另外，在电源装置1中具备有：电压传感器21，检测输入电压；电压传感器22，检测母线电压V_LINK；以及电压传感器23，检测输出电压。另外，在电源装置1中具备有：电流传感器24，检测输入电流；以及电流传感器25，检测输出电流。

以上的电压传感器21～23和电流传感器24、25与控制单元4连接，控制单元4参照通过电压传感器21～23和电流传感器24、25检测出的各电压、电流的信息来进行控制。

此外，如前述那样通过控制单元4以数字方式控制升压开关元件Q10和开关元件Q1～Q4。为此，在图1中，表示了从控制单元4对升压开关元件Q10和开关元件Q1～Q4各自的门极端子连接有控制信号线的情况。但是，这是表示了进行控制的关联的情况，在实际的控制信号线中供给变换为控制所需的电压的控制信号电压。

例如控制单元4以大概12V的电源进行动作，在母线电容器C1的两端中施加大概380V的直流电压。因而，在接通(ON)开关元件Q1、Q3的情况下需要在开关元件Q1、Q3的门极(Q1)、(Q3)施加比380V还高12V的电压。从控制单元4无法直接提供这样高的电压，因此经由变换电路(未图示)来变换为高的信号电压后提供给开关元件Q1、Q3的门极(Q1)、(Q3)。

<AC-DC变换器的电路动作>

接着，使用图2来说明AC-DC变换器2的电路动作。这里，说明交流电源5的电压在交流下进行正负翻转时的单侧的1个极性的情况。在交流电源5的电压进行翻转、作为其它侧为反极性的情况下的动作，由只是其极性为反，容易地进行类推，因此省略图示。

另外，在图2中，图2(a)、(b)表示开关元件Q10为接通(ON)的状态的“模式a”、开关元件Q10为断开(OFF)的状态的“模式b”下的电路动作。此外，在图2(a)、(b)中，以带箭头的虚线来表示电流流过的方向和路径。

《模式a》

在图2(a)所示的模式a中，开关元件Q10是接通状态。交流电源5的电压经由二极管D11和二极管D14施加给平滑电感器L1，交流电源5的能量蓄积在平滑电感器L1。

《模式b》

图2(b)所示的是模式b。当断开关元件Q10(断开)时，成为模式b的状态。在模式b中，蓄积在平滑电感器L1的能量经由二极管D11和二极管D14、以及升压二极管D10释放到母线电容器C1。

以后，重复模式a和模式b。

此外，交流电源5为商用电源频率50Hz～60Hz，与此相对，开关元件Q10以大概20KHz～100KHz进行开关。因而，在图2中，在交流电源5的极性保持图示的状态而不变化的期间，开关元件Q10重复开关数百次～数千次。

另外，如前述那样，没有图示交流电源5的极性进行翻转的情况，而在极性进行翻转的情况下经由二极管D12和二极管D13进行与前述相同的动作。

<DC-DC变换器的电路动作>

接着，参照图3A～图3D来说明DC-DC变换器3的电路动作。图3A～图3D分别表示“模式A”～“模式D”中的电路动作。

《模式A》

在图3A中表示模式A的状态。在模式A中，开关元件Q1、Q4是接通状态。在节点Nd1-Nd2间，节点Nd1朝正向施加有母线电容器C1的电压VLINK。由谐振电容器Cr1与谐振电感器Lr1产生的谐振电流从母线电容器C1流入到绕组N1。在绕组N2感应到的电流经由二极管D21、D24流向平滑电容器C2和输出的直流负载6。另外，在图3A中，以带箭头的虚线来表示电流流过的方向和路径。

此外，表述为由谐振电容器Cr1与谐振电感器Lr1产生的谐振电流，但是更严密地说，为包含变压器T1的漏电感、励磁电感在内的谐振电路的电流。下面适当简单地表述为“由谐振电容器Cr1与谐振电感器Lr1产生的谐振”。

另外，在初级侧具备绕组N1、在次级侧具备绕组N2的变压器T1中，在次级侧感应与初级侧的交流电压的绕组比(N2/N1)大致成比例的交流电压。

《模式B》

在图3B中表示模式B的状态。根据流过的电流，在谐振电容器Cr1中蓄积电荷，当由谐振电容器Cr1与谐振电感器Lr1产生的谐振电流流完时，成为模式B的状态。在模式B中，在绕组N1中流过变压器T1的励磁电流。绕组N2的电压比输出的平滑电容器C2的电压低，由于存在二极管D21、D24，在绕组N2中没有流过电流。

《模式C》

在图3C中表示模式C的状态。当断开关元件Q1、Q4时，成为模式C的状态。此外，在模式A中，当在谐振电流流完前断开关元件Q1、Q4时，有时模式B被省略。在模式C中，流过开关元件Q1、Q4的谐振电感器Lr1的电流流过二极管D2、D3，流向母线电容器C1。此时，在节点Nd1-Nd2间，节点Nd2朝正向产生母线电容器C1的电压。

接着，在跳转到模式D之前导通(接通)开关元件Q2、Q3。

《模式D》

在图3D中表示模式D的状态。绕组N1的电流进行了翻转的状态是模式D的状态。在模式D中开关元件Q2、Q3接通，因此在模式C的最终阶段，当谐振电感器Lr1的能量全部被吐出时，从母线电容器C1向谐振电感器Lr1流入电流、即能量。

在模式D中，在节点Nd1-Nd2间，节点Nd2朝正向施加母线电容器C1的电压V_LINK。将由谐振电容器Cr1与谐振电感器Lr1产生的谐振电流从母线电容器C1流向绕组N1。其中，以带箭头的虚线来表示的电流流动的方向和路径与模式A相反。

另外，在绕组N2感应到的电流经由二极管D22、D23流向平滑电容器C2和输出的直流负载6。

该模式D是模式A的对称动作。因而，在前述的模式A中，只要将开关元件Q1、Q4设为开关元件Q2、Q3、另外将二极管D21、D4设为二极管D22、D23，将电流流动的朝向相反地考虑即可。

以后，进行模式B、C的对称动作，之后再次返回模式A。此外，省略对称动作的图示和说明。

这样在电源装置1中，通过将DC-DC变换器3设为谐振型变换器，改变开关元件Q1～Q4的开关频率，改变在节点Nd1-Nd2间生成的矩形波状电压的频率来控制输出。

<矩形波状电压的生成方法>

接着，使用图4(a)～(c)来说明节点Nd1-Nd2间的矩形波状电压的生成方法。此外，在图4(a)～(c)中表示的项目是：(1)控制单元4中的基本的时钟信号；(2)作为开关元件Q1、Q4的各自的门极波形的门极：Q1、Q4；(3)作为开关元件Q2、Q3的各自的门极波形的门极：Q2、Q3；(4)节点Nd1-Nd2间的矩形波状电压。另外横轴是经过的时间。

《(a)10时钟周期》

图4(a)表示时钟信号、开关元件Q1～Q4的门极信号、节点Nd1-Nd2间的矩形波状电压。开关元件Q1～Q4将接通时间设为4时钟周期、断开时间设为6时钟周期，在Q1和Q4的接通状态与Q2和Q3的接通状态之间设置有Q1～Q4的全部成为断开状态的1时钟周期的死时间。由此矩形波状电压成为如下：High(高电位、正、1)时间和Low(低电位、负、0)时间都成为5时钟周期，High时间比率成为50％，周期成为10时钟周期。

《(b)9时钟周期》

接着，在图4(b)中，表示为了比图4(a)缩小一些输出电力而将矩形波状电压的频率提高1等级时的波形。分别将开关元件Q1、Q4的接通时间缩短为3时钟周期、开关元件Q2、Q3的断开时间缩短为5时钟周期。由此，矩形波状电压的High时间成为4时钟周期、Low时间成为5时钟周期，High时间比率成为44％、周期成为9时钟周期。

《(c)8时钟周期》

图4(c)表示将矩形波状电压的频率比图4(b)进一步提高1等级时的波形。开关元件Q1～Q4将接通时间设为3时钟周期、断开时间设为5时钟周期，矩形波状电压成为如下：High时间和Low时间都成为4时钟周期，High时间比率成为50％、周期成为8时钟周期。

这样在本实施方式中，从图4(a)到(b)将矩形波状电压的High时间缩短1时钟周期，从图4(b)到(c)将矩形波状电压的Low时间缩短1时钟周期。由此，由于从图4(a)到(c)逐渐地缩小输出电力，故能够将矩形波状电压的周期按照每次1时钟周期地进行缩短。

此外，在该例子中“基本上规定值”是“基本上50％”，但是这是一个例子，能够在起到发明效果的范围内变更值。

此外，使由谐振电容器Cr1、谐振电感器Lr1以及变压器T1的励磁电感产生的谐振频率比开关元件Q1～Q4的开关频率低。基本上该谐振频率和开关频率接近时DC-DC变换器3的输出电力变大。

在图4(a)～(c)所示的情况下，随着矩形波状电压的时钟周期从10时钟周期变为9时钟周期、然后变为8时钟周期，作为其倒数的频率逐渐变高。因而，由于开关频率逐渐远离谐振频率，因此输出电力下降。即输出电力逐渐缩小。

以上，以往在使矩形波状电压的频率改变1等级的情况下，矩形波状电压的High时间和Low时间都各按照1时钟周期地发生变化，因此矩形波状电压的周期以2时钟周期地发生变化。

另一方面，在本发明中，在使矩形波状电压的频率改变1等级的情况下，通过使矩形波状电压的High时间和Low时间交替地按照1时钟周期地发生变化，能够使矩形波状电压的周期按照1时钟周期地发生变化。由此，矩形波状电压的频率的调制分辨率提高为2倍，因此能够微细地控制输出电压、输出电流。

此外，希望矩形波状电压的High时间比率为50％、即矩形波状电压的High时间和Low时间的间隔相等。为了开关元件Q1、Q4和开关元件Q2、Q3的动作理想地保持对称动作，图4中的门极Q1、Q4和门极Q2、Q3的波形需要对称。为此，希望矩形波状电压的High时间比率为50％。

在图4(b)中，矩形波状电压的High时间比率成为与50％稍微不同的值，但是只要是该适度以下的不同，大多在实用上不会成为问题的。

另外，如前述那样在控制单元4中，连接有检测输出电压的电压传感器23、以及检测输出电流的电流传感器25。如果调整开关频率使得检测出的输出电压符合目标值，则控制单元4能够对输出进行恒电压控制，如果调整开关频率使得检测出的输出电流符合目标值则能够对输出进行恒电流控制。

另外，如果适当地选择该恒电压控制和恒电流控制，则能够对输出进行恒电流恒电压控制。

如前述那样作为本发明的第1实施方式的电源装置1，通过使矩形波状电压的High时间和Low时间交替地按照1时钟周期地发生变化，能够微细地调整开关频率，因此能够精密地进行恒电压控制、恒电流控制。

此外，在图1的第1实施方式中，作为从交流电源获得直流电力的单元说明了AC-DC变换器2，但是在已经具备直流电源(DC电源)而能获得直流电力的情况下，AC-DC变换器2不是本发明的必要要素。

(第2实施方式)

接着表示第2实施方式。

图5是表示采用了本发明的电源装置1的电动汽车110的电源系统概要的结构图。电源装置1与插入式充电连接器108和二次电池105连接，该插入式充电连接器108与交流电源109连接。

在二次电池105中，连接有DC-DC变换器100，该DC-DC变换器100向连接在电子组装设备101的辅机电池106进行电力供给。

另外，在二次电池105中，连接有DC-DC变换器102，该DC-DC变换器102向驱动动力用马达104的逆变器103进行电力供给。

另外，在二次电池105中，连接有快速充电连接器107，该快速充电连接器107连接快速充电器等的外部直流电源，对二次电池105进行充电。

电源装置1一边对直流电力的输出进行恒电流恒电压控制一边使用连接在插入式充电连接器108的交流电源109的电力对二次电池105进行充电。在该第2实施方式中，通过使用电源装置1，能够一边微细地控制电流、电压，一边对二次电池105进行充电。

此外，电源装置1还能够应用于混合动力汽车、电动汽车以外的电动车辆等。

(其它实施方式)

在以上说明的谐振型的DC-DC变换器3中，设为将开关元件进行4个元件的全桥式连接而成的电路、和将二极管进行4个元件的桥式连接而成的电路的组合，但是作为组合了2个元件的半桥电路、中心抽头电路的电路方式也能够获得相同的效果。

另外，关于开关元件Q10(包含Q1～Q4)以MOSFET进行了说明，但是也可以是IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅极双极型晶体管)。

另外，在开关元件Q1～Q4不是基于MOSFET的结构的情况下，在开关元件Q1～Q4中分别并联且反方向(反并联)地附加二极管D1～D4。此外，在开关元件Q1～Q4是基于MOSFET的结构的情况下也可以具备反并联二极管D1～D4。

另外，在由图1中的二极管D21～D24构成的整流电路中，代替二极管D23和二极管D24，也能够分别替换为第1分压电容器和第2分压电容器。另外，替换的部件也可以是二极管D21和二极管D22。

另外，代替图1中的谐振电容器Cr1，也能够将开关元件Q3和开关元件Q4替换为谐振电容器。此时，在替换了开关元件Q3和Q4的谐振电容器和谐振电感器Lr1之间引起谐振。此外，替换的也可以是开关元件Q1和开关元件Q2。

另外，在图1中谐振电容器Cr1和谐振电感器Lr1具备在变压器T1的初级侧的电路中，但是也可以具备在变压器T1的次级侧的电路中。另外，也可以具备在变压器T1的初级侧和次级侧的两个电路中。

另外，在图1中，也可以是如下结构：是变压器T1的只有初级侧的绕组和电路的结构，与次级侧相当的结构进行磁耦合。例如，如果在IH(Induction Heating：感应加热)系统中使用本发明的电源装置，则能够微细地控制被加热导体的发热量。

另外，如前述那样说明为如下：在图4(b)中矩形波状电压的High时间比率成为与50％稍微不同的值，只要是该适度以下的不同就不会成为问题。因而，将High时间设为5时钟周期、Low时间设为4时钟周期、High时间比率设为56％、周期设为9时钟周期，也能够获得前述相同的效果。

另外，在图4(a)～(c)中，根据时钟信号以数字方式生成了死时间(开关元件Q1～Q4全部断开)，但是也能够从以数字方式根据时钟信号生成的信号以模拟方式生成死时间来获得门极信号。

在这种情况下，门极信号的上升、下降不与时钟信号同步，但是矩形波状电压的High时间和Low时间成为时钟周期的整数倍这一点与图4(a)～(c)相同，能够应用作为本发明的特征的使前述的High时间和Low时间交替地按照1时钟周期地发生变化的方法。

而且，为了提高表现的频率调制分辨率，也可以同时使用通过将矩形波状电压的周期以不同的周期交替地进行重复来生成的抖动(Dithering)。例如，如果交替地重复图4(a)所示的周期为10时钟周期、和图4(b)所示的周期为9时钟周期，则生成表现上的周期为9.5时钟周期的矩形波状电压，能够获得图4(a)和(b)的中间的输出。

<与比较电路例子的对比>

此外，如果通过抖动来交替地重复图4(a)的10时钟周期和图4(c)的8时钟周期，则能够生成表现上的周期为9时钟周期的矩形波状电压。

然而在这种情况下，在输出中重叠作为9时钟周期的2倍即18时钟周期的脉动。一般在抖动中，在输出中重叠分谐波。

另一方面，在前述的本实施方式的图4(b)的周期为9时钟周期的矩形波状电压的情况下，能够获得不重叠分谐波的输出。

(本实施方式、本发明的补充)

以上，本实施方式的电源装置通过在DC-DC变换器3中由控制单元4来一边将矩形波状电压的High时间比率维持为大概50％一边提高频率的调制分辨率，从而能够提供微细地控制了输出电力的电源装置。

并且，不提高时钟频率、还不使用倍增器，因此能够提供以低成本实现了低功耗的电源装置。

另外，本实施方式的电源装置能够广泛应用于利用矩形波状电压流过谐振电流、以数字方式改变频率来控制输出的系统。例如，如果如前述那样在IH(感应加热)系统中使用本实施方式的电源装置，则能够微细地控制被加热导体的发热量。

Claims

1.一种电源装置，其特征在于，具备：

开关电路，在开关电路的直流端子间连接直流电源，在开关电路的交流端子间输出矩形波状电压；

整流电路，对输入给整流电路的交流端子间的电流进行整流，并输出给并联连接了直流负载以及平滑电容器的整流电路的直流端子间；

变压器，具有连接在上述开关电路的交流端子间的初级绕组和连接在上述整流电路的交流端子间的次级绕组，将上述初级绕组和上述次级绕组进行磁耦合；

谐振电容器以及谐振电感器，与上述初级绕组以及/或者上述次级绕组进行串联连接；以及

控制单元，控制上述开关电路所具有的开关元件，使得上述矩形波状电压的频率发生变化，

该电源装置将上述直流电源的电力提供给上述直流负载，

上述控制单元一边将上述矩形波状电压的High时间比率基本上维持为规定值一边使上述矩形波状电压的周期按照上述控制单元所具备的时钟信号的每1个时钟周期发生变化。

2.根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于，

上述电源装置还具备AC-DC变换器，

在该AC-DC变换器的输入端子间连接有交流电源，输出端子连接在上述开关电路的直流端子间。

3.根据权利要求1或者2所述的电源装置，其特征在于，

上述控制单元使上述矩形波状电压的High时间和Low时间按照上述时钟信号的每1个时钟周期交替发生变化。

4.根据权利要求1或者2所述的电源装置，其特征在于，

上述控制单元改变上述矩形波状电压的频率来改变提供给上述直流负载的电力。

5.根据权利要求1或者2所述的电源装置，其特征在于，

上述整流电路具备串联连接了第1、第2二极管的第1二极管支路；以及串联连接第3、第4二极管、且与上述第1二极管支路并联连接的第2二极管支路，

将上述第1二极管支路的两端间设为整流电路的直流端子间，将上述第1、第2二极管的串联连接点与上述第3、第4二极管的串联连接点之间设为整流电路的交流端子间。

6.根据权利要求5所述的电源装置，其特征在于，

将上述第3、第4二极管分别替换为第1、第2分压电容器。

7.根据权利要求1或者2所述的电源装置，其特征在于，

上述开关电路具备串联连接了第1、第2开关元件的第1开关支路；以及串联连接第3、第4开关元件、且与上述第1开关支路并联连接的第2开关支路，

将上述第1开关支路的两端间设为开关电路的直流端子间，将上述第1、第2开关元件的串联连接点与上述第3、第4开关元件的串联连接点之间设为开关电路的交流端子间。

8.根据权利要求7所述的电源装置，其特征在于，

在上述第1～第4开关元件的各个中具备反并联二极管。

9.根据权利要求1或者2所述的电源装置，其特征在于，

上述控制单元对上述电源装置的输出进行恒电流恒电压控制。

10.一种电源装置，其特征在于具备：

开关电路，在直流端子间连接直流电源，在交流端子间输出矩形波状电压；

绕组，连接在上述开关电路的交流端子间；

谐振电容器，与上述绕组进行串联连接；以及

控制单元，控制上述开关电路所具备的开关元件，使得改变上述矩形波状电压的频率，

该电源装置通过上述直流电源的电力来对与上述绕组进行磁耦合的被加热导体进行感应加热，

11.根据权利要求10所述的电源装置，其特征在于，

上述电源装置还具备AC-DC变换器，

在该AC-DC变换器的输入端子间连接交流电源，输出端子连接在上述开关电路的直流端子间。

12.一种电源装置，其特征在于，具备：

谐振电感器，与上述初级绕组以及/或者上述次级绕组进行串联连接；以及

该电源装置将上述直流电源的电力提供给上述直流负载，

上述控制单元一边将上述矩形波状电压的High时间比率基本上维持为规定值一边使上述矩形波状电压的周期按照上述控制单元所具备的时钟信号的每1个时钟周期发生变化，

上述开关电路具备串联连接了第1、第2开关元件的第1开关支路；以及串联连接第1谐振电容器、第2谐振电容器、且与上述第1开关支路并联连接的第1电容器支路，

将上述第1开关支路的两端间设为开关电路的直流端子间，将上述第1、第2开关元件的串联连接点与上述第1谐振电容器、第2谐振电容器的串联连接点之间设为开关电路的交流端子间。