JP3431537B2 - 電気自動車用電源装置の充電制御方法 - Google Patents
電気自動車用電源装置の充電制御方法Info
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E60/00—Enabling technologies; Technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
- Y02E60/10—Energy storage using batteries
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- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
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- Y02T10/92—Energy efficient charging or discharging systems for batteries, ultracapacitors, supercapacitors or double-layer capacitors specially adapted for vehicles
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- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Hybrid Electric Vehicles (AREA)
- Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)
- Secondary Cells (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電気自動車用電源
装置に関する。 【０００２】 【従来の技術】電気自動車（ハイブリッド自動車を含
む）では走行用モータへは高圧バッテリから給電し、種
々の補機へは低圧バッテリから給電する二電源方式が種
々の点で有益であるため実用となっている。この二電源
方式の電気自動車では、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを
通じて主バッテリから充電するのが種々の点で合理的な
選択である。 【０００３】この降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力
直流電圧から単相交流電圧を形成するインバータ回路、
この単相交流電圧の変圧を行うトランス、このトランス
の出力電圧を整流する整流回路、整流された電圧を平滑
する平滑回路、インバータ回路の半導体スイッチング素
子を駆動制御して低圧バッテリの充電や補機などへの給
電を行う送電制御部を有する。 【０００４】 【発明が解決しようとする課題】この種の電気自動車用
電源装置では、半導体スイッチング素子を水冷機構にて
冷却するのが一般的であるが、この場合、水冷機構の通
水遮断事故が生じると、半導体スイッチング素子の温度
が急激に上昇する。このため、従来では、半導体スイッ
チング素子への給電を遮断して素子を保護しているが、
この給電遮断により補機や制御装置などへの給電が低圧
バッテリからのみとなってそれが充電不足となり、主バ
ッテリは十分に残存容量をもつにもかかわらず制御系の
電源電圧不足により走行不能となってしまう。 【０００５】 もちろん、許容最大電流値が大きい大電力
用の半導体スイッチング素子を採用したり、半導体スイ
ッチング素子の冷却機構を強化したりすることは可能で
あるが、これは構造の複雑化とコストアップを招くとい
う問題を派生する。本発明は上記問題点に鑑みなされた
ものであり、簡素な構成で半導体スイッチング素子の温
度上昇を抑止しつつ低圧バッテリの充電不足を抑止する
ことが可能な電気自動車用電源装置の充電制御方法を提
供することをその目的としている。 【０００６】 【課題を解決するための手段】本発明によれば、補機
（制御装置を含む）給電用の低圧バッテリの充電不足時
に、走行用モータ給電用の高圧バッテリからＤＣ−ＤＣ
コンバータを通じてこの低圧バッテリを充電する。この
ＤＣ−ＤＣコンバータは主バッテリからの直流電圧を交
流電圧に変換するインバータ回路を内蔵しており、形成
された交流電圧は清流回路で整流されて低圧バッテリに
給電される。 【０００７】本発明では特に、ＤＣ−ＤＣコンバータの
上記インバータ回路を、単に所定周波数の単相交流電圧
（波形は正弦波でも矩形波でもよい）を作成するだけで
はではなく、インバータ回路の半導体スイッチング素子
の出力電流が所定の許容最大電流値から半導体スイッチ
ング素子の温度に正の相関を有する温度影響相殺電流値
を差し引いた値となるようにデューティ比を調整するＰ
ＷＭ制御を行う。 【０００８】このようにすれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ
のインバータ回路を素子の温度保護用のＰＷＭ制御に用
いるので、回路構成や制御の複雑化を抑止しつつ、半導
体スイッチング素子の保護と低圧バッテリの充電不足を
実現することができる。更に説明する。原理的には、半
導体スイッチング素子の温度は、そこを流れる電流及び
電気抵抗から得られる発熱量と放熱抵抗と熱容量とを用
いて演算できるはずであり、通電電流を上記演算結果で
得た許容最高温度に対応する値に設定すれば素子を保護
しつつすばやく低圧バッテリ２に充電できるはずであ
る。けれども、上記電流に基づく素子温度推定を精密に
行うには莫大な演算が必要となり現実的ではない。 【０００９】そこで、本発明では、センサで検出した半
導体スイッチング素子の温度をそれに相当する電流であ
る温度影響相殺電流に換算し、あらかじめ記憶する所定
の許容最大電流値からこの温度影響相殺電流を差し引い
た値で低圧バッテリの充電を行う。なお、上記換算はあ
らかじめ記憶するマップまたは計算式にしたがって行わ
れるが、温度影響相殺電流は検出温度に対して正の相関
を有する。 【００１０】このようにすれば、検出温度が高い場合に
はインバータ回路のデューティ比を低下させ、検出温度
が低い場合にはインバータ回路のデューティ比を増大さ
せることにより、検出温度が低い場合には低圧バッテリ
充電電流を増大し、検出温度が高い場合には低圧バッテ
リ充電電流を減少して半導体スイッチング素子の温度を
低下させることができ、低圧バッテリ充電性能の低下を
抑止しつつ半導体スイッチング素子の熱保護制御を、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータにもともと内蔵される直交変換用の
インバータ回路のデューティ比制御のみで実現すること
ができる。 【００１１】 【発明を実施するための態様】本発明の好適な態様を以
下の実施例に基づいて説明する。 【００１２】 【実施例】ハイブリッド電気自動車の電源系に本発明を
適用した電気自動車用電源装置の一実施例を図１に示す
ブロック図を参照して以下に説明する。 （回路構成） この電気自動車用電源装置は、電気自動車の走行エネル
ギー蓄電用の主バッテリ（高圧バッテリ）１、補機及び
制御装置給電用の補機バッテリ（低圧バッテリ）２、及
び、ＤＣ−ＤＣコンバータ３を有し、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３は高圧バッテリ１から入力する高圧直流電力を電
圧変換して低圧バッテリ２を充電する。 【００１３】ＤＣ−ＤＣコンバータ３において、Ｃは平
滑コンデンサ、４は４個のＭＯＳトランジスタ４ａをブ
リッジ接続してなるインバータ回路、５ａは一つのＭＯ
Ｓトランジスタ４ａに近接配置されたサーミスタからな
る温度センサ、５ｂは低圧バッテリ２と直列接続された
電流検出用の低抵抗（電流センサ）、６は降圧トラン
ス、７はスナバ回路、８は全波整流用の２個のダイオー
ド（整流素子）、９はチョークコイル１０及び平滑コン
デンサ１１からなる平滑回路、１２は集積化された制御
回路である。 【００１４】主バッテリ１の高位端は入力端子１４を通
じてブスバー１３に接続され、主バッテリ１の低位端は
入力端子１６を通じてブスバー１５に接続されている。
平滑コンデンサＣはブスバー１３、１５間に接続され、
ブスバー１３はインバータ回路４の高位直流入力端をな
す上アーム側の一対のＭＯＳトランジスタ４ａのドレイ
ン電極端子に接続され、ブスバー１５はインバータ回路
４の低位直流入力端をなす下アーム側の一対のＭＯＳト
ランジスタ４ａのソース電極端子に接続されている。な
お、インバータ回路４の各ＭＯＳトランジスタ４ａのゲ
ート電極は入力電圧を増幅するバッファ回路２０を通じ
て制御回路１２からの制御電圧を受け取る。 【００１５】インバータ回路４の一対の交流出力端子は
降圧トランス６の一次コイルの両端に接続されている。
降圧トランス６は、同一方向に巻装され、互いに直列接
続された２つの二次コイル６１，６２を有し、二次コイ
ル６１の一端は外部に延設されてブスバー（半波整流ラ
イン）１７をなし、二次コイル６２の一端は外部に延設
されてブスバー（半波整流ライン）１８をなす。ブスバ
ー１７は、一対のダイオード８の一方のアノード電極端
子に接続され、ブスバー１８は、一対のダイオード８の
他方のアノード電極端子に接続されている。 【００１６】降圧トランス６の両二次コイル６１，６２
の直列接続点（中点）をなす中間端子６ａは、ブスバー
（接地ライン）１９、接地端子（低位直流出力端）２１
を通じて補機バッテリ６の低位端に接続されている。両
ダイオード８のカソード電極端子は、全波整流ライン２
４を通じてチョークコイル１０の一端（高位直流出力
端）に接続され、チョークコイル１０の他端２５は、ブ
スバー２６、出力端子２７を通じて補機バッテリ２の高
位端に接続されている。 【００１７】スナバ回路７は、それぞれ抵抗素子とコン
デンサとを直列接続してなる等価回路で等価されるＣＲ
ハイパスフィルタであって、一対のダイオード８の両ア
ノード電極端子間に接続されている。 （基本動作説明）制御回路１２は、図示しないその入力
端子への低圧バッテリ充電指令の入力により補機バッテ
リ２の電圧が所定値に達するまでインバータ回路４の各
ＭＯＳトランジスタ４ａを所定のクロック周波数で断続
して降圧トランス６の一次コイルに矩形波交流電圧を印
加させる。 【００１８】降圧トランス６の二次コイル６１，６２に
生じた二次電圧は単相全波整流回路をなす一対のダイオ
ード８，８で整流され、これにより全波整流ライン２４
と接地用ブスバー（接地ライン）１９との間に生じた全
波整流電圧は、平滑回路９で平滑されて補機バッテリ２
に印加される。平滑コンデンサＣはインバータ回路４の
断続動作による主バッテリ１の放電電流の変動を低減
し、スナバ回路７はＣＲハイパスフィルタとして高周波
サージ電圧を吸収する。 （制御回路１２の動作説明）マイコン構成の制御回路１
２の制御動作を図２に示すフローチャートを参照して以
下に説明する。 【００１９】まず、図示しないイグニッションスイッチ
のオンとともに初期化動作を行った後、低圧バッテリ２
の端子電圧Ｖを読み込み（Ｓ１）、インバータ回路４を
デューティ比Ｄ、一定のクロック周波数で駆動し、低圧
バッテリ２を充電する（Ｓ２）。なお、デューティ比Ｄ
は所定の初期値とされる。このインバータ回路４は単相
矩形波交流電圧を形成するための回路であるので、各Ｍ
ＯＳトランジスタ４ａの最大デューティ比は０．５であ
り、この実施例では上記初期値は０．５とされる。 【００２０】次に、温度センサ５ａから温度Ｔを読み込
み（Ｓ３）、読み込んだ検出温度Ｔから温度影響相殺電
流Ｉｅｑを演算する（Ｓ４）。この演算は、あらかじめ
記憶するマップに基づいて行うことができ、またはそれ
と等価なあらかじめ記憶する計算式で行ってもよい。次
に、あらかじめ記憶するＭＯＳトランジスタ４ａの所定
の許容最大電流値Ｉｍａｘから温度影響相殺電流Ｉｅｑ
を差し引いて許容電流指令値ｉ’を算出する（Ｓ５）。 【００２１】次に、電流センサ５ｂより出力電流ｉを読
み込む（Ｓ６）。なお、この出力電流ｉは説明を省略し
たプログラムにより決定された出力電流指令値に等しい
電流を出力するように、インバータ回路４をＰＷＭデュ
ーティ比制御してなされる。次に、出力電流ｉと許容電
流指令値ｉ’とを比較し（Ｓ７）、出力電流ｉが許容電
流指令値ｉ’より大きければインバータ回路４のデュー
ティ比Ｄを所定値ΔＤだけ減らし（Ｓ８）、出力電流ｉ
が電流指令値ｉ’より小さければインバータ回路４のデ
ューティ比Ｄを所定値ΔＤだけ増やし（Ｓ９）、両者が
一致すればデューティ比を変更せず、Ｓ１にリターンす
る。 【００２２】結局、この実施例では、従来のＤＣ−ＤＣ
コンバータ内の交流電圧を発生するインバータ回路、特
に出力交流電圧の平均値をＰＷＭ制御するインバータ回
路に用いられるので、新たにインバータ回路４の半導体
スイッチング素子を熱保護するために専用のＰＷＭ制御
回路を新設する必要がなく、その結果、回路構成を複雑
化することなく、装置が正常動作する場合には定格出力
一杯まで出力でき、素子冷却系の変調などが生じたらそ
の障害の程度に応じて必要量だけ出力電流を制限して素
子保護をすることができる。
装置に関する。 【０００２】 【従来の技術】電気自動車（ハイブリッド自動車を含
む）では走行用モータへは高圧バッテリから給電し、種
々の補機へは低圧バッテリから給電する二電源方式が種
々の点で有益であるため実用となっている。この二電源
方式の電気自動車では、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを
通じて主バッテリから充電するのが種々の点で合理的な
選択である。 【０００３】この降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力
直流電圧から単相交流電圧を形成するインバータ回路、
この単相交流電圧の変圧を行うトランス、このトランス
の出力電圧を整流する整流回路、整流された電圧を平滑
する平滑回路、インバータ回路の半導体スイッチング素
子を駆動制御して低圧バッテリの充電や補機などへの給
電を行う送電制御部を有する。 【０００４】 【発明が解決しようとする課題】この種の電気自動車用
電源装置では、半導体スイッチング素子を水冷機構にて
冷却するのが一般的であるが、この場合、水冷機構の通
水遮断事故が生じると、半導体スイッチング素子の温度
が急激に上昇する。このため、従来では、半導体スイッ
チング素子への給電を遮断して素子を保護しているが、
この給電遮断により補機や制御装置などへの給電が低圧
バッテリからのみとなってそれが充電不足となり、主バ
ッテリは十分に残存容量をもつにもかかわらず制御系の
電源電圧不足により走行不能となってしまう。 【０００５】 もちろん、許容最大電流値が大きい大電力
用の半導体スイッチング素子を採用したり、半導体スイ
ッチング素子の冷却機構を強化したりすることは可能で
あるが、これは構造の複雑化とコストアップを招くとい
う問題を派生する。本発明は上記問題点に鑑みなされた
ものであり、簡素な構成で半導体スイッチング素子の温
度上昇を抑止しつつ低圧バッテリの充電不足を抑止する
ことが可能な電気自動車用電源装置の充電制御方法を提
供することをその目的としている。 【０００６】 【課題を解決するための手段】本発明によれば、補機
（制御装置を含む）給電用の低圧バッテリの充電不足時
に、走行用モータ給電用の高圧バッテリからＤＣ−ＤＣ
コンバータを通じてこの低圧バッテリを充電する。この
ＤＣ−ＤＣコンバータは主バッテリからの直流電圧を交
流電圧に変換するインバータ回路を内蔵しており、形成
された交流電圧は清流回路で整流されて低圧バッテリに
給電される。 【０００７】本発明では特に、ＤＣ−ＤＣコンバータの
上記インバータ回路を、単に所定周波数の単相交流電圧
（波形は正弦波でも矩形波でもよい）を作成するだけで
はではなく、インバータ回路の半導体スイッチング素子
の出力電流が所定の許容最大電流値から半導体スイッチ
ング素子の温度に正の相関を有する温度影響相殺電流値
を差し引いた値となるようにデューティ比を調整するＰ
ＷＭ制御を行う。 【０００８】このようにすれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ
のインバータ回路を素子の温度保護用のＰＷＭ制御に用
いるので、回路構成や制御の複雑化を抑止しつつ、半導
体スイッチング素子の保護と低圧バッテリの充電不足を
実現することができる。更に説明する。原理的には、半
導体スイッチング素子の温度は、そこを流れる電流及び
電気抵抗から得られる発熱量と放熱抵抗と熱容量とを用
いて演算できるはずであり、通電電流を上記演算結果で
得た許容最高温度に対応する値に設定すれば素子を保護
しつつすばやく低圧バッテリ２に充電できるはずであ
る。けれども、上記電流に基づく素子温度推定を精密に
行うには莫大な演算が必要となり現実的ではない。 【０００９】そこで、本発明では、センサで検出した半
導体スイッチング素子の温度をそれに相当する電流であ
る温度影響相殺電流に換算し、あらかじめ記憶する所定
の許容最大電流値からこの温度影響相殺電流を差し引い
た値で低圧バッテリの充電を行う。なお、上記換算はあ
らかじめ記憶するマップまたは計算式にしたがって行わ
れるが、温度影響相殺電流は検出温度に対して正の相関
を有する。 【００１０】このようにすれば、検出温度が高い場合に
はインバータ回路のデューティ比を低下させ、検出温度
が低い場合にはインバータ回路のデューティ比を増大さ
せることにより、検出温度が低い場合には低圧バッテリ
充電電流を増大し、検出温度が高い場合には低圧バッテ
リ充電電流を減少して半導体スイッチング素子の温度を
低下させることができ、低圧バッテリ充電性能の低下を
抑止しつつ半導体スイッチング素子の熱保護制御を、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータにもともと内蔵される直交変換用の
インバータ回路のデューティ比制御のみで実現すること
ができる。 【００１１】 【発明を実施するための態様】本発明の好適な態様を以
下の実施例に基づいて説明する。 【００１２】 【実施例】ハイブリッド電気自動車の電源系に本発明を
適用した電気自動車用電源装置の一実施例を図１に示す
ブロック図を参照して以下に説明する。 （回路構成） この電気自動車用電源装置は、電気自動車の走行エネル
ギー蓄電用の主バッテリ（高圧バッテリ）１、補機及び
制御装置給電用の補機バッテリ（低圧バッテリ）２、及
び、ＤＣ−ＤＣコンバータ３を有し、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３は高圧バッテリ１から入力する高圧直流電力を電
圧変換して低圧バッテリ２を充電する。 【００１３】ＤＣ−ＤＣコンバータ３において、Ｃは平
滑コンデンサ、４は４個のＭＯＳトランジスタ４ａをブ
リッジ接続してなるインバータ回路、５ａは一つのＭＯ
Ｓトランジスタ４ａに近接配置されたサーミスタからな
る温度センサ、５ｂは低圧バッテリ２と直列接続された
電流検出用の低抵抗（電流センサ）、６は降圧トラン
ス、７はスナバ回路、８は全波整流用の２個のダイオー
ド（整流素子）、９はチョークコイル１０及び平滑コン
デンサ１１からなる平滑回路、１２は集積化された制御
回路である。 【００１４】主バッテリ１の高位端は入力端子１４を通
じてブスバー１３に接続され、主バッテリ１の低位端は
入力端子１６を通じてブスバー１５に接続されている。
平滑コンデンサＣはブスバー１３、１５間に接続され、
ブスバー１３はインバータ回路４の高位直流入力端をな
す上アーム側の一対のＭＯＳトランジスタ４ａのドレイ
ン電極端子に接続され、ブスバー１５はインバータ回路
４の低位直流入力端をなす下アーム側の一対のＭＯＳト
ランジスタ４ａのソース電極端子に接続されている。な
お、インバータ回路４の各ＭＯＳトランジスタ４ａのゲ
ート電極は入力電圧を増幅するバッファ回路２０を通じ
て制御回路１２からの制御電圧を受け取る。 【００１５】インバータ回路４の一対の交流出力端子は
降圧トランス６の一次コイルの両端に接続されている。
降圧トランス６は、同一方向に巻装され、互いに直列接
続された２つの二次コイル６１，６２を有し、二次コイ
ル６１の一端は外部に延設されてブスバー（半波整流ラ
イン）１７をなし、二次コイル６２の一端は外部に延設
されてブスバー（半波整流ライン）１８をなす。ブスバ
ー１７は、一対のダイオード８の一方のアノード電極端
子に接続され、ブスバー１８は、一対のダイオード８の
他方のアノード電極端子に接続されている。 【００１６】降圧トランス６の両二次コイル６１，６２
の直列接続点（中点）をなす中間端子６ａは、ブスバー
（接地ライン）１９、接地端子（低位直流出力端）２１
を通じて補機バッテリ６の低位端に接続されている。両
ダイオード８のカソード電極端子は、全波整流ライン２
４を通じてチョークコイル１０の一端（高位直流出力
端）に接続され、チョークコイル１０の他端２５は、ブ
スバー２６、出力端子２７を通じて補機バッテリ２の高
位端に接続されている。 【００１７】スナバ回路７は、それぞれ抵抗素子とコン
デンサとを直列接続してなる等価回路で等価されるＣＲ
ハイパスフィルタであって、一対のダイオード８の両ア
ノード電極端子間に接続されている。 （基本動作説明）制御回路１２は、図示しないその入力
端子への低圧バッテリ充電指令の入力により補機バッテ
リ２の電圧が所定値に達するまでインバータ回路４の各
ＭＯＳトランジスタ４ａを所定のクロック周波数で断続
して降圧トランス６の一次コイルに矩形波交流電圧を印
加させる。 【００１８】降圧トランス６の二次コイル６１，６２に
生じた二次電圧は単相全波整流回路をなす一対のダイオ
ード８，８で整流され、これにより全波整流ライン２４
と接地用ブスバー（接地ライン）１９との間に生じた全
波整流電圧は、平滑回路９で平滑されて補機バッテリ２
に印加される。平滑コンデンサＣはインバータ回路４の
断続動作による主バッテリ１の放電電流の変動を低減
し、スナバ回路７はＣＲハイパスフィルタとして高周波
サージ電圧を吸収する。 （制御回路１２の動作説明）マイコン構成の制御回路１
２の制御動作を図２に示すフローチャートを参照して以
下に説明する。 【００１９】まず、図示しないイグニッションスイッチ
のオンとともに初期化動作を行った後、低圧バッテリ２
の端子電圧Ｖを読み込み（Ｓ１）、インバータ回路４を
デューティ比Ｄ、一定のクロック周波数で駆動し、低圧
バッテリ２を充電する（Ｓ２）。なお、デューティ比Ｄ
は所定の初期値とされる。このインバータ回路４は単相
矩形波交流電圧を形成するための回路であるので、各Ｍ
ＯＳトランジスタ４ａの最大デューティ比は０．５であ
り、この実施例では上記初期値は０．５とされる。 【００２０】次に、温度センサ５ａから温度Ｔを読み込
み（Ｓ３）、読み込んだ検出温度Ｔから温度影響相殺電
流Ｉｅｑを演算する（Ｓ４）。この演算は、あらかじめ
記憶するマップに基づいて行うことができ、またはそれ
と等価なあらかじめ記憶する計算式で行ってもよい。次
に、あらかじめ記憶するＭＯＳトランジスタ４ａの所定
の許容最大電流値Ｉｍａｘから温度影響相殺電流Ｉｅｑ
を差し引いて許容電流指令値ｉ’を算出する（Ｓ５）。 【００２１】次に、電流センサ５ｂより出力電流ｉを読
み込む（Ｓ６）。なお、この出力電流ｉは説明を省略し
たプログラムにより決定された出力電流指令値に等しい
電流を出力するように、インバータ回路４をＰＷＭデュ
ーティ比制御してなされる。次に、出力電流ｉと許容電
流指令値ｉ’とを比較し（Ｓ７）、出力電流ｉが許容電
流指令値ｉ’より大きければインバータ回路４のデュー
ティ比Ｄを所定値ΔＤだけ減らし（Ｓ８）、出力電流ｉ
が電流指令値ｉ’より小さければインバータ回路４のデ
ューティ比Ｄを所定値ΔＤだけ増やし（Ｓ９）、両者が
一致すればデューティ比を変更せず、Ｓ１にリターンす
る。 【００２２】結局、この実施例では、従来のＤＣ−ＤＣ
コンバータ内の交流電圧を発生するインバータ回路、特
に出力交流電圧の平均値をＰＷＭ制御するインバータ回
路に用いられるので、新たにインバータ回路４の半導体
スイッチング素子を熱保護するために専用のＰＷＭ制御
回路を新設する必要がなく、その結果、回路構成を複雑
化することなく、装置が正常動作する場合には定格出力
一杯まで出力でき、素子冷却系の変調などが生じたらそ
の障害の程度に応じて必要量だけ出力電流を制限して素
子保護をすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の電気自動車用電源装置の充電制御方
法を用いる一実施例を示す回路図である。 【図２】 図１に示す制御回路の制御動作を示すフロー
チャートである。 【符号の説明】 １は高圧バッテリ、２は低圧バッテリ、４はインバータ
回路、４ａはＭＯＳトランジスタ（半導体スイッチング
素子）、５ａは温度センサ、５ｂは低抵抗、６はトラン
ス、８はダイオード（整流回路）、１２は制御回路
法を用いる一実施例を示す回路図である。 【図２】 図１に示す制御回路の制御動作を示すフロー
チャートである。 【符号の説明】 １は高圧バッテリ、２は低圧バッテリ、４はインバータ
回路、４ａはＭＯＳトランジスタ（半導体スイッチング
素子）、５ａは温度センサ、５ｂは低抵抗、６はトラン
ス、８はダイオード（整流回路）、１２は制御回路
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(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
Ｈ０２Ｊ 7/10 Ｈ０２Ｍ 3/28 Ｃ
Ｈ０２Ｍ 3/28 3/335 Ｅ
3/335 Ｂ６０Ｋ 9/00 Ｃ
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
B60L 1/00
B60K 6/02
H01M 10/42
H02J 7/00
H02M 3/28
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】電気自動車の走行用モータに高圧で給電す
る高圧バッテリ、前記電気自動車の補機又は制御機器に
低圧で給電する低圧バッテリ、及び、前記両バッテリ間
で電圧変換された直流電力を送電するＤＣ−ＤＣコンバ
ータを備え、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記高圧バッテリから給
電された直流電力を交流電力に変換する半導体スイッチ
ング素子を有するインバータ回路、前記インバータ回路
から出力される前記交流電力を降圧するトランス、降圧
された前記交流電力を整流して前記低圧バッテリを充電
する整流回路、及び、前記インバータ回路を駆動制御し
て前記低圧バッテリを充電するとともに前記補機又は制
御機器に給電する送電制御部を備える電気自動車用電源
装置の充電制御方法であって、 前記半導体スイッチング素子の温度に関連する状態量を
検出し、 前記半導体スイッチング素子の電流を検出し、 前記状態量をそれに対して正の相関を有する温度影響相
殺電流値に変換し、 前記低圧バッテリの充電時に出力電流が所定の許容最大
電流値から前記温度影響相殺電流を差し引いた値となる
ようにデューティ比が設定されたＰＷＭ制御により前記
インバータ回路の前記半導体スイッチング素子を制御す
ることを特徴とする電気自動車用電源装置の充電制御方
法。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP15140099A JP3431537B2 (ja) | 1999-05-31 | 1999-05-31 | 電気自動車用電源装置の充電制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
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|---|---|---|---|
| JP15140099A JP3431537B2 (ja) | 1999-05-31 | 1999-05-31 | 電気自動車用電源装置の充電制御方法 |
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|---|---|
| JP2000341801A JP2000341801A (ja) | 2000-12-08 |
| JP3431537B2 true JP3431537B2 (ja) | 2003-07-28 |
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ID=15517771
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15140099A Expired - Fee Related JP3431537B2 (ja) | 1999-05-31 | 1999-05-31 | 電気自動車用電源装置の充電制御方法 |
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| Country | Link |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
1999
- 1999-05-31 JP JP15140099A patent/JP3431537B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103935258A (zh) * | 2013-01-21 | 2014-07-23 | 丰田自动车株式会社 | 车辆的电源系统和包括其的车辆 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000341801A (ja) | 2000-12-08 |
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