JP6545346B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】冷却器異常の場合において、半導体素子だけでなく、磁性部品も故障させることなく過熱から保護できる電力変換装置を提供する。【解決手段】制御部３は、温度検出器２３の温度検出信号に基づいて、出力電流を制限するパワーセーブ制御において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電流を制限するとともに、さらに電力変換部１１の半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄを駆動する駆動周波数を通常時の駆動周波数よりも増加させる。【選択図】図１

Description

本願は、電力変換装置に関するものである。

ハイブリッド車の車載電源系では２バッテリ型車両用電源装置が使用されている。高電圧バッテリの出力は、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを通じて低電圧の負荷に給電するように構成されている。この種の電源装置では、内蔵の半導体スイッチング素子の温度管理が重要であり、検出した半導体スイッチング素子の温度に基づいて、この温度が所定の温度に達したら、出力電流を制限して半導体スイッチング素子の過熱を抑止させる。

上アームのダイオードと下アームのスイッチング素子を有する昇圧チョッパを備え、力行電流が流れるダイオードの発熱量が出力電圧の上昇に応じて低下する特性を考慮して、電流上限値は昇圧コンバータの冷却水温度のみではなく、出力電圧にも基づいて設定される電源装置が開示されている（例えば、特許文献１）。

特開２０１６−１１１７３０号公報（段落［０００８］、［０００９］、［０１０８］、［０１０９］および図１、図８）

しかし、特許文献１開示技術では、磁性部品は電流を制限しても周波数が同一であればコアロスは変わらないため、例えば、冷却器の異常の場合、電流を制限するだけでは磁性部品のコアの損失を抑制することができず、部品が故障してしまう恐れがある。

本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、冷却器異常の場合において、半導体素子だけでなく、磁性部品も故障させることなく過熱から保護できる電力変換装置を提供することを目的とする。

本願に開示される電力変換装置は、主電源の電圧を降圧して負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御部と、ＤＣ−ＤＣコンバータを冷却する冷却器と、ＤＣ−ＤＣコンバータの温度を検出する温度検出器と、およびＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を検出する電流検出器と、を備え、ＤＣ−ＤＣコンバータは、半導体スイッチング素子で構成された電力変換部と、整流用ダイオードと、平滑リアクトルとを備え、制御部は、温度検出器の温度検出信号に基づいて、出力電流を通常時から制限するパワーセーブ制御において、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を制限するとともに、さらに電力変換部の半導体スイッチング素子を駆動する駆動周波数を通常時の駆動周波数よりも増加させるものである。

本願に開示される電力変換装置は、制御部は、温度検出器の温度検出信号に基づいて、出力電流を制限するパワーセーブ制御において、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を制限するとともに、さらに電力変換部の半導体スイッチング素子を駆動する駆動周波数を通常時の駆動周波数よりも増加させるものであるから、冷却器異常の場合も、動作を停止することなく、また、出力を過度に低下させることなくＤＣ−ＤＣコンバータを過熱から保護できる。

実施の形態１による電力変換装置に係る構成図である。 実施の形態１による電力変換装置に係る電力変換部（モード１）の動作説明図である。 実施の形態１による電力変換装置に係る電力変換部（モード２）の動作説明図である。 実施の形態１による電力変換装置に係る電力変換部（モード３）の動作説明図である。 実施の形態１による電力変換装置に係る電力変換部（モード４）の動作説明図である。 実施の形態１による電力変換装置に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作説明図である。 実施の形態１による電力変換装置に係る出力電流と温度検出値のタイムチャートである。 実施の形態１による電力変換装置に係る出力電流、駆動周波数等に関するタイムチャートである。 実施の形態５による電力変換装置に係る出力電流と温度検出値のタイムチャートである。 実施の形態５による電力変換装置に係る出力電流、駆動周波数等に関するタイムチャートである。 実施の形態６による電力変換装置に係る出力電流、駆動周波数等に関するタイムチャートである。 実施の形態７による電力変換装置に係る出力電流、駆動周波数等に関するタイムチャートである。 実施の形態９による電力変換装置に係る構成図である。 実施の形態９による電力変換装置に係るＤＣ−ＤＣコンバータの動作説明図である。

実施の形態１．
実施の形態１は、高圧バッテリの電圧を降圧して負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータ、制御部、冷却器、ＤＣ−ＤＣコンバータの温度を検出する温度検出器、および出力電流の電流検出器と、を備え、ＤＣ−ＤＣコンバータは、半導体スイッチング素子で構成された電力変換部とトランスと整流用ダイオードとを備え、制御部は温度検出信号に基づいて、パワーセーブ制御において出力電流を制限するとともに、さらに半導体スイッチング素子の周波数を増加させる電力変換装置に関するものである。

以下、実施の形態１に係る電力変換装置の構成および動作について、電力変換装置に係る構成図である図１、電力変換部（モード１〜モード４）の動作説明図である図２−図５、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作説明図である図６、出力電流と温度検出値のタイムチャートである図７、および出力電流、駆動周波数等に関するタイムチャートである図８に基づいて説明する。
なお、各図において同一または相当する部分については、同一符号を付して、重複する説明を省略する。

まず、実施の形態１の電力変換装置１００の構成を図１に基づいて説明する。
図１において、電力変換装置１００は、主要構成要素として入力側から出力側に主電源である高圧バッテリ１、ＤＣ−ＤＣコンバータ２、負荷５、低圧バッテリ６、およびＤＣ−ＤＣコンバータ２を制御する制御部３で構成されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、４つの半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄでフルブリッジを構成した電力変換部１１、トランス１２、整流用ダイオード１３ａ、１３ｂ、平滑リアクトル１４、および平滑コンデンサ１５から構成される。
半導体スイッチング素子１１ａのソースと半導体スイッチング素子１１ｂのドレインとの接続点は、トランス１２の一次巻線の一端に接続され、この一次巻線の他端が半導体スイッチング素子１１ｃのソースと半導体スイッチング素子１１ｄのドレインとの接続点に接続されている。ここで、半導体スイッチング素子は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を想定している。

トランス１２の二次巻線には、二次側整流のために整流用ダイオード１３ａ、１３ｂが接続され、さらに平滑リアクトル１４、平滑コンデンサ１５が接続されている。
ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力は、負荷５および低圧バッテリ６に所定の直流電圧を供給する。
なお、整流用ダイオード１３ａ、１３ｂを特に区別する必要がない場合には、適宜、整流用ダイオード１３と記載する。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、トランス１２を備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータである。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２は冷却器７を備え、電力変換部１１の半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄ、トランス１２、整流用ダイオード１３ａ、１３ｂ、平滑リアクトル１４等の発熱部品を冷却し、熱から保護している。

次に、制御部３がＤＣ−ＤＣコンバータ２を制御するために必要な電圧、電流、および温度情報を取得するために設けられている検出器について説明する。
ＤＣ−ＤＣコンバータ２の入力電圧を検出する入力電圧検出器２０が高圧バッテリ１と並列に接続されている。
負荷５に供給する電圧を検出する出力電圧検出器２１が負荷５と並列に接続されている。負荷５に供給する電流を検出する出力電流検出器２２が平滑リアクトル１４の後段に直列に接続されている。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ２内部には温度検出器２３が設置されている。なお、温度検出器２３としては、サーミスタを想定している。
図１において、入力電圧検出器２０をＳＶ１、出力電圧検出器２１をＳＶ２、出力電流検出器２２をＳＡ、温度検出器２３をＳＴと記載している。また、高圧バッテリ１の電圧をＶｉ、低圧バッテリ６の電圧をＶｏとしている。

次に、制御部３がＤＣ−ＤＣコンバータ２を制御するための信号線、制御線について説明する。
制御部３は、入力電圧検出器２０、出力電圧検出器２１、出力電流検出器２２、温度検出器２３からの電圧、電流、温度情報を、信号線３１ａ、３１ｂ、３１ｃ、３１ｄを介して取得する。
制御部３は、制御線３０ａ、３０ｂ、３０ｃ、３０ｄを介して、電力変換部１１の半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄをオン／オフ駆動する。

この電力変換装置１００が電気自動車およびハイブリッド自動車に適用された場合には、高圧バッテリ１は、代表的にはニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池である。高圧バッテリ１の電圧は、少なくとも１００Ｖ以上である。

次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の基本的な動作について図２〜図５、図６を用いて説明する。なお、本実施の形態１のＤＣ−ＤＣコンバータ２は、電力変換部１１の各半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄの状態に応じて、図２〜図５に示す４つの動作モード（モード１〜モード４）が存在する。

図２のモード１は、半導体スイッチング素子１１ａ、１１ｄがオン、半導体スイッチング素子１１ｂ、１１ｃがオフの状態である。
このとき、トランス１２の一次巻き線側に流れる電流は、高圧バッテリ１→半導体スイッチング素子１１ａ→トランス１２（一次巻き線側）→半導体スイッチング素子１１ｄの経路で流れる。ここで、トランス１２は一次側から二次側に電力を伝達し、トランス１２の二次側巻き線側に流れる電流は、トランス１２（二次巻き線側）→整流用ダイオード１３ａ→平滑リアクトル１４→負荷５の経路で流れる。

図３のモード２は、半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄが全てオフの状態である。 このとき、トランス１２の一次側には電流が流れず、二次側へ電力は伝達されない。
ただし二次側では、平滑リアクトル１４の自己誘導により、平滑リアクトル１４→負荷５→トランス１２（二次巻き線側）→整流用ダイオード１３ａ、１３ｂ→平滑リアクトル１４の経路で電流が流れる。

図４のモード３は、半導体スイッチング素子１１ａ、１１ｄがオフ、半導体スイッチング素子１１ｂ、１１ｃがオンの状態である。
このとき、トランス１２の一次巻き線側に流れる電流は、高圧バッテリ１→半導体スイッチング素子１１ｃ→トランス１２（一次巻き線側）→半導体スイッチング素子１１ｂの経路で流れる。ここで、トランス１２は一次側から二次側に電力を伝達し、トランス１２の二次巻き線側に流れる電流は、トランス１２（二次巻き線側）→整流用ダイオード１３ｂ→平滑リアクトル１４→負荷５の経路で流れる。

図５のモード４は、半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄが全てオフの状態である。 このとき、トランス１２の一次側には電流が流れず、二次側へ電力は伝達されない。ただし二次側では、平滑リアクトル１４の自己誘導により、平滑リアクトル１４→負荷５→トランス１２（二次巻き線側）→整流用ダイオード１３ａ、１３ｂ→平滑リアクトル１４の経路で電流が流れる。

モード４が終了後、モード１に戻り再びモード１〜４を繰り返す。なお、各モードにおいて、平滑リアクトル１４に流れる電流のうち、交流成分は平滑コンデンサ１５を流れている。
図６に、図２〜図５で説明したモード１〜モード４における各半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄのオン／オフ動作、トランス１２の１次側電圧、平滑リアクトル１４の電流のタイムチャートを示す。
なお、図６において、Ｔｓｗはスイッチング周期であり、Ｄはオンデューティである。

制御部３は、入力電圧検出器２０からの入力電圧および出力電圧検出器２１からの出力電圧に基づいて、半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄをオン／オフ動作をさせながら、半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄのオンデューティ（Ｄ）幅を調整することで、所望の値に出力電圧を制御する。

次に実施の形態１の電力変換装置１００におけるパワーセーブ制御および冷却異常時の制御について、図７および図８に基づいて説明する。
実施の形態１の電力変換装置１００において、制御部３は温度検出器２３の検出値が第１温度閾値（Ｔｔｈ１）よりも大きくなる場合にＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電流を制限する（パワーセーブ制御）ことで、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の部品を熱の影響から保護することができる。

この電力変換装置１００が電気自動車およびハイブリッド自動車に適用された場合、温度検出値が第１温度閾値（Ｔｔｈ１）を超過する要因としては、次のものが考えられる。
例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ２付近に搭載されている他の部品の発熱による影響による場合、実施の形態１の電力変換装置１００が水冷却であるとして、冷却器７に流入する水温が想定よりも高い場合（異常水温）、あるいは冷却器７に冷却水が流入しない場合（水抜け等）の冷却器異常が発生した場合が考えられる。

水温が高いだけである異常水温の場合には、ある程度の冷却が可能であるが、水抜け状態では、ほぼ空冷却状態となるため、パワーセーブ制御を行って出力電流を制限しても部品温度は緩やかに上昇し続ける。
通常、このような冷却器異常が発生すると部品温度が耐熱温度を越える可能性があるためＤＣ−ＤＣコンバータ２の動作を停止する。しかし、車両を運転しているユーザーが何も気づかずに低圧系のアクセサリー等の電子部品（例えば、オーディオおよび空調機）を使い続けていると、低圧バッテリ６の充電量が低下し、最悪の場合、低圧バッテリ６が過放電となり運転ができなくなる可能性がある。

このため、実施の形態１の電力変換装置１００におけるパワーセーブ制御方法では、冷却器７が水抜けなどの異常状態においても、ＤＣ−ＤＣコンバータ２が正常であれば、少しでも電流を低圧バッテリ６に出力し、低圧バッテリ６を充電させる。このため不都合な事態を避けることができ、走行を続けられるようにすることでリンプホーム対策（故障時に、低速走行で自宅にたどり着けるようにする）にも役立つ。

図７は出力電流と温度検出値に関するタイムチャートであり、温度検出値が上昇した場合の出力電流と温度検出値の関係を時系列で表している。
制御部３は、時刻ｔ１において温度検出値が第１温度閾値（Ｔｔｈ１）を超過した場合はパワーセーブ制御に入り、図７で示すように出力電流を所定の傾きを持たせて制限することでＤＣ−ＤＣコンバータ２の部品の発熱を抑制する。また、パワーセーブ制御中に温度検出値が、時刻ｔ２において第１温度閾値（Ｔｔｈ１）よりも低い第２温度閾値（Ｔｔｈ２）を下回ると、パワーセーブ制御は解除される。ここで、第２温度閾値（Ｔｔｈ２）は、パワーセーブ制御解除閾値である。
なお、図７では、時刻ｔ２において温度検出値が第２温度閾値（Ｔｔｈ２）を下回っているため、パワーセーブ制御は解除されているが、第２温度閾値（Ｔｔｈ２）を下回わることなく、出力電流の値が所定の電流値に達したとき冷却器異常と判定する。

以上のパワーセーブ制御により、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の部品の内、半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄおよび整流用ダイオード１３などの発熱量が出力電流に依存する素子については熱の影響から保護することができる。しかし、発熱量が出力電流に依存しない磁性部品のコア（トランス１２および平滑リアクトル１４のコア）に関しては、冷却器異常などが発生した場合に発熱を抑制できず、発熱異常で故障する可能性がある。

図８は出力電流と駆動周波数等に関するタイムチャートであり、冷却器異常時の出力電流、駆動周波数、磁性部品コア温度、および温度検出値の関係を時系列で表している。
実施の形態１の電力変換装置１００において、制御部３は時刻ｔ１において温度検出値が第１温度閾値（Ｔｔｈ１）を超過した場合はパワーセーブ制御に入り、出力電流を所定の傾きを持たせて制限する。制御部３はパワーセーブ制御で出力電流の値を第１所定電流値（Ｉｔｈ１）まで低下させたが、温度検出値が低下せずにさらに低下させる必要がある場合は、時刻ｔ２で冷却器異常と判定する。この場合、制御部３は出力電流の値を第１所定電流値（Ｉｔｈ１）よりもさらに低い第２所定電流値（Ｉｔｈ２）までステップ状に減少させる。これとともに、制御部３は半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄの駆動周波数を通常時の駆動周波数（ｆｎ）よりも高い駆動周波数（ｆａ）までステップ状に上昇させる。
なお、磁性部品コア温度の実線は、駆動周波数を増加させた場合の温度の推移であり、点線は駆動周波数を増加させない場合の温度の推移である。
駆動周波数を増加させない場合は、点線で示されているように磁性部品の許容温度を超えている。

これにより、周波数を急速に上昇させて磁性部品のコアの発熱量を急速に減少させることで磁性部品を発熱から保護しつつ、同時に出力電流も急速に減少させているので周波数上昇に伴い発熱量が増加する半導体スイッチング素子なども保護することが可能となる。

なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ２はトランス１２を備える絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを想定して説明したが、トランスを備えない非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであっても、磁性部品である平滑リアクトルを備えるため、磁性部品を発熱から保護する効果を奏する。

上記説明のように、実施の形態１の電力変換装置１００は、高圧バッテリの電圧を降圧して負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータ、制御部、冷却器、ＤＣ−ＤＣコンバータの温度を検出する温度検出器、および出力電流の電流検出器と、を備え、ＤＣ−ＤＣコンバータは、半導体スイッチング素子で構成された電力変換部とトランスと整流用ダイオードとを備え、制御部は温度検出信号に基づいて、パワーセーブ制御において出力電流を制限するとともに、さらに半導体スイッチング素子の周波数を増加させるものである。
このため、実施の形態１の電力変換装置は、冷却器異常の場合も、動作を停止することなく、また、出力を過度に低下させることなくＤＣ−ＤＣコンバータを過熱から保護できる。

実施の形態２．
実施の形態１の電力変換装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータ内部に設置した温度検出器の検出値に応じて出力電流の最大値を制限し、温度検出器の設置位置を特に限定しなかった。しかし、実施の形態２の電力変換装置では、温度検出器を発熱量が出力電流に依存する部品、すなわち半導体スイッチング素子および整流用ダイオードの近傍に設置するように、温度検出器の設置位置を限定したものである。

以下、実施の形態２に係る電力変換装置の動作について、実施の形態１との差異を中心に説明する。なお、実施の形態２に係る電力変換装置の構成は実施の形態１の図１と同じである。

制御部３が過熱保護のために出力電流の値を制限するパワーセーブ制御を行うに際して、過熱から保護するべき部品、特に発熱量が出力電流に依存する部品の温度を監視することで、部品の温度に応じて出力電流を調整することができる。
実施の形態２に係る電力変換装置では、発熱量が出力電流に依存するＤＣ−ＤＣコンバータ２の部品、すなわち、半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄおよび整流用ダイオード１３の温度を監視することで、これらの半導体スイッチング素子および整流用ダイオードの温度に応じて出力電流を調整することができる。したがって、実施の形態２に係る電力変換装置では、より限界までＤＣ−ＤＣコンバータ２を動作させることができる。

実施の形態２の電力変換装置では、温度検出器を発熱量が出力電流に依存する部品、すなわち半導体スイッチング素子および整流用ダイオードの近傍に設置するようにしたものである。
したがって、本実施の形態２の電力変換装置は、冷却器異常の場合も、動作を停止することなく、また、出力を過度に低下させることなくＤＣ−ＤＣコンバータを過熱から保護できる。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータを限界まで動作させることができる。

実施の形態３．
実施の形態３の電力変換装置は、温度検出器をトランス２次側に設置し、かつ発熱量が出力電流に依存する部品である整流用ダイオードの近傍に設置したものである。

以下、実施の形態３に係る電力変換装置の動作について、実施の形態２との差異を中心に説明する。なお、実施の形態３に係る電力変換装置の構成は実施の形態１の図１と同じである。

実施の形態３の電力変換装置が、電気自動車およびハイブリッド自動車に適用された場合、高圧バッテリ１はリチウムイオンバッテリが接続され、低圧バッテリ６には鉛バッテリが接続される。リチウムイオンバッテリと鉛バッテリと比べると、リチウムイオンバッテリの方が電圧の変動範囲が大きい。
このため、同じ負荷条件（同じ出力電流）においても、高圧バッテリ１の電圧の方が変動しやすいため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の入力電圧および損失も異なる可能性がある。つまり、温度検出器２３でトランス１２の一次側、例えば半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄの温度を監視すると、同じ負荷条件でも入力電圧によって監視する温度が変化する。このため、最悪条件に対してマージンを有する温度閾値を設定する必要があるため、過剰な設計となり部品コストが増加する。

一方、トランス１２の二次側では、低圧バッテリ６として電圧変動が少ない鉛バッテリが接続されている。このため、整流用ダイオード１３の損失は、負荷条件によって一意に決まるため、出力電流と整流用ダイオード１３の温度には相関があることがわかる。
したがって、実施の形態３の電力変換装置では、温度検出器２３を整流用ダイオード１３の温度を監視するように設置しても、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。さらに、半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄの温度を監視する必要がないため、温度検出器２３の個数を減らし、コストを削減することができる。

ここで、トランス１２の２次側の主部品として、平滑リアクトル１４、平滑コンデンサ１５などもあるが、温度検出器２３で監視する対象部品は、整流用ダイオード１３の方が望ましい。これは、一般的に半導体スイッチング素子および整流用ダイオードの方がトランス、平滑リアクトル、および平滑コンデンサに比べて熱容量が小さく、温度上昇が早いためである。
例えば、冷却器７に異常が発生したとき、熱容量が小さいと温度上昇が早いため、整流用ダイオード１３の温度を監視した方が早く異常を検知することができる。逆に、平滑リアクトル１４の温度を監視した場合、温度上昇が整流用ダイオード１３に比べて遅いため、制御部３が温度検出器２３から取得した温度から異常と判断したときには、整流用ダイオード１３の温度は既に許容温度を超えており、整流用ダイオード１３が故障する可能性がある。

実施の形態３の電力変換装置は、温度検出器をトランス２次側に設置し、かつ発熱量が出力電流に依存する部品である整流用ダイオードの近傍に温度検出器を設置したものである。
したがって、本実施の形態３の電力変換装置は、冷却器異常の場合も、動作を停止することなく、また、出力を過度に低下させることなくＤＣ−ＤＣコンバータを過熱から保護できる。さらに、温度検出器の個数を減らし、コストを削減することができる。

実施の形態４．
実施の形態３の電力変換装置では、温度検出器をトランス２次側の整流用ダイオードの近傍に設置するようにした。実施の形態４の電力変換装置は、トランス２次側の整流用ダイオードを熱観点での最弱部位となるように設計したものである。

以下、実施の形態４に係る電力変換装置の動作について、実施の形態３との差異を中心に説明する。なお、実施の形態４に係る電力変換装置の構成は実施の形態１の図１と同じである。

実施の形態３の電力変換装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２内部に温度検出器２３を備え、温度検出器２３は整流用ダイオード１３の温度を監視したが、整流用ダイオード１３が「熱観点での最弱部位」であることが望ましい。

ここで言う「熱観点での最弱部位」とは、過負荷および冷却異常時においてＤＣ−ＤＣコンバータ２を構成する各部品の温度が想定外に上昇する場合、各部品の内許容温度まで最も早く温度が上昇する部品である。

例えば、整流用ダイオード１３と半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄのジャンクション温度の許容温度値がともに１５０℃であると仮定する。このとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ２が所定の負荷条件で動作をしているときに整流用ダイオード１３の温度が１４０℃のとき、半導体スイッチング素子の温度が１５０℃になるものとする。この場合、実施の形態３の電力変換装置の制御部３は、温度検出器２３の温度値が１４０℃に達する前に動作を停止しないと半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄの温度が１５０℃を超えて故障する可能性がある。
つまり、整流用ダイオード１３としては実力が１５０℃まであったとしても、１４０℃以下でしか使用できない。
また、同様に他に「熱観点での最弱部位」があったとすると、その部品の上限温度時の負荷条件によって制限され、温度検出器２３の温度に関して第１温度閾値（Ｔｔｈ１）が決まる。

実施の形態４の電力変換装置において、整流用ダイオード１３が熱観点での最弱部位となるように設計すると、制御部３は温度検出器２３から取得する整流用ダイオード１３の温度を監視するだけでよく、他の部品によって温度閾値を設定する必要がない。このため、設計時にマージンを設けることなく部品を使用することができる。
このため、実施の形態４の電力変換装置では、実施の形態３と同様の効果を得られるとともに、部品を限界まで使用でき、無駄なコスト増加を抑制することができる。

実施の形態４の電力変換装置では、トランス２次側の整流用ダイオードを熱観点での最弱部位となるように設計したものである。
したがって、本実施の形態４の電力変換装置は、冷却器異常の場合も、動作を停止することなく、また、出力を過度に低下させることなくＤＣ−ＤＣコンバータを過熱から保護できる。さらに、温度検出器の個数を減らし、コストを削減するとともに、部品を限界まで使用でき、無駄なコスト増加を抑制することができる。

実施の形態５．
実施の形態５の電力変換装置は、パワーセーブ制御時に出力電流の値を制限したにも関わらず温度検出値が第２温度閾値を下回ることなく所定の時間が経過した場合、冷却器異常と判定するものである。

以下、実施の形態５に係る電力変換装置の動作について、出力電流と温度検出値のタイムチャートである図９、および出力電流、駆動周波数等に関するタイムチャートである図１０に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。なお、実施の形態５に係る電力変換装置の構成は実施の形態１の図１と同じである。

図９は出力電流と温度検出値に関するタイムチャートであり、温度検出値が上昇した場合の出力電流と温度検出値の関係を時系列で表している。
制御部３は、時刻ｔ１において温度検出値が第１温度閾値（Ｔｔｈ１）を超過した場合は、パワーセーブ制御に入り、出力電流を第１所定電流値（Ｉｔｈ１）までステップ状に制限することでＤＣ−ＤＣコンバータ２に含まれる部品の発熱を抑制する。また、時刻ｔ２においてパワーセーブ制御中に温度検出値が第１温度閾値（Ｔｔｈ１）よりも低い第２温度閾値（Ｔｔｈ２）を下回ると、パワーセーブ制御は解除される。

時刻ｔ１においてパワーセーブ制御に入ったが、温度検出値が第１温度閾値（Ｔｔｈ１）よりも低い第２温度閾値（Ｔｔｈ２）を下回らない場合の対応を図１０で説明する。
図１０は出力電流と駆動周波数等に関するタイムチャートであり、冷却器異常時の出力電流、駆動周波数、磁性部品コア温度、および温度検出値の関係を時系列で表している。
実施の形態５の電力変換装置において、制御部３は時刻ｔ１において温度検出値が第１温度閾値（Ｔｔｈ１）を超過した場合はパワーセーブ制御に入り、出力電流を第１所定電流値（Ｉｔｈ１）までステップ状に低下させる。
制御部３はパワーセーブ制御で出力電流の値を第１所定電流値（Ｉｔｈ１）まで低下させたが、時刻ｔ２においても温度検出値が低下せず、このまま所定の時間経過した場合、時刻ｔ３で冷却器異常と判定する。この場合、制御部３は出力電流の値を第１所定電流値（Ｉｔｈ１）よりもさらに低い第２所定電流値（Ｉｔｈ２）までステップ状に減少させる。これとともに、制御部３は半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄの駆動周波数を通常時の駆動周波数（ｆｎ）よりも高い駆動周波数（ｆａ）までステップ状に上昇させる。
なお、磁性部品コア温度の実線は、駆動周波数を増加させた場合の温度の推移であり、点線は駆動周波数を増加させない場合の温度の推移である。
駆動周波数を増加させない場合は、点線で示されているように磁性部品の許容温度を超えている。

実施の形態５の電力変換装置では、パワーセーブ制御時に出力電流の値を制限したにも関わらず温度検出値が第２温度閾値を下回ることなく所定の時間が経過した場合、冷却器異常と判定するものである。
したがって、本実施の形態５の電力変換装置は、冷却器異常の場合も、動作を停止することなく、また、出力を過度に低下させることなくＤＣ−ＤＣコンバータを過熱から保護できる。

実施の形態６．
実施の形態６の電力変換装置は、温度検出器を半導体スイッチング素子の近傍に設置し、冷却器異常判定時に、半導体スイッチング素子の駆動周波数を所定の傾きを持たせて増加させるとともに、温度検出器の検出値に応じて出力電流の値を変化させるものである。

以下、実施の形態６に係る電力変換装置の動作について、出力電流、駆動周波数等に関するタイムチャートである図１１に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。なお、実施の形態６に係る電力変換装置の構成は実施の形態１の図１と同じである。

実施の形態６の電力変換装置の温度検出器２３は、半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄの温度を検知するように半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄの近傍に設置される。冷却器異常判定時、周波数を所定の傾きを持たせて増加させる。その際、出力電流の値をステップに減少させる制御ではなく、温度検出器２３の検出値に応じて出力電流の値を変化させる制御を行う。
これにより、冷却器異常時にも急速に出力を低下させることなくＤＣ−ＤＣコンバータ２を限界まで使用することができる。

実施の形態６の電力変換装置の温度検出器２３は、半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄの温度を検知する。周波数を上昇させたときの半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄの温度上昇を監視しながら、許容温度に達しないよう出力電流の値を制御することで、部品を保護しつつ有効に低圧バッテリ側に電力を供給することができる。

図１１はこの時の出力電流、駆動周波数、磁性部品コア温度、および温度検出値の関係を示すタイムチャートである。
図１１において、制御部３は、時刻ｔ１で温度検出器２３の温度検出値は第１温度閾値（Ｔｔｈ１）に達したため、出力電流を所定の傾きで第１所定電流値（Ｉｔｈ１）まで低下させている。制御部３は、時刻ｔ２において、温度検出値は第２温度閾値（Ｔｔｈ２）まで低下していないため、駆動周波数を所定の傾きで通常時の駆動周波数（ｆｎ）から上限値である駆動周波数（ｆａ）まで増加させている。制御部３は、駆動周波数を増加させるとともに、半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄの温度を監視しながら、出力電流を低下させている。制御部３は、時刻ｔ３において、上限値に達した駆動周波数は一定に保持し、温度検出値も第１温度閾値（Ｔｔｈ１）付近で安定しているため、出力電流を一定値に保持している。
なお、磁性部品コア温度の実線は、駆動周波数を増加させた場合の温度の推移であり、点線は駆動周波数を増加させない場合の温度の推移である。
駆動周波数を増加させない場合は、点線で示されているように磁性部品の許容温度を超えている。

実施の形態６の電力変換装置では、温度検出器を半導体スイッチング素子の近傍に設置し、冷却器異常判定時に、半導体スイッチング素子の駆動周波数を所定の傾きを持たせて増加させるとともに、温度検出器の検出値に応じて出力電流の値を変化させるものである。
したがって、本実施の形態６の電力変換装置は、冷却器異常の場合も、動作を停止することなく、また、出力を過度に低下させることなくＤＣ−ＤＣコンバータを過熱から保護できる。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータを限界まで使用することができる。

実施の形態７．
実施の形態７の電力変換装置は、パワーセーブ制御時に出力電流の値を制限しているのにもかかわらず、冷却器の異常により温度検出器の温度検出値が上昇し続け、第１温度閾値より高い第３温度閾値を超過した場合、冷却器異常と判定し、出力電流をさらに制限し半導体スイッチング素子の駆動周波数を増加させるものである。

以下、実施の形態７に係る電力変換装置の動作について、出力電流、駆動周波数等に関するタイムチャートである図１２に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。なお、実施の形態７に係る電力変換装置の構成は実施の形態１の図１と同じである。

実施の形態７の電力変換装置は、実施の形態１で説明した冷却器異常の判定方法が異なる。実施の形態７の電力変換装置の制御部３は、温度検出値が第１温度閾値（Ｔｔｈ１）を超過した場合は、パワーセーブ制御に入り、図７のように出力電流を所定の傾きを持たせて制限することでＤＣ−ＤＣコンバータ２の部品の発熱を抑制する。

図１２は実施の形態７に係る電力変換装置における出力電流、駆動周波数、磁性部品コア温度、および温度検出値の関係を示すタイムチャートである。
図１２において、時刻ｔ１で温度検出器２３の温度検出値は第１温度閾値（Ｔｔｈ１）に達したため、制御部３はパワーセーブ制御に入り、出力電流を所定の傾きで低下させている。制御部３は時刻ｔ１以降のパワーセーブ制御時に出力電流Ｉｏｕｔの値を制限して発熱を抑制している。
このパワーセーブ制御にもかかわらず、冷却器７の異常により温度検出器２３の温度検出値が上昇し続け、第１温度閾値（Ｔｔｈ１）よりも高い第３温度閾値（Ｔｔｈ３）を超過すると、時刻ｔ２で冷却器異常と判定する。制御部３は時刻ｔ２で出力電流の値をさらに制限するため、出力電流を第２所定電流値（Ｉｔｈ２）までステップ状に低下させる。これと共に、半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄの駆動周波数を通常時の駆動周波数（ｆｎ）から上限値である駆動周波数（ｆａ）までステップ状に増加させる。
なお、磁性部品コア温度の実線は、駆動周波数を増加させた場合の温度の推移であり、点線は駆動周波数を増加させない場合の温度の推移である。
駆動周波数を増加させない場合は、点線で示されているように磁性部品の許容温度を超えている。

実施の形態７の電力変換装置では、パワーセーブ制御時に出力電流の値を制限しているのにもかかわらず、冷却器の異常により温度検出器の温度検出値が上昇し続け、第１温度閾値より高い第３温度閾値を超過した場合、冷却器異常と判定し、出力電流をさらに制限し半導体スイッチング素子の駆動周波数を増加させるものである。
したがって、本実施の形態７の電力変換装置は、冷却器異常の場合も、動作を停止することなく、また、出力を過度に低下させることなくＤＣ−ＤＣコンバータを過熱から保護できる。

実施の形態８．
実施の形態８の電力変換装置は、温度検出器をＤＣ−ＤＣコンバータの冷却器の温度を検知するように設置したものである。

以下、実施の形態８に係る電力変換装置の動作について、実施の形態１との差異を中心に説明する。なお、実施の形態８に係る電力変換装置の構成は実施の形態１の図１と同じである。

実施の形態８の電力変換装置の温度検出器２３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の冷却器７（例えば、ウォータージャケットなど）の温度を検知するように設置される。これにより、冷却器７の温度を直接検知することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ２を構成する部品の特性のバラつきによらず、冷却器７自体の温度を高精度に検知することが可能である。

制御部３は、温度検出値が所定の閾値（Ｔｔｈｃ）を超過した場合は、即座に冷却器異常と判定しパワーセーブ制御に入る。このとき、温度検出器２３の設置場所は冷却器７の中でも水抜け時にもっとも温度が高くなる部品、すなわち最発熱部品を冷却器部位に取り付けることで、低温状態から水抜けが発生した場合、即時に発熱部品からの熱で温度が上昇し、水抜け状態を正確に、かつ即時に検出することが可能となる。

実施の形態８の電力変換装置では、温度検出器をＤＣ−ＤＣコンバータの冷却器の温度を検知するように設置したものである。
したがって、本実施の形態８の電力変換装置は、冷却器異常の場合も、動作を停止することなく、また、出力を過度に低下させることなくＤＣ−ＤＣコンバータを過熱から保護できる。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成部品の特性のバラつきによらず、冷却器の異常を即時に検出することが可能となる。

実施の形態９．
実施の形態９の電力変換装置は、実施の形態１から実施の形態８で説明した電力変換装置の変形例である。
以下、実施の形態９に係る電力変換装置の構成および動作について、電力変換装置に係る構成図である図１３、およびＤＣ−ＤＣコンバータの動作説明図である図１４に基づいて説明する。

実施の形態１で説明した電力変換装置１００では、図１のように出力電流検出器２２により出力電流値を検出していたが、これに限るものではなく、例えば、図１３に示すように、一次側（高圧バッテリ１側）に入力電流検出器２４を備え、入力電流から出力電流を推定してもよい。
降圧コンバータの場合、出力電流に比べて、入力電流が小さいため、図１３の構成の方が電流検出器のコストを低減できる。
なお、図１３では、実施の形態１で説明した電力変換装置１００と区別するため、電力変換装置２００としている。電力変換装置２００と実施の形態１の電力変換装置１００との差異は、図１の出力電流検出器２２を一次側（高圧バッテリ１側）に移動し、入力電流検出器２４としたのみである。なお、図１３において、制御部３は入力電流検出器２４からの電流情報を、信号線３１ｅを介して取得する。
電力変換装置２００の動作は、実施の形態１の電力変換装置１００と同じであるため、説明は省略する。

各実施の形態で説明した電力変換装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２のトランス１２はセンタータップ方式として説明した。しかし、これに限るものではなく２次側巻き線の両端がそれぞれフルブリッジ構成の整流用ダイオードの中点に接続される構成でもよい。

各実施の形態で説明した電力変換装置では整流回路について整流用ダイオードを用いたダイオード整流として説明した。しかし、これに限るものではなく、例えば、同期整流であっても良い。

また、各実施の形態で説明した低圧バッテリ６は、高圧バッテリ１よりも電圧の低い蓄電装置であれば、１２Ｖバッテリでも２４Ｖバッテリであってもよい。その他の電圧のバッテリであってもよく、特に１２Ｖバッテリに限定されるものではない。

実施の形態１の電力変換装置１００において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２のスイッチ
ング制御方法はハードスイッチングとして説明した。しかし、これに限るものではなく、例えば、位相シフト制御方式でもよい。
この場合、制御部３は半導体スイッチング素子１１ａと半導体スイッチング素子１１ｄをひとつのスイッチング素子対として制御し、各半導体スイッチング素子１１ｂ、１１ｃの位相を半周期ずらして（１８０°位相をシフト）制御させる。

図１４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の動作説明図であり、実施の形態１の電力変換装置１００の図６に対応した図である。モード１〜モード４における各半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｄのオン／オフ動作、トランス１２の１次側電圧、平滑リアクトル１４の電流のタイムチャートを示す。

図１４において、半導体スイッチング素子１１ａ、１１ｂおよび半導体スイッチング素子１１ｃ、１１ｄはそれぞれ上下アームが短絡しないようにデッドタイムｔｄを設けてオン／オフ制御する。なお、図において、Ｔｓｗはスイッチング周期であり、Ｄはオンデューティである。

各実施の形態では電力変換器は車両に搭載される降圧コンバータであるとして説明したが、これに限るものでなく車両搭載用以外のＤＣ−ＤＣコンバータでも同様の効果を得ることができる。

本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１ 高圧バッテリ、２ ＤＣ−ＤＣコンバータ、３ 制御部、５ 負荷、
６ 低圧バッテリ、７ 冷却器、１１ 電力変換部、
１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ 半導体スイッチング素子、１２ トランス、
１３ａ，１３ｂ 整流用ダイオード、１４ 平滑リアクトル、１５ 平滑コンデンサ、
２０ 入力電圧検出器、２１ 出力電圧検出器、２２ 出力電流検出器、
２３ 温度検出器、２４ 入力電流検出器、３０ａ，３０ｂ，３０ｃ，３０ｄ 制御線、
３１ａ，３１ｂ，３１ｃ，３１ｄ，３１ｅ 信号線、１００，２００ 電力変換装置。

Claims (16)

1. 主電源の電圧を降圧して負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御部と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを冷却する冷却器と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの温度を検出する温度検出器と、および前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を検出する電流検出器と、を備え、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、半導体スイッチング素子で構成された電力変換部と、整流用ダイオードと、平滑リアクトルとを備え、
   前記制御部は、前記温度検出器の温度検出信号に基づいて、前記出力電流を通常時から制限するパワーセーブ制御において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記出力電流を制限するとともに、さらに前記電力変換部の前記半導体スイッチング素子を駆動する駆動周波数を通常時の前記駆動周波数よりも増加させる電力変換装置。
2. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記電力変換部に一次側が接続され、二次側が前記整流用ダイオードに接続されたトランスと、前記整流用ダイオードの直流出力側に前記平滑リアクトルを備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータである請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、前記半導体スイッチング素子の前記駆動周波数を、通常時の前記駆動周波数よりも高い所定の駆動周波数までステップ状に増加させる請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、前記半導体スイッチング素子の前記駆動周波数を、通常時の前記駆動周波数より所定の傾きを持って増加させる請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、前記冷却器の異常時において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記出力電流の値を前記パワーセーブ制御において制限される第１所定電流値よりも低い第２所定電流値までステップ状に減少させる請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
6. 前記制御部は、前記冷却器の異常時において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記出力電流の値を前記パワーセーブ制御において制限される第１所定電流値より前記温度検出信号の値に応じて減少させる請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
7. 前記温度検出器は、発熱量が電流に依存する前記ＤＣ−ＤＣコンバータの電流依存部品の温度を検出する請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記温度検出器によって温度を検出する前記電流依存部品は前記整流用ダイオードである請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記温度検出器によって温度を検出する前記整流用ダイオードは、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの熱観点での最弱部位である請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記温度検出器によって温度を検出する前記電流依存部品は前記半導体スイッチング素子である請求項７に記載の電力変換装置。
11. 前記温度検出器は前記ＤＣ−ＤＣコンバータを冷却する前記冷却器の温度を検出する請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
12. 前記制御部は、前記温度検出信号の値が所定の値を超えると前記冷却器の異常と判定する請求項１１に記載の電力変換装置。
13. 前記温度検出器によって前記冷却器の温度を取得する位置は最発熱部品が配置された部位である請求項１１に記載の電力変換装置。
14. 前記制御部は、前記温度検出信号の値が第１温度閾値を超えて前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記パワーセーブ制御中であって、
    前記出力電流を制限しているときに、前記温度検出信号の値が前記第１温度閾値よりも低いパワーセーブ解除閾値である第２温度閾値を下回ることなく、前記電流検出器の電流検出信号の値が所定電流値に達したとき、前記冷却器の異常と判定する請求項１から請求項１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
15. 前記制御部は、前記温度検出信号の値が第１温度閾値を超えて前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記パワーセーブ制御中であって、
    前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記出力電流を制限したときに、前記温度検出信号の値が前記第１温度閾値よりも高い第３温度閾値を超えた場合、前記冷却器の異常と判定する請求項１から請求項１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
16. 前記制御部は、前記温度検出信号の値が第１温度閾値を超えて前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記パワーセーブ制御中であって、
    前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記出力電流を制限したときに、前記温度検出信号の値が第１温度閾値よりも低いパワーセーブ解除閾値である第２温度閾値を下回ることなく、所定の時間が経過したとき、前記冷却器の異常と判定する請求項１から請求項１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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