JP6695456B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】垂下特性による制御を開始する電流値が温度の値に応じて複数の段階で設定され、ＤＣ−ＤＣコンバータの温度に応じて制御を開始する電流値を切り替えて垂下特性による制御を行う電力変換装置において、ＤＣ−ＤＣコンバータの温度検出装置が故障した場合、半導体スイッチング素子などの部品の故障を未然に防止するために、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を低下させるパワーセーブ制御が強制的に実行され、余計に電力を消費することになる。【解決手段】温度検出装置が正常であるか否かの判断を行い、温度検出装置が異常と判断した場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧値、入力電流値、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧値および出力電流値の内の少なくとも一つの値に基づいて垂下特性による制御を開始する電流値を切り替えるようにした。【選択図】図１

Description

本願は、電力変換装置に関するものである。

車載電源系では電圧が異なる二つのバッテリにより車載電源系を構成する２バッテリ型車両用電源装置がハイブリッド車あるいはアイドルストップ車、ＥＶ車において使用されている。この２バッテリ型車両用電源装置では、大電力を必要とする負荷に対しては高電圧バッテリから数十から数百Ｖの電圧が給電され、通常の低電圧を必要とする負荷に対しては、例えば従来の鉛バッテリのような低電圧バッテリ（補機バッテリ、以下、低圧バッテリという。）から十数Ｖの電圧が給電される。高電圧バッテリは、高電圧の発電装置により充電され、高電圧バッテリまたは発電装置の出力は、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを通じて低圧バッテリまたは低電圧の電気負荷に給電するように構成されている。

この降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータには、半導体スイッチング素子が内蔵されていて、低圧バッテリの充電に適した負荷系の電源電圧で給電するように、出力電圧が所定の目標値に収束するように半導体スイッチング素子をフィードバック制御している。
この種のＤＣ−ＤＣコンバータでは、内蔵の半導体スイッチング素子の温度管理が重要であり、半導体スイッチング素子の温度を検出し、検出した温度情報に基づいて半導体スイッチング素子の温度が所定の停止温度に近い過熱領域に入ったら、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を制限して半導体スイッチング素子の過熱を抑止し、半導体スイッチング素子の温度が停止温度にまで上昇しないようにし、停止温度に達したら半導体スイッチング素子の動作を停止させるようにしている。

温度検出装置を設け、温度の変化に応じて出力状態を変化させるという制御を行うため、予め温度の値に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流値を定め、半導体スイッチング素子の温度が予め定めた閾値よりも大きくなる場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータの垂下特性による制御を開始する電流値を切り替えることによってパワーセーブ制御を実行することが提案されている（特許文献１）。これは、半導体スイッチング素子を冷却する冷却器に異常が発生して十分に冷却できなくなって、半導体スイッチング素子が高温になり、出力電流が閾値よりも大きくなる場合に、出力電圧を制限することによって、電力変換装置の構成部品を過熱から適切に保護するものである。

特開２０１１−８７４０７号公報

しかしながら、特許文献１に開示された構成によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの温度が閾値よりも高くなった場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を低下させるパワーセーブ制御を強制的に実行させている。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータの温度を検出する温度検出装置が故障によって、ＤＣ−ＤＣコンバータの温度が高いと誤って出力した場合には、誤ったパワーセーブ制御が実行され、出力電圧が制限されてしまう。

この特許文献１に開示されている技術を、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータを冷却水によって冷却している電力変換装置に適用すると、ＤＣ−ＤＣコンバータの温度が閾値よりも高くなった場合には、電動ウォータポンプによる冷却水の循環流量を増加させるように動作させる。しかし、温度検出装置が故障している場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータの温度が閾値以下であっても、温度が高いものとして、電動ウォータポンプの出力を上昇させることになる。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータの温度が閾値よりも高温になっていない場合であっても、誤ったパワーセーブ制御が実行され、出力電圧が制限されてしまう。

また、電動ウォーターポンプに所定の流量を強制的に出力させるために、高電圧バッテリの電力を消費することになる。したがって、温度検出装置が正常であれば、消費する必要のなかった電力が消費されてしまうことになり、特に、高電圧バッテリの電力が過消費されてしまうと、ＥＶモードで走行可能な一充電走行距離ＡＥＲ（Ａｌｌ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｒａｎｇｅ）が減少してしまうという課題が想定される。

この課題に対して、ＤＣ−ＤＣコンバータの半導体スイッチング素子の温度を検出する温度検出装置を複数設置し、一つの温度検出装置が故障した場合、別の温度検出装置に切り替えて、切り替えた温度検出装置による検出温度に応じて、適切に垂下特性による制御を開始する電流値（開始電流値）を変更することが考えられるが、ＤＣ−ＤＣコンバータが大型化し高コストとなってしまうという課題があった。

本願は、前述の課題を解決するためになされたものであり、垂下特性による制御を開始する電流値を切り替えるパワーセーブ制御を行う電力変換装置において、ＤＣ−ＤＣコンバータの温度を検出する温度検出装置が故障した場合の対応策を提供することを目的とするものである。

本願に係わる電力変換装置は、入力された電力を降圧して出力するＤＣ−ＤＣコンバータ、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの温度を検出する温度検出装置、および垂下特性による制御を開始する電流値の設定値を温度の値に応じて複数の段階で定め、前記温度検出装置の検出した温度に応じて前記設定値を切り替えて前記制御を行う制御部を備えた電力変換装置において、
前記制御部は、前記温度検出装置が正常であるか否かの判断を行い、前記温度検出装置が異常と判断した場合には、前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧値、入力電流値、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧値および出力電流値の内の少なくとも一つの値に基づいて前記設定値を切り替えて前記制御を行うようにしたことを特徴とするものである。

本願の電力変換装置によれば、温度検出装置が故障した場合であっても、制御部においてＤＣ−ＤＣコンバータの温度を推定し、推定した温度に応じて、垂下特性による制御を開始する電流値（開始電流値）を変更することで電力変換装置の構成部品を過熱から適切に保護することができる。

本願の実施の形態１に係る電力変換装置の概略的な構成図である。 本願の実施の形態１に係る電力変換装置の制御部において実行される制御のプロセスを示すフローチャートである。 本願の実施の形態１に係る電力変換装置の概略的な回路図である。 本願の実施の形態１に係る電力変換装置における半導体スイッチング素子の切り替えモードのうちモード１を説明するための図である。 本願の実施の形態１に係る電力変換装置における半導体スイッチング素子の切り替えモードのうちモード２を説明するための図である。 本願の実施の形態１に係る電力変換装置における半導体スイッチング素子の切り替えモードのうちモード３を説明するための図である。 本願の実施の形態１に係る電力変換装置における半導体スイッチング素子の切り替えモードのうちモード４を説明するための図である。 本願の実施の形態１に係る電力変換装置の各部の信号と電流のタイムチャートを示す図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流と出力電圧との関係を示す図である。 本願の実施の形態２に係る電力変換装置の温度推定の方法を説明するための図である。 本願の実施の形態１の出力電力が線形で連続的である場合の推定温度を表す図である。 本願の実施の形態２の出力平均電力を用いて温度を推定する場合の推定温度を表す図である。

以下、本願に係る電力変換装置の好適な実施の形態について図面を用いて説明する。なお、各図において同一または相当する部分については、同一符号を付して、重複する説明を省略する。

実施の形態１．
以下、本願の実施の形態１に係る電力変換装置の概略的な構成を図１に示す。図に示すように、実施の形態１では、電力変換装置５０の入力には高圧バッテリ１が接続され、出力には低圧バッテリ１３が接続されている。電力変換装置５０に入力された高圧の電力は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００において降圧され、低圧の電力を出力するように構成されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２００の出力側には出力電圧検出装置２１および出力電流検出装置２２が設けられ、出力の電圧値は出力電圧検出装置２１で測定され、出力の電流値は出力電流検出装置２２で測定される。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００の入力側には入力電圧検出装置２３および入力電流検出装置２４が設けられ、これによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００への入力の電圧値は、入力電圧検出装置２３で測定され、入力の電流値は入力電流検出装置２４で測定される。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００に接近して温度検出装置４００が設けられ、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００の温度は、温度検出装置４００によって測定されるように構成されている。温度検出装置４００による測定値は制御部２に送られる。制御部２は、処理装置２１０および記憶装置２２０を備え、出力電圧検出装置２１、出力電流検出装置２２、入力電圧検出装置２３、入力電流検出装置２４および温度検出装置４００によって測定された結果は、処理装置２１０に送られ、処理装置２１０ではＤＣ−ＤＣコンバータ２００の出力が目標値に近づくように制御する際のパラメータとして使用する。すなわち、この処理装置２１０では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００の温度状態に応じて垂下特性による制御を行うようにＤＣ−ＤＣコンバータ２００のスイッチング動作を制御する。
この垂下特性による制御の開始を定める電流値（開始電流値）については、記憶装置２２０の中に、温度と制御開始電流値の関係を定めたテーブル２２１を備え、温度の値に応じた開始電流値を選択して切り替えて使用し、温度の値に応じた電流値において垂下制御を開始することになる。すなわち、テーブル２２１には、温度に対応した電流値が設定値として記録されていて、検出された温度の値をテーブルに照合して、温度の値に応じた電流値を呼出すことになる。

次に、図２を参照して、本実施の形態に係る電力変換装置５０である制御部２で実行されるプログラムの制御構造について説明する。なお、図２に示すルーチンは、予め定められた処理時間ごとに実行される。

ステップ（以下、ステップをＳと記載する）１００にて、制御部２は、出力電圧、出力電流およびセンサ温度を読み込む。センサ温度とは、図１に示した温度検出装置４００によって検出される温度である。

Ｓ１０１にて、制御部２は温度検出装置４００が正常に動作しているか否かを判定する。この判定の一例としては、温度検出装置４００によって温度を電圧変換されたＡＤ値（信号の示す電圧値をＡ／Ｄ変換して得たディジタル値）を取得し、このＡＤ値が所定の範囲内にあるか否かによって判断する。例えば、制御部２のマイコンに入力されるＡＤ値は０Ｖから５Ｖの範囲で設計され、このうち、温度検出装置４００の故障を検知できるよう天絡・地絡の場合は、温度検出装置４００によって取得できる温度範囲の上限値を５Ｖより小さく４．８Ｖに設定し、下限値を０Ｖ以上の０．２Ｖに設定し、この下限値０．２Ｖから上限値４．８Ｖの範囲内で設計しておく。つまり、制御部２のマイコンに入力されるＡＤ値が０．２Ｖから４．８Ｖの範囲内であるか否かで温度検出装置４００が正常であるのか、あるいは故障しているのかの判定を行うことができる。
温度検出装置４００が故障している場合（Ｓ１０１にてＹＥＳの場合）、処理はＳ１０２に移され、出力電圧、出力電流から温度の値の推定を行う。
現時点の温度Ｔｏ＿Ｎｏｗの推定は、温度検出装置４００の故障直前の出力電圧と出力電流との乗算である出力電力Ｐｏ＿Ｏｌｄと、現在（時刻Ｔ）の出力電圧と出力電流から演算される出力電力Ｐｏ＿Ｎｏｗの差分に予め実験で算出した熱抵抗係数Ｃｏを乗算して熱抵抗オフセットＯｏを加算し、温度検出装置４００の故障直前の温度Ｔｏ＿Ｏｌｄに加算して推定を行う。
すなわち、式（１）に示すようになる。

温度検出装置４００が正常であると判定された場合には、Ｓ１０３にて、温度検出装置４００の出力値（温度の値）が、閾値Ｔｔｈ１を超えているか否かについて判定される。温度検出装置４００が異常と判定された場合には、Ｓ１０３にて、前述の推定による推定温度が、閾値Ｔｔｈ１を超えているか否かについて判定される。温度検出装置４００の出力値あるいは推定温度が閾値Ｔｔｈ１以上の場合（Ｓ１０３にてＹＥＳ）には、処理がＳ１０４に移され、パワーセーブ制御が実行される。パワーセーブ制御は、制御部２が低圧バッテリ１３のトータルのエネルギー収支を高くするために、出力電流に所定の傾きを持たせて垂下開始電流を低下する制御方法である。

一方で、Ｓ１０５にて、温度検出装置４００の出力値あるいは推定温度が、閾値Ｔｔｈ０未満か否かの判定を行う。Ｓ１０５にて、温度検出装置４００の出力値あるいは推定温度が、閾値Ｔｔｈ０未満の場合（Ｓ１０５にてＹＥＳの場合）には、処理はＳ１０６に移される。Ｓ１０６にて制御部２は冷却の状態が正常に戻ったと判定し、垂下制御の開始電流値をＩｂからＩａに戻される。また、Ｓ１０６にて、温度検出装置４００の出力値が閾値Ｔｔｈ０以上の場合（Ｓ１０６にてＮＯの場合）には、垂下制御の開始電流値を変更しない。

次に、概略的な回路構成について説明する。図３は、本願の実施の形態１による絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ２００の回路を表している。図３において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００は、入力部の高圧バッテリ１から出力側の外部負荷１２、低圧バッテリ１３までの要素で構成されている。高圧バッテリ１の後段側には、４つの半導体スイッチング素子３、４、５、６が接続されている。この半導体スイッチング素子としては、例えば、ＭＯＳＦＥＴが使用される。制御部２は、制御線３０ａ、３０ｂ、３０ｃ、３０ｄを介して、半導体スイッチング素子３、４、５、６をオン・オフ駆動する。半導体スイッチング素子３のソースと半導体スイッチング素子４のドレインとの接続点は、トランス７の一次巻線に接続され、他端が半導体スイッチング素子５のソースと半導体スイッチング素子６のドレインとの接続点に接続されている。トランス７は絶縁トランスである。
また、入力電流検出装置２４が高圧バッテリ１と直列に接続され、入力電圧検出装置２３が高圧バッテリ１と並列に接続されている。

トランス７の二次巻線には整流用ダイオード８、９が接続される。二次側整流のため、整流用ダイオード８，９の後段には平滑リアクトル１０、平滑コンデンサ１１が接続される。さらに、平滑リアクトル１０の後段には出力電流検出装置２２が直列に接続され、出力電圧検出装置２１が外部負荷１２と並列に接続される。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００内部には温度検出装置４００を備え、制御部２は、信号線３１ａ、３１ｂ、３１ｃ、３１ｄ、３１ｅを介して、電圧・電流・温度情報を取得する。ここで、この電力変換装置５０が電気自動車あるいはハイブリッド自動車に適用された場合には、高圧バッテリ１は代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池からなる。高圧バッテリ１の電圧は少なくとも１００Ｖ以上ある。

このような回路を備えるＤＣ−ＤＣコンバータ２００の基本的な動作について図４、図５を用いて説明する。なお、本実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２００は、各半導体スイッチング素子３，４，５，６の状態に応じて、図４Ａ、図４Ｂ，図４Ｃ、図４Ｄに示す４つの動作モードが存在する。

モード１は図４Ａに示すように、半導体スイッチング素子３と半導体スイッチング素子６がオン、半導体スイッチング素子４と半導体スイッチング素子５がオフの状態である。このとき、トランス７の一次巻き線側に流れる電流は、高圧バッテリ１から半導体スイッチング素子３、トランス７（一次巻き線側）、半導体スイッチング素子６の経路で流れる。ここで、トランス７は、一次側から二次側に電力を伝達し、トランス７の二次側巻き線側に流れる電流は、トランス７（二次巻き線側）から整流用ダイオード８、平滑リアクトル１０、外部負荷１２の経路で流れる。

モード２は図４Ｂに示すように、半導体スイッチング素子３、４、５、６の全てがオフの状態である。このとき、トランス７の一次側には電流が流れず、二次側には電力が伝達されない。ただし、トランス７の二次側では、平滑リアクトル１０の自己誘導により、平滑リアクトル１０から、外部負荷１２、トランス７（二次巻き線側）、整流用ダイオード８、９、平滑リアクトル１０の経路で電流が流れる。

モード３は図４Ｃに示すように、半導体スイッチング素子３と半導体スイッチング素子６がオフ、半導体スイッチング素子４と半導体スイッチング素子５がオンの状態である。このとき、トランス７の一次巻き線側に流れる電流は、高圧バッテリ１から半導体スイッチング素子５、トランス７（一次巻き線側）、半導体スイッチング素子４の経路で流れる。ここで、トランス７は、一次側から二次側に電力を伝達し、トランス７の二次側巻き線側に流れる電流は、トランス７（二次巻き線側）から整流用ダイオード９、平滑リアクトル１０、外部負荷１２の経路で流れる。

モード４は図４Ｄに示すように、半導体スイッチング素子３，４，５，６の全てがオフの状態である。このとき、トランス７の一次側には電流が流れず、二次側には電力が伝達されない。ただし、二次側では、平滑リアクトル１０の自己誘導により、平滑リアクトル１０から外部負荷１２、トランス７（二次巻き線側）、整流用ダイオード８、９、平滑リアクトル１０の経路で電流が流れる。

モード４が終了後、モード１に戻り再びモード１からモード４を繰り返す。なお、各モードにおいて、平滑リアクトル１０に流れる電流のうち、交流成分は平滑コンデンサ１１を流れている。図５に、本願の実施の形態１に係る電力変換装置５０の半導体スイッチング素子３、４、５、６における信号Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６と平滑リアクトル１０に流れる電流Ｉ１０のタイムチャートを示す。

制御部２はこのように半導体スイッチング素子３、４、５、６をオン・オフさせながら、半導体スイッチング素子のオンデューティ（Ｄ）幅を調整することで、所望の出力電圧を制御する。

以上のような構成を有する実施の形態１の電力変換装置５０において、制御部２は、出力電流が閾値よりも大きくなる場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００の出力電圧を低下させるパワーセーブ制御を実行する。出力電流が閾値よりも大きくなる場合に、出力電圧を制限することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００に含まれる部品を熱の影響から保護することができる。この電力変換装置５０が電気自動車あるいはハイブリッド自動車に適用された場合、出力電流が定格電流よりも増加する要因としては、例えば、ＰＴＣ（Ｐｏｓｉｔｉｖｅ Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ Ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）ヒータを作動させた場合、純正部品以外の電気部品（例えば、電飾あるいはイモビライザーなど）がユーザによって追加され場合、あるいは、前述の場合に加えて、登板路を長時間走行しているなど通常走行よりも大きい駆動トルクが必要とされる場合である。

制御部２は、過大な電流が流れたときは、図６のように電圧を下げることで過出力を抑制するような垂下特性をもたせる。図６の縦軸は出力電圧（Ｖａ）を示し、図６の横軸は出力電流（Ｉａ）を示す。ここでは、垂下特性をＣ１として示した「への字カーブ」として説明するがこれに限るものではなく、例えばＣ２として破線で示した「フの字カーブ」でもよい。

制御部２は、出力電圧の目標値として、例えば、低圧バッテリ１３の充電時に設定される上限電圧Ｖａが設定されている場合を想定する。制御部２は、図６に示すように出力電流が閾値Ｉａに増加するまでは、目標電圧と同一の上限電圧Ｖａが出力されるようにＤＣ−ＤＣコンバータ２００を制御する。次に、制御部２は、出力電流が閾値Ｉａよりも大きい場合には、目標電圧として上限電圧Ｖａよりも小さい値を設定して、出力電圧がＶａよりも小さくなるようにＤＣ−ＤＣコンバータ２００を制御する。

以上のパワーセーブ制御により、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００に含まれる部品を熱の影響から保護するが、例えば冷却器に入ってくる冷却水の水温が想定よりも高い場合、垂下制御に入らない出力電流（＜Ｉａ）においても部品が熱成立せず発熱異常で故障する可能性がある。このため、実施の形態１に係る電力変換装置５０では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００内に温度検出装置４００を備え、温度検出装置４００が正常の場合、温度検出装置４００の値が所定の温度を超えたとき、温度検出装置４００が故障した場合、出力電圧、出力電流から推定された温度が所定の温度を超えたとき、制御部２は冷却水温が異常であると判断し、垂下制御の開始電流値を下げる（Ｉｂ）。このときの出力電圧と出力電流の関係を図７に示す。

つまり、温度検出装置４００が故障していない場合は、温度検出装置４００が検出した温度の値に応じて制御を行い、温度検出装置４００が故障している場合は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００の出力する電圧値と電流値から温度を推定し、推定した温度の値に応じて、垂下特性による制御を開始する電流値（開始電流値）を変更することで電力変換装置５０の構成部品を過熱から適切に保護することができる。

実施の形態２．
実施の形態２における、電力変換装置５０について説明する。実施の形態２の電力変換装置５０の回路構成は、実施の形態１と同じである。

実施の形態１の電力変換装置５０では、温度検出装置４００が故障した場合、出力電圧、出力電流から温度を推定することができる。この場合は、図８Ａに示すように出力電圧と出力電流の乗算である出力電力が線形で連続的である場合を想定しており、この場合の推定温度の精度は良い。しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００の実運用において、出力電圧、出力電流が線形で連続的であることはなく、外部負荷１２に依存して時間変化するため、推定温度の精度が低下する可能性がある。なお、図８Ａの温度は、推定温度または温度検出装置取得温度を示している。

そこで、実施の形態２の電力変換装置５０では、出力電圧と出力電流の乗算である出力電力を、温度検出装置４００が故障していると判断した時から温度の推定を開始するまでの時間の積分値を積分時間で除算した出力平均電力を用いて温度を推定する。これにより、図８Ｂに示すように、出力電圧、出力電流が時間変化しても、推定温度を高精度に推定することができる。なお、図８Ｂの温度は、推定温度または温度検出装置取得温度を示している。

例えば、温度Ｔｏ＿Ｎｏｗの推定は、温度検出装置４００の故障直前の出力電圧と出力電流の乗算である出力電力Ｐｏ＿Ｏｌｄと故障時から現在（時刻Ｔ）までの出力電圧と出力電流から演算される出力平均電力Ｐａとの差分に、予め実験で算出した熱抵抗係数Ｃｏを乗算して熱抵抗オフセットＯｏを加算し、温度検出装置４００の故障直前の検出値の温度Ｔｏ＿Ｏｌｄに加算することによって推定値を算出する。
すなわち、出力平均電力Ｐａは、式（２）で求められ、温度Ｔｏ＿Ｎｏｗの推定は、式（３）によって行われる。

以上のように本願の実施の形態２によれば、温度検出装置４００が故障であると判断した場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００の出力する電圧値と電流値の乗算である出力電力の時間積分を積分時間で除算した出力平均電力を用いて温度を高精度に推定し、推定した温度に応じて、垂下特性による制御を開始する電流値（開始電流値）を変更することで電力変換装置５０の構成部品を過熱から適切に保護することができる。

実施の形態３．
実施の形態３における、電力変換装置５０について説明する。実施の形態３の電力変換装置５０の回路構成は、実施の形態２と同じである。

実施の形態２の電力変換装置５０では、温度検出装置４００が故障した場合、出力電圧と出力電流の乗算である出力電力の時間積分を積分時間で除算した出力平均電力を用いて温度が推定されるが、冷却器に入力されている冷却水の水温が一定で連続的である場合を想定しており、この場合の温度の推定精度は良い。しかしながら、冷却水は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００以外の機器にも使用されており、冷却器に入力されている水温が一定で連続的であることはなく時間変化するため、温度の推定精度が低下する可能性がある。

そこで、実施の形態３の電力変換装置５０では、出力電圧と出力電流の乗算である出力電力の温度検出装置が故障時から推定時までの時間積分を積分時間で除算した出力平均電力とＤＣ−ＤＣコンバータ２００を冷却する冷却水の水温の変化量とを用いて温度を推定する。これにより、出力電圧、出力電流、冷却水の水温が時間変化しても、温度を高精度に推定することができる。

例えば、温度Ｔｏ＿Ｎｏｗの推定は、温度検出装置４００の故障直前の出力電圧と出力電流の乗算である出力電力Ｐｏ＿Ｏｌｄと故障時から現在（時刻Ｔ）までの出力電圧と出力電流から演算される出力平均電力Ｐａ（前式（２）に示した演算によって求められる）の差分に予め実験で算出した熱抵抗係数Ｃｏを乗算して熱抵抗オフセットＯｏを加算し、故障時から現在（時刻Ｔ）までの時間、すなわち故障していると判断した時から温度の推定を開始するまでの時間の冷却水の水温の変化量ΔＴｗを温度検出装置４００故障直前の温度Ｔｏ＿Ｏｌｄに加算して推定する。
すなわち、式（４）に示すようになる。

以上のように本願の実施の形態３によれば、温度検出装置４００が故障した場合は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００の出力する電圧値と電流値の乗算である出力電力の時間積分を積分時間で除算した出力平均電力と冷却水の水温の変化量を用いて温度を高精度に推定し、推定した温度に応じて、垂下特性による制御を開始する電流値（開始電流値）を変更することで電力変換装置５０の構成部品を過熱から適切に保護することができる。

なお、実施の形態１〜３で説明した電力変換装置５０では、温度検出装置４００が故障した場合、出力電圧、出力電流から温度を推定し、推定した温度に応じて、垂下特性による制御を開始する電流値（開始電流値）を変更する形態を示したが、これに限るものではなく、出力電圧、出力電流、入力電圧、入力電流、の一部または複数から直接垂下特性による制御を開始する電流値（開始電流値）を変更してもよい。

また、入力電圧、入力電流から温度を推定してもよい。この場合、実施の形態１〜３で説明した『出力電力』を『入力電力』と読み替えて温度を推定する。

さらに、出力電圧、出力電流、入力電圧、入力電流、変換効率から温度を推定してもよい。すなわち、（入力電圧×入力電流×変換効率）≒（出力電圧×出力電流）の関係は、（入力電力×変換効率）≒（出力電力）の関係から、実施の形態１〜３で説明した『出力電力』を『「入力電力に変換効率を乗算した電力」と「出力電力」の出力平均電力』と読み替えて温度を推定する。電力変換装置５０で消費する全電力から温度を推定するため、高精度に温度を推定することができる。

また、水温に加えて、電力変換装置５０以外での温度検出装置にて検出した温度に基づいて、電力変換装置５０の温度を推定してもよい。電力変換装置５０以外の熱影響を考慮して温度を推定するため、高精度に温度を推定することができる。

実施の形態１〜３で説明した電力変換装置５０では、温度検出装置４００が初期故障していた場合、温度検出装置４００故障直前の温度Ｔｏ＿Ｏｌｄが不定となるが、温度検出装置４００故障直前の温度Ｔｏ＿Ｏｌｄを「水温の初期値」として、電力変換装置５０以外での温度検出装置にて検出した温度としてもよい。

実施の形態１〜３で説明した電力変換装置５０では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００のトランスをセンタータップ方式の形態を示したが、これに限るものではなく２次側巻き線の両端がそれぞれフルブリッジ構成のダイオードの中点に接続される構成でもよい。

実施の形態１〜３で説明した電力変換装置５０では、整流回路をダイオード整流として説明したが、これに限るものではなく例えば、同期整流でも良い。

また、実施の形態１〜３で説明した低圧バッテリ１３は、高圧バッテリ１よりも電圧の低い蓄電装置であって、１２Ｖバッテリでも２４Ｖバッテリであってもよいし、その他の電圧バッテリであってもよく、特に１２Ｖバッテリに限定されるものではない。

実施の形態１に係る電力変換装置５０において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００のスイッチング制御方法はハードスイッチングとしたが、これに限るものではなく、例えば、位相シフト制御方式でもよく。この場合、制御部２は半導体スイッチング素子３と半導体スイッチング素子６をひとつのスイッチング素子対として制御し、各半導体スイッチング素子４、５の位相を半周期ずらして（１８０°位相をシフトして）制御させることになる。

本開示は、様々な例示的な実施の形態および実施例が記載されているが、１つまたは複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、および機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１ 高圧バッテリ、２ 制御部、３、４、５、６ 半導体スイッチング素子、
７ トランス、８、９ 整流用ダイオード、１０ 平滑リアクトル、
１１ 平滑コンデンサ、１２ 外部負荷、１３ 低圧バッテリ、
２１ 出力電圧検出装置、２２ 出力電流検出装置、２３ 入力電圧検出装置、
２４ 入力電流検出装置、３０ａ、３０ｂ、３０ｃ、３０ｄ 制御線、
３１ａ、３１ｂ、３１ｃ、３１ｄ、３１ｅ 信号線、５０ 電力変換装置、
２００ ＤＣ−ＤＣコンバータ、２１０ 処理装置、２２０ 記憶装置、
２２１ テーブル、４００ 温度検出装置

Claims (7)

1. 入力された電力を降圧して出力するＤＣ−ＤＣコンバータ、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの温度を検出する温度検出装置、および垂下特性による制御を開始する電流値の設定値を温度の値に応じて複数の段階で定め、前記温度検出装置の検出した温度に応じて前記設定値を切り替えて前記制御を行う制御部を備えた電力変換装置において、
   前記制御部は、前記温度検出装置が正常であるか否かの判断を行い、前記温度検出装置が異常と判断した場合には、前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧値、入力電流値、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧値および出力電流値の内の少なくとも一つの値に基づいて前記設定値を切り替えて前記制御を行うようにしたことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧値を検出する入力電圧検出装置、前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電流値を検出する入力電流検出装置、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧値を検出する出力電圧検出装置、および前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流値を検出する出力電流検出装置のうち少なくとも一つを備えたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、前記温度検出装置が異常と判断した場合には、前記ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧値、入力電流値、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧値および出力電流値の内の少なくとも一つの値に基づいて前記ＤＣ−ＤＣコンバータの温度を推定し、推定した温度に応じて前記設定値を切り替えて前記制御を行うようにしたことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記温度の推定は、出力電圧と出力電流の乗算である出力電力を、前記温度検出装置が故障していると判断した時から温度の推定を開始するまでの時間の積分値を積分時間で除算した出力平均電力を用いて行うようにしたことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記温度の推定は、前記出力平均電力との差分に、熱抵抗係数を乗算して熱抵抗オフセットを加算し、前記温度検出装置の故障直前の検出値の温度に加算することによって算出することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記温度の推定は、前記出力平均電力と前記ＤＣ−ＤＣコンバータを冷却する冷却水の水温の変化量とを用いて行うことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
7. 前記温度の推定は、前記温度検出装置の故障直前の出力電力と前記出力平均電力との差分に熱抵抗係数を乗算した値に、熱抵抗オフセットを加算し、故障していると判断した時から温度の推定を開始するまでの時間の冷却水の水温の変化量を前記温度検出装置の故障直前の温度に加算することによって算出することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。

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