JP5666065B1 - スイッチング電源回路およびその制御方法 - Google Patents

Abstract

トランス６の１次巻線１１に直列に接続されるスイッチング素子７、トランス６の２次巻線２１〜２３，Ｂ１にダイオードＤ２１〜Ｄ２４を介して接続されるコンデンサＣ２１〜Ｃ２４および、コンデンサＣ２１〜Ｃ２４の充電電圧に基づいてスイッチング素子７のオン／オフ動作を制御する電源制御用ＩＣ８を備え、全体を制御する制御回路２は、主電源５に電源が供給されてからコンデンサＣ２１〜Ｃ２４に指令電圧が充電され、さらに予め設定されたディレイ時間の経過後に、主回路３および周辺機器回路４が動作を開始するように制御する。

Description

本発明は、スイッチング電源回路およびその制御方法に関する。

一般的に家電、産業用機器、車載用機器といった様々な電子機器は、複数の回路で構成されている。例えば、モータを可変速制御するインバータ装置に代表される電力変換装置は、モータに交流電力を供給するパワーモジュールを含む主回路、発熱したパワーモジュールを冷却するため、冷却ファンを駆動したり、モータの制御、動作に直接関わらない機器を動作させたりする周辺機器回路、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡといった演算処理装置が搭載され、モータを駆動する主回路にモータ駆動信号を送信したり、周辺機器回路の動作等、電力変換装置の動作全体を制御する制御回路、そしてこれらの各回路の動力源となる電力を供給する電源回路などによって構成されている。

一般的に電源回路は、変換効率が高いスイッチング電源回路が用いられている。前述のような電力変換装置の場合、電源回路の動力源となる主電源から伝達されてしまうノイズの影響を除去するため、あるいは感電防止のためなどの理由により、絶縁トランスを用いたスイッチング電源回路が用いられる。

スイッチング電源回路は、スイッチング素子、１次巻線および１つまたは複数の２次巻線を備えスイッチング素子を介して１次巻線に主電源が接続される絶縁トランス、絶縁トランスの２次巻線に接続されるダイオード、絶縁トランスの２次巻線にダイオードを介して接続されるコンデンサならびに、スイッチング素子のオン／オフを制御する制御電源制御用ＩＣといった部品によって構成される。電源制御用ＩＣは、コンデンサの電圧値に基づいてスイッチング素子のオン／オフを制御している。スイッチング電源回路は、このオン／オフ動作により、電力の流れを制御することを基本としている。

絶縁トランスの２次巻線が１つの場合、電源制御用ＩＣは、当該２次巻線にダイオードを介して接続されたコンデンサの電圧値に基づいて、スイッチング素子のオン／オフの制御を行っている。これに対し、絶縁トランスに複数の２次巻線がある場合、電源制御用ＩＣは、ある１つの２次巻線にダイオードを介して接続されたコンデンサの電圧値に基づいて、スイッチング素子のオン／オフ制御を行うのが一般的である。

一般的に、電源制御用ＩＣには、ダイオードを介して２次巻線に接続されたコンデンサの電圧に基づいてスイッチング素子のオン／オフ制御を行う機能と、１次巻線およびスイッチング素子に流れる電流を監視し、過大な電流が流れた場合、スイッチング素子を強制的にオフする過電流保護を行うという機能がある。

スイッチング電源回路には、電源投入時、絶縁トランスの２次巻線にダイオードを介して接続されたコンデンサの電圧がない状態（以降、「起動時または起動中」という）と、絶縁トランスの２次巻線で生成する電力が安定供給され、コンデンサの電圧が、予め設定された所望の電圧（以下「指令電圧」という）となった状態（以降、「定常時または定常状態」という）がある。

起動時は、絶縁トランスの１次巻線に蓄積する電力エネルギーが大きくなるため、１次巻線およびスイッチング素子には過大な電流が流れる。このため、電源制御用ＩＣの過電流保護動作が働き、スイッチング素子は強制的にオフする。その後、過電流保護動作は解除され、再びスイッチング素子はオンするが、再度の過電流保護動作によりスイッチング素子はオフする。この動作が繰り返され、２次巻線にダイオードを介して接続されたコンデンサに電圧が充電され、定常状態になる。

これに対し、定常状態は、２次巻線にダイオードを介して接続されたコンデンサの電圧は、指令電圧に充電されているため、１次巻線およびスイッチング素子に過大な電流は流れない。しかし、スイッチング電源回路、２次巻線に接続された回路等になんらかの異常があり、１次巻線およびスイッチング素子に過大な電流が流れた場合、電源制御用ＩＣの過電流保護動作が働く。

電源制御用ＩＣの過電流保護動作は、スイッチング電源回路の構成部品であるスイッチング素子およびダイオードの熱破壊、絶縁トランスの磁気飽和などを防ぐためのものである。過電流保護を動作させる電流値（以降、「過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣ」という）を下げることができれば、スイッチング電源回路、２次巻線に接続された回路等になんらかの異常が発生し、１次巻線もしくはスイッチング素子に過大な電流が流れた場合、スイッチング素子の動作をすばやく遮断することができる。このため、熱容量の小さいスイッチング素子およびダイオードを採用することができるとともに、絶縁トランスの磁気飽和を防ぐことができるため、絶縁トランスの小型化も図ることができる。

例えば、２次巻線にダイオードを介して接続された回路負荷がなんらかの異常により増大した場合、２次巻線およびダイオードに過大な電流が流れると同時に、１次巻線およびスイッチング素子に流れる電流も増大する。１次巻線およびスイッチング素子に流れる電流が過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣに到達すれば、スイッチング素子は強制的にオフとなり、２次巻線への電力供給は停止される。

しかしながら、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣを下げると、スイッチング電源回路の起動時、１次巻線に十分な電力エネルギーを蓄積することができず、２次巻線にダイオードを介して接続されたコンデンサに対し、所望の電圧に充電することができない。そのため、コンデンサに指令電圧が充電できるような過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣを設定する必要がある。

前述の理由により、起動時に必要となる過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣに設定するため、定常時では必要のない熱容量の大きいスイッチング素子およびダイオードが必要となる。これと同時に絶縁トランスの磁気飽和防止のため、絶縁トランスも大型化し、スイッチング電源回路が大型化、コストアップするという問題がある。

上述の問題に対し、下記特許文献１には、電源制御用ＩＣの過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣを変更する技術で、電源制御用ＩＣの電力源となり、補助巻線にダイオードで接続されたコンデンサの電圧値を、電源制御用ＩＣにて監視し、１次巻線およびスイッチング素子に流れる電流に対する過電流保護レベル電流を変更する技術が開示されている。例えば、前記コンデンサの電圧値が低い場合は、起動時、あるいは２次巻線に接続された回路の過負荷、短絡等が発生したものと判断し、小さい過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣ（以降、「過負荷時過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣ」という）を設定し、前記コンデンサの電圧値が指令電圧に到達した場合は、定常状態と判断し、従来の過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣ（以降、「従来過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣ」といい、過負荷時過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣよりも大きな値に設定される）を設定するように、電源制御用ＩＣが動作をする。また、起動時のみ、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣの変更を禁止し、スイッチング電源回路の起動を迅速に行うようにしている。上記動作により、ダイオードおよびスイッチング素子の熱容量を下げることができるため、スイッチング電源回路の構成部品を小型化することができると示されている。

特開２００３−２９９３５１号公報

しかしながら、上記特許文献１に示された技術は、１次巻線、１つの２次巻線および電源制御用ＩＣの電力源を生成する補助巻線で構成される絶縁トランスを使用するスイッチング電源回路では有効であるが、複数の２次巻線を備えた絶縁トランスを使用する場合には適さない。前述のように、スイッチング電源回路は、ある１つの２次巻線にダイオードを介して接続されたコンデンサの電圧を電源制御用ＩＣで監視し、スイッチング素子のオン／オフの制御を行っている。電源制御用ＩＣが監視しない他の２次巻線に接続された回路に過負荷、短絡等の異常が発生し、電源制御用ＩＣが監視するコンデンサの電圧が低下しない場合、過電流保護が動作する電流値は、過負荷時過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣに変更されず、従来過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣのままであり、スイッチング素子および、過負荷、短絡等が発生した回路に接続されたダイオードにも過大な電流が流れ続け、スイッチング素子およびダイオードが発熱する。そのため、熱破損を防ぐために、熱容量の大きな部品を使用しなければならない。

また、特許文献１に示された技術の場合、前述のように、補助巻線で発生する電圧値を監視することを前提とした技術であるため、ＤＣ１２Ｖ電源、ＤＣ２４Ｖ電源などの低電圧直流電源を主電源とし、絶縁トランスに補助巻線を備えることなく、直接低電圧直流電源を電源制御用ＩＣの電源端子と接続するような、補助巻線を持たない絶縁トランスを使用したスイッチング電源回路には適用できない。すなわち、必ず補助巻線が必要となり、絶縁トランスの小型化の妨げになる。

また、特許文献１に示された技術は、電源制御用ＩＣの動作を複雑にしており、電源制御用ＩＣ自体のコストアップにもつながる。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、スイッチング電源回路の構成部品であるスイッチング素子、ダイオード、絶縁トランスを小型化し、低コスト化が図れるスイッチング電源回路およびその制御方法を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、電子機器の動作全体を制御する制御回路、前記電子機器の実動作を行う主回路および前記電子機器の実動作に関わらないその他の回路に対する動作電力を、主電源の電力に基づいて生成する動作を行うスイッチング電源回路であって、１次巻線と１つ以上の２次巻線により構成される絶縁トランスと、前記絶縁トランスの１次巻線に直列に接続され、オン／オフ制御されることによって前記主電源から前記１次巻線に電力供給を行うスイッチング素子と、前記絶縁トランスの２次巻線にダイオードを介して接続されるコンデンサと、前記コンデンサの充電電圧に基づいて前記スイッチング素子のオン／オフ動作を制御する電源制御用ＩＣと、前記２次巻線および前記ダイオードに電流が流れる時間を推定可能な時間要素を検出し、前記制御回路に検出結果を出力する２次巻線導通時間検出部と、を備え、前記制御回路は、前記主電源に電源が供給されてから前記コンデンサに予め設定された所望の電圧が充電され、前記所望の電圧が充電されてから、前記２次巻線導通時間検出部の出力信号に基づいて、前記主回路および前記その他の回路の動作を制御することを特徴とする。

この発明によれば、スイッチング電源回路の構成部品であるスイッチング素子、ダイオード、絶縁トランスを小型化し、低コスト化が図れる、という効果を奏する。

図１は、実施の形態１にかかるスイッチング電源回路およびその他の回路を搭載した電子機器に関する要部構成を示すブロック図である。 図２は、制御回路の構成例を示すブロック図である。 図３は、電源制御用ＩＣの動作を説明する図である。 図４は、電源制御用ＩＣの過電流保護動作を説明する図である。 図５は、電源投入時から定常状態に遷移する際のスイッチング電源回路の動作の変化を示す図である。 図６は、定常時のスイッチング電源回路の動作を説明する図である。 図７ａは、主電源の電源電圧の変化に対するスイッチング電源回路の１次側の動作の変化を説明する図である。 図７ｂは、主電源の電源電圧の変化に対するスイッチング電源回路の２次側の動作の変化を説明する図である。 図８ａは、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣの設定がＩＤＯＣ１のときの電流ＩＤおよび電圧Ｖ２の動作波形を示す図である。 図８ｂは、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣの設定がＩＤＯＣ２（＜ＩＤＯＣ１）のときの電流ＩＤおよび充電電圧Ｖ２の動作波形を示す図である。 図９は、実施の形態１のスイッチング電源回路による効果を説明する図である。 図１０は、実施の形態２にかかるスイッチング電源回路およびその他の回路を搭載した電子機器に関する要部構成を示すブロック図である。 図１１は、電源電圧判定部を演算処理部内にてサンプリング時間ｓＴの離散時間系で構成する場合の一例を示す図である。 図１２は、実施の形態２のスイッチング電源回路による動作および効果を説明する図である。 図１３は、実施の形態３にかかる電源電圧検出部の構成例を示すブロック図である。 図１４は、電圧抽出部の内部構成例を示すブロック図である。 図１５は、反転増幅部の内部構成例を示すブロック図である。 図１６は、電源電圧検出部の動作を説明する図である。 図１７は、実施の形態４にかかるスイッチング電源回路およびその他の回路を搭載した電子機器 に関する要部構成を示すブロック図である。 図１８は、制御回路に設けられるスイッチング動作判定部の内部構成例を示すブロック図である。 図１９は、実施の形態４のスイッチング電源回路による動作および効果を説明する図である。 図２０は、実施の形態４にかかるスイッチング動作検出部の構成例を示す図である。 図２１は、実施の形態４にかかるスイッチング動作検出部の動作を説明する図である。 図２２は、時間幅を計測する時間幅計測部の構成例を示す図である。 図２３は、キャプチャ部の動作を説明する図である。 図２４は、実施の形態５にかかるスイッチング電源回路およびその他の回路を搭載した電子機器に関する要部構成を示すブロック図である。 図２５は、実施の形態５にかかる制御回路の構成例を示すブロック図である。 図２６は、変更した第１のステップの動作を説明する図である。 図２７は、実施の形態６にかかるスイッチング電源回路およびその他の回路を搭載した電子機器に関する要部構成を示すブロック図である。 図２８は、２次巻線導通時間検出部の内部構成を示すブロック図である。 図２９ａは、制御回路の消費電流が小さいときの当該制御回路における要部の動作波形を示す図である。 図２９ｂは、制御回路の消費電流が中程度のときの当該制御回路における要部の動作波形を示す図である。 図２９ｃは、制御回路の消費電流が大きいときの当該制御回路における要部の動作波形を示す図である。 図３０は、２次巻線導通時間検出部の入力信号と出力信号の挙動を示す図である。

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかるスイッチング電源回路およびその制御方法について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかるスイッチング電源回路およびその他の回路を搭載した電子機器に関する要部構成を示すブロック図である。図１では、インバータ装置に搭載した例を示しており、スイッチング電源回路１、制御回路２、主回路３、周辺機器回路４、主電源５を有して構成される。制御回路２は、電子機器の動作全体を制御し、スイッチング電源回路１は、電子機器の実動作を行う主回路３および電子機器の実動作に関わらない主回路３以外の回路（その他の回路）に対する動作電力を、主電源の電力に基づいて生成する。

スイッチング電源回路１の構成について説明する。スイッチング電源回路１は、１次巻線１１、３つの２次巻線２１，２２，２３および１つの補助巻線Ｂ１を備えるフライバック型絶縁トランス（以降、単に「トランス」という）６ならびに、スイッチング素子７を有する。

トランス６の１次巻線１１の巻き始め側には主電源５の＋端子が接続され、トランス６の１次巻線１１の巻き終わり側にはスイッチング素子７のドレイン端子が接続され、スイッチング素子７のソース端子と主電源５の−端子とが接続されている。スイッチング素子７のゲート端子は電源制御用ＩＣ８の信号出力端子８４に接続されている。

トランス６の２次巻線２１の巻き終わり側には、２次巻線２１の出力電圧を整流するダイオードＤ２１のアノード端子が接続され、ダイオードＤ２１のカソード端子にはダイオードＤ２１にて整流された電圧を充電するコンデンサＣ２１の一端が接続される。コンデンサＣ２１の他端は、トランス６の２次巻線２１の巻き始め側と接続されている。さらに、２次巻線２１の巻き始め側は、グランドＧＮＤ２とも接続されている。なお、コンデンサＣ２１の充電電圧Ｖ２は、制御回路２に印加され、制御回路２の電力として使用される。

トランス６の２次巻線２２の巻き終わり側には、２次巻線２２の出力電圧を整流するダイオードＤ２２のアノード端子が接続され、ダイオードＤ２２のカソード端子にはダイオードＤ２２にて整流された電圧を充電するコンデンサＣ２２の一端が接続される。コンデンサＣ２２の他端は、トランス６の２次巻線２２の巻き始め側と接続されている。さらに、２次巻線２２の巻き始め側は、グランドＧＮＤ３とも接続されている。なお、コンデンサＣ２２の充電電圧Ｖ３は、主回路３の電力として使用するため、主回路３に接続されている。

トランス６の２次巻線２３の巻き終わり側には、２次巻線２３の出力電圧を整流するダイオードＤ２３のアノード端子が接続され、ダイオードＤ２３のカソード端子にはダイオードＤ２３にて整流された電圧を充電するコンデンサＣ２３の一端が接続される。コンデンサＣ２３の他端は、トランス６の２次巻線２３の巻き始め側と接続されている。さらに、２次巻線２３の巻き始め側は、グランドＧＮＤ４とも接続されている。なお、コンデンサＣ２３の充電電圧Ｖ４は、周辺機器回路４の電力として使用するため、周辺機器回路４に接続されている。

トランス６の補助巻線Ｂ１の巻き終わり側には、補助巻線Ｂ１の出力電圧を整流するダイオードＤ２４のアノード端子が接続され、ダイオードＤ２４のカソード端子には、ダイオードＤ２４にて整流された電圧を充電するコンデンサＣ２４の一端が接続される。コンデンサＣ２４の他端は、トランス６の補助巻線Ｂ１の巻き始め側と接続されている。さらに、補助巻線Ｂ１の巻き始め側は、主電源５の−端子とも接続されている。なお、コンデンサＣ２４の充電電圧Ｖ５は、電源制御用ＩＣ８の電力として使用するため、電源制御用ＩＣ８の電源端子８１に接続されている。電源制御用ＩＣ８の電源端子８１は、抵抗Ｒ４を介して主電源５のプラス端子に接続されている。また、電源制御用ＩＣ８のグランド端子８２は主電源５のマイナス端子に接続されている。

なお、トランス６の各定数は以下のようになっている。
・巻線数：１次巻線１１：Ｎ１１、２次巻線２１：Ｎ２１、２次巻線２２：Ｎ２２、２次巻線２３：Ｎ２３、補助巻線：ＮＢ１
・インダクタンス：１次巻線１１：Ｌ１１、２次巻線２１：Ｌ２１、２次巻線２２：Ｌ２２、２次巻線２３：Ｌ２３、補助巻線：ＬＢ１
・コアの有効断面積：Ａｅ

また、スイッチング電源回路１の動作に関する各定数は以下のようになっている。
・スイッチング周波数：ｆｓｗ（動作周波数固定のＰＷＭ制御方式とする）
・スイッチング電源回路１における入力と出力との間の効率：η（η＝出力電力／入力電力）

コンデンサＣ２１の充電電圧Ｖ２を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２にて分圧され、フィードバック電圧ＶＦＢとして生成される。フィードバック電圧ＶＦＢは、エラーアンプ９のマイナス端子に入力される。エラーアンプ９のプラス端子には基準電源Ｖｒｅｆのプラス端子が接続される。なお、フィードバック電圧ＶＦＢは、充電電圧Ｖ２が指令電圧になったときが基準電源Ｖｒｅｆと同じ電圧値になるように抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２によって分圧される。

基準電源Ｖｒｅｆのマイナス端子は、グランドに接続される。エラーアンプ９の出力端子には抵抗Ｒ３を介してフォトカプラＯＩのダイオード側カソード端子が接続されている。なお、フォトカプラＯＩのダイオード側アノード端子には、コンデンサＣ２１に充電されている充電電圧Ｖ２が印加される。

フォトカプラＯＩのトランジスタ側コレクタ端子は、電源制御用ＩＣ８の入力端子８３と接続され、フォトカプラＯＩのトランジスタ側エミッタ端子は、主電源５のマイナス端子および電源制御用ＩＣ８のグランド端子８２と接続されている。

制御回路２の構成および動作について説明する。図２は、制御回路２の構成例を示すブロック図である。制御回路２は、図１に示すインバータ装置の動作全体を制御する機能を備え、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ等を具備する演算処理部２１０、ＥＥＰＲＯＭ、フラッシュＲＯＭ等を具備する記憶保持部２２０によって構成される。

演算処理部２１０は、インバータ装置全体の動作を制御する機能を備える。主回路３に対し制御信号ｓｏｕｔを出力するとともに、周辺機器回路４に対し制御信号ｆｏｕｔを出力する。また、記憶保持部２２０と信号ラインで接続され、互いに情報の送受信を行っている。記憶保持部２２０には、スイッチング電源回路１に関連する情報が格納されている。例えば、前述のトランス６の各定数、スイッチング電源回路１の各定数、各２次巻線２１，２２，２３にダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３を介して接続された回路の消費電力に関する情報などが挙げられる。これらの情報は、演算処理部２１０に対し適宜送信される。

主回路３について説明する。一般的に、主回路３は、モータ（図示せず）を可変速制御するためにモータに交流電力を供給することができるパワーモジュール（図示せず）、このパワーモジュールを駆動するための駆動回路（図示せず）などを備える。駆動回路は、コンデンサＣ２２の電力、制御回路２から出力される制御信号ｓｏｕｔに基づいて動作し、パワーモジュールを駆動し、モータに交流電力を供給し、モータを回転させる。

周辺機器回路４の構成および動作について説明する。周辺機器回路４は、モータの駆動には直接関わらない機器など（例えば、冷却ファンなど）を駆動する回路であり、制御回路２から出力される制御信号ｆｏｕｔに基づいて動作している。

主電源５について説明する。主電源５は、スイッチング電源回路１の動力源となる。主電源５として、実施の形態１では直流電源を記載しているが、単相交流電源または三相交流電源をダイオード等で整流してから平滑用コンデンサに充電し、平滑用コンデンサを動力源として使用する構成でもよい。また、直流電源の電力を平滑用コンデンサに充電し、平滑用コンデンサを動力源として使用する構成でもよい。

スイッチング素子７について説明する。スイッチング素子７は、主電源５を動力源として、スイッチングのオン／オフによって電力の流れを制御しており、電源制御用ＩＣ８から出力されるオン／オフ信号に基づいて動作を行う。実施の形態１では、スイッチング素子７はＭＯＳＦＥＴで示しているが、その他のスイッチング素子を用いてもよい。

スイッチング電源回路１の動作を説明する。スイッチング電源回路１は、スイッチング素子７のオン／オフ動作により、主電源５から供給される電力を制御することで、トランス６の３つの２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１に電力を発生させ、各整流ダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４を介してそれぞれのコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４の電圧を生成している。スイッチング素子７のオン／オフ動作を制御しているのは、電源制御用ＩＣ８である。電源制御用ＩＣ８は、コンデンサＣ２１の充電電圧Ｖ２に基づいて、スイッチング素子７のオン時間Ｔｏｎ、オフ時間Ｔｏｆｆ、あるいはスイッチング周波数ｆｓｗを制御している。

（電源制御用ＩＣの動作説明その１：オンオフ信号出力）
電源制御用ＩＣ８の動作の詳細について説明する。図３に、電源制御用ＩＣ８の動作を説明する図を示す。電源制御用ＩＣ８の動作は、エラーアンプ９およびフォトカプラＯＩの動作により決定される。コンデンサＣ２１の充電電圧Ｖ２は、抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧され、分圧された電圧はフィードバック電圧ＶＦＢとしてエラーアンプ９のマイナス端子に入力される。エラーアンプ９は、プラス端子に入力される基準電源Ｖｒｅｆの電圧値と、マイナス端子に入力されるフィードバック電圧ＶＦＢとの比較を行い、フィードバック電圧ＶＦＢと基準電源Ｖｒｅｆの差が小さくなるように出力端子から出力Ｖ９ｏｕｔを出力する。出力Ｖ９ｏｕｔは、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電源Ｖｒｅｆよりも小さい場合、（つまり、充電電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２ｒｅｆよりも小さい場合）、Ｖ９ｏｕｔは増加する。一方、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電源Ｖｒｅｆよりも大きい場合（充電電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２ｒｅｆよりも大きい場合）、Ｖ９ｏｕｔは減少する。

コンデンサＣ２１の充電電圧Ｖ２と出力Ｖ９ｏｕｔの電圧差と、抵抗Ｒ３により、フォトカプラＯＩのダイオードに流れる電流ＩＦは式（１）で表すことができる。

ＩＦ＝（Ｖ２−Ｖ９ｏｕｔ）／Ｒ３ …（１）

充電電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２ｒｅｆより大きい場合、エラーアンプ９の出力Ｖ９ｏｕｔは大きくなるため、電流ＩＦは小さくなる。一方、充電電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２ｒｅｆより小さい場合、エラーアンプ９の出力Ｖ９ｏｕｔは小さくなるため、電流ＩＦは大きくなる。

フォトカプラＯＩのトランジスタに流れる電流ＩＴは、電流ＩＦの大きさにより決定される。電流ＩＦが大きい場合、つまり、充電電圧Ｖ２と出力Ｖ９ｏｕｔの差が大きい場合、フォトカプラＯＩのトランジスタに流れる電流ＩＴが大きくなる。電流ＩＴが増加すると、電源制御用ＩＣ８はオン時間Ｔｏｎが短くなるように制御し、スイッチング素子７のオン時間Ｔｏｎは短くなる。一方、充電電圧Ｖ２と出力Ｖ９ｏｕｔの差が小さく、電流ＩＦが小さい場合、フォトカプラＯＩのトランジスタに流れる電流ＩＴは小さくなり、電源制御用ＩＣ８はオン時間Ｔｏｎが長くなるように制御し、スイッチング素子７のオン時間Ｔｏｎは長くなる。

以上から、電源制御用ＩＣ８は、コンデンサＣ２１の充電電圧Ｖ２を指令電圧Ｖ２ｒｅｆにするために、エラーアンプ９、フォトカプラＯＩにより、コンデンサＣ２１の充電電圧Ｖ２を監視し、その監視結果に基づき、スイッチング素子７のオン信号およびオフ信号をスイッチング素子７のゲート端子に出力する機能を備える。

（電源制御用ＩＣの動作その２：過電流保護動作）
つぎに、電源制御用ＩＣ８の過電流保護動作について説明する。図４に、電源制御用ＩＣ８の過電流保護動作を説明する図を示す。実線は、電源制御用ＩＣ８による過電流保護動作が有効であるときの動作であり、破線は、電源制御用ＩＣ８による過電流保護動作が無効であるときの動作を示している。

電源制御用ＩＣ８の信号出力端子８４からスイッチング素子７のゲート端子に、オン信号が出力されると、スイッチング素子７がオンする。スイッチング素子７がオンすることにより、１次巻線１１に、主電源５の電力が供給され、１次巻線１１およびスイッチング素子７に電流ＩＤが流れる。電流ＩＤは、電源制御用ＩＣ８によって監視される。電源制御用ＩＣ８の過電流保護レベル電流値がＩＤＯＣである場合、電流ＩＤが電流ＩＤＯＣに達するか、あるいはこの値を越えると、過電流保護動作により、信号出力端子８４から出力されているオン信号は遮断され、スイッチング素子７は強制的にオフに制御される（図示Ａ部の波形を参照）。

以上から、電源制御用ＩＣ８は、１次巻線１１およびスイッチング素子７に流れる電流ＩＤを監視し、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣと比較を行う。電流ＩＤが過電流保護レベル電流ＩＤＯＣ以上となった場合、スイッチング素子７を強制的にオフにする機能を備える。

つぎに、スイッチング電源回路１に接続された主電源５に電源を供給してから、コンデンサＣ２１の充電電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２ｒｅｆになるまでの動作について、図５を用いて説明する。図５は、電源投入時から定常状態に遷移する際のスイッチング電源回路１の動作の変化を示す図であり、１次巻線１１およびスイッチング素子７に流れる電流ＩＤならびに、コンデンサＣ２１の充電電圧Ｖ２の動作を示している。時刻ｔ００は、主電源５に電源が供給された時間である。時刻ｔ００〜ｔ０１の期間は、コンデンサＣ２１の電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２ｒｅｆまで充電されていない期間（以降、「起動時または起動中」という）、時刻ｔ０１以降の期間は、コンデンサＣ２１の電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２ｒｅｆを維持している期間（以降、「定常時または定常状態」という）である。

時刻ｔ００について説明する。前述のように時刻ｔ００は、主電源５に電源を供給した時刻であり、スイッチング電源回路１が動作を始める時刻である。このとき、コンデンサＣ２４には電圧が充電されておらず、制御電源用ＩＣ８は動作できない。そのため、スイッチング電源回路１の動作開始時は、主電源５から抵抗Ｒ４を介して電源制御用ＩＣ８に電力が供給され、電源制御用ＩＣ８が動作を開始する。電源制御用ＩＣ８が動作を始めると、前述式（１）に基づいて、スイッチング素子７がオン／オフ動作を始める。スイッチング素子７がオンのとき、１次巻線１１およびスイッチング素子７には電流ＩＤが流れ、１次巻線１１に電力が蓄積される。このとき、各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１には電力は蓄積されない。スイッチング素子７がオフすると、１次巻線１１に蓄積されたエネルギーが、各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１に送られ、ダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４を介してコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４に電流が流れて充電される。

時刻ｔ００〜ｔ０１について説明する。この期間は、コンデンサＣ２１には電圧が充電されていないため、前述式（１）からも分かるように、ＩＦはほぼ流れない状態である。この場合、スイッチング素子７のオン時間は、電源制御用ＩＣ８の許容最大オン時間までオンする。オン時間が長くなると、スイッチング素子７に流れる電流ＩＤは大きくなり、電源制御用ＩＣ８の過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣまで到達する。電流ＩＤが過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣまで到達すると、過電流保護動作により、図示Ｂ部に示されるように電源制御用ＩＣ８はスイッチング素子７のスイッチング動作をオフにさせる。そして、次にオンさせる時間になるまでスイッチング素子７はオフ状態を保持する。コンデンサＣ２１の充電電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２ｒｅｆに到達するまで、これらの動作を繰り返す。

時刻ｔ０１以降の動作について説明する。コンデンサＣ２１の電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２ｒｅｆまで充電されると、スイッチング素子７のオン時間は適正な時間となり、過大な電流も流れなくなる。そして、同様に他のコンデンサ（Ｃ２２〜Ｃ２４）の電圧も十分に電圧が充電された状態になる。コンデンサＣ２４の電圧が十分に充電されると、電源制御用ＩＣ８は、コンデンサＣ２４の充電電圧Ｖ５を電源として動作する。

つぎに、定常状態におけるスイッチング電源回路１の動作について説明する。図６は、定常時のスイッチング電源回路１の動作を説明する図であり、定常状態のトランス６の１次巻線１１の端子間電圧Ｖ１１、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１、１次巻線１１およびスイッチング素子７に流れる電流ＩＤならびに、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に流れる電流Ｉ２１の動作を示している。なお、２次巻線２２，２３、補助巻線Ｂ１およびそれぞれに接続されたダイオードＤ２２，Ｄ２３，Ｄ２４の動作は、図６に示す２次巻線２１およびダイオードＤ２１等と同様の動作となるので、説明は省略する。

（スイッチング素子７がオンしたときの動作）
スイッチング素子７がオンしているとき、１次巻線１１の端子間電圧Ｖ１１は、主電源５の電源電圧Ｖ１と同一になり、１次巻線１１およびスイッチング素子７には、電流ＩＤが流れ、１次巻線１１にエネルギーが蓄積され、トランス６のコアが磁化される。この際、２次巻線２１の端子間には、巻線比Ｎ２１／Ｎ１１×Ｖ１１の電圧がマイナス方向に発生するが、ダイオードＤ２１により、２次巻線２１およびダイオードＤ２１には電流が流れない。

（スイッチング素子７がオフしたときの動作）
スイッチング素子７がオフしているとき、２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１に電力が供給される。このため、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１には、プラス方向に電圧が発生する。これに対し、１次巻線１１の端子間電圧Ｖ１１には、巻線比Ｎ１１／Ｎ２１×Ｖ２１の電圧がマイナス方向に発生する。このとき、スイッチング素子７はオフしているので、スイッチング素子７には電流が流れない。これに対し、ダイオードＤ２１には電流Ｉ２１が流れる。

つぎに、主電源５の電源電圧と、スイッチング電源回路１の動作との関係について図７を用いて説明する。図７は、主電源の電源電圧の変化に対するスイッチング電源回路１の動作の変化を説明する図である。なお、スイッチング電源回路１の動作条件は以下のとおりとする。

（スイッチング電源回路１の動作条件）
・スイッチング周波数はｆｓｗで固定
・２次巻線に接続された回路負荷は固定、すなわちスイッチング電源回路１が供給する電力負荷は固定
・主電源５の電源電圧のみが変化

図７ａは、１次巻線１１の端子間電圧Ｖ１１と、１次巻線１１およびスイッチング素子７に流れる電流ＩＤの動作波形を示している。図７ｂは、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１と、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に流れる電流Ｉ２１の動作波形を示している。破線は、主電源５の電源電圧がＶｉｎの場合の動作波形を示している。実線は、主電源５の電源電圧が（１＋α）×Ｖｉｎ（αは正の実数とする）の場合の動作波形を示している。

図７ａについて説明する。前述のようにスイッチング素子７がオンすると、１次巻線１１に主電源５の電力が供給され、１次巻線１１およびスイッチング素子７に電流ＩＤが流れる。主電源５の電源電圧がＶｉｎのとき、スイッチング素子７のオン時間はＴｏｎに対し、電源電圧が（１＋α）×Ｖｉｎのとき、スイッチング素子７のオン時間はＴｏｎ−ΔＴｏｎと短くなる。スイッチング素子７がオフすると、１次巻線１１およびスイッチング素子７に電流は流れなくなる。主電源５の電源電圧がＶｉｎのとき、スイッチング素子７のオフ時間はＴｏｆｆに対し、電源電圧が（１＋α）×Ｖｉｎのとき、スイッチング素子７のオフ時間はＴｏｆｆ＋ΔＴｏｎと長くなる。

（数式を使用した図７ａの原理説明）
つぎに、図７ａの原理について数式を使って説明する。スイッチング電源回路１の動作は、１次巻線に印加される電圧値と、各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１に接続される回路の総電力負荷により決定される。スイッチング電源回路１が定常時の２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１の総電力負荷をＰａｌｌ、スイッチング電源回路１全体の効率をηとすると、定常時における１次巻線１１に必要となる電力Ｐｉｎは式（２）で表すことができる。

Ｐｉｎ＝Ｐａｌｌ／η …（２）

１次巻線１１およびスイッチング素子７に流れる電流ＩＤのピーク電流をＩＤｐ、スイッチング素子７のオン時間をＴｏｎ、１次巻線１１のインダクタンスをＬ１１とすると、ＩＤｐは式（３）で表すことができる。

ＩＤｐ＝Ｖ１／Ｌ１１×Ｔｏｎ …（３）

１次巻線１１およびスイッチング素子７に流れる電流ＩＤのピーク電流をＩＤｐ、平均電流をＩＤａｖｅ、スイッチング素子７のオン時間をＴｏｎ、スイッチング素子７のオフ時間をＴｏｆｆとすると、平均電流ＩＤａｖｅは式（４）で表すことができる。

ＩＤａｖｅ＝１／２×ＩＤｐ×Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）…（４）

電力Ｐｉｎは、主電源５の電源電圧Ｖ１と、平均電流ＩＤａｖｅから、式（５）で表すことができる。

Ｐｉｎ＝ＩＤａｖｅ×Ｖ１ …（５）

スイッチング素子７の動作の周期をＴａｌｌとすると、周期Ｔａｌｌは式（６）で表すことができる。

Ｔａｌｌ＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ …（６）

また、スイッチング電源回路１が動作しているスイッチング周波数ｆｓｗと、周期Ｔａｌｌとは式（７）の関係がある。

ｆｓｗ＝１／Ｔａｌｌ …（７）

電力Ｐｉｎは、ピーク電流ＩＤｐ、スイッチング周波数ｆｓｗ、１次巻線のインダクタンスＬ１１から式（８）で表すことができる。

Ｐｉｎ＝１／２×Ｌ１１×ＩＤｐ^２×ｆｓｗ …（８）

式（８）から、ピーク電流ＩＤｐは式（９）で表すことができる。

ＩＤｐ＝√（２×Ｐｉｎ／（ｆｓｗ×Ｌ１１）） …（９）

前述の図７のスイッチング電源回路１の動作条件および式（２）から電力Ｐｉｎは、効率ηが一定であるとすれば、主電源５の電源電圧Ｖ１に関わらず一定である。前述のように式（９）はピーク電流ＩＤｐを表している。式（９）の構成要素であるｆｓｗ、Ｌ１１は固定値であるので、電力Ｐｉｎが一定であれば、ピーク電流ＩＤｐも一定となる。

式（５）は、前述のように、主電源５の電源電圧Ｖ１と平均電流ＩＤａｖｅから電力Ｐｉｎを算出している。主電源５の電源電圧Ｖ１がＶｉｎのときの平均電流をＩＤａｖｅ１、電源電圧が（１＋α）×Ｖｉｎのときの平均電流をＩＤａｖｅ２とすると、以下のように表すことができる。

ＩＤａｖｅ１＝Ｐｉｎ／Ｖｉｎ …（１０）

ＩＤａｖｅ２＝Ｐｉｎ／（（１＋α）×Ｖｉｎ） …（１１）

これらの式（１０）および式（１１）は、主電源５の電源電圧Ｖ１が高いと、１次巻線１１およびスイッチング素子７に必要となる平均電流ＩＤａｖｅが小さくなるということを示している。

式（４）に式（６）の結果を使用すると、式（４）は以下のように表すことができる。

ＩＤａｖｅ＝１／２×ＩＤｐ×Ｔｏｎ／Ｔａｌｌ （１２）

式（１２）をスイッチング素子７のオン時間Ｔｏｎの式に変形すると式（１３）で表すことができる。

Ｔｏｎ＝２×ＩＤａｖｅ×Ｔａｌｌ／ＩＤｐ
＝２×ＩＤａｖｅ／ｆｓｗ／ＩＤｐ …（１３）

式（１０）および式（１１）にてそれぞれ算出したＩＤａｖｅ１，ＩＤａｖｅ２を式（１３）に入力し、算出するスイッチング素子７のオン時間を、それぞれＴｏｎ１，Ｔｏｎ２とすると、以下のように表すことができる。

Ｔｏｎ１＝２×ＩＤａｖｅ１／ｆｓｗ／ＩＤｐ
＝２×Ｐｉｎ／Ｖｉｎ／ｆｓｗ／ＩＤｐ …（１４）

Ｔｏｎ２＝２×ＩＤａｖｅ２／ｆｓｗ／ＩＤｐ
＝２×Ｐｉｎ／（（１＋α）×Ｖｉｎ）／ｆｓｗ／ＩＤｐ
＝１／（１＋α）×２×Ｐｉｎ／Ｖｉｎ／ｆｓｗ／ＩＤｐ
＝１／（１＋α）×Ｔｏｎ１ …（１５）

オン時間Ｔｏｎ１とオン時間Ｔｏｎ２の差をΔＴｏｎとすると、以下のように表すことができる。

ΔＴｏｎ＝Ｔｏｎ１−Ｔｏｎ２
＝Ｔｏｎ１−１／（１＋α）×Ｔｏｎ１
＝（α／（１+α））×Ｔｏｎ１ …（１６）

また、式（１６）のＴｏｎ１をＴｏｎと置き換えると、以下のように表すことができる。

ΔＴｏｎ＝（α／（１+α））×Ｔｏｎ …（１７）

さらに、式（１５）のＴｏｎ１をＴｏｎに置き換えると、以下のように表すことができる。

Ｔｏｎ２＝（１／（１+α））×Ｔｏｎ …（１８）

式（１７）、式（１８）は主電源５の電源電圧Ｖ１を上げると、スイッチング素子７のオン時間が短くなることを示している。例えば、主電源５の電源電圧Ｖ１を（１＋α）倍にした場合、スイッチング素子７のオン時間は（１/(１＋α））倍になることを示している。

（数式を使用した図７ｂの原理説明）
つぎに、図７ａのときと同様に、図７ｂの原理について数式を使って説明する。前述のようにスイッチング素子７がオンしているとき、２次巻線２１およびダイオードＤ２１には電流が流れない。スイッチング素子７がオフしているときに、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に電流Ｉ２１が流れる。図７ａと同様に、主電源５の電源電圧がＶｉｎのとき、スイッチング素子７がオフする時間はＴｏｆｆとなり、Ｔｏｆｆの期間、電流Ｉ２１が流れる。これに対し、主電源５の電源電圧が（１＋α）×Ｖｉｎのとき、スイッチング素子７がオフする時間はＴｏｆｆ＋ΔＴｏｎになるが、電流Ｉ２１が流れる期間は、Ｔｏｆｆの期間だけでΔＴｏｎの期間中、電流Ｉ２１は０となる。

２次巻線２１およびダイオードＤ２１に流れる電流Ｉ２１は、２次巻線２１に接続された回路負荷、すなわち制御回路２の電力により決定される。制御回路２の電源電圧はＶ２であり、制御回路２に流れる電流をＩ２とすると、制御回路２での電力負荷Ｐ２は式（１９）で表すことができる。

Ｐ２＝Ｖ２×Ｉ２ …（１９）

２次巻線２１およびダイオードＤ２１によって流れる電流Ｉ２１のピーク電流をＩ２１ｐとすると、２次巻線２１の電力Ｐ２１は式（２０）で表すことができる。

Ｐ２１＝１／２×Ｌ２１×Ｉ２１ｐ^２×ｆｓｗ …（２０）

電力Ｐ２１と電力Ｐ２とは同じであることから、以下に示す関係がある。

Ｐ２１＝Ｐ２ …（２１）

前述の図７の動作条件より、Ｐ２およびＰ２１は一定であるため、式（２０）から、ピークＩ２１ｐは一定である。そのため、電流Ｉ２と、ピーク電流Ｉ２１ｐには以下に示す関係がある。

Ｉ２＝１／２×Ｉ２１ｐ×Ｔｏｆｆ／Ｔａｌｌ …（２２）

式（２２）を式（２３）に示すように変形する。

Ｔｏｆｆ＝２×Ｉ２×Ｔａｌｌ／Ｉ２１ｐ …（２３）

式（２３）のＴｏｆｆは電流Ｉ２１が流れる時間を示している。電流Ｉ２、スイッチング周期Ｔａｌｌ、ピーク電流Ｉ２１ｐは一定であるため、Ｔｏｆｆも一定となることを示している。

以上から、前述のように、主電源５の電源電圧を上げると、スイッチング素子７のオフ時間が長くなるが、式（２３）から理解できるように、スイッチング素子７のオフ時間が長くなっても、２次巻線２１に流れる電流Ｉ２１が流れる期間は変わらないことも示している。

以上から、スイッチング電源回路１は以下の動作をしている。
（１）起動時、抵抗Ｒ４を介して電源制御用ＩＣ８を動作させ、スイッチング素子７を動作させるが、起動時は、コンデンサＣ２１の電圧Ｖ２が指令電圧に到達していないため、コンデンサＣ２１の充電電圧Ｖ２が指令電圧に到達するまでの間、過電流状態から過電流保護動作を繰り返す。
（２）定常時、スイッチング素子７がオンの時は、１次巻線１１およびスイッチング素子７に電流が流れる。１次巻線１１の端子間電圧Ｖ１１は、電源電圧Ｖｉｎと同じになり、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１は、１次巻線１１の端子間電圧Ｖ１１に巻線比Ｎ２１／Ｎ１１が積算された値がマイナス方向に発生する。
（３）定常時、スイッチング素子７がオフの時は、１次巻線およびスイッチング素子７には電流が流れなくなる。１次巻線１１の端子間電圧Ｖ１１は、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１に巻線比Ｎ１１／Ｎ２１が積算された値がマイナス方向に発生する。一方、２次巻線２１にはプラス方向に電圧が発生し、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に電流が流れる。
（４）定常時、１次巻線１１に必要となる電力Ｐｉｎ、１次巻線１１のインダクタンスＬ１１、スイッチング素子７のスイッチング周波数ｆｓｗが同一の場合、１次巻線１１およびスイッチング素子７に流れる電流ＩＤの電流ピーク値ＩＤｐは一定である。
（５）定常時、主電源５の電源電圧Ｖ１が増加した場合、スイッチング素子７のオン時間Ｔｏｎはその逆数でオン時間が短くなる。逆に、電源電圧Ｖ１が減少した場合、オン時間Ｔｏｎはその逆数でオン時間が長くなる。
（６）定常時、２次巻線２１に必要となる電力Ｐ２１、２次巻線２１のインダクタンスＬ２１、スイッチング周波数ｆｓｗが同一の場合、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に流れる電流Ｉ２１の電流ピーク値Ｉ２１ｐは一定となる。
（７）定常時、主電源５の電源電圧Ｖ１が増加することにより、スイッチング素子７のオン時間ＴｏｎがΔＴｏｎ短くなっても、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に電流Ｉ２１が流れる時間はＴｏｆｆのままで、ΔＴｏｎの間、電流は流れない。

（過電流保護レベルの設定に関する問題点）
つぎに、電源制御用ＩＣ８の過電流保護動作が働く過電流保護レベル電流の設定について説明する。図４にも示したように、起動時、スイッチング電源回路１は、過電流保護動作と解除を繰り返しながら、各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１に接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４に電圧を充電し、電源制御用ＩＣ８が監視するコンデンサＣ２１の電圧が十分に充電されたら、スイッチング電源回路１の動作は、定常状態になる。

図８に、過電流保護レベルの設定によるスイッチング電源回路１の動作を説明する図を示す。図８ａは、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣの設定がＩＤＯＣ１のときの電流ＩＤおよび電圧Ｖ２の動作波形を示している。図８ｂは、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣの設定がＩＤＯＣ２のときの電流ＩＤおよび電圧Ｖ２の動作波形を示している。

図８ａについて説明する。時刻ｔ００は、主電源５に電源が供給された時刻、時刻ｔ０１は充電電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２ｒｅｆに到達し、スイッチング電源回路１が定常状態になった時刻を示している。時刻ｔ００〜ｔ０１は、電源制御用ＩＣ８の過電流保護動作と解除を繰り返しながら、充電電圧Ｖ２が充電されていく期間、すなわち起動時の動作を示した期間である。図８ａにおいては、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣ１により、起動時に１次巻線１１に十分な電力エネルギーが蓄積されたため、時刻ｔ０１において、充電電圧Ｖ２を指令電圧Ｖ２ｒｅｆまで充電することができている。

図８ｂについて説明する。図８ａと同様に、時刻ｔ００は、主電源５に電源が供給された時刻を示している。図８ｂにおいては、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣ２では、起動時に１次巻線１１に蓄積する電力エネルギーが十分ではなく、電圧Ｖ２を指令電圧Ｖ２ｒｅｆまで充電することができない状態が続いている。

図８ａ，図８ｂから、２次巻線２１にダイオードＤ２１を介して接続されたコンデンサＣ２１に指令電圧Ｖ２ｒｅｆを充電できるような過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣを設定しなければならないことがわかる。

一方、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣを上げると、定常時に２次巻線２１に接続された回路に異常があり、２次巻線２１側に過大な電流が流れ続け、スイッチング素子７の動作を停止する必要があるにもかかわらず、１次巻線１１およびスイッチング素子７に流れる電流ＩＤが、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣに到達せずに、スイッチング素子７が動作を続ける可能性がある。

この場合、２次巻線２１に接続されたダイオードＤ２１に過大な電流が流れ続ける。そのため、ダイオードの熱破壊防止のために、ダイオードの熱容量を大きくしなければならない。また、スイッチング素子７についても、過電流保護レベル電流での動作を考慮する必要があり、過電流保護レベル電流での発熱低減のために、ダイオードと同様に熱容量を大きくしなければならない。さらにトランス６についても、１次巻線１１に過大な電流が流れるため、磁気飽和を防ぐためにコアを大きくしたり、巻線数を増やしたりする必要がある。結果として、スイッチング電源回路１の構成部品が大型化し、基板サイズ大型化、ひいては装置全体のコストアップになる。

そこで、本実施の形態１では、制御回路２が主回路３、周辺機器回路４の動作の開始／停止を制御する手段を備え、以下に示す３つのステップにより、スイッチング電源回路１の動作を制御する。

（第１のステップ）
第１のステップは、主電源５への電源供給から、電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２ｒｅｆに到達するまでの期間、すなわち起動期間中の動作である。この期間では、制御回路２および電源制御用ＩＣ８に対し電力が供給される。このとき、主回路３および周辺機器回路４は動作を開始しない、すなわち主回路３および周辺機器回路４では電力消費がない状態となる。

（第２のステップ）
第２のステップは、電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２ｒｅｆに到達し、制御回路２および電源制御用ＩＣ８が動作している期間、すなわち定常期間中の動作である。この期間では、予設定されたディレイ時間Δｔ１が経過するまでは、主回路３および周辺機器回路４は動作を開始しない。

（第３のステップ）
第３のステップは、主回路３および周辺機器回路４が動作を開始し、全回路が動作を行う期間中の動作である。この期間では、ディレイ時間Δｔ１経過後、制御回路２から、主回路３および周辺機器回路４に対し、出力信号ｓｏｕｔ，ｆｏｕｔがそれぞれ出力され、主回路３および周辺機器回路４は動作を開始する。

（第１〜第３のステップによる効果）
図９は、本実施の形態１のスイッチング電源回路１による効果を説明する図である。図９では、電流ＩＤ、電圧Ｖ２、制御回路２から主回路３への出力信号ｓｏｕｔおよび、制御回路２から周辺機器回路４への出力信号ｆｏｕｔの動作波形を示している。

時刻ｔ００は、主電源５の電源電圧Ｖ１に電源が供給された時刻である。時刻ｔ００〜ｔ０１は、前述の第１のステップであり、スイッチング電源回路１の起動時、すなわち各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１にダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４を介して接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４が充電される期間であり、この期間は、制御回路２および電源制御用ＩＣ８が駆動している。時刻ｔ０１は、電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２ｒｅｆに到達した時刻である。時刻ｔ０１〜ｔ０２は、前述の第２のステップであり、定常状態で制御回路２および電源制御用ＩＣ８が動作している期間である。時刻ｔ０２は、前述の第３のステップであり、制御回路２から主回路３および周辺機器回路４に出力信号ｓｏｕｔ，ｆｏｕｔを出力した時刻である。時刻ｔ０３以降は、定常状態で、全回路が動作している状態である。以下、第１〜第３のステップのさらに詳細な動作について説明する。

（第１のステップ：時刻ｔ００〜ｔ０１）
前述のように、第１のステップでは、各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１に接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４の充電と、制御回路２、電源制御用ＩＣ８に対する電力供給が行われる。時刻ｔ００において、主電源５に電源が供給され、スイッチング電源回路１が動作を開始する。起動時は、電源制御用ＩＣ８の過電流保護動作と解除動作とを繰り返すため、電流ＩＤは、過電流保護レベル電流ＩＤＯＣまで流れ、電圧Ｖ２が充電され、時刻ｔ０１に電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２ｒｅｆに到達する。前述のように、第１のステップでは、制御回路２および電源制御用ＩＣ８に対する電力供給を行うが、この他に各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１に接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４に対しそれぞれの指令電圧に充電する動作も行う。過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣをＩＤＯＣ、コンデンサＣ２２に対する指令電圧をＶ３ｒｅｆ、Ｃ２３に対する指令電圧をＶ４ｒｅｆ、コンデンサＣ２４に対する指令電圧をＶ５ｒｅｆ、時刻ｔ００〜時刻ｔ０１の期間をΔｔｓ１、電源制御用ＩＣ８が消費する電流をＩ５とすると、以下の式で表すことができる。

１／２×Ｌ１１×ＩＤＯＣ^２×ｆｓｗ×Δｔｓ１
＝（１／２×Ｃ２１×Ｖ２ｒｅｆ^２＋１／２×Ｃ２２×Ｖ３ｒｅｆ^２
＋１／２×Ｃ２３×Ｖ４ｒｅｆ^２＋１／２×Ｃ２４×Ｖ５ｒｅｆ^２
＋Ｖ２ｒｅｆ×Ｉ２×Δｔｓ１＋Ｖ５ｒｅｆ×Ｉ５×Δｔｓ１）／η
…（２４）

（第２のステップ：時刻ｔ０１〜ｔ０２）
前述のように、第２のステップでは、予め設定されたディレイ時間Δｔ１が経過するまでは、主回路３と周辺機器回路４の動作を開始しない。スイッチング電源回路１は、定常状態であり、制御回路２および電源制御用ＩＣ８が動作している。この期間は、コンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４は指令電圧への充電が完了しており、電流ＩＤも過大な電流は流れず、予め設定されたディレイ時間Δｔ１（ここでは、Δｔ１＝ｔ０２−ｔ０１とする）が経過するまでは、主回路３と周辺機器回路４の動作は開始しない。なお、この期間の１次巻線１１およびスイッチング素子７に流れる電流の電流ピーク値をＩＤ２ｐとすると、１次巻線１１の消費電力は以下の式で表すことができる。

１／２×Ｌ１１×ＩＤ２ｐ^２×ｆｓｗ＝（Ｖ２×Ｉ２＋Ｖ５×Ｉ５）／η …（２５）

（第３のステップ：時刻ｔ０２〜ｔ０３）
前述のように、第３のステップでは、制御回路２からの出力信号ｓｏｕｔ，ｆｏｕｔにより主回路３、周辺機器回路４の動作が開始される。ディレイ時間Δｔ１が経過した時刻ｔ０２にて、制御回路２から主回路３、周辺機器回路４に対し、出力信号ｓｏｕｔ，ｆｏｕｔがそれぞれ出力される。ｔ０２〜ｔ０３の期間では、電流ＩＤが増加している。これは、主回路３および周辺機器回路４が動作を開始し、２次巻線２２，２３に対する電力負荷が増加したためである。時刻ｔ０３において、スイッチング電源回路１に接続された全回路が動作をした状態で定常状態になっている。時刻ｔ０３以降の１次巻線１１およびスイッチング素子７に流れる電流の電流ピーク値をＩＤ３ｐ、主回路３が消費する電流をＩ３、周辺機器回路４が消費する電流をＩ４とすると、１次巻線１１の消費電力は以下の式で表すことができる。

１／２×Ｌ１１×ＩＤ３ｐ^２×ｆｓｗ
＝（Ｖ２×Ｉ２＋Ｖ３×Ｉ３＋Ｖ４×Ｖ４＋Ｖ５×Ｉ５）／η …（２６）

以上説明したように、実施の形態１のスイッチング電源回路１およびその制御方法によれば、制御回路２に、主回路３、周辺機器回路４などの動作を制御する手段を備え、起動時は、各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１にダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４を介して接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４への充電ならびに、制御回路２および電源制御用ＩＣ８への電力供給を行い、定常状態になってからは、主回路３、周辺機器回路４などを動作させるシーケンス制御を構築することで、スイッチング電源回路１における起動時の電力負荷を低減させ、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣを大きくすることなく、すなわち過電流保護レベル電流値を切り替えることなく、各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１に接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４を指令電圧に充電させること、すなわちスイッチング電源回路１の動作を定常状態にすることが可能になる。

また、実施の形態１のスイッチング電源回路１およびその制御方法によれば、定常状態において、各２次巻線２１，２２，２３に接続された回路に異常があった場合等、スイッチング電源回路１に異常があった場合でも、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣを上げていないので、スイッチング素子７の動作を速やかに停止することができる。そのため、２次巻線および補助巻線Ｂ１に接続された各ダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４およびスイッチング素子７の熱容量を小さくすることができると共に、トランス６の磁気飽和をも防ぐことができる。その結果、スイッチング電源回路１の構成部品を小さくすることができ、スイッチング電源回路１の小型化、低コスト化を図ることができる。

また、実施の形態１のスイッチング電源回路１およびその制御方法によれば、電源制御用ＩＣ８でスイッチング素子７のオン／オフ制御および過電流保護動作を行い、制御回路２で各２次巻線２１，２２，２３にそれぞれ接続された回路における動作の開始／停止を制御して各２次巻線２１，２２，２３における消費電力の増減制御ができるため、高機能で複雑な動作をする電源制御用ＩＣ８を用いる必要がなく、安価な電源制御用ＩＣ８を用いることができる。

また、前述の特許文献１のように補助巻線に接続されたコンデンサの電圧を監視する必要がないため、ＤＣ２４Ｖ電源やＤＣ１５Ｖ電源のような定電圧直流電源を主電源とした構成である場合、トランスから補助巻線をなくすことができるため、トランスの小型化を図ることができる。

なお、実施の形態１では、図９に示すように、出力信号ｓｏｕｔおよびｆｏｕｔを同時に出力する場合を一例として示しているが、まず、ｓｏｕｔを出力し、その後にｆｏｕｔを出力するようにして、更なる電力負荷分散を行うことも可能である。また、他の２次巻線２１，２２，２３に接続された主回路３、周辺機器回路４だけではなく、制御回路２に搭載された他の回路の動作開始を制御することも可能である。例えば、起動時は、演算処理部２１０および記憶保持部２２０のみ動作させ、定常状態になってから、制御回路２に搭載された他の回路に動作を開始するシーケンス制御系を構成することもできる。このシーケンス制御系では、制御回路２で比較器、タイマ回路等を用いたハードウェアで構成してもよいし、演算処理部２１０内にてソフトウェア、ロジック回路等で構成してもよい。

実施の形態２．
図１０は、実施の形態２にかかるスイッチング電源回路１およびその他の回路を搭載した電子機器に関する要部構成を示すブロック図である。実施の形態１と同様に、インバータ装置に搭載した例を示しているが、実施の形態１との相違点は、主電源５の電源電圧を監視する電源電圧検出部５０を付加した点にある。電源電圧検出部５０は、主電源５の電源電圧Ｖ１を検出し、制御回路２に対し、検出結果である出力信号Ｖ５０を出力する機能を有している。なお、図１と同一または同等の部分については、同一符号を付して示し、重複する内容は適宜省略した説明とする。

図１１は、電源電圧判定部８０の内部構成例を示すブロック図である。電源電圧判定部８０は、電源電圧検出部５０の出力信号Ｖ５０に基づいて、主電源５の電源電圧Ｖ１の診断・判定を行い、主回路３、周辺機器回路４等に対し、出力信号ｓｏｕｔ，ｆｏｕｔをそれぞれ出力し、あるいは出力信号ｓｏｕｔ，ｆｏｕｔを出力せずにアラーム信号を出力する。すなわち、電源電圧判定部８０は、電源電圧判定部８０の判定・診断結果に基づいて、主回路３と周辺機器回路４の開始／停止制御を行う機能を有している。

図１１は、電源電圧判定部８０を演算処理部２１０内にて、サンプリング時間ｓＴの離散時間系で構成する場合の一例であり、比較器８１０，８２０、論理積８３０、ディレイ回路８４０および、ＮＰＮトランジスタ８６０を有して構成している。なお、図１１では、電源電圧判定部８０を演算処理部２１０内に構成しているが、演算処理部２１０とは別（すなわち演算処理部２１０の外部）に構成してもよいことは言うまでもない。

比較器８１０のマイナス端子および比較器８２０のプラス端子には、電源電圧検出部５０の出力信号であるＶ５０が入力される。比較器８１０のプラス端子には、電圧上限しきい値であるＶ５０ｍａｘが入力され、比較器８２０のマイナス端子には、電圧下限しきい値であるＶ５０ｍｉｎが入力される。比較器８１０および比較器８２０の出力信号は、論理積８３０に入力され、論理積８３０の出力信号ｖｏｕｔは、ディレイ回路８４０に入力される。ディレイ回路８４０の出力信号ｓ８０は、ＮＰＮトランジスタ８６０のベース端子に入力され、ＮＰＮトランジスタ８６０のコレクタ端子には、制御回路２から主回路３への出力信号ｓｏｕｔと、制御回路２から周辺機器回路４への出力信号ｆｏｕｔが入力されている。ＮＰＮトランジスタ８６０のエミッタ端子は、出力信号ｓｏｕｔ、出力信号ｆｏｕｔをそれぞれ主回路３、周辺機器回路４に出力されるように構成している。

つぎに、電源電圧判定部８０の動作について説明する。まず、電源電圧検出部５０の出力信号Ｖ５０の値が、Ｖ５０ｍｉｎ≦Ｖ５０≦Ｖ５０ｍａｘであることを比較器８１０，８２０、論理積８３０にて確認する。Ｖ５０ｍｉｎ≦Ｖ５０≦Ｖ５０ｍａｘであれば、論理積８３０は“Ｈ”を出力する。

ディレイ回路８４０は、論理積８３０の出力ｖｏｕｔが“Ｈ”であった場合、予め設定されたディレイ時間ｄ×ｓＴ経過後に、ＮＰＮトランジスタ８６０のベース端子に“Ｈ”を出力し、ＮＰＮトランジスタ８６０をオンさせる。ＮＰＮトランジスタ８６０がオンすると、主回路３に対し出力信号ｓｏｕｔを出力すると共に、周辺機器回路４に対し出力信号ｆｏｕｔを出力する。このとき、主回路３が動作を開始すると共に、周辺機器回路４も動作を開始する。

すなわち、電源電圧判定部８０は、電源電圧検出部５０の出力信号Ｖ５０が、条件：Ｖ５０ｍｉｎ≦Ｖ５０≦Ｖ５０ｍａｘを満足し、ディレイ時間ｄ×ｓＴ経過後に、制御回路２から主回路３および周辺機器回路４に出力信号ｓｏｕｔ，ｆｏｕｔをそれぞれ出力する構成となっている。なお、電源電圧検出部５０は、この構成に限らず、ｄ＝１として、条件：Ｖ５０ｍｉｎ≦Ｖ５０≦Ｖ５０ｍａｘを満たして１サンプリング時間ｓＴ後にＮＰＮトランジスタ８６０をオンさせる等の構成でもよく、また、判定しきい値を下限しきい値のみで判定する構成を採択してもよい。また、ここでは演算処理部２１０内に離散時間系で構成する場合を例示したが、制御回路２にて、回路等のハードウェアによる構成も可能である。

実施の形態２では、実施の形態１と同様に、制御回路２が主回路３、周辺機器回路４の動作の開始／停止を制御する手段を備え、以下に示す３つのステップにより、スイッチング電源回路１の動作を制御する。

（第１のステップ）
第１のステップは、主電源５への電源供給から、電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２ｒｅｆに到達するまでの期間、すなわち起動期間中の動作である。この期間では、制御回路２および電源制御用ＩＣ８に対し電力が供給される。このとき、主回路３および周辺機器回路４は動作を開始しない、すなわち主回路３および周辺機器回路４では電力消費がない状態となる。

（第２のステップ）
第２のステップは、電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２ｒｅｆに到達し、制御回路２および電源制御用ＩＣ８が動作している期間、すなわち定常期間中の動作である。この期間では、制御回路２に設けられる電源電圧判定部８０は、電源電圧検出部５０からの出力信号Ｖ５０に基づいて、主電源５の電源電圧Ｖ１の診断・判定を行う。

（第３のステップ）
第３のステップでは、電源電圧判定部８０の診断・判定結果に応じた処理が実行される。具体的には、電源電圧判定部８０の診断・判定結果が、診断・判定基準を満足していれば、制御回路２から主回路３および周辺機器回路４に対し、出力信号ｓｏｕｔ，ｆｏｕｔがそれぞれ出力され、主回路３および周辺機器回路４は動作を開始する。一方、電源電圧判定部８０の診断・判定結果が、診断・判定基準を満たしていなければ、診断・判定基準を満たしていない主回路３、周辺機器回路４に対しては、制御回路２からの出力信号ｓｏｕｔ，ｆｏｕｔは出力されず、代わりにアラーム信号を出力して主電源５の電源電圧に異常があることが伝達される。

図１２は、実施の形態２のスイッチング電源回路１による動作および効果を説明する図であり、電流ＩＤ、電圧Ｖ２、電源電圧判定部８０内のディレイ回路８４０の出力信号ｓ８０、制御回路２から主回路３への出力信号ｓｏｕｔおよび、制御回路２から周辺機器回路４への出力信号ｆｏｕｔの動作を示している。

図１２において、時刻ｔ００は、主電源５の電源電圧に電源が供給された時刻である。時刻ｔ００〜ｔ０１は、前述の第１のステップであり、スイッチング電源回路１の起動時、すなわち各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１にそれぞれダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４を介して接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４が充電される期間であり、この期間は、制御回路２および電源制御用ＩＣ８が駆動している。時刻ｔ０１は、電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２ｒｅｆに到達した時刻である。時刻ｔ０１〜ｔ０２は、前述の第２のステップであり、定常状態で制御回路２および電源制御用ＩＣ８が動作している期間であるのと共に、電源電圧判定部８０にて、電源電圧検出部５０の出力信号Ｖ５０を判定する期間である。時刻ｔ０２は、前述の第３のステップであり、制御回路２から主回路３および周辺機器回路４に出力信号ｓｏｕｔ，ｆｏｕｔを出力した時刻である。時刻ｔ０３以降は、定常状態で、全回路が動作している状態である。

（第１のステップ：時刻ｔ００〜ｔ０１）
第１のステップでは、各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１にそれぞれダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４を介して接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４の充電と、制御回路２、電源制御用ＩＣ８に対する電力供給を行う。時刻ｔ００において、主電源５に電源が供給され、スイッチング電源回路１が動作を開始する。前述のように、起動時は、電源制御用ＩＣ８の過電流保護動作と解除動作とを繰り返すため、電流ＩＤは、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣまで流れ、電圧Ｖ２が充電され、時刻ｔ０１に電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２ｒｅｆに到達する。前述のように、第１のステップでは、制御回路２および電源制御用ＩＣ８に対する電力供給を行うが、この他に各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１に接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４に対しそれぞれの指令電圧に充電する動作も行う。

（第２のステップ：時刻ｔ０１〜ｔ０２）
第２のステップでは、制御回路２にて、主電源５の電源電圧Ｖ１を確認し、他の回路の動作の可否を決定する。スイッチング電源回路１は、定常状態であり、制御回路２および電源制御用ＩＣ８が動作している。この期間は、コンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４は指令電圧への充電が完了しており、また、電源電圧判定部８０にて電源電圧検出部５０の出力信号Ｖ５０に対する判定処理が行われているので、過大な電流ＩＤも流れない。電源電圧検出部５０の出力信号Ｖ５０（すなわち主電源５の電源電圧Ｖ１）に異常がなければ、時刻ｔ０２にて、主回路３および周辺機器回路４の動作が開始されるが、電源電圧Ｖ１に異常があった場合には、アラーム信号が出力され、主電源５の電源電圧Ｖ１に異常がある旨が主回路３および周辺機器回路４に通知される。

（第３のステップ：時刻ｔ０２〜ｔ０３）
第３のステップでは、制御回路２からの出力信号ｓｏｕｔ，ｆｏｕｔにより主回路３、周辺機器回路４の動作が開始される。時刻ｔ０２にて、電源電圧判定部８０からの出力信号ｓ８０により、制御回路２から主回路３、周辺機器回路４に対し、出力信号ｓｏｕｔ，ｆｏｕｔがそれぞれ出力される。ｔ０２〜ｔ０３の期間では、電流ＩＤが増加している。これは、主回路３および周辺機器回路４が動作を開始し、２次巻線２２，２３に対する電力負荷が増加したためである。時刻ｔ０３において、スイッチング電源回路１に接続された全回路が動作をした状態で定常状態になっている。

以上の説明から理解できるように、実施の形態２のスイッチング電源回路１およびその制御方法においても、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。具体的には、以下の通りである。

まず、実施の形態２のスイッチング電源回路１およびその制御方法によれば、制御回路２に、主回路３および周辺機器回路４の動作を制御する手段を備え、起動時は、各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１にダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４を介して接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４への充電ならびに、制御回路２および電源制御用ＩＣ８への電力供給を行い、定常状態になってからは、電源電圧検出部５０の出力信号Ｖ５０、すなわち主電源５の電源電圧Ｖ１に基づいて、主回路３、周辺機器回路４などを動作させるシーケンス制御を構築することで、スイッチング電源回路１における起動時の電力負荷を低減させ、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣを大きくすることなく、各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１に接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４を指令電圧に充電させること、すなわちスイッチング電源回路１の動作を定常状態にすることが可能になる。

また、実施の形態２のスイッチング電源回路１およびその制御方法によれば、定常状態において、各２次巻線２１，２２，２３に接続された回路に異常があった場合等、スイッチング電源回路１に異常があった場合でも、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣを上げていないので、スイッチング素子７の動作を速やかに停止することができる。そのため、２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１に接続された各ダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４およびスイッチング素子７の熱容量を小さくすることができると共に、トランス６の磁気飽和をも防ぐことができる。その結果、スイッチング電源回路１の構成部品を小さくすることができ、スイッチング電源回路１の小型化、低コスト化を図ることができる。

また、実施の形態２のスイッチング電源回路１およびその制御方法によれば、スイッチング電源回路１の電力源である主電源５の電源電圧Ｖ１に基づいた制御を行うので、制御回路２が安定動作開始後、電源電圧Ｖ１が電子機器の仕様範囲外である場合、主回路３、周辺機器回路４などを動作させる前に、アラーム信号等で、主電源５の電源異常を伝達することができるので、電源異常に起因する主回路３の異常動作を事前に防ぐことが可能となる。

さらに、実施の形態２のスイッチング電源回路１およびその制御方法によれば、実施の形態１と同様に、電源制御用ＩＣ８でスイッチング素子７のオン／オフ制御および過電流保護動作を行い、制御回路２で各２次巻線２１，２２，２３にそれぞれ接続された回路における動作の開始／停止を制御して各２次巻線２１，２２，２３における消費電力の増減制御ができるため、高機能で複雑な動作をする電源制御用ＩＣ８を用いる必要がなく、安価な電源制御用ＩＣ８を用いることができる。

なお、前述の第３のステップの時刻ｔ０３以降の動作、すなわちスイッチング電源回路１が定常状態になった以降の動作が、以下の動作となるように、電源電圧判定部８０の構成を変更してもよい。

例えば、主電源５の電圧異常があった場合でも、実動作に直接関わらない周辺機器回路４の動作の開始／停止のみを行い、実動作を行う主回路３は動作を続けるように変更する。より具体的に説明すると、主電源５の電源電圧Ｖ１が停電等により、Ｖ５０が電圧下限しきい値Ｖ５０ｍｉｎを下回った場合、実動作を行う主回路３の動作は続行させ、実動作に直接関わらない周辺機器回路４の動作のみ停止させる。この仕組みを構築すれば、停電耐量を向上させることが可能となる。例えば、モータを駆動するインバータ装置においては、停電等、電源異常に起因する異常発生時においても、モータの動作可能時間を長くすることが可能となる。

また、電圧上限しきい値Ｖ５０ｍａｘおよび電圧下限しきい値Ｖ５０ｍｉｎのうちの少なくとも１つを変更してもよい。例えば、電圧下限しきい値Ｖ５０ｍｉｎを変更すれば、電源低下の異常に起因する異常発生時においても、主回路３、周辺機器回路４の動作を長くすることが可能となる。

なお、主回路３、周辺機器回路４を動作させた以降において、電圧上限しきい値Ｖ５０ｍａｘおよび電圧下限しきい値Ｖ５０ｍｉｎのうちの少なくとも１つを変更した後に、例えばＶ５０が電圧下限しきい値Ｖ５０ｍｉｎを下回った場合、主回路３、周辺機器回路４のうちの少なくとも１つの回路は停止させることが好ましい。このような制御を行えば、電源低下の異常に起因する異常発生時においても、回路全体から見た動作時間を長くできるという効果がある。

実施の形態３．
実施の形態３では、電源電圧検出部５０を２次側に設ける構成について説明する。実施の形態１，２では、前述のように、電源電圧検出部５０は、トランス６の１次巻線１１に接続された主電源５の電源電圧Ｖ１を検出し、制御回路２に検出結果Ｖ５０を送付する機能を備え、電源電圧検出部５０には１次巻線１１に接続された主電源５の電源電圧Ｖ１が入力され、制御回路２に対して電源電圧Ｖ１に基づいた検出値Ｖ５０が出力される構成であった。

一般的に、１次巻線１１に接続されている電源電圧Ｖ１を検出し、絶縁された別の電源で駆動している制御回路２に検出値Ｖ５０を出力するには、フォトカプラ、アイソレーションアンプなどの専用の絶縁機構を用いる必要がある。これは、１次巻線１１に接続された電源を基準とした信号パターンと、制御回路２を駆動している電源を基準とした信号パターンを接続すると、トランス６による絶縁がなくなるためである。

もちろん専用の絶縁機構により、電源電圧検出部５０を構成することも可能であるが、専用の絶縁機構を使用した場合、電源基準が異なる信号パターン間では、絶縁距離を確保する必要があり、基板サイズが大きくなる。そのため、インバータ装置のサイズも大きくなる。

スイッチング電源回路１において、スイッチング素子７が、例えば図６に示すようなスイッチング動作をしている場合、トランス６の１次巻線１１の端子間電圧Ｖ１１には、主電源５の電源電圧Ｖ１が発生している。このとき、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１には、巻線比Ｎ２１／Ｎ１１×Ｖ１の電圧がマイナス方向に発生する。そこで、実施の形態３においては、電源電圧検出部５０にて、スイッチング素子７がスイッチングオンしているときの２次巻線２１に発生する端子間電圧Ｖ２１に基づいて、主電源５の電源電圧Ｖ１を検出する構成とする。

図１３は、実施の形態３にかかる電源電圧検出部５０の構成例を示すブロック図である。電源電圧検出部５０は、電圧抽出部５１および反転増幅部５２を備える。電圧抽出部５１は、トランス６の２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１を監視し、スイッチング素子７がスイッチングオンしているときのみの端子間電圧Ｖ２１を検出して反転増幅部５２に出力する。この端子間電圧Ｖ２１は、２次巻線２１の端子間電圧、すなわちダイオードＤ２１で整流化される前の電圧である。反転増幅部５２は、電圧抽出部５１の出力値（信号）Ｖ５１を反転増幅し、反転増幅した出力値Ｖ５０を制御回路２に出力する。

図１４は、電圧抽出部５１の内部構成例を示すブロック図である。電圧抽出部５１は、ダイオードＤ５１１、抵抗Ｒ５１３、抵抗Ｒ５１４およびコンデンサＣ５１２を有して構成される。電圧抽出部５１では、２次巻線２１の巻き終わり側とダイオードＤ５１１のカソードが接続され、ダイオードＤ５１１のアノードは、コンデンサＣ５１２の一端および抵抗Ｒ５１３の一端と接続される。抵抗Ｒ５１３の他端は抵抗Ｒ５１４の一端と接続され、抵抗Ｒ５１４の他端はコンデンサＣ５１２の他端と２次巻線２１の巻き始め側と接続される。これらの構成により、スイッチング素子７がスイッチングオンしているときの２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１のみが抽出される。

図１５は、反転増幅部５２の内部構成例を示すブロック図である。反転増幅部５２は、オペアンプ５２１、抵抗Ｒ５２２および抵抗Ｒ５２３を有して構成される。反転増幅部５２では、電圧抽出部５１の出力値Ｖ５１が抵抗Ｒ５２２を介してオペアンプ５２１のマイナス端子に入力され、オペアンプ５２１のプラス端子は電源電圧Ｖ２の基準電位であるＧＮＤ２と接続される。オペアンプ５２１の出力端子は、反転増幅部５２の出力であると同時に、抵抗Ｒ５２３を介してオペアンプ５２１のマイナス端子に電気的に接続される。これらの構成により、反転増幅部５２は、電圧抽出部５１の出力を反転増幅する機能を実現する。この反転増幅部５２により、主電源５の電源電圧Ｖ１を算出することができる。

図１６は、電源電圧検出部５０の動作を説明する図であり、１次巻線１１の端子間電圧Ｖ１１、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１、電圧抽出部５１の出力Ｖ５１および、反転増幅部５２の出力Ｖ５０の動作波形を示している。前述のように、スイッチング素子７がオンしているとき、１次巻線１１には、主電源５の電源電圧Ｖ１が印加されているため、１次巻線１１の端子間電圧Ｖ１１はＶ１となる。このとき、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１には、Ｎ２１／Ｎ１１×Ｖ１の電圧がマイナス方向に発生する。スイッチング素子７がオフしているとき、２次巻線２１の端子間には、プラス方向の電圧が発生し、１次巻線１１の端子間には、マイナス方向にＮ１１／Ｎ２１×Ｖ２１の電圧が発生する。

電圧抽出部５１に、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１、すなわちダイオードＤ２１にて整流化される前の電圧を入力する。ダイオードＤ５１１にて、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１がマイナス方向に発生した電圧のみを抽出する、すなわちスイッチング素子７がオンしているときの電圧のみを抽出し、コンデンサＣ５１２に入力する。さらに、抵抗Ｒ５１３，Ｒ５１４にて、電圧Ｖ５１を生成する。抵抗Ｒ５１３，Ｒ５１４は、コンデンサＣ５１２に充電された電圧を分圧する機能と、放電を防止する機能を実現している。このようにして、電圧抽出部５１により、マイナス方向の直流電圧が生成される。

電圧抽出部５１が生成した電圧Ｖ５１は、反転増幅部５２に入力される。反転増幅部５２は、前述のように、反転増幅回路を構成しているので、電圧Ｖ５１を反転増幅した電圧を出力する。抵抗Ｒ５２２，Ｒ５２３により設定された増幅率にて電圧Ｖ５１は反転増幅され、プラス方向の直流電圧値を有するＶ５０を出力する。なお、抵抗Ｒ５２２，Ｒ５２３の抵抗値により、主電源５の電源電圧Ｖ１と等価な電圧値をＶ５０として出力できることは言うまでもない。

また、前述のＲ５１３、Ｒ５１４、Ｒ５２２、Ｒ５２３の抵抗値の組合せにより、スイッチング電源回路１の動作電圧下限値Ｖ５０ｍｉｎ近辺の電圧値に特化した電圧を算出することもできる。このようにすることで、主電源５の電源電圧Ｖ１が停電等に電源断が発生した場合、より高精度に検出することができる。

以上説明したように、実施の形態３のスイッチング電源回路１によれば、制御回路２に電力供給を行う２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１の監視結果に基づいて、主電源５の電源電圧Ｖ１を検出する電源電圧検出部５０を設けることとしたので、アイソレーションアンプ、フォトカプラなど専用の絶縁機構を用いる必要がなく、部品点数削減による信頼性向上および低コスト化が図れる。

また、実施の形態３のスイッチング電源回路１によれば、制御回路２と同じ２次巻線２１によって生成される電源電圧Ｖ２のＧＮＤ２を基準としているため、信号パターンの絶縁距離に対する要求を下げることができ、基板サイズの小型化が図れる。

実施の形態４．
図１７は、実施の形態４にかかるスイッチング電源回路１およびその他の回路を搭載した電子機器に関する要部構成を示すブロック図であり、実施の形態１，２と同様、インバータ装置に搭載した例を示している。実施の形態２では、制御回路２に対し、電源電圧検出部５０の出力信号が入力されていたのに対し、実施の形態４では、電源電圧検出部５０に代わり、スイッチング動作検出部７０が設けられ、制御回路２に対し、スイッチング動作検出部７０の出力信号ｔＰｏｕｔが入力される構成となっている。なお、図１と同一または同等の部分については、同一符号を付して示し、重複する内容は適宜省略した説明とする。

スイッチング動作検出部７０は、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１、すなわち整流化される前の電圧を監視し、その監視電圧に基づく信号をｔＰｏｕｔとして制御回路２に出力する。なお、この信号ｔＰｏｕｔは、スイッチング素子７の動作もしくは動作状態を検出するための信号であり、スイッチング素子７のスイッチングオン時間Ｔｏｎ、スイッチングオフ時間Ｔｏｆｆ、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に電流Ｉ２１が流れる時間、あるいはスイッチング周波数ｆｓｗ（スイッチング周期Ｔａｌｌと等価）のうちの少なくとも１つを算出することで対応可能である。なお、スイッチング動作検出部７０の構成については後述する。

図１８は、制御回路２の演算処理部２１０に設けられるスイッチング動作判定部９０の内部構成例を示すブロック図である。スイッチング動作判定部９０は、スイッチング動作検出部７０が検出した信号ｔＰｏｕｔに基づいて、出力信号ｓｏｕｔ，ｆｏｕｔを出力する機能を有する。

図１８は、スイッチング動作判定部９０を演算処理部２１０内にて、サンプリング時間ｓＴの離散時間系で構成する場合の一例であり、時間幅計測部１００、比較器９１０，９２０、論理積９３０、ディレイ回路９４０および、ＮＰＮトランジスタ９６０を有して構成される。なお、図１８では、スイッチング動作判定部９０を演算処理部２１０内に構成しているが、演算処理部２１０とは別（すなわち演算処理部２１０の外部）に構成してもよいことは言うまでもない。

スイッチング動作検出部７０から出力される信号ｔＰｏｕｔは、時間幅計測部１００に入力される。この信号ｔＰｏｕｔを用いて時間幅計測部１００が生成した信号ｔｏｕｔは、比較器９１０のマイナス端子および比較器９２０のプラス端子に入力される。比較器９１０のプラス端子には、時間上限しきい値であるｔｏｕｔｍａｘが入力され、比較器９２０のマイナス端子には、時間下限しきい値であるｔｏｕｔｍｉｎが入力される。比較器９１０および比較器９２０の出力信号は、論理積９３０に入力され、論理積９３０の出力信号ｔ９３０は、ディレイ回路９４０に入力される。ディレイ回路９４０の出力信号ｔ９０は、ＮＰＮトランジスタ９６０のベース端子に入力され、ＮＰＮトランジスタ９６０のコレクタ端子には、制御回路２から主回路３への出力信号ｓｏｕｔと、制御回路２から周辺機器回路４への出力信号ｆｏｕｔが入力されている。ＮＰＮトランジスタ９６０のエミッタ端子は、出力信号ｓｏｕｔ、出力信号ｆｏｕｔをそれぞれ主回路３、周辺機器回路４に出力されるように構成している。

つぎに、スイッチング動作判定部９０の動作原理について説明する。時間幅計測部１００は、スイッチング動作検出部７０から出力される信号ｔＰｏｕｔを用いて、スイッチング素子７のオン時間を表す信号ｔｏｕｔを生成して比較器９１０，９２０に出力する。なお、信号ｔｏｕｔは、スイッチング素子７のオン時間Ｔｏｎに限られず、これに関係する時間信号として、例えばスイッチング素子７のオフ時間Ｔｏｆｆ、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に電流Ｉ２１が流れる時間、スイッチング周期Ｔａｌｌ、スイッチング周波数ｆｓｗなどを算出することでもよい。

比較器９１０，９２０および論理積９３０は、時間幅計測部１００からの信号ｔｏｕｔが入力される。信号ｔｏｕｔが、ｔｏｕｔｍｉｎ≦ｔｏｕｔ≦ｔｏｕｔｍａｘであるか否かを判定する。ｔｏｕｔｍｉｎ≦ｔｏｕｔ≦ｔｏｕｔｍａｘである場合、論理積９３０は、出力信号ｔ９３０として“Ｈ”を出力する。

ディレイ回路９４０は、論理積９３０の出力信号ｔ９３０が“Ｈ”であった場合、予め設定されたディレイ時間ｄ×ｓＴ経過後に、ＮＰＮトランジスタ９６０のベース端子に“Ｈ”を出力し、ＮＰＮトランジスタ９６０をオンさせる。ＮＰＮトランジスタ９６０がオンすると、主回路３に対し、出力信号ｓｏｕｔを出力すると共に、周辺機器回路４に対し出力信号ｆｏｕｔを出力する。このとき、主回路３が動作を開始すると共に、周辺機器回路４も動作を開始する。

すなわち、スイッチング動作判定部９０は、時間幅計測部１００が生成した信号ｔｏｕｔが、条件：ｔｏｕｔｍｉｎ≦ｔｏｕｔ≦ｔｏｕｔｍａｘを満足し、ディレイ時間ｄ×ｓＴ経過後に、制御回路２から主回路３および周辺機器回路４へ出力信号ｓｏｕｔ，ｆｏｕｔをそれぞれ出力する構成となっている。なお、スイッチング動作判定部９０は、この構成に限らず、ｄ＝１として、条件：ｔｏｕｔｍｉｎ≦ｔｏｕｔ≦ｔｏｕｔｍａｘを満たして１サンプリング時間ｓＴ後にＮＰＮトランジスタ９６０をオンさせる等の構成でもよい。また、ここでは演算処理部２１０内に離散時間系で構成する場合を例示したが、制御回路２にて、回路等のハードウェアによる構成も可能である。

図１９は、実施の形態４のスイッチング電源回路１による動作および効果を説明する図であり、電流ＩＤ、電圧Ｖ２、スイッチング動作判定部９０内のディレイ回路９４０の出力信号ｔ９０、制御回路２から主回路３への出力信号ｓｏｕｔおよび、制御回路２から周辺機器回路４への出力信号ｆｏｕｔの動作を示している。

図１９において、時刻ｔ００は、主電源５の電源電圧に電源が供給された時刻である。時刻ｔ００〜ｔ０１は、前述の第１のステップであり、スイッチング電源回路１の起動時、すなわち各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１にそれぞれダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４を介して接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４が充電される期間であり、この期間は、制御回路２および電源制御用ＩＣ８が駆動している。時刻ｔ０１は、電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２ｒｅｆに到達した時刻である。時刻ｔ０１〜ｔ０２は、前述の第２のステップであり、定常状態で制御回路２および電源制御用ＩＣ８が動作している期間であるのと共に、スイッチング動作判定部９０にて、スイッチング動作検出部７０の出力信号ｔＰｏｕｔを判定する期間である。時刻ｔ０２は、前述の第３のステップであり、制御回路２から主回路３および周辺機器回路４に出力信号ｓｏｕｔ，ｆｏｕｔを出力した時刻である。時刻ｔ０３以降は、定常状態で、全回路が動作している状態である。

（第１のステップ：時刻ｔ００〜ｔ０１）
第１のステップでは、各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１にそれぞれダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４を介して接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４の充電と、制御回路２、電源制御用ＩＣ８に対する電力供給を行う。時刻ｔ００において、主電源５に電源が供給され、スイッチング電源回路１が動作を開始する。前述のように、起動時は、電源制御用ＩＣ８の過電流保護動作と解除動作とを繰り返すため、電流ＩＤは、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣまで流れ、電圧Ｖ２が充電され、時刻ｔ０１に電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２ｒｅｆに到達する。前述のように、第１のステップでは、制御回路２および電源制御用ＩＣ８に対する電力供給を行うが、この他に各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１に接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４に対しそれぞれの指令電圧に充電する動作も行う。なお、この期間における１次巻線１１に必要となる電力エネルギーは、実施の形態１で示した式（２３）となるので説明は省略する。

（第２のステップ：時刻ｔ０１〜ｔ０２）
第２のステップでは、制御回路２にて、主電源５の電源電圧Ｖ１を確認し、他の回路の動作の可否を決定する。スイッチング電源回路１は、定常状態であり、制御回路２および電源制御用ＩＣ８が動作している。この期間は、コンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４は指令電圧への充電が完了しており、また、スイッチング動作判定部９０にてスイッチング動作検出部７０の出力信号ｔＰｏｕｔに対する判定処理が行われているので、過大な電流ＩＤも流れない。スイッチング素子７の動作（すなわち時間幅計測部１００の出力信号ｔｏｕｔ）に異常がなければ、時刻ｔ０２にて、主回路３および周辺機器回路４の動作が開始されるが、スイッチング素子７の動作に異常があった場合には、アラーム信号が出力され、主電源５の電源電圧Ｖ１に異常がある旨が主回路３および周辺機器回路４に通知される。なお、この期間における１次巻線１１に必要な電力は、実施の形態１で示した式（２４）となるので説明は省略する。

（第３のステップ：時刻ｔ０２〜ｔ０３）
第３のステップでは、制御回路２からの出力信号ｓｏｕｔ，ｆｏｕｔにより主回路３、周辺機器回路４の動作が開始される。時刻ｔ０２にて、スイッチング動作判定部９０からの出力信号ｔ９０により、制御回路２から主回路３、周辺機器回路４に対し、出力信号ｓｏｕｔ，ｆｏｕｔがそれぞれ出力される。時刻ｔ０２〜ｔ０３の期間では、電流ＩＤが増加している。これは、主回路３および周辺機器回路４が動作を開始し、２次巻線２２，２３に対する電力負荷が増加したためである。時刻ｔ０３において、スイッチング電源回路１に接続された全回路が動作をした状態で定常状態になっている。なお、時刻ｔ０３以降における１次巻線１１に必要な電力は、実施の形態１で示した式（２５）となるので説明は省略する。

以上の説明から理解できるように、実施の形態４のスイッチング電源回路１およびその制御方法においても、実施の形態１と同様の効果が得ることができる。具体的には、以下の通りである。

まず、実施の形態４のスイッチング電源回路１およびその制御方法によれば、制御回路２に、主回路３および周辺機器回路４の動作を制御する手段を備え、起動時は、各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１にダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４を介して接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４への充電ならびに、制御回路２および電源制御用ＩＣ８への電力供給を行い、定常状態になってからは、スイッチング動作検出部７０の出力信号ｔＰｏｕｔ、すなわちスイッチング素子７の動作に基づいて、主回路３、周辺機器回路４を動作させるシーケンス制御を構成することで、スイッチング電源回路１の起動時の電力負荷を低減させ、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣを大きくすることなく、各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１に接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４を指令電圧に充電させること、すなわちスイッチング電源回路１の動作を定常状態にすることが可能になる。

また、実施の形態４のスイッチング電源回路１およびその制御方法によれば、定常状態において、各２次巻線２１，２２，２３に接続された回路に異常があった場合等、スイッチング電源回路１に異常があった場合でも、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣを上げていないので、スイッチング素子７の動作を速やかに停止することができる。そのため、２次巻線２１，２２，２３に接続された各ダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３およびスイッチング素子７の熱容量を小さくすることができると共に、トランス６の磁気飽和をも防ぐことができる。その結果、スイッチング電源回路１の構成部品を小さくすることができ、スイッチング電源回路１の小型化、低コスト化を図ることができる。

さらに、実施の形態４のスイッチング電源回路１およびその制御方法によれば、実施の形態１〜３と同様に、電源制御用ＩＣ８でスイッチング素子７のオン／オフおよび過電流保護動作を行い、制御回路で各２次巻線２１，２２，２３にそれぞれ接続された各回路における動作の開始／停止を制御して各２次巻線２１，２２，２３における消費電力の増減制御ができるため、高機能で複雑な動作をする電源制御用ＩＣ８を用いる必要がなく、安価な電源制御用ＩＣ８を用いることができる。

なお、実施の形態４では、図１９に示すように、出力信号ｓｏｕｔおよびｆｏｕｔを同時に出力する場合を一例として示しているが、実施の形態１と同様に、まずｓｏｕｔを出力し、その後にｆｏｕｔを出力するようにして、更なる電力負荷分散を行うことも可能である。また、他の２次巻線２１，２２，２３に接続された主回路３、周辺機器回路４だけではなく、制御回路２に搭載された他の回路の動作開始を制御することも可能である。例えば、起動時は、演算処理部２１０および記憶保持部２２０のみ動作させ、定常状態になってから、制御回路２に搭載された他の回路に動作を開始するシーケンス制御系を構成することもできる。このシーケンス制御系では、制御回路２で比較器、タイマ回路等を用いたハードウェアで構成してもよいし、演算処理部２１０内にてソフトウェア、ロジック回路等で構成してもよい。

つぎに、スイッチング動作検出部７０の構成について説明する。前述のように、スイッチング動作検出部７０は、スイッチング素子７のオン時間Ｔｏｎに関係する信号を生成する機能を備える。

スイッチング素子７の動作を検出するには、スイッチング素子７のドレイン端子−ソース端子間の電圧を検出する手法、電源制御用ＩＣ８からスイッチング素子７のゲート端子に出力されるスイッチングオン信号、スイッチングオフ信号などを検出する手法が考えられる。しかしながら、前述の電源電圧検出部５０の場合と同様にアイソレーションアンプ、フォトカプラといった専用の絶縁機構が必要となる。無論、専用の絶縁機構を用いたスイッチング動作検出部７０を構成することも可能であるが、この場合、実施の形態１で示した電源電圧検出部５０と同様の問題があり、基板サイズの大型化、インバータ装置の大型化に繋がってしまう。

スイッチング電源回路１において、例えば図６に示すようなスイッチング動作をしている場合、トランス６の１次巻線１１の端子間電圧Ｖ１１には、主電源５の電源電圧Ｖ１が発生している。このとき、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１には、巻線比Ｎ２１／Ｎ１１×Ｖ１の電圧がマイナス方向に発生する。スイッチング素子７がスイッチングオフしている場合、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１には、プラス方向に電圧が発生する。そこで、実施の形態４においては、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１に基づいて、スイッチング素子７のオン時間Ｔｏｎ、オフ時間Ｔｏｆｆ、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に電流が流れる時間、スイッチング周波数ｆｓｗのうちの少なくとも１つを検出する構成とする。

図２０は、スイッチング動作検出部７０の構成例を示す図であり、比較器７１によって構成される。２次巻線２１の巻き始め側と比較器７１のプラス端子とが接続され、また、２次巻線２１の巻き終わり側と比較器７１のマイナス端子とが接続され、比較器７１の出力がスイッチング動作検出部７０の出力信号ｔＰｏｕｔとして扱われる。２次巻線２１の巻き始め側は、ＧＮＤ２と接続されており、比較器７１のプラス端子には、ＧＮＤ２が接続されていることになる。これらの構成により、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１がプラス方向に発生したとき、比較器７１の出力ｔＰｏｕｔ、すなわちスイッチング動作検出部７０の出力信号ｔＰｏｕｔは“Ｈ”を出力し、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１がマイナス方向に発生したときは、ｔＰｏｕｔは“Ｌ”を出力する。なお、この構成においては、端子間電圧Ｖ２１が０である場合もｔＰｏｕｔは“Ｌ”を出力するものとする。

つぎに、スイッチング動作検出部７０の動作について説明する。図２１は、スイッチング動作検出部７０の動作を説明する図であり、スイッチング電源が定常状態で動作をしており、各２次巻線に接続された負荷および効率ηが一定で、主電源５の電源電圧Ｖ１が変化したときの動作を示しており、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に流れる電流Ｉ２１および、スイッチング動作検出部７０の出力ｔＰｏｕｔの動作波形を示している。なお、破線は主電源５の電源電圧がＶｉｎのとき、実線は電源電圧が（１＋α）×Ｖｉｎ（αは正の実数とする）のときの動作を示している。

図２１にも示しているように、主電源５の電源電圧Ｖ１を変化させても、ｔＰｏｕｔの出力値がＬ→Ｈ→Ｌの期間であるＴｏｆｆは変わらない。これは、前述のスイッチング電源回路１の動作の説明にも示したように、スイッチング電源回路１の定常状態において、各２次巻線２１，２２，２３に接続された負荷および効率ηが一定である場合、主電源５の電源電圧Ｖ１が変化しても、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に流れる電流Ｉ２１の時間は変わらないためである。すなわち、Ｔｏｆｆは、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に電流Ｉ２１が流れた時間と等価である。また、ｔＰｏｕｔの出力値がＬ→Ｈ→Ｌ→Ｈ、あるいはＨ→Ｌ→Ｈ→Ｌになる期間は、スイッチング素子７のスイッチング周期Ｔａｌｌと等価である。しかし、図２１の構成例の場合、ｔＰｏｕｔは“Ｈ”や“Ｌ”を出力するだけで具体的な時間要素を示していない。そこで、制御回路２のスイッチング動作判定部９０に設けられる時間要素計測部１００にて、スイッチング素子７のオン時間を推定可能な時間要素を計測するようにする。

つぎに、時間幅計測部１００の動作について説明する。前述のように、ｔＰｏｕｔを制御回路２に入力し、ｔＰｏｕｔがＬ→Ｈ→Ｌの期間と、Ｌ→Ｈ→Ｌ→ＨあるいはＨ→Ｌ→Ｈ→Ｌになる期間を計測する。図２２は、時間幅の計測を行う時間幅計測部１００の構成例を示す。

時間幅計測部１００は、サンプリング時間ｓＴの離散時間系として、フリーランカウンタ１１０、キャプチャ部１２０および時間幅算出部１３０を有して構成される。フリーランカウンタ１１０は、１サンプリングあたり１カウントするカウンタであり、出力ｆｃをキャプチャ部１２０に入力する。キャプチャ部１２０は、フリーランカウンタ１１０と、ｔＰｏｕｔが入力され、ｔＰｏｕｔがＬ→ＨおよびＨ→Ｌと変化したときのカウンタ値を記憶し、時間幅算出部１３０に記憶結果を出力する。時間幅算出部１３０は、キャプチャ部１２０の出力に基づいて、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に電流Ｉ２１が流れる時間Ｔｏｆｆまたはスイッチング周期Ｔａｌｌを算出する。そして、時間幅算出部１３０の出力をスイッチング動作判定部９０内の比較器９１０，９２０入力し、スイッチング素子７の動作を判定する。

図２３は、キャプチャ部１２０の動作を説明する図であり、フリーランカウンタ１１０の出力ｆｃおよびｔＰｏｕｔの動作波形を示している。ｔＰｏｕｔが１回目のＬ→Ｈになるときのカウンタ値をｆｃ１（Ｌ→Ｈ）、１回目のＨ→Ｌになるときのカウンタ値をｆｃ１（Ｈ→Ｌ）、２回目のＬ→Ｈになるときのカウンタ値をｆｃ２（Ｌ→Ｈ）、２回目のＨ→Ｌになるときのカウンタ値をｆｃ２（Ｈ→Ｌ）としている。前述のように、キャプチャ部１２０により、ｔＰｏｕｔがＬ→Ｈ、Ｈ→Ｌに変化したときのカウンタ値を記憶し、時間幅算出部１３０に入力する。

時間幅算出部１３０の動作について説明する。キャプチャ部１２０の出力である前述のｆｃ１（Ｌ→Ｈ）、ｆｃ１（Ｈ→Ｌ）、ｆｃ２（Ｌ→Ｈ）、ｆｃ２（Ｈ→Ｌ）を用いて説明する。図２３から、ｆｃ１（Ｌ→Ｈ）からｆｃ１（Ｈ→Ｌ）の時間幅を測定すれば、Ｔｏｆｆを算出することができる。前述のように、フリーランカウンタ１１０は、１サンプリング時間ｓＴで１カウントするので、Ｔｏｆｆは以下のように算出できる。

Ｔｏｆｆ＝（ｆｃ１（Ｈ→Ｌ）−ｆｃ１（Ｌ→Ｈ））×ｓＴ …（２７）

また、図２３から、ｆｃ１（Ｌ→Ｈ）からｆｃ２（Ｌ→Ｈ）の時間幅を測定すれば、スイッチング周期Ｔａｌｌを算出することができるため、Ｔａｌｌは以下のように算出できる。

Ｔａｌｌ＝（ｆｃ２（Ｌ→Ｈ）−ｆｃ１（Ｌ→Ｈ））×ｓＴ …（２８）

あるいは、ｆｃ１（Ｈ→Ｌ）からｆｃ２（Ｈ→Ｌ）の時間幅を測定してもＴａｌｌを算出できるため、Ｔａｌｌは以下のように算出することもできる。

Ｔａｌｌ＝（ｆｃ２（Ｈ→Ｌ）−ｆｃ１（Ｈ→Ｌ））×ｓＴ …（２９）

以上より、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１（すなわち整流化される前の電圧）を監視することで、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に流れる電流の時間Ｔｏｆｆまたはスイッチング周期Ｔａｌｌといったスイッチング素子７がオンしている時間を表す時間要素を算出することができる。前述のように、時間幅算出部１３０の出力、すなわち時間幅計測部１００の出力は、スイッチング動作判定部９０内の比較器９１０，９２０に入力されるが、Ｔｏｆｆ、Ｔａｌｌのどちらを入力してもよいし、両方入力してもよい。

また、図２０に示したスイッチング動作検出部７０の構成では、スイッチング素子７がオンしている時間を表す時間要素を検出できないが、内部構成を変更することで、検出できるようになる。例えば、端子間電圧Ｖ２１を反転させる反転回路を使用した構成や様々な構成が可能である。なお、スイッチング動作検出部７０にてスイッチング素子７がオンしている時間を表す時間要素を検出できる場合には、スイッチング動作判定部９０内の時間幅計測部１００を省略し、スイッチング動作検出部７０の出力を比較器９１０，９２０に入力することができる。

以上説明したように、実施の形態４のスイッチング電源回路１によれば、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１の監視結果に基づいて、スイッチング素子７の動作を検出するスイッチング動作検出部７０および時間幅計測部１００を構成したので、アイソレーションアンプやフォトカプラなど専用の絶縁機構を用いる必要がなく、部品点数削減による信頼性向上やコスト削減が図れる。

また、実施の形態４のスイッチング電源回路１によれば、制御回路２と同じ２次巻線２１によって生成される電源電圧Ｖ２のＧＮＤ２を基準としているため、信号パターンの絶縁距離の確保の必要がなく基板サイズの小型化が図れる。

実施の形態５．
図２４は、実施の形態５にかかるスイッチング電源回路１およびその他の回路を搭載した電子機器に関する要部構成を示すブロック図であり、実施の形態１〜４と同様に、インバータ装置に搭載した例を示している。実施の形態２では、制御回路２に対し、電源電圧検出部５０の出力信号Ｖ５０が入力され、また、実施の形態４では、制御回路２に対し、スイッチング動作検出部７０の出力信号ｔＰｏｕｔが入力される構成を開示したが、実施の形態５では、電源電圧検出部５０の出力信号Ｖ５０およびスイッチング動作検出部７０の出力信号ｔＰｏｕｔの双方が入力される構成を開示するものである。なお、図１または図１０と同一または同等の部分については、同一符号を付して示し、重複する内容は適宜省略した説明とする。

実施の形態５では、制御回路２には、出力信号Ｖ５０およびｔＰｏｕｔに基づいてスイッチング電源回路１の動作を算出・診断する回路診断部５００を備え、回路診断部５００の出力に基づいて、制御回路２は、主回路３および周辺機器回路４の動作開始および停止を行う。

回路診断部５００は、出力信号Ｖ５０から算出される主電源５の電源電圧Ｖ１、ｔＰｏｕｔから算出されるスイッチング素子７の動作状態、１次巻線１１およびスイッチング素子７に流れる電流のピーク電流値、制御回路２が把握する各２次巻線２１，２２，２３にダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３を介して接続された回路の消費電力、トランス６の磁束密度などに基づいて、スイッチング電源回路１の動作の診断を行う。

前述の式（２）〜式（２２）からもわかるように、主電源５の電源電圧Ｖ１、スイッチング素子７の動作状態、各２次巻線２１，２２，２３に接続された回路の消費電力、トランス６の各巻線のインダクタンス、効率ηなどの値を用いて、スイッチング電源回路１の動作を診断することができる。

ここで、スイッチング電源回路１の動作の診断項目を以下に示す。
（１）主電源５の電源電圧Ｖ１
（２）スイッチング素子７の動作（スイッチング素子７のオン時間Ｔｏｎ、オフ時間Ｔｏｆｆ、スイッチング周波数ｆｓｗ、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に流れる電流）
（３）１次巻線１１およびスイッチング素子７に流れる電流ＩＤの電流ピーク値ＩＤｐ
（４）各２次巻線に接続された回路の消費電力Ｐａｌｌと、主電源の電源電圧Ｖ１、スイッチング素子７の動作の整合性確認
（５）トランス６の磁束密度ΔＢ

上記の診断項目のうち、（１）、（２）については、前述の実施の形態２〜４と同様の構成で診断を行うことができる。

診断項目（３）における電流ピーク値ＩＤｐについては、式（３０）を用いて算出することができる。

ＩＤｐ＝Ｖ１／Ｌ１１×Ｔｏｎ …（３０）

ピーク電流値ＩＤｐは、電源制御用ＩＣ８で設定されている過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣとの比較や、１次巻線１１の銅損および銅損に伴う発熱量の算出など様々な診断に用いることができる。

診断項目（３）について、さらに説明をする。各２次巻線２１，２２，２３に接続された回路の消費電力Ｐａｌｌと、主電源５の電源電圧Ｖ１、スイッチング素子７の動作について、スイッチング素子７のオン時間Ｔｏｎを用いると、式（２）、式（８）から以下のように表すことができる。

Ｐａｌｌ／η＝１／２×Ｌ１１×ＩＤｐ^２×ｆｓｗ
＝１／２×Ｌ１１×（Ｖ１／Ｌ１１×Ｔｏｎ）^２×ｆｓｗ
…（３１）

式（３１）にて、制御回路２が把握する各２次巻線にダイオードを介して接続された回路の消費電力Ｐａｌｌと、ＩＤｐに整合性が取れていることを確認する。なお、Ｌ１１、ｆｓｗについては、既知の値であり、Ｐａｌｌ、ηについても、設計段階で把握可能な値である。

診断項目（４）について説明する。トランス６のコアの断面積をＡｅとすると、磁束密度ΔＢは以下の式で表すことができる。

ΔＢ＝Ｖ１×Ｔｏｎ／Ｎ１１／Ａｅ …（３２）

磁束密度ΔＢは、トランス６の磁束密度を算出しており、ΔＢが上昇すると、トランス６が磁気飽和してしまうので、ΔＢを診断することで、磁気飽和に対するマージンの確認を行う。

以上、式（３０）〜（３２）を用いて、スイッチング電源回路１の動作状態を監視する。

実施の形態５においても、実施の形態１〜４と同様に、３つのステップでスイッチング電源回路１の動作を制御する。なお、第２ステップと第３ステップにて、スイッチング電源回路１の動作状態を診断する。

（第１のステップ：時刻ｔ００〜ｔ０１）
第１のステップでは、各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１にそれぞれダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４を介して接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４の充電と、制御回路２、電源制御用ＩＣ８に対する電力供給を行う。時刻ｔ００において、主電源５に電源が供給され、スイッチング電源回路１が動作を開始する。前述のように、起動時は、電源制御用ＩＣ８の過電流保護動作と解除動作とを繰り返すため、電流ＩＤは、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣまで流れ、電圧Ｖ２が充電され、時刻ｔ０１に電圧Ｖ２が指令電圧Ｖ２ｒｅｆに到達する。前述のように、第１のステップでは、制御回路２および電源制御用ＩＣ８に対する電力供給を行うが、この他に各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１に接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４に対しそれぞれの指令電圧に充電する動作も行う。なお、この期間における１次巻線１１に必要となる電力エネルギーは、実施の形態１で示した式（２４）となるので説明は省略する。

（第２のステップ：時刻ｔ０１〜ｔ０２）
第２のステップでは、制御回路２にて、スイッチング電源回路１の動作状態を診断する。スイッチング電源回路１は、定常状態であり、制御回路２および電源制御用ＩＣ８が動作している。この期間は、コンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４は指令電圧への充電が完了しており、また、電源電圧検出部５０の出力信号Ｖ５０およびスイッチング動作検出部７０の出力信号ｔＰｏｕｔに関する診断処理が行われているため、過大な電流ＩＤも流れない。

前述の診断条件（１）の主電源５の電源電圧Ｖ１、診断条件（２）のスイッチング素子７の動作状態については、実施の形態２または実施の形態４と同様の動作で実現できるので説明は省略する。

前述の診断条件（３）について説明する。電源電圧検出部５０の出力信号Ｖ５０、スイッチング動作検出部７０の出力ｔＰｏｕｔに基づいて、主電源５の電源電圧をＶｉｎ、スイッチング素子７のオン時間をＴｏｎ２ｓとすると、１次巻線１１のインダクタンスＬ１１と、式（３０）から、１次巻線１１およびスイッチング素子７に流れる電流ＩＤの電流ピーク値ＩＤ２ｓｐを算出することができる。

ＩＤ２ｓｐ＝Ｖ１／Ｌ１１×Ｔｏｎ２ｓ …（３３）

前述の診断条件（４）について説明する。１次巻線１１のインダクタンスＬ１１、効率η、スイッチング周波数ｆｓｗとすると、式（３０）を用いて以下のように表すことができる。

（Ｖ２×Ｉ２＋Ｖ５×Ｉ５）／η＝１／２×Ｌ１１×ＩＤ２ｓｐ^２×ｆｓｗ
…（３４）

式（３３）、式（３４）で算出した結果が、制御回路２が把握している各２次巻線に接続された回路の消費電力と整合性がとれていることを確認する。

前述の診断条件（５）について説明する。第２ステップの期間での磁束密度をΔＢ２ｓとすると、このΔＢ２ｓは、主電源５の電源電圧ＶｉｎおよびＴｏｎ２ｓ、トランス６のコアの有効断面積Ａｅ、そして１次巻線１１の巻線数Ｎ１１、式（３１）を用いて、以下のように算出することができる。

ΔＢ２ｓ＝Ｖｉｎ×Ｔｏｎ２ｓ／Ｎ１１／Ａｅ …（３５）

式（３３）〜（３５）の算出結果が適正であることを確認し、適正であれば、制御回路２からの出力信号ｓｏｕｔ、ｆｏｕｔを出力し、主回路３、周辺機器回路４を動作させる。算出結果が適正でなければ、出力信号ｓｏｕｔやｆｏｕｔは出力させず、アラーム信号を出力し、スイッチング電源回路１の動作が適正ではないことを知らせる。

（第３のステップ：時刻ｔ０２〜ｔ０３）
第３のステップでは、制御回路２からの出力信号ｓｏｕｔ，ｆｏｕｔにより主回路３、周辺機器回路４の動作が開始される。時刻ｔ０２にて、スイッチング動作判定部９０からの出力信号ｔ９０により、制御回路２から主回路３、周辺機器回路４に対し、出力信号ｓｏｕｔ，ｆｏｕｔがそれぞれ出力される。時刻ｔ０２〜ｔ０３の期間では、電流ＩＤが増加している。これは、主回路３および周辺機器回路４が動作を開始し、２次巻線２２，２３に対する電力負荷が増加したためである。時刻ｔ０３において、スイッチング電源回路１に接続された全回路が動作をした状態で定常状態になっている。なお、時刻ｔ０３以降についても、定期的に、スイッチング電源回路１の動作状態を診断する。

前述の診断条件（１）における主電源５の電源電圧Ｖ１、診断条件（２）におけるスイッチング素子７の動作状態については、実施の形態２および実施の形態４と同様の動作で実現できるので説明は省略する。ここで、算出された主電源５の電源電圧をＶ１、スイッチング素子７のオン時間をＴｏｎ３ｓとする。

前述の診断条件（３）について説明する。１次巻線１１およびスイッチング素子７に流れる電流の電流ピーク値をＩＤ３ｓｐとすると、ＩＤ３ｓｐは以下のように表すことができる。

ＩＤ３ｓｐ＝Ｖ１／Ｌ１１×Ｔｏｎ３ｓ …（３６）

前述の診断条件（４）について説明する。１次巻線１１のインダクタンスＬ１１、効率η、スイッチング周波数ｆｓｗとすると、式（３０）を用いて以下のように表すことができる。

（Ｖ２×Ｉ２＋Ｖ３×Ｉ３＋Ｖ４×Ｉ４＋Ｖ５×Ｉ５）／η
＝１／２×Ｌ１１×ＩＤ３ｓｐ^２×ｆｓｗ …（３７）

式（３５）、式（３６）で算出した結果が、制御回路２が把握している各２次巻線に接続された回路の消費電力と整合性がとれていることを確認する。

前述の診断条件（５）について説明する。第３ステップの期間での磁束密度をΔＢ３ｓとし、主電源５の電源電圧ＶｉｎおよびＴｏｎ３ｓ、トランス６のコアの有効断面積Ａｅ、そして１次巻線１１の巻線数Ｎ１１と、式（３１）を以下のように算出することができる。

ΔＢ３ｓ＝Ｖｉｎ×Ｔｏｎ３ｓ／Ｎ１１／Ａｅ …（３８）

各診断条件の結果は、スイッチング電源回路１の動作状態として、定期的に制御回路２に搭載させている記憶保持部２２０に記憶するようにしても良い。ＥＥＰＲＯＭのような不揮発性メモリに保存し、次回電源を投入したときのスイッチング電源回路１の動作状態との比較をすることもできる。

前述の第３ステップのｔ０３以降の期間において、スイッチング電源回路１の動作状態に変動があった場合、主回路３や周辺機器回路４の動作をすぐに停止させるのではなく、動作が可能な状態であれば、主回路３や周辺機器回路４の動作を続け、予め設定された各診断条件の基準しきい値を外れたら、最初に周辺機器回路４の動作を停止し、回路診断部５００により、スイッチング電源回路１の動作の診断を行う。診断結果に問題がなければ、動作を続けると同時に、周辺機器回路４に異常があることをアラーム信号で知らせる。

また、電源電圧検出部５０は、実施の形態２と同様に、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１に基づいた視する構成にすることができる。同様に、スイッチング動作検出部７０も、実施の形態４と同様に、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１に基づいた構成にすることができる。

以上の説明から理解できるように、実施の形態５のスイッチング電源回路１およびその制御方法においても、実施の形態１〜４と同様の効果が得ることができる。具体的には、以下の通りである。

まず、実施の形態５のスイッチング電源回路１およびその制御方法によれば、制御回路２に、主回路３や周辺機器回路４の動作を制御する手段を備え、各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１にダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４を介して接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４への充電ならびに、制御回路２および電源制御用ＩＣ８への電力供給を行い、定常状態になってからは、回路診断部５００に出力に基づいて、すなわちスイッチング電源回路１の動作状態の診断結果に基づいて、主回路３、周辺機器回路４を動作させるシーケンス制御を構成することで、スイッチング電源回路１の起動時の電力負荷を低減させ、過電流保護レベル電流を大きくすることなく、各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１に接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４を指令電圧に充電させること、すなわちスイッチング電源回路１の動作を定常状態にすることが可能になる。

また、実施の形態５のスイッチング電源回路１およびその制御方法によれば、定常状態において、各２次巻線２１，２２，２３に接続された回路に異常があった場合等、スイッチング電源回路１に異常があった場合でも、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣを上げていないので、スイッチング素子７の動作を速やかに停止することができる。そのため、２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１に接続された各ダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４およびスイッチング素子７の熱容量を小さくすることができると共に、トランス６の磁気飽和をも防ぐことができる。その結果、スイッチング電源回路１の構成部品を小さくすることができ、スイッチング電源回路１の小型化、低コスト化を図ることができる。

さらに、実施の形態５のスイッチング電源回路１およびその制御方法によれば、実施の形態１〜３と同様に、電源制御用ＩＣ８でスイッチング素子７のオン／オフおよび過電流保護動作を行い、制御回路２で各２次巻線２１，２２，２３にそれぞれ接続された各回路における動作の開始／停止を制御して各２次巻線２１，２２，２３における消費電力の増減制御ができるため、高機能で複雑な動作をする電源制御用ＩＣ８を用いる必要がなく、安価な電源制御用ＩＣ８を用いることができる。

また、実施の形態５のスイッチング電源回路１およびその制御方法によれば、スイッチング電源回路１の電力源である主電源５の電源電圧Ｖ１およびスイッチング素子７の動作状態に基づいた診断を行うので、スイッチング電源回路１の動作状態を監視することができ、異常動作時の診断も速やかに行うことができる。

なお、実施の形態５に示すスイッチング電源回路１およびその制御方法では、スイッチング電源回路１を搭載する電子機器の仕様により、前述の診断項目の一部を省略することもできる。具体的には以下の通りである。

２次巻線から供給される電力が一定、すなわち２次巻線の消費電力一定の電子機器は、２次巻線およびダイオードに電流が流れる時間は一定であり、主電源５の電源電圧Ｖ１を監視できれば、スイッチング素子７のオン時間、オフ時間といったスイッチング素子７の動作に関係する時間要素を算出することができ、スイッチング電源回路１の動作状態を診断することができる。

主電源５の電源電圧Ｖ１が一定の電子機器は、スイッチング素子７の動作状態が把握できれば、スイッチング電源回路１の動作状態を診断することができる。

すなわち、電子機器の仕様により、電源電圧検出部５０およびスイッチング動作検出部７０のうちの何れか一方のみを使用しても、同様のスイッチング電源回路１の動作診断を行うことができる。

ところで、前述の第１のステップは、各２次巻線にダイオードを介して接続されたコンデンサに所望の電圧を充電させるとともに、制御回路２および電源制御用ＩＣ８を動作させるために電力供給を行う期間である。第１のステップでの動作を、後述するように変更可能である。

図２５は、実施の形態５にかかる制御回路２の構成例を示すブロック図である。図２との比較で見れば、制御回路起動用ＩＣ２３０が付加されており、トランス６の２次巻線２１とダイオードＤ２１を介して接続されたコンデンサＣ２１の両端を、制御回路起動用ＩＣ２３０に入力している。制御回路起動用ＩＣ２３０にて、コンデンサＣ２１に充電された電圧Ｖ２を監視し、Ｖ２が指令電圧Ｖ２ｒｅｆに到達し、時間Δｔｃ後に演算処理部２１０および記憶保持部２２０に起動信号ＲＥＳＥＴ１を出力し、演算処理部２１０および記憶保持部２２０は動作する。

具体的な動作について説明する。図２６は、変更した第１のステップの動作を説明する図であり、電流ＩＤ、電圧Ｖ２、起動信号ＲＥＳＥＴおよび、電源電圧検出部５０の出力Ｖ５０に関する動作波形を示している。なお、電源電圧検出部５０の出力信号Ｖ５０の代わりに、スイッチング動作検出部７０の出力信号ｔＰｏｕｔ、あるいはＶ５０およびｔＰｏｕｔの両方を演算処理部２１０に入力してもよい。

時刻ｔ００は、主電源５への電源供給が開始され、スイッチング電源回路１が動作を開始した時間を示している。時刻ｔ００〜ｔ０１は、各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１に接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４の充電と、制御回路２、電源制御用ＩＣ８に対する電力供給が行われる。これに加えて、電圧Ｖ２の電圧を制御回路起動用ＩＣ２３０にて監視している。

時刻ｔ０１にて、各コンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４に指令電圧が充電され、電圧Ｖ２も指令電圧Ｖ２ｒｅｆに到達する。時刻ｔ０２にて、制御回路起動用ＩＣ２３０から、起動信号ＲＥＳＥＴが演算処理部２１０、記憶保持部２２０に出力され、動作を開始する。なお、起動信号ＲＥＳＥＴが“Ｈ”を出力する際には、図示Ｃ部のように、所定のディレイ時間を持たせている。

時刻ｔ０２〜ｔ０３は、演算処理部２１０、記憶保持部２２０が安定動作に入るまでの期間であり、図示Ｄ部に示されるように、時刻ｔ０３にて、演算処理部２１０、記憶保持部２２０が安定動作状態になり、電源電圧検出部５０の出力Ｖ５０を監視できるようになる。

以上から、変更した第１ステップは以下のように動作をする。
・ステップ１：各２次巻線２１，２２，２３および補助巻線Ｂ１に接続されたコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４の充電、電源制御用ＩＣ８への電力供給、制御回路起動用ＩＣ２３０での電圧Ｖ２の監視
・ステップ２：制御回路起動用ＩＣ２３０から、演算処理部２１０、記憶保持部２２０に起動信号ＲＥＳＥＴが出力され、演算処理部２１０、記憶保持部２２０が動作を開始
・ステップ３：演算処理部２１０、記憶保持部２２０の安定動作後に、電源電圧検出部５０の出力信号Ｖ５０の判定を実施

前述のように、演算処理部２１０はマイクロコンピュータやＣＰＵ、ＡＳＩＣ等で構成され、記憶保持部２２０は、フラッシュＲＯＭやＥＥＰＲＯＭで構成される。これらのものは、供給される電源電圧が所望の電圧に到達してから起動させるのが一般的である。例えば、演算処理部２１０で、主電源の電源電圧Ｖ１や、スイッチング素子７の動作、スイッチング電源回路１の動作診断は、演算処理部２１０が安定動作状態で行う必要がある。前述の変更した第１ステップにて、演算処理部２１０にて、実施の形態１〜５で示した動作シーケンスを実現することができる。

実施の形態６．
図２７は、実施の形態６にかかるスイッチング電源回路１およびその他の回路を搭載した電子機器に関する要部構成を示すブロック図であり、実施の形態１，２，４と同様に、インバータ装置に搭載した例を示している。実施の形態６では、制御回路２に接続されるコンデンサＣ２１と接続されている２次巻線２１およびダイオードＤ２１に電流が流れる時間を検出する２次巻線導通時間検出部１０００が設けられ、２次巻線導通時間検出部１０００は、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に電流が流れる時間ｔ２１ｏｕｔを検出し、制御回路２に対し、検出結果である出力信号ｔ２１ｏｕｔを出力する機能を有している。なお、これまで示した実施の形態と同一または同等の部分については、同一符号を付して示し、重複する内容は適宜省略した説明とする。

これまでの実施の形態において、スイッチング電源回路１の制御方法として、３つのステップで動作を行い、電力負荷の分散を図っているが、例えば第１のステップと第２のステップの間において、制御回路２になんらかの異常があり、ダイオードＤ２１の熱容量を越えるような過大な電流が流れると、ダイオードＤ２１の発熱が大きくなり熱破損の可能性がある。

前述のように電源制御用ＩＣ８は、スイッチング素子７のオン／オフ制御を行うとともに、過大な電流が流れた場合にスイッチング動作を停止する過電流保護動作を行う機能を備えている。過電流保護動作を行う過電流保護レベル電流値をＩＤＯＣとすると、１次巻線１１が供給可能な最大電力Ｐｉｎｍａｘは式（３９）のように示すことができる。

Ｐｉｎｍａｘ＝１／２×Ｌ１１×ＩＤＯＣ^２×ｆｓｗ …（３９）

前述の第１のステップ完了後、主回路３および周辺機器回路４は動作しておらず、動作をしているのは制御回路２および電源制御用ＩＣ８だけである。制御回路２が消費する電力をＰ２１、電源制御用ＩＣ８が消費する電力をＰ５１とする。この際の２次巻線の総負荷Ｐ２ａｌｌは式（４０）のように示すことができる。

Ｐ２ａｌｌ＝Ｐ２１＋Ｐ５１＝Ｐ２１＋Ｖ５×Ｉ５ …（４０）

効率をηとすると、第１のステップ完了後の、１次巻線が供給可能な電力Ｐｉｎは式（４１）のように示すことができる。

Ｐｉｎ＝Ｐ２ａｌｌ／η …（４１）

また、制御回路２に異常があった場合に流れる過大な電流値をＩ２ｍａｘとし、この際の電力負荷をＰ２１ｍａｘとすると、Ｐ２１ｍａｘは式（４２）で示すことができる。

Ｐ２１ｍａｘ＝Ｖ２×Ｉ２ｍａｘ …（４２）

前述のように制御回路２に異常があった場合の２次巻線の総負荷をＰ２ａｌｌｍａｘとすると、式（４３）で示すことができる。

Ｐ２ａｌｌｍａｘ＝Ｐ２１ｍａｘ＋Ｐ５１＝Ｖ２×Ｉ２ｍａｘ＋Ｐ５１ …（４３）

前述のように、第１のステップ完了後において、制御回路２に異常があり、制御回路２が消費する電流値がＩ２ｍａｘであり、これが原因で、１次巻線１１およびスイッチング素子７に流れる電流ＩＤが過電流保護レベル電流ＩＤＯＣに到達している場合、１次巻線１１が供給可能な電力Ｐｉｎは式（４１）に示したＰｉｎｍａｘと等価となる。式（３９）で示したＰｉｎｍａｘを式（４１）のＰｉｎに代入するとともに、式（４３）のＰ２ａｌｌｍａｘを式（４１）のＰ２ａｌｌに代入すると以下のように表すことができる。

１／２×Ｌ１１×ＩＤＯＣ×ｆｓｗ＝（Ｖ２×Ｉ２ｍａｘ＋Ｐ５１）／η
…（４４）

このとき、制御回路２に流れる電流Ｉ２ｍａｘは、式（４４）から以下のように算出することができる。

Ｉ２ｍａｘ
＝１／２×Ｌ１１×ＩＤＯＣ×ｆｓｗ×η／Ｖ２−Ｐ５１／Ｖ２
…（４５）

式（４５）は、制御回路２になんらかの異常があり、その際に電源制御用ＩＣ８の過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣまで１次巻線１１およびスイッチング素子７に流れた場合に、制御回路２が消費する電流値を示している。

前述のようにスイッチング素子７は、過大な電流が流れた場合、電源制御用ＩＣ８で設定された過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣによりそれ以上の電流が流れない。そのため、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣに基づきスイッチング素子７の熱容量を確保すればよい。しかし、２次巻線に接続されたダイオードは、ダイオードの熱容量を越えるような電流が流れた場合でも、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣに基づいた１次巻線１１が供給可能な電力Ｐｉｎｍａｘまでは動作を続けてしまう。そのため、熱容量の大きなダイオードの選定や、ヒートシンクの大型化等の熱容量をあげる必要がある。

これまでの実施の形態においても、前述の第１のステップ終了後において、制御回路２になんらかの異常があった場合、電源制御用ＩＣ８にて設定された過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣに基づいた１次巻線１１の供給可能な電力Ｐｉｎｍａｘの大半が、制御回路２の消費電力となり、制御回路２の消費電流Ｉ２ｍａｘが大きくなる。そして結果として、ダイオードＤ２１に流れる電流が過大になる。

実施の形態６では、図２７に示すように、２次巻線導通時間検出部１０００を設けているが、この２次巻線導通時間検出部１０００は、上述したような問題点の解決に好適である。

図２８は、２次巻線導通時間検出部１０００の内部構成を示すブロック図である。２次巻線２１の巻き終わり端子と、ダイオードＤ１００１のアノード端子を接続し、ダイオードＤ１００１のカソード端子と抵抗Ｒ１００２の一端を接続し、抵抗Ｒ１００２の他端を、抵抗Ｒ１００３を介して２次巻線２１の基準であるＧＮＤ２を接続する。また、抵抗Ｒ１００２の他端の電位をｔ２１ｏｕｔとして、制御回路２に入力する。

つぎに、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に流れる電流Ｉ２１と、制御回路２が消費する電流Ｉ２の動作の関係について図２９ａ〜図２９ｃを用いて説明する。図２９ａ〜図２９ｃは、制御回路２が消費する電流Ｉ２に対するスイッチング電源回路１の２次側の動作、すなわち２次巻線２１およびダイオードＤ２１の挙動の変化を説明する図であり、具体的には、１次巻線１１の端子間電圧Ｖ１１、１次巻線１１およびスイッチング素子７に流れる電流ＩＤ、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１ならびに、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に流れる電流Ｉ２１の動作波形を示している。なお、スイッチング電源回路１の動作条件は以下のとおりである。

（スイッチング電源回路１の動作条件）
・スイッチング周波数ｆｓｗは固定
・スイッチング電源回路１の動作状態は、前述の第１のステップ終了後の状態、すなわち、制御回路２および電源制御用ＩＣ８は動作をしており、主回路３および周辺機器回路４は動作していない状態
・主電源５の電源電圧は一定
・制御回路２が消費する電流Ｉ２のみが変化

図２９ａ〜図２９ｃに示されているように、制御回路２が消費する電流Ｉ２が図２９ａ→図２９ｂ→図２９ｃと大きくなっている。制御回路２の消費する電流Ｉ２が大きくなるにつれて、１次巻線１１およびスイッチング素子７に流れる電流ＩＤのピーク電流ＩＤｐと、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に流れる電流Ｉ２１のピーク電流Ｉ２１ｐが大きくなっていることがわかる。また、制御回路２の消費する電流Ｉ２が大きくなるにつれて、スイッチング素子７のオン時間と、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に電流Ｉ２が流れる時間（以降２次巻線導通時間とする）が長くなることがわかる。

制御回路２の消費する電流Ｉ２が増加するにつれて、前述の１次巻線１１およびスイッチング素子７に流れる電流ＩＤのピーク電流ＩＤｐが大きくなる点や、スイッチング素子７のオン時間が長くなる点について説明する。２次巻線２１にダイオードＤ２１、コンデンサＣ２１を介して接続される制御回路２の消費する電流Ｉ２が増加するということは、制御回路２の消費電力Ｐ２が増加するということであり、これにともない、２次巻線２１の負荷が増加したため、１次巻線１１が供給しなければならない電力Ｐｉｎも増加させる必要がある。１次巻線１１の電力Ｐｉｎは前述の式（８）に示している通りであり、Ｐｉｎを増加させるには、１次巻線１１およびスイッチング素子７に流れる電流ＩＤのピーク電流ＩＤｐを大きくする必要があるためである。また、スイッチング素子７のオン時間が長くなっているのは、前述の式（３０）に示したようにピーク電流ＩＤｐを大きくするには、スイッチング素子７のオン時間を長くする必要があるためである。

つぎに、制御回路２の消費する電流Ｉ２が増加するにつれて、前述の２次巻線２１およびダイオードＤ２１に流れる電流Ｉ２１のピーク電流Ｉ２１ｐが大きくなる点や、２次巻線導通時間が長くなる点について説明する。２次巻線２１にダイオードＤ２１、コンデンサＣ２１を介して接続される制御回路２の消費する電流Ｉ２が増加するということは、２次巻線２１に必要となる電力Ｐ２１を大きくしなければならない。前述のように、制御回路２の消費電力Ｐ２と２次巻線２１に必要となる電力Ｐ２１は同じであることから、前述の式（２１）に示してあるようにＰ２１を大きくするには、ピーク電流Ｉ２１ｐを大きくする必要があるためである。

つぎに、２次巻線導通時間が長くなる点について、前述の式（１９）、（２０）、（２１）、（２２）に基づいて説明する。制御回路２が消費する電流Ｉ２が１．２倍となった場合、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に流れる電流ピーク値をＩ２１ｐ_1.2、２次巻線２１が必要とする電力Ｐ２１_1.2、制御回路２が消費する電力をＰ２_1.2とすると、Ｉ２１ｐ_1.2は式（４６）で示すことができる。

Ｐ２_1.2＝Ｐ２１_1.2
Ｖ２×１．２×Ｉ２＝１／２×Ｌ２１×Ｉ２１ｐ_1.2 ^２×ｆｓｗ
Ｉ２１ｐ_1.2＝√（２×Ｖ２×１．２×Ｉ２／（Ｌ２１×ｆｓｗ））
…（４６）

制御回路２が消費する電流Ｉ２が１倍の場合、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に流れる電流ピーク値Ｉ２１ｐは、式（４７）で示すことができる。

Ｐ２＝Ｐ２１
Ｖ２×Ｉ２＝１／２×Ｌ２１×Ｉ２１ｐ^２×ｆｓｗ
Ｉ２１ｐ＝√（２×Ｖ２×Ｉ２／（Ｌ２１×ｆｓｗ）） …（４７）

式（４６）、式（４７）より、Ｉ２１ｐ_1.2は式（４８）のように示すことができる。

Ｉ２１ｐ_1.2＝√(１．２)×Ｉ２１ｐ …（４８）

制御回路２の消費する電流Ｉ２が１．２倍のときの２次巻線導通時間をＴｏｆｆ_1.2とすると、式（２２）、式（４８）より、式（４９）のように示すことができる。

Ｔｏｆｆ_1.2＝２×１．２×Ｉ２×Ｔａｌｌ／Ｉ２１ｐ_1.2
Ｔｏｆｆ_1.2＝２×１．２×Ｉ２×Ｔａｌｌ／√(１．２)×Ｉ２１ｐ
Ｔｏｆｆ_1.2＝１．２／√(１．２)×Ｔｏｆｆ …（４９）

式（４９）にある１．２／√(１．２)は、１よりも大きいので、制御回路２の消費する電流Ｉ２が１．２倍になった場合、２次巻線導通時間Ｔｏｆｆ_1.2が長くなることを示している。

以上よりまとめると、前述の第１のステップ終了後、制御回路２の消費する電流Ｉ２が増加した場合、スイッチング素子７のオン時間が長くなるとともに、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に電流Ｉ２１が流れる期間、すなわち２次巻線導通時間が長くなる。２次巻線導通時間が長くなると、ダイオードＤ２１の損失が大きくなるため発熱が大きくなる。

図２９ａおよび図２９ｂは、スイッチング素子７がオフであり、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に電流が流れない期間がある（以降不連続モード動作とする）のに対し、図２９ｃは、スイッチング素子７がオフの間はすべて２次巻線２１およびダイオードＤ２１に電流が流れ続けるとともに、ＩＤおよびＩ２１ともに電流値がゼロになる期間がない状態となっている（以降連続モード動作とする）。特に連続モード動作の場合については、ダイオードＤ２１の発熱が大きくなるだけでなく、スイッチング素子７の損失も増加するため、スイッチング素子７の発熱も大きくなる。そのため、ダイオードＤ２１の発熱対策ももちろんのこと、スイッチング素子７の発熱対策も必要となってくる。

そこで、本実施の形態では、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に電流が流れる時間、すなわち２次巻線導通時間を検出することで、制御回路２が消費する電流Ｉ２を監視する。２次巻線導通時間が長くなった場合、制御回路２になんらかの異常が発生し、電流Ｉ２が過大になったと判定し、判定終了後、制御回路２からアラーム信号を出力するとともに、主回路３および周辺機器回路４への電力供給を開始し、制御回路２に過大な電流が流れることを防止するとともに、スイッチング電源回路１の動作が前述の連続モード動作になることを防止する。

本実施の形態によれば、ダイオードＤ２１に過大な電流が流れることを防ぐことができるため、ダイオードＤ２１の熱容量を大きくする必要がなくコストアップを抑制できる。また、異常検出時、スイッチング電源回路１が電力供給する各回路にバランスよく電力を供給するため、制御回路２に電力供給を行う２次巻線２１およびダイオードＤ２１に過大な電流を流すことを防止でき、連続モード動作防止にもつながる。これにより、スイッチング素子７の熱容量も大きくする必要がなくコストアップを抑制できるという効果を奏する。

つぎに、図２７および図２８に示した２次巻線導通時間検出部１０００の動作について説明する。

前述の第１のステップ終了後、すなわち制御回路２と電源制御用ＩＣ８のみが動作をし、主回路３および周辺機器回路４が動作をしてない状態において、スイッチング素子７がオフ時の２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１を監視し、２次巻線導通時間を検出する。

図２９ａ〜ｃを見てもわかるように、スイッチング素子７がオフの際、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１は＋の電圧を発生し、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に電流Ｉ２１が流れる期間は、端子間電圧Ｖ２１は＋の電圧を発生していることがわかる。

図３０は、２次巻線導通時間検出部１０００の入力信号と出力信号の挙動を示す図である。２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に流れる電流Ｉ２１ならびに、２次巻線導通時間検出部１０００の出力信号であるｔ２１ｏｕｔを示している。

スイッチング素子７がオンの場合、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１はマイナスの電圧が発生し、この際、２次巻線２１およびダイオードＤ２１の電流Ｉ２１はゼロである。ダイオードＤ１００１により、電流が流れることを防止しているため、ｔ２１ｏｕｔに電圧は発生しない。スイッチング素子７がオンの場合、２次巻線２１の端子間電圧Ｖ２１は＋の電圧が発生する。ダイオードＤ１００１は導通するため、ｔ２１ｏｕｔには抵抗Ｒ１００２と抵抗Ｒ１００３により分圧された電圧が発生する。ダイオードＤ１００１により、ｔ２１ｏｕｔは＋の電圧のみを抽出し、抵抗Ｒ１００２と抵抗Ｒ１００３により、２次巻線導通時間検出部１０００に流れる電流を制限するとともに、分圧したｔ２１ｏｕｔを生成している。

生成された２次巻線導通時間検出部１０００の出力信号であるｔ２１ｏｕｔは、図３０に示しているようにプラス電位のパルス信号のようになる。制御回路２に入力し、ｔ２１ｏｕｔを分析することで、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に電流Ｉ２１が流れる期間を検出することができる。これにより制御回路２に流れる電流Ｉ２を判定することができる。

ｔ２１ｏｕｔの分析方法については、図２２、図２３に示すような実施の形態４のように、ｔ２１ｏｕｔのパルス幅を検出し、パルス幅に基づいて２次巻線２１およびダイオードＤ２１に流れる電流Ｉ２１のピーク電流Ｉ２１ｐや制御回路２に流れる電流Ｉ２を算出する方法や、パルス幅の閾値を設けて、パルス幅が閾値以上であった場合、主回路３や周辺機器回路４を動作させるなどが考えられる。

前述のように、制御回路２が消費する電流Ｉ２に異常があるものと判定した場合、制御回路２から出力信号ｓｏｕｔおよびｆｏｕｔを出力し、主回路３および周辺機器回路４を駆動させる。

１次巻線１１およびスイッチング素子７に流れる電流ＩＤの電流ピーク値がＩＤＯＣ、すなわち過電流保護レベル電流値であった場合、１次巻線１１が供給可能な電力Ｐｉｎｍａｘは前述のとおりであるが、主回路３と周辺機器回路４が駆動した場合、式（５０）で示すことができる。

Ｐｉｎｍａｘ
＝（Ｖ２×Ｉ２ｍａｘ＋Ｖ５×Ｉ５＋Ｖ３×Ｉ３＋Ｖ４×Ｉ４）／η
…（５０）

式（５０）から、制御回路２に流れる電流Ｉ２ｍａｘは、式（５１）のように示すことができる。

Ｉ２ｍａｘ
＝Ｐｉｎｍａｘ×η／Ｖ２−（Ｖ５×Ｉ５＋Ｖ３×Ｉ３＋Ｖ４×Ｉ４）／Ｖ２
…（５１）

式（４５）と比較して、過電流保護レベル電流値ＩＤＯＣの場合の、１次巻線１１が供給可能な電力Ｐｉｎｍａｘにおいても、主回路３と周辺機器回路４が電力消費を行うため、制御回路２に流れる電流Ｉ２ｍａｘを低減することができる。

また、主回路３や周辺機器回路４に電力供給を行うことで、２次巻線２１およびダイオードＤ２１に電流Ｉ２１が流れる時間を低減でき、図２９ｃのような連続モード動作を防ぐことができる。これにより、ダイオードＤ２１の発熱はもちろんのこと、スイッチング素子７の発熱を低減することができ、熱容量を下げることができる。

以上説明したように、実施の形態６のスイッチング電源回路１によれば、第１のステップ終了後に、制御回路２になんらかの異常があり、制御回路２に流れる電流Ｉ２が過大になった場合を検出することができる。そして検出結果に基づいて、動作を停止している主回路３や周辺機器回路４の動作を開始することで、制御回路２が消費する電流Ｉ２を低減することができ、ダイオードＤ２１に集中する発熱を低減することができる。また、スイッチング電源回路１が連続モード動作になることを防ぐことができ、スイッチング素子７の発熱を低減することができる。

なお、以上の実施の形態１〜６に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

以上のように、本発明は、スイッチング電源回路の構成部品であるスイッチング素子、ダイオード、絶縁トランスを小型化し、低コスト化が図れるスイッチング電源回路１およびその制御方法として有用である。

１ スイッチング電源回路、２ 制御回路、３ 主回路、４ 周辺機器回路、５ 主電源、６ フライバック型絶縁トランス（トランス）、７ スイッチング素子、８ 電源制御用ＩＣ、９ エラーアンプ、１１ １次巻線、２１，２２，２３ ２次巻線、５０ 電源電圧検出部、５１ 電圧抽出部、５２ 反転増幅部、７０ スイッチング動作検出部、７１，８１０，８２０，９１０，９２０ 比較器、８０ 電源電圧判定部、８１ 電源端子、８２ ＧＮＤ端子、８３ 入力端子、８４ 信号出力端子、９０ スイッチング動作判定部、１００ 時間幅計測部、１１０ フリーランカウンタ、１２０ キャプチャ部、１３０ 時間幅算出部、２１０ 演算処理部、２２０ 記憶保持部、２３０ 制御回路起動用ＩＣ、５２１ オペアンプ、８３０，９３０ 論理積、８４０，９４０ ディレイ回路、８６０，９６０ ＮＰＮトランジスタ、１０００ ２次巻線導通時間検出部、Ｂ１ 補助巻線、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５１３，Ｒ５１４，Ｒ５２２，Ｒ５２３，Ｒ１００２，Ｒ１００３ 抵抗、Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４，Ｄ５１１，Ｄ１００１ ダイオード、Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ２３，Ｃ２４，Ｃ５１２ コンデンサ、ＯＩ フォトカプラ。

Claims (25)

1. 電子機器の動作全体を制御する制御回路、前記電子機器の実動作を行う主回路および前記電子機器の実動作に関わらないその他の回路に対する動作電力を、主電源の電力に基づいて生成する動作を行うスイッチング電源回路であって、
   １次巻線と１つ以上の２次巻線により構成される絶縁トランスと、
   前記絶縁トランスの１次巻線に直列に接続され、オン／オフ制御されることによって前記主電源から前記１次巻線に電力供給を行うスイッチング素子と、
   前記絶縁トランスの２次巻線にダイオードを介して接続されるコンデンサと、
   前記コンデンサの充電電圧に基づいて前記スイッチング素子のオン／オフ動作を制御する電源制御用ＩＣと、
   前記２次巻線および前記ダイオードに電流が流れる時間を推定可能な時間要素を検出し、前記制御回路に検出結果を出力する２次巻線導通時間検出部と、
   を備え、
   前記制御回路は、前記主電源に電源が供給されてから前記コンデンサに予め設定された所望の電圧が充電され、前記所望の電圧が充電されてから、前記２次巻線導通時間検出部の出力信号に基づいて、前記主回路および前記その他の回路の動作を制御することを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 前記２次巻線導通時間検出部は、前記時間要素として、スイッチング素子がオンしている時間を検出することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 前記２次巻線導通時間検出部は、前記時間要素として、スイッチング素子がオフしている時間を検出することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
4. 前記制御回路は、前記２次巻線導通時間検出部の出力信号に基づいて、前記２次巻線の電力を使用する回路が消費する電流を判定し、その判定値に基づいて、アラーム信号を出力するとともに、前記主回路および前記その他の回路を動作させることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
5. 電子機器の動作全体を制御する制御回路、前記電子機器の実動作を行う主回路および前記電子機器の実動作に関わらないその他の回路に対する動作電力を、主電源の電力に基づいて生成する動作を行うスイッチング電源回路であって、
   １次巻線と１つ以上の２次巻線により構成される絶縁トランスと、
   前記絶縁トランスの１次巻線に直列に接続され、オン／オフ制御されることによって前記主電源から前記１次巻線に電力供給を行うスイッチング素子と、
   前記絶縁トランスの２次巻線にダイオードを介して接続されるコンデンサと、
   前記コンデンサの充電電圧に基づいて前記スイッチング素子のオン／オフ動作を制御する電源制御用ＩＣと、
   前記スイッチング素子のオン時間を推定可能な時間要素を検出し、前記制御回路に検出結果を出力するスイッチング動作検出部と、
   を備え、
   前記制御回路は、前記主電源に電源が供給されてから前記コンデンサに予め設定された所望の電圧が充電され、前記所望の電圧が充電されてから予め設定されたディレイ時間の経過後に、前記主回路および前記その他の回路が動作を開始するように制御するとともに、
   前記スイッチング動作検出部の出力に基づいて、前記主回路および前記その他の回路の動作を制御することを特徴とするスイッチング電源回路。
6. 前記スイッチング動作検出部は、前記制御回路に電力供給を行う前記２次巻線の端子間電圧に基づいて前記時間要素を検出することを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源回路。
7. 前記制御回路は、前記スイッチング動作検出部の出力信号に基づいて、前記主回路および前記その他の回路に対する動作の開始および停止を判定するスイッチング動作判定部を備えることを特徴とする請求項５または６に記載のスイッチング電源回路。
8. 前記スイッチング動作検出部が検出する前記スイッチング素子の動作に起因する時間要素は、前記スイッチング素子のスイッチングオン時間、前記スイッチング素子のスイッチングオフ時間、前記スイッチング素子の動作周波数、前記絶縁トランスの２次巻線および２次巻線に接続されたダイオードに流れる電流の時間の何れか１つであることを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源回路。
9. 前記スイッチング動作判定部は、前記スイッチング動作検出部の出力信号に基づいて、前記時間要素の時間を計測する時間計測部を備えることを特徴する請求項７に記載のスイッチング電源回路。
10. 電子機器の動作全体を制御する制御回路、前記電子機器の実動作を行う主回路および前記電子機器の実動作に関わらないその他の回路に対する動作電力を、主電源の電力に基づいて生成する動作を行うスイッチング電源回路であって、
    １次巻線と１つ以上の２次巻線により構成される絶縁トランスと、
    前記絶縁トランスの１次巻線に直列に接続され、オン／オフ制御されることによって前記主電源から前記１次巻線に電力供給を行うスイッチング素子と、
    前記絶縁トランスの２次巻線にダイオードを介して接続されるコンデンサと、
    前記コンデンサの充電電圧に基づいて前記スイッチング素子のオン／オフ動作を制御する電源制御用ＩＣと、
    前記主電源の電源電圧を検出し、前記制御回路に検出結果を出力する電源電圧検出部と、
    前記スイッチング素子のオン時間を推定可能な時間要素を検出し、前記制御回路に検出結果を出力するスイッチング動作検出部と、
    を備え、
    前記制御回路は、前記主電源に電源が供給されてから前記コンデンサに予め設定された所望の電圧が充電され、前記所望の電圧が充電されてから予め設定されたディレイ時間の経過後に、前記主回路および前記その他の回路が動作を開始するように制御するとともに、前記電源電圧検出部および前記スイッチング動作検出部の出力に基づいて、前記主回路および前記その他の回路の動作を制御することを特徴とするスイッチング電源回路。
11. 前記電源電圧検出部は、前記制御回路に電力供給を行う前記２次巻線の端子間電圧を前記検出結果として出力し、
    前記スイッチング動作検出部は、前記制御回路に電力供給を行う前記２次巻線の端子間電圧に基づいて前記時間要素を検出する
    ことを特徴とする請求項１０に記載のスイッチング電源回路。
12. 前記制御回路は、前記電源電圧検出部の出力信号および前記スイッチング動作検出部の出力信号に基づいて、前記主回路および前記その他の回路に対する動作の開始および停止を判定する回路診断部を備えることを特徴とする請求項１０または１１に記載のスイッチング電源回路。
13. 前記制御回路は、前記電子機器の動作全体を制御する演算処理部を備え、
    前記演算処理部には、前記回路診断部が設けられ、
    前記回路診断部は、前記電源電圧検出部の出力信号および前記スイッチング動作検出部の出力信号のうちの少なくとも１つの信号に基づいて、前記主回路および前記その他の回路の動作を制御することを特徴とする請求項１２に記載のスイッチング電源回路。
14. 電子機器の動作全体を制御する制御回路、前記電子機器の実動作を行う主回路および前記電子機器の実動作に関わらないその他の回路に対する動作電力を、主電源の電力に基づいて生成する動作を行うスイッチング電源回路の制御方法であって、
    前記スイッチング電源回路は、
    １次巻線と１つ以上の２次巻線により構成される絶縁トランスと、
    前記絶縁トランスの１次巻線に直列に接続され、オン／オフ制御されることによって前記主電源から前記１次巻線に電力供給を行うスイッチング素子と、
    前記絶縁トランスの２次巻線にダイオードを介して接続されるコンデンサと、
    前記コンデンサの充電電圧に基づいて前記スイッチング素子のオン／オフ動作を制御する電源制御用ＩＣと、
    を備え、
    前記制御回路の処理には、前記主電源の電力を用いて前記コンデンサに予め設定された所望の電圧を充電する第１のステップが含まれ、
    前記制御回路は、前記第１のステップの処理完了後から予め設定されたディレイ時間の経過後に、前記主回路および前記その他の回路に起動信号を出力して、前記主回路および前記その他の回路の動作を開始するように制御することを特徴とするスイッチング電源回路の制御方法。
15. 前記制御回路の処理には、
    前記主電源の電源電圧値を判定する第２のステップと、
    前記第２のステップの判定結果に基づいて、前記主回路および前記その他の回路の動作の開始または停止を制御し、あるいは、動作を開始させずにアラーム信号を出力する第３のステップと、
    が含まれることを特徴とする請求項１４に記載のスイッチング電源回路の制御方法。
16. 前記第２のステップでは、前記主電源の電源電圧値と予め設定された電圧上限しきい値とを比較すると共に、当該電源電圧値と予め設定された電圧下限しきい値とを比較し、前記電源電圧値が、前記電圧下限しきい値以上かつ前記電圧上限しきい値以下である第１条件、あるいは、前記電圧下限しきい値以上である第２条件を満たしているか否かを判定し、
    前記第３のステップでは、前記第２のステップにて前記第１条件もしくは前記第２条件の何れかを満足していると判定した場合、予め設定されたディレイ時間の経過後に、前記主回路および前記その他の回路に起動信号を出力して、前記主回路および前記その他の回路の動作を開始する制御を行うことを特徴とする請求項１５に記載のスイッチング電源回路の制御方法。
17. 前記第２のステップでは、前記主電源の電源電圧値と予め設定された電圧上限しきい値とを比較すると共に、当該電源電圧値と予め設定された電圧下限しきい値とを比較し、前記電源電圧値が、前記電圧下限しきい値以上かつ前記電圧上限しきい値以下である第１条件、あるいは、前記電圧下限しきい値以上である第２条件を満たしているか否かを判定し、
    前記第３のステップでは、前記第２のステップにて前記第１条件および前記第２条件の何れも満足していないと判定した場合、前記主回路および前記その他の回路に起動信号を出力せずに、前記主回路および前記その他の回路の動作を停止する制御を行うことを特徴とする請求項１５に記載のスイッチング電源回路の制御方法。
18. 前記第３のステップでは、前記主回路および前記その他の回路を動作させた以降において、前記主電源の電源電圧値に基づいて、前記電圧上限しきい値および前記電圧下限しきい値のうちの少なくとも１つを変更することを特徴とする請求項１６または１７に記載のスイッチング電源回路の制御方法。
19. 前記第３のステップでは、前記主回路および前記その他の回路を動作させた以降において、前記電圧上限しきい値および前記電圧下限しきい値のうちの少なくとも１つを変更した後に、前記第１条件および前記第２条件のうちの１つを満足しなくなった場合、前記主回路および前記その他の回路のうちの少なくとも１つの回路の動作を停止する制御を行うことを特徴とする請求項１８に記載のスイッチング電源回路の制御方法。
20. 前記制御回路の処理には、
    前記スイッチング素子のオン時間を推定可能な時間要素を検出する第２のステップと、
    前記第２のステップの検出結果に基づいて、前記主回路および前記その他の回路の動作の開始または停止を制御し、あるいは、動作を開始させずにアラーム信号を出力する第３のステップと、
    が含まれることを特徴とする請求項１４に記載のスイッチング電源回路の制御方法。
21. 前記第２のステップでは、前記時間要素と予め設定された時間上限しきい値とを比較すると共に、当該時間要素と予め設定された時間下限しきい値とを比較し、前記時間要素が、前記時間下限しきい値以上かつ前記時間上限しきい値以下である第１条件、あるいは、前記時間下限しきい値以上である第２条件を満たしているか否かを判定し、
    前記第３のステップでは、前記第２のステップにて前記第１条件もしくは前記第２条件の何れかを満足していると判定した場合、予め設定されたディレイ時間の経過後に、前記主回路および前記その他の回路に起動信号を出力して、前記主回路および前記その他の回路の動作を開始する制御を行うことを特徴とする請求項２０に記載のスイッチング電源回路の制御方法。
22. 前記第２のステップでは、前記時間要素と予め設定された時間上限しきい値とを比較すると共に、当該時間要素と予め設定された時間下限しきい値とを比較し、前記時間要素が、前記時間下限しきい値以上かつ前記時間上限しきい値以下である第１条件、あるいは、前記時間下限しきい値以上である第２条件を満たしているか否かを判定し、
    前記第３のステップでは、前記第２のステップにて前記第１条件および前記第２条件の何れも満足していないと判定した場合、前記主回路および前記その他の回路に起動信号を出力せずに、前記主回路および前記その他の回路の動作を停止する制御を行うことを特徴とする請求項２０に記載のスイッチング電源回路の制御方法。
23. 前記第３のステップでは、前記主回路および前記その他の回路を動作させた以降において、前記時間要素に基づいて、前記時間上限しきい値および前記時間下限しきい値のうちの少なくとも１つを変更することを特徴とする請求項２１または２２に記載のスイッチング電源回路の制御方法。
24. 前記第３のステップでは、前記主回路および前記その他の回路を動作させた以降において、前記時間上限しきい値および前記時間下限しきい値のうちの少なくとも１つを変更した後に、前記第１条件および前記第２条件のうちの１つを満足しなくなった場合、前記主回路および前記その他の回路のうちの少なくとも１つの回路の動作を停止する制御を行うことを特徴とする請求項２３に記載のスイッチング電源回路の制御方法。
25. 前記制御回路の処理には、
    前記主電源の電源電圧値を判定すると共に、前記スイッチング素子のオン時間を推定可能な時間要素を検出する第２のステップと、
    前記電源電圧値の判定結果および前記時間要素の検出結果のうちの少なくとも１つに基づいて、前記主回路および前記その他の回路の動作の開始または停止を制御し、あるいは、動作を開始させずにアラーム信号を出力する第３のステップと、
    が含まれること特徴とする請求項１４に記載のスイッチング電源回路の制御方法。

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