JP6847316B1

JP6847316B1 - 受電装置及びワイヤレス給電システム

Info

Publication number: JP6847316B1
Application number: JP2020539011A
Authority: JP
Inventors: 秀人吉田; 友一坂下; 卓哉中西
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2019-12-26
Filing date: 2019-12-26
Publication date: 2021-03-24
Anticipated expiration: 2039-12-26
Also published as: JPWO2021130965A1; DE112019008002T5; WO2021130965A1; CN114846734A; US20220376553A1; KR20220100665A

Abstract

電力源（５）に接続され、送電コイル（１１１）を有する送電回路（１１）から電力を受電するワイヤレス給電システム（１）の受電装置（１０）であって、受電装置（１０）は受電回路（１２）、電力変換器（１３ａ）、ＬＣフィルタ（１４）、受電回路（１２）の出力電圧を検出する電圧検出手段（１６）で検出された電圧（Ｖ２）に基づき制御装置（１７）により制御され非給電時に受電回路（１２）と電力変換器（１３ａ）との間を遮断するスイッチ（１３５ａ、１３６ｂ）を備えた。

Description

本願は、受電装置及びワイヤレス給電システムに関する。

空間を隔てた２つのコイル間での磁界結合により電力を伝送するワイヤレス給電技術がある。ワイヤレス給電技術において給電電力を調整する方法は様々であり、その多くは送電側の電力変換器を制御することにより行われる。しかしながら、ワイヤレス給電技術の適用先における負荷の多くはバッテリなどの蓄電要素であるため、その蓄電要素の充電状況に応じて給電電力を調整するためには負荷側（受電側）にある電力変換器で電力制御を行うことが望ましい。以上の理由から、受電側の電力変換器のみにより伝送電力制御する方法について、種々の手法が報告されている（例えば、特許文献１参照）。

特許文献１に開示された受電装置は、送電側から交流電力を受電するコイルに２つの電力変換器が接続され、コイル側の第１の電力変換器は交流電圧を直流電圧に整流し、第１の電力変換器に接続された第２の電力変換器は整流された直流電圧を、任意の直流電圧または交流電圧に変換する。そして、一方の電力変換器により、伝送側との間の伝送効率を制御し、他方の電力変換器により受電電力を制御することで、受電側の電力変換器のみで伝送効率の制御と給電電力の電力制御の両立を図っている。

特開２０１７−９３０９４号公報

特許文献１に開示された制御方法では、第１の電力変換器の動作によって受電コイルが短絡し、第１の電力変換器以降に電力を供給しないようにする短絡モードを含んでいるため、コイルからの出力が電流源的動作となる共振器の構成に適用可能な方法である。しかし、電圧源的動作となる共振器を構成すると過電流が発生し、スイッチング素子の発熱及び破壊のおそれがある。そのため、特許文献１に記載の方法を行う場合は、特定の共振器の構成にする必要があった。

本願は、上記の課題を解決するための技術を開示するものであり、受電コイルからの電力を回路の開放によって遮断可能とし、受電側の電力変換器により電力制御を実現できる受電装置を提供することを目的とする。

本願に開示される受電装置は、ワイヤレス給電システムの受電装置であって、受電コイルを有し、送電回路より送られる交流電力を受電する受電回路と、前記受電回路が受電した交流電力を直流電力に変換する電力変換器と、前記受電回路の出力電圧を検出する電圧検出手段と、前記受電回路と前記電力変換器との間の回路の導通と開放とを切り替える少なくとも１つのスイッチと、前記電圧検出手段により検出された電圧に基づいて、前記スイッチを制御する制御装置と、を備え、前記スイッチのオンとオフを切り替える時間を、前記電圧検出手段により検出された電圧の絶対値が最大値に対して２０％以下である時間とし、前記制御装置は、前記スイッチのオンとオフとを制御することで、前記受電回路と前記電力変換器とが導通する給電期間及び前記受電回路と前記電力変換器との間が開放される非給電期間を切り替え、前記スイッチのオンとオフとを切り替える繰り返し周期あたりの前記給電期間と前記非給電期間との比率により、前記出力する電力の制御を行うものである。

本願に開示される受電装置によれば、受電コイルからの電力を回路の開放によって遮断可能となるため、電圧源的動作となる共振器の構成に対して、受電側の電力変換器を用いた電力制御を行うことが可能となる。

実施の形態１に係るワイヤレス給電システムの例を示す概略構成図である。実施の形態１に係る受電装置の構成を示す概略回路図である。図２に示す受電装置の動作を説明する図である。図２に示す受電装置の動作を説明する図である。図２に示す受電装置の動作を説明する図である。図２に示す受電装置の動作を説明する図である。実施の形態１に係る受電装置における各信号の波形の概略図で、電力制御の基本的な制御方法を説明するための図である。実施の形態１に係る受電装置における各信号の波形の概略図で、電力制御の基本的な制御方法を説明するための図である。実施の形態１に係る受電装置における各信号の波形の概略図で、電力制御の基本的な制御方法を説明するための図である。実施の形態１に係る受電装置における各信号の波形の概略図で、電力制御の制御方法の例を説明するための図である。実施の形態１に係る受電装置における各信号の波形の概略図で、電力制御の制御方法の別の例を説明するための図である。実施の形態１に係る受電装置における各信号の波形の概略図で、電力制御の制御方法のさらに別の例を説明するための図である。実施の形態２に係る受電装置の構成を示す概略回路図である。図７の構成における非給電期間の電流経路を示す図である。実施の形態２に係る受電装置における各信号の波形の概略図で、電力制御の制御方法の例を説明するための図である。実施の形態２に係る受電装置における各信号の波形の概略図で、電力制御の制御方法の例を説明するための図である。実施の形態２に係る受電装置における各信号の波形の概略図で、電力制御の制御方法の例を説明するための図である。実施の形態３に係る受電装置の構成を示す概略回路図である。実施の形態３に係る受電装置における各信号の波形の概略図で、リアクトル電流制御に用いる駆動信号パターンＩを説明するための図である。実施の形態３に係る受電装置における各信号の波形の概略図で、リアクトル電流制御に用いる駆動信号パターンＩＩを説明するための図である。実施の形態３に係る受電装置における各信号の波形の概略図で、リアクトル電流制御に用いる駆動信号パターンＩＩＩを説明するための図である。実施の形態３に係る受電装置における各信号の波形の概略図で、リアクトル電流制御に用いる駆動信号パターンＩＶを説明するための図である。実施の形態３に係る受電装置におけるリアクトル電流制御による電力制御を行うフローチャート図である。実施の形態３に係る受電装置におけるリアクトル電流制御による電力制御を行うフローチャート図である。実施の形態３に係る受電装置におけるリアクトル電流制御による電力制御を行うフローチャート図である。実施の形態３に係る受電装置におけるリアクトル電流制御による電力制御を行うフローチャート図である。実施の形態３に係る受電装置におけるリアクトル電流制御による電力制御を行うフローチャート図である。実施の形態４に係る受電装置の構成を示す概略回路図である。実施の形態４に係る受電装置における各信号の波形の概略図で、電力制御の制御方法の例を説明するための図である。実施の形態４に係る受電装置における各信号の別波形の概略図で、電力制御の制御方法の例を説明するための図である。実施の形態４に係る受電装置における各信号のさらに別の波形の概略図で、電力制御の制御方法の例を説明するための図である。制御装置のハードウエア構成図である。

以下、本実施の形態について図を参照して説明する。なお、各図中、同一符号は、同一または相当する部分を示すものとする。

実施の形態１．
以下、実施の形態１に係るワイヤレス給電システムについて説明する。
図１は、本実施の形態１に係るワイヤレス給電システムの概略構成を示す図である。図１において、ワイヤレス給電システム１は、主電源である交流電源５から供給された電力を送電する送電回路１１と、送電回路１１からの電力を受電し、負荷１５に出力する受電装置１０を備える。受電装置１０は、受電回路１２、電力変換器１３、及びＬＣフィルタ１４を備える。

交流電源５から供給された電力は、送電回路１１と受電回路１２との間において非接触で送られる。電力変換器１３は、受電回路１２にて受電した交流電力を直流電力に変換し、受電電力を予め設定された電力に調整する電力変換器の役割を担う。ＬＣフィルタ１４では電力変換器１３の出力電力に含まれる交流成分を減衰させる。ＬＣフィルタ１４から出力された電力は負荷１５にて消費あるいは蓄電等が行われる。

送電回路１１は、少なくとも一つのコイルを含む回路であり、図１においては送電コイル１１１と送電側コンデンサ１１２が直列接続された構成となっている。ワイヤレス給電を行う上で送電側コンデンサ１１２は必須ではないが、送電側コンデンサ１１２がない場合は送受電コイル間の電力伝送効率が大幅に低下する。そのため、送電側コンデンサ１１２を使用して力率補償を行うことが望ましい。

受電回路１２は、少なくとも一つのコイルを含む回路であり、図１においては受電コイル１２１と受電側コンデンサ１２２が並列接続された構成となっている。ワイヤレス給電を行う上で受電側コンデンサ１２２は必須ではないが、受電側コンデンサ１２２がない場合は送受電コイル間の電力伝送効率が大幅に低下する。そのため、受電側コンデンサ１２２を使用して力率補償を行うことが望ましい。

上述した送電回路１１と受電回路１２の構成に依存して、受電回路１２の出力が電圧源的動作もしくは電流源的動作となる。図１に示す送電回路１１と受電回路１２の構成においては、電源が電圧源であり、共振器がイミタンス変換特性を有しないため、受電回路１２の出力は電圧源的動作となる。なお、図１に示す送電回路１１と受電回路１２の構成は一例であり、それぞれの構成を限定するものではないが、本実施の形態では受電回路１２の出力が電圧源的動作となる構成を対象としている。

図２は実施の形態１に係る受電装置１０の構成を示す概略回路図である。本実施の形態においては、電力変換器１３として整流回路１３ａを用いた例で説明する。整流回路１３ａは４つのダイオード１３１、１３２、１３３、１３４と２つの半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａを備えており、ダイオード１３２と半導体スイッチ１３５ａが直列接続され、ダイオード１３４と半導体スイッチ１３６ａが直列接続された構成となっている。半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａは、例えばＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄ−ＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）あるいはＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等のスイッチとダイオードが逆並列に接続された特性を有する電気部品である。半導体スイッチ１３５ａは、スイッチがオフの状態において、ダイオード１３２に電流が流れない向きにダイオード１３２と直列接続される。同様に、半導体スイッチ１３６ａは、スイッチがオフの状態において、ダイオード１３４に電流が流れない向きにダイオード１３４と直列接続される。図２では、整流回路１３ａの負側の下アームであるダイオード１３２とダイオード１３４に半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａがそれぞれ直列に接続されているが、正側の上アームであるダイオード１３１とダイオード１３３に半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａがそれぞれ直列接続された構成でも良い。

ＬＣフィルタ１４は、ＤＣリアクトル１４１とＤＣコンデンサ１４２から構成されており、整流回路１３ａの出力電圧および電流が有する交流成分を減衰させる役割を有する。
負荷１５は、電力消費を行うモータまたは蓄電用のバッテリなどである。
電圧検出手段１６は、受電回路１２の出力電圧（整流回路１３ａの入力電圧）Ｖ２を検出する。

制御装置１７は、電圧検出手段１６により検出された電圧Ｖ２の情報に基づいて、整流回路１３ａの半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａのオン、オフを制御する駆動信号を生成する。
本実施の形態に係る受電装置１０は、半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａのオン、オフの状態によっては、受電回路１２の出力が開放状態となり、受電回路１２から負荷１５への電力供給が遮断される。上述したように、本実施の形態の送電回路１１と受電回路１２の構成では、受電回路１２の出力が電圧源的動作となるので、受電回路１２の出力が開放状態において、交流電源５から見たインピーダンスが非常に大きな値になる。その結果、交流電源５の出力電力は減少する。
以下、半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａのオン、オフの状態及び回路動作について説明する。

図３Ａ、３Ｂは、半導体スイッチ１３５ａがオフ、半導体スイッチ１３６ａがオンの時の定常状態での受電装置１０の回路動作を説明するための図である。図中の矢印は電流経路を示している。
図３Ａは、受電回路１２の出力電圧Ｖ２が正の場合の回路動作を図示しており、受電回路１２から負荷に電力が送られる給電期間の動作を表している。受電回路１２の出力電圧Ｖ２が正の場合、ダイオード１３１、ダイオード１３４、および半導体スイッチ１３６ａが導通し、受電回路１２から負荷１５に給電される。この時、整流回路１３ａの出力電圧は入力電圧Ｖ２と等しくなる。ＬＣフィルタ１４のＤＣリアクトル１４１には、負荷電圧Ｖｏｕｔと整流回路１３ａの出力電圧との電位差が印加され、この電位差とＤＣリアクトル１４１のインダクタンス値に応じて負荷電流が増減する。

図３Ｂは、受電回路１２の出力電圧Ｖ２が負の場合の回路動作を図示しており、受電回路１２からの電力供給が遮断される非給電期間の動作を表している。受電回路１２の出力電圧Ｖ２が負の場合、ダイオード１３３、ダイオード１３４、および半導体スイッチ１３６ａが導通し、受電回路１２から負荷１５への給電が停止する。この時、整流回路１３ａの出力電圧は０となる。負荷１５に供給される電流はＤＣリアクトル１４１に蓄えられたエネルギーであり、負荷電流は負荷電圧ＶｏｕｔとＤＣリアクトル１４１のインダクタンス値により決まる傾きで減少する。

図４Ａ、４Ｂは、半導体スイッチ１３５ａがオン、半導体スイッチ１３６ａがオフの時の定常状態での受電装置１０の回路動作を説明するための図である。図中の矢印は電流経路を示している。
図４Ａは、受電回路１２の出力電圧Ｖ２が正の場合の回路動作を図示しており、受電回路１２からの電力供給が遮断される非給電期間の動作を表している。受電回路１２の出力電圧Ｖ２が正の場合、ダイオード１３１、ダイオード１３２、および半導体スイッチ１３５ａが導通し、受電回路１２から負荷１５への給電が停止する。この時、整流回路１３ａの出力電圧は０となる。負荷１５に供給される電流はＤＣリアクトル１４１に蓄えられたエネルギーであり、負荷電流は負荷電圧ＶｏｕｔとＤＣリアクトル１４１のインダクタンス値により決まる傾きで減少する。

図４Ｂは、受電回路１２の出力電圧Ｖ２が負の場合の回路動作を図示しており、受電回路１２から負荷に電力が送られる給電期間の動作を表している。受電回路１２の出力電圧Ｖ２が負の場合、ダイオード１３３、ダイオード１３２、および半導体スイッチ１３５ａが導通し、受電回路１２から負荷１５に給電される。したがって、整流回路１３ａの出力電圧は入力電圧Ｖ２と等しくなる。このとき、ＤＣリアクトル１４１には、負荷電圧Ｖｏｕｔと整流回路１３ａの出力電圧との電位差が印加され、前記電位差とＤＣリアクトル１４１のインダクタンス値に応じて負荷電流が増減する。

半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａが共にオンの場合、整流回路１３ａはフルブリッジダイオード整流回路として振る舞う。すなわち、受電回路１２の出力電圧Ｖ２が正の場合は図３Ａ、受電回路１２の出力電圧Ｖ２が負の場合は図４Ｂの回路動作となり、受電回路１２の出力電圧Ｖ２の極性に依存せず受電回路１２から負荷１５に給電されるため、常に給電期間となる。

一方、半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａが共にオフの場合、受電回路１２から負荷１５に給電される経路がなくなる。また、ＤＣリアクトル１４１に蓄えられたエネルギーの環流経路もなくなるため、半導体スイッチ１３５ａまたは１３６ａに過電圧が発生する。過電圧の発生は半導体スイッチの破壊に繋がる虞があるため、半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａが共にオフとならないように駆動信号を生成する必要がある。そのため、半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａを相補的にオンとオフとの切り替えを行う場合には、両方のスイッチが共にオンとなるようなオーバーラップタイムを設けることが望ましい。

図５Ａ、５Ｂ、５Ｃは、実施の形態１に係る受電装置１０における電力制御の基本的な制御方法を説明するための図で、各信号の波形の概略図である。それぞれ上から順に、受電回路１２の出力電圧Ｖ２、整流回路１３ａの入力電流、半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａの駆動信号の概略の波形を示している。なお、駆動信号は波形が１の時はオン、波形が０の時はオフの状態を表す。

図５Ａは、受電装置１０からの出力電力が最大となるときの信号波形を示している。受電回路１２の出力電圧Ｖ２と入力電流はそれぞれ正弦波と矩形波形状となっており、二つの半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａは常時オンの状態である。すなわち、図５Ａは、給電が継続している状態を示している。

図５Ｂは、図５Ａよりも受電装置１０からの出力電力を小さく設定したときの信号波形を示している。半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａのオンとオフとの切り替えは、図５Ｂ中の点線の位置で示すように、電圧検出手段１６によって検出された受電回路１２の出力電圧Ｖ２のゼロクロスまたはゼロクロス近傍で行う。すなわち、上記した給電期間ＰＳと非給電期間ＮＰＳの切り替えは受電回路１２の出力電圧Ｖ２のゼロクロスまたはゼロクロス近傍で行われる。また、電力制御については所定期間内におけるトータルの給電期間とトータルの非給電期間の時比率を制御することで行われる。所定期間は受電回路１２の出力電圧Ｖ２の半周期の整数倍の時間に予め設定され、必要とする電力に応じて変えることができる。図５Ｂでは、半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａの駆動信号の繰り返し周期を受電回路１２の出力電圧Ｖ２の３周期と同じ時間とし、受電回路１２の出力電圧Ｖ２の２周期の時間を給電期間ＰＳ、残りの１周期の時間を非給電期間ＮＰＳに設定している。図５Ｂにおける整流回路１３ａの出力電圧平均値は、図５Ａにおける整流回路１３ａの出力電圧平均値の２／３となる。したがって、負荷１５が抵抗負荷である場合には、図５Ｂの出力電力は図５Ａに示された信号波形での出力電力の４／９となる。
ここで出力電圧Ｖ２のゼロクロスまたはゼロクロス近傍とは、電圧検出手段１６によって検出された受電回路１２の出力電圧Ｖ２の最大値から十分小さくなった電圧値となる時間を示し、概ね出力電圧Ｖ２の絶対値が最大値に対して２０％以下である時間である。

図５Ｃは、図５Ａおよび図５Ｂよりも受電装置１０からの出力電力を小さく設定したときの信号波形を示している。図５Ｃでは、半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａの駆動信号の繰り返し周期を受電回路１２の出力電圧Ｖ２の２周期と同じ時間とし、受電回路１２の出力電圧Ｖ２の１周期の時間を給電期間ＰＳ、残りの１周期を非給電期間ＮＰＳに設定している。図５Ｃにおける整流回路１３ａの出力電圧平均値は、図５Ａにおける整流回路１３ａの出力電圧平均値の１／２となる。したがって、負荷１５が抵抗負荷である場合には、図５Ｃの出力電力は図５Ａに示された信号波形での出力電力の１／４となる。

以上のように、予め設定された所定期間内における給電期間と非給電期間の比率を調整することで、整流回路１３ａの出力電圧を制御し、結果として出力電力を制御することができる。また、全ての半導体スイッチのオン、オフのスイッチング動作を受電回路１２の出力電圧Ｖ２のゼロクロスまたはゼロクロス近傍のタイミングで行うことで、半導体スイッチの電圧と電流の積で表されるスイッチング損失を小さい値に抑制することが可能となる。

なお、図５Ａ、５Ｂ、５Ｃでは半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａのオンとオフの切り替えが相補的となるように駆動する例を示したが、給電期間において二つの半導体スイッチを共にオン状態にしても回路動作は同様となる。

次に、異なる電力制御により受電装置１０から同じ出力電力を得る方法について説明する。
図６Ａ、６Ｂ、６Ｃは、実施の形態１に係る受電装置１０の異なる電力制御による制御方法を説明するための図である。図６Ａ、６Ｂ、６Ｃは、図５Ａ、５Ｂ、５Ｃと同様、それぞれ上から順に、整流回路１３ａの入力電圧Ｖ２、整流回路１３ａの入力電流、半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａの駆動信号の概略の波形を示している。そして、図６Ａ、６Ｂ、６Ｃに示された３つの例は、いずれも駆動信号の繰り返し周期を受電回路１２の出力電圧Ｖ２の３周期と同じ時間とすると、受電回路１２の出力電圧Ｖ２の３周期の中で１周期だけ給電期間を設けており、出力電圧の平均値が最大の状態（二つのスイッチが常時オンの状態）の１／３となるように半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａの駆動信号が設定されている。

図６Ａの信号波形において、図５Ａ、５Ｂ、５Ｃの例と同様に受電回路１２の出力電圧Ｖ２の周波数の１周期を一単位として給電期間ＰＳを設定した場合のものである。出力電力の平均値を最大の状態のＭ／Ｎに設定する場合は、駆動信号の繰り返し周期をＮ（ここではＮ＝３）、給電期間ＰＳをＭ周期（ここではＭ＝１）、とすると、給電期間ＰＳをＭ周期と非給電期間ＮＰＳを（Ｎ−Ｍ）周期（ここではＮ−Ｍ＝２）とが繰り返されるパターンとなる。

図６Ｂの信号波形においては、図６Ａに示された信号波形と異なり、受電回路１２の出力電圧Ｖ２の周波数の半周期を一単位として給電期間ＰＳを設定し、さらにこの一単位の給電期間ＰＳを間欠的に設けて、駆動信号の繰り返し周期内で受電回路１２の出力電圧Ｖ２の１周期と同じ時間をトータルの給電期間としている。

図６Ｃの信号波形では、受電回路１２の出力電圧Ｖ２の極性に応じて給電期間と非給電期間を設定する方法の例を示している。すなわち、図６Ｃにおいて、受電回路１２の出力電圧Ｖ２の最初の２つの正の期間を給電期間ＰＳに設定し、負の期間を常に非給電期間ＮＰＳに設定している。そして、図６Ｂと同様に、受電回路１２の出力電圧Ｖ２の周波数の半周期を一単位として給電期間ＰＳを設定し、この一単位の給電期間ＰＳを間欠的に設けて、駆動信号の繰り返し周期内で受電回路１２の出力電圧Ｖ２の１周期と同じ時間をトータルの給電期間としている。

図６Ａ、６Ｂ、６Ｃは、いずれも出力電圧の平均値が最大の状態（二つのスイッチが常時オンの状態）の１／３となるようにしているが、半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａの駆動信号としては異なる波形を用いてこれを実現している。この駆動信号の波形の違いにより整流回路の出力電流に含まれるリプル電流の大きさが異なってくる。たとえば、図６Ａの駆動信号の波形では非給電期間が受電回路１２の出力電圧Ｖ２の２周期の時間であるが、図６Ｂの駆動信号の波形では駆動信号の繰り返し周期内で非給電期間は２回あり、１回あたりの非給電期間は受電回路１２の出力電圧Ｖ２の１周期の時間となっている。非給電期間の時間が短くなると整流回路１３ａの入力電流のリプル電流が小さくなるため、図６Ｂの方が図６Ａの駆動信号の波形の場合よりもリプル電流が小さくなる。最終的に交流成分であるリプル電流はＬＣフィルタ１４にて減衰させる必要があるため、リプル電流が小さければＬＣフィルタ１４を小形化することが可能となる。

同様に、図６Ｃの駆動信号の波形では駆動信号の繰り返し周期内で非給電期間は２回あり、いずれの非給電期間も図６Ａにおける非給電期間の時間よりも短いため、図６Ａの駆動信号の波形の場合よりもリプル電流を小さくすることが可能である。
図５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、及び図６Ａ、６Ｂ、６Ｃに示された駆動信号の波形からもわかるように、半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａの駆動信号の波形を変えることにより、電力制御を行うことが可能であり、また半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａのオン、オフのスイッチング動作を受電回路１２の出力電圧Ｖ２のゼロクロスまたはゼロクロス近傍のタイミングで行うことで、スイッチング損失を抑制することが可能となる。

以上のように実施の形態１に係るワイヤレス給電システムの受電装置１０によれば、受電装置１０は送電回路１１からの電力を受電する受電回路１２、受電回路１２の出力電圧Ｖ２を検出する電圧検出手段１６、半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａを有し受電回路１２で受電した交流電力を直流電力に変換する電力変換器１３（整流回路１３ａ）、電圧検出手段１６で検出された受電回路１２の出力電圧Ｖ２に基づいて半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａを制御する制御装置を少なくとも備え、半導体スイッチ１３５ａ、１３６ａの動作により受電回路１２との導通状態及び遮断状態を切り替えるようにしたので、電圧源的動作となる共振器の構成において、受電回路と電力変換器との間で短絡でなく開放により遮断状態を形成でき、過電流による電力変換器を構成する素子の破壊等の虞がなくなる。

また、予め設定された所定期間内において、電力変換器１３と受電回路１２との導通状態である給電期間及び電力変換器１３と受電回路１２との遮断状態である非給電期間の比率を調整することで、電力変換器１３の出力電圧を制御し、結果として出力電力を制御することができる。また、全ての半導体スイッチのオン、オフのスイッチング動作を受電回路１２の出力電圧Ｖ２のゼロクロスまたはゼロクロス近傍のタイミングで行うことで、スイッチング損失を抑制でき、高効率な電力制御が可能となる。

実施の形態２．
以下、実施の形態２に係るワイヤレス給電システムの受電装置について説明する。本実施の形態２に係る受電装置も実施の形態１の図１で示したワイヤレス給電システムに適用されるものである。
図７は、本実施の形態２に係る受電装置の構成を示す概略回路図である。なお、図２と同一または相当部分については同一符号を付し、その説明を省略する。実施の形態２では整流回路１３ｂにおける二つの半導体スイッチ１３５ｂ、１３６ｂの配置が実施の形態１とは異なり、ダイオード１３３とダイオード１３４にそれぞれ直列に接続している。なお、図７において半導体スイッチ１３５ｂ、１３６ｂの配置は一例であり、ダイオード１３１とダイオード１３２に直列に接続してもよい。すなわち、整流回路１３ｂを構成する左右２つのレグのうちいずれかのレグ側のダイオードに直列に接続すればよい。

実施の形態１との動作の差異は、非給電期間においてＤＣリアクトル１４１で蓄積されたエネルギーの環流経路が半導体スイッチ１３５ｂ、１３６ｂの状態に影響されない点である。図８は、図７の構成における非給電期間の電流経路の一つを図示したものである。ＤＣリアクトル１４１で蓄積されたエネルギーは負荷１５、ダイオード１３２、およびダイオード１３１を経由して環流することが可能であり、環流経路に半導体スイッチが含まれていない。しかし、実施の形態１における非給電期間は図３Ｂ、図４Ａで示されるが、ＤＣリアクトル１４１のエネルギーの環流経路に半導体スイッチを含む。ＤＣリアクトル１４１で蓄積されたエネルギーの環流時に、半導体スイッチが損傷あるいは誤動作した場合に環流経路が断たれることになり、ＤＣリアクトル１４１で蓄積されたエネルギーにより回路中に過電圧が生じ、装置全体が機能を失う虞がある。しかし、本実施の形態２の構成では、ＤＣリアクトル１４１で蓄積されたエネルギーの環流経路に半導体スイッチはなく、半導体スイッチ１３５ｂ、１３６ｂの状態に影響されることはない。

図９Ａ、９Ｂ、９Ｃは、実施の形態２に係る受電装置の電力制御の制御方法の例を説明するための図で、受電装置の各信号の波形の概略図である。それぞれ上から順に、受電回路１２の出力電圧Ｖ２、整流回路１３ｂの入力電流、半導体スイッチ１３５ｂ、１３６ｂの駆動信号の概略の波形を示している。図９Ａ、９Ｂ、９Ｃに示された３つの例は、いずれも受電装置からの出力電圧の平均値が最大の状態（二つのスイッチが常時オンの状態）の１／３となるように半導体スイッチ１３５ｂ、１３６ｂの駆動信号が設定されている。

図９Ａの信号波形においては、受電回路１２の出力電圧Ｖ２の１周期を一単位として半導体スイッチを駆動する電力制御方法、図９Ｂの信号波形においては、受電回路１２の出力電圧Ｖ２の半周期を一単位として半導体スイッチを駆動する電力制御方法、また、図９Ｃの信号波形においては、受電回路１２の出力電圧Ｖ２の極性に応じて給電期間ＰＳと非給電期間ＮＰＳを設定する電力制御方法を示すものである。

図９Ａ、９Ｂ、９Ｃからわかるように、実施の形態２においては、二つの半導体スイッチ１３５ｂ、１３６ｂをオンにすれば給電期間ＰＳとなり、二つの半導体スイッチ１３５ｂ、１３６ｂをオフにすれば非給電期間ＮＰＳにできる。そのため、二つの半導体スイッチ１３５ｂ、１３６ｂを共通の駆動信号で動作させることが可能である。
図９Ｂの信号波形においては、受電回路１２の出力電圧Ｖ２の半周期を給電期間ＰＳの一単位としており、駆動信号の繰り返し周期は受電回路１２の出力電圧Ｖ２の１．５周期の時間となり、図９Ａ及び図９Ｃの半分の時間となる。

なお、給電期間ＰＳにおいては二つの半導体スイッチの一方のみが電流経路となるため、他方の半導体スイッチの状態はオンとオフのどちらでもよい。例えば、図７において、半導体スイッチ１３５ｂ、１３６ｂの両方がオンの状態であっても、受電回路１２の出力電圧Ｖ２が正の場合は、半導体スイッチ１３６ｂ側が電流経路となり、一方受電回路１２の出力電圧Ｖ２が負の場合は、半導体スイッチ１３５ｂ側が電流経路となる。そのため、図９Ａ、９Ｂ、９Ｃの半導体スイッチ１３５ｂ、１３６ｂの駆動信号において、それぞれオンで示されている（信号が１）時間であって、斜線で示された時間はオンであってもオフであってもよい期間である。
また、図９Ｃでは半導体スイッチ１３５ｂの駆動信号をオンとオフに切り替えているが、常時オフの状態でも回路動作は同一となる。

以上のように、実施の形態２の受電装置は実施の形態１と同様の効果を奏する。さらに、実施の形態２によれば、電力変換器１３である整流回路１３ｂを構成する左右２つのレグのうちいずれかのレグ側のダイオードに半導体スイッチ１３５ｂ、１３６ｂをそれぞれ直列に接続したので、二つの半導体スイッチ１３５ｂ、１３６ｂを同時にオフの状態にして非給電期間を設けることが可能となる。これにより、非給電期間にＤＣリアクトル１４１で蓄積されたエネルギーの環流経路中に半導体スイッチの状態に起因する過大電圧の発生を抑制できる。また、二つの半導体スイッチ１３５ｂ、１３６ｂを１つの駆動信号で制御することが可能なため、実施の形態１と比較して制御装置を簡素化できる効果がある。

実施の形態３．
以下、実施の形態３に係るワイヤレス給電システムの受電装置について説明する。本実施の形態３に係る受電装置も実施の形態１の図１で示したワイヤレス給電システムに適用されるものである。
図１０は、本実施の形態３に係る受電装置の構成を示す概略回路図である。なお、図７と同一または相当部分については同一符号を付し、その説明を省略する。実施の形態３に係る受電装置では、ＤＣリアクトル１４１に流れる電流ＩＬｄｃを検出する電流検出手段１８と負荷１５の電圧Ｖｏｕｔを検出する電圧検出手段１９をさらに備える。電流検出手段１８と電圧検出手段１９によって検出された電流及び電圧情報は制御装置１７に入力される。実施の形態１及び２において、制御装置１７は、受電装置からの出力が予め設定された所定の出力電力となるように、出力電力指令値Ｐｏｕｔ＊を設定し、半導体スイッチの駆動信号を生成することで半導体スイッチを制御し、電力制御を行う例であった。本実施の形態３では、制御装置１７は、出力電力指令値Ｐｏｕｔ＊を電圧検出手段１９により検出された負荷電圧Ｖｏｕｔで除して、ＤＣリアクトル１４１の電流指令値ＩＬｄｃ＊を算出し、電流検出手段１８により検出されたＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊となるように半導体スイッチの制御を行う電流制御を用いて出力電力を制御する。

以下に、半導体スイッチ１３５ｂ、１３６ｂによりＤＣリアクトル１４１の電流を制御することで、出力電力制御を行う方法について説明する。
図１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃ、１１Ｄは、実施の形態３に係る受電装置における各信号の波形の概略図で、リアクトル電流制御に用いる駆動信号パターンを説明するための図である。本実施の形態では、整流回路１３ｂの出力電圧平均値の最大電圧に対し、以下の４つの電圧となるように半導体スイッチ１３５ｂ、１３６ｂを制御する駆動信号パターンに、非給電状態とする駆動信号パターンを加え５つの駆動信号パターンを設定している。
駆動信号パターンＩ：出力電圧平均値が最大電圧となるパターン、
駆動信号パターンＩＩ：出力電圧平均値が最大電圧の３／４となるパターン、
駆動信号パターンＩＩＩ：出力電圧平均値が最大電圧の１／２となるパターン、
駆動信号パターンＩＶ：出力電圧平均値が最大電圧の１／４となるパターン、
駆動信号パターンＶ：非給電状態とするパターン。
制御装置１７は、これら駆動信号パターンを保持し、実行する。

図１１Ａは、駆動信号パターンＩを示す図で、給電状態が継続していることを示している。図１１Ｂは、駆動信号パターンＩＩを示す図で、受電回路１２の出力電圧Ｖ２の２周期分に着目すると、１．５周期の期間が給電期間ＰＳ、半周期の期間が非給電期間ＮＰＳであり、整流回路１３ｂの出力電圧平均値が最大電圧の３／４となるパターンである。図１１Ｃは、駆動信号パターンＩＩＩを示す図で、受電回路１２の出力電圧Ｖ２の２周期分に着目すると、半周期分の給電期間ＰＳ、と半周期分の非給電期間ＮＰＳが繰り返されており、整流回路１３ｂの出力電圧平均値が最大電圧の１／２となるパターンである。図１１Ｄは、駆動信号パターンＩＶを示す図で、受電回路１２の出力電圧Ｖ２の２周期分に着目すると、半周期の期間が給電期間ＰＳ、１．５周期の期間が非給電期間ＮＰＳであり、整流回路１３ｂの出力電圧平均値が最大電圧の１／４となるパターンである。駆動信号パターンＶは図示していないが、半導体スイッチ１３５ｂ、１３６ｂの両方がオフ（駆動信号が０）の、非給電状態である。

次に、５つの駆動信号パターンを用いてＤＣリアクトル１４１の電流を制御することで、出力電力制御を行う方法について、図１２Ａから図１２Ｅのフローチャートに従って説明する。
図１２Ａにおいて、まずステップＳ１０１の初期状態は非給電状態であり、駆動信号パターンＶが実行されていることに相当する。給電開始すると、制御装置１７では、設定された出力電力指令値Ｐｏｕｔ＊を電圧検出手段１９により検出された負荷電圧Ｖｏｕｔで除して、ＤＣリアクトル１４１の電流指令値ＩＬｄｃ＊が算出される。また、電流検出手段１８により検出されたＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが制御装置１７に入力される。

給電開始のステップＳ１０２で、駆動信号パターンＩＶが実行されると、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃは増加する。ステップＳ１０３で、検出されたＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊以上となったか判定し、電流指令値ＩＬｄｃ＊以上となった場合（ＹＥＳ）は図１２Ｂのフローチャートに示されるステップＳ２０１に進む。ステップＳ１０３で、検出されたＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊に達しない場合（ＮＯ）は、ステップＳ１０４において、駆動信号パターンＩＩＩが実行される。

ステップＳ１０４で、駆動信号パターンＩＩＩが実行されると、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃはさらに増加する。ステップＳ１０５で、検出されたＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊以上となったか判定し、電流指令値ＩＬｄｃ＊以上となった場合（ＹＥＳ）は図１２Ｃのフローチャートに示されるステップＳ３０１に進む。ステップＳ１０５で、検出されたＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊に達しない場合（ＮＯ）は、ステップＳ１０６において、駆動信号パターンＩＩが実行される。

ステップＳ１０６で、駆動信号パターンＩＩが実行されると、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃはさらに増加する。ステップＳ１０７で、検出されたＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊以上となったか判定し、電流指令値ＩＬｄｃ＊以上となった場合（ＹＥＳ）は図１２Ｄのフローチャートに示されるステップＳ４０１に進む。ステップＳ１０７で、検出されたＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊に達しない場合（ＮＯ）は、ステップＳ１０８において、駆動信号パターンＩが実行される。

ステップＳ１０８で、駆動信号パターンＩが実行されると、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃはさらに増加する。ステップＳ１０９で、検出されたＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊以上となったか判定し、電流指令値ＩＬｄｃ＊以上となった場合（ＹＥＳ）は図１２Ｅのフローチャートに示されるステップＳ５０１に進む。ステップＳ１０９で、検出されたＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊に達しない場合（ＮＯ）は、電流指令値ＩＬｄｃ＊の設定に問題があるなど懸念されるため、ステップＳ１１０において、制御不可として給電を停止する。

なお、ステップＳ１０３、Ｓ１０５、Ｓ１０７、Ｓ１０９において、検出されたＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊に達しないか、あるいは電流指令値ＩＬｄｃ＊以上となったかの判定は次のように行う。例えば、検出されたＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが一定期間変動せず、電流指令値ＩＬｄｃ＊に達しない場合は、電流指令値ＩＬｄｃ＊に達しないと判定する。あるいは、駆動信号の繰り返し周期の３倍の時間経過しても電流指令値ＩＬｄｃ＊に達しない場合は、電流指令値ＩＬｄｃ＊に達しないと判定する。ここで経過時間の設定は任意に行うことができる。このように、検出されたＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃの飽和状況あるいは推移で判定を行う。

ステップＳ１０３で、検出されたＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊以上となった場合、図１２ＢのステップＳ２０１に進み、駆動信号パターンＶが実行される。すなわち、非給電状態とする。すると、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃは減少するので、ステップＳ２０２に進み、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊以上であるか判定する。ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊以上が継続していれば（ＹＥＳ）、ステップＳ２０１の非給電状態が継続される。ステップＳ２０２で、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊を下回った場合、ステップＳ２０３で駆動信号パターンＩＶが実行され、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃは増加する。
以降、給電停止の指令があるまで、駆動信号パターンＶと駆動信号パターンＩＶが実行され、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊に近づくように制御される。

同様に、ステップＳ１０５で、検出されたＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊以上となった場合、図１２ＣのステップＳ３０１に進み、駆動信号パターンＩＶが実行される。すると、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃは減少するので、ステップＳ３０２に進み、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊以上であるか判定する。ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊以上が継続していれば（ＹＥＳ）、ステップＳ３０１の駆動信号パターンＩＶの実行が継続される。ステップＳ３０２で、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊を下回った場合、ステップＳ３０３で駆動信号パターンＩＩＩが実行され、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃは増加する。
以降、給電停止の指令があるまで、駆動信号パターンＩＶと駆動信号パターンＩＩＩが実行され、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊に近づくように制御される。

同様に、ステップＳ１０７で、検出されたＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊以上となった場合、図１２ＤのステップＳ４０１に進み、駆動信号パターンＩＩＩが実行される。すると、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃは減少するので、ステップＳ４０２に進み、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊以上であるか判定する。ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊以上が継続していれば（ＹＥＳ）、ステップＳ４０１の駆動信号パターンＩＩＩの実行が継続される。ステップＳ４０２で、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊を下回った場合、ステップＳ４０３で駆動信号パターンＩＩが実行され、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃは増加する。
以降、給電停止の指令があるまで、駆動信号パターンＩＩＩと駆動信号パターンＩＩが実行され、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊に近づくように制御される。

同様に、ステップＳ１０９で、検出されたＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊以上となった場合、図１２ＥのステップＳ５０１に進み、駆動信号パターンＩＩが実行される。すると、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃは減少するので、ステップＳ５０２に進み、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊以上であるか判定する。ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊以上が継続していれば（ＹＥＳ）、ステップＳ５０１の駆動信号パターンＩＩの実行が継続される。ステップＳ５０２で、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊を下回った場合、ステップＳ５０３で駆動信号パターンＩが実行され、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃは増加する。
以降、給電停止の指令があるまで、駆動信号パターンＩＩと駆動信号パターンＩが実行され、ＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊に近づくように制御される。

以上のように、整流回路１３ｂの出力電圧平均値を段階的に上げていき、電流指令値ＩＬｄｃ＊に制御可能な二つの駆動信号パターンを選択することで、負荷電圧Ｖｏｕｔに近い電圧で電流制御を行うことができる。
なお、上述したが、ステップＳ１０９において、駆動信号パターンＩを実行してもＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊以上にならない場合、ステップＳ１１０において、制御不可として給電を停止したが、電流指令値ＩＬｄｃ＊の設定に問題等がある他、原理的に電流制御ができない状態である可能性もある。そのため、試験条件あるいは回路定数の変更が必要となる。

また、本電流制御を適用することでＤＣリアクトル１４１への印加電圧及び印加電圧の変動量を最小限にすることができ、整流回路１３ｂの出力電流リプルを低減することが可能となる。また、電流リプルを一定値とする場合、最大電圧となる駆動信号パターンＩと非給電の状態の駆動信号パターンＶのみで受電装置を動作させるよりも、本実施の形態３に係る電流制御法を適用したほうがＤＣリアクトル１４１に必要とされるインダクタンス値を小さく設計できるため小形化することが可能となる。

以上に示した駆動信号パターン及び制御方法は実施の形態３の一例であり、例えば、駆動信号パターンの数を５つより多くまたは少なくして実施したり、駆動方法の種類を異なるものに変更したりすることも可能である。制御装置１７は少なくとも３つの駆動信号パターンを有し、電流検出手段１８で検出された電流ＩＬｄｃに基づき、複数の駆動信号パターンから給電期間と非給電期間との比率が近い２つの駆動信号パターンを用いて、段階的に予め設定された出力電力指令値Ｐｏｕｔ＊となるように、半導体スイッチを制御すればよい。

以上のように実施の形態３に係る受電装置によれば、実施の形態２と同様の効果を奏する。さらに、ＤＣリアクトル１４１に流れる電流ＩＬｄｃを検出する電流検出手段１８と負荷１５の電圧Ｖｏｕｔを検出する電圧検出手段１９を備え、電流検出手段１８により検出されたＤＣリアクトル１４１の電流ＩＬｄｃが電流指令値ＩＬｄｃ＊となるように半導体スイッチの制御を行う電流制御を用いて出力電力を制御するようにしたので、整流回路１３ｂの出力電圧平均値を段階的に上げていき、負荷電圧Ｖｏｕｔに近い電圧で電流制御を行うことでＤＣリアクトル１４１への印加電圧及び印加電圧の変動量を抑制でき、整流回路１３ｂの出力電流リプルを低減することが可能となる。

なお、上記実施の形態３では、実施の形態２の図７にＤＣリアクトル１４１に流れる電流ＩＬｄｃを検出する電流検出手段１８と負荷１５の電圧Ｖｏｕｔを検出する電圧検出手段１９を備えた例を示したが、実施の形態１の図２において、ＤＣリアクトル１４１に流れる電流ＩＬｄｃを検出する電流検出手段１８と負荷１５の電圧Ｖｏｕｔを検出する電圧検出手段１９を備えてもよい。実施の形態１においても、整流回路１３ａの出力電圧平均値を段階的に上げていく、駆動信号パターンを作成することは可能であり、整流回路１３ａの出力電圧平均値を段階的に上げていき、負荷電圧Ｖｏｕｔに近い電圧で電流制御を行うことでＤＣリアクトル１４１への印加電圧及び印加電圧の変動量を抑制でき、整流回路１３ａの出力電流リプルを低減することが可能となる。

実施の形態４．
以下、実施の形態４に係るワイヤレス給電システムの受電装置について説明する。本実施の形態４に係る受電装置も実施の形態１の図１で示したワイヤレス給電システムに適用されるものである。
図１３は、本実施の形態４に係る受電装置の構成を示す概略回路図である。なお、図１、７、１０と同一または相当部分については同一符号を付し、その説明を省略する。実施の形態４に係る受電装置では、受電回路１２と整流回路１３ｃとの間に双方向スイッチ２０が接続されている。また、電力変換器である整流回路１３ｃが４つのダイオードのみで構成される。

本実施の形態４に係る受電装置は、双方向スイッチ２０で出力電力制御を行うものであって、双方向スイッチ２０がオンのときは給電期間、双方向スイッチ２０がオフの時は非給電期間となる。電圧源的動作となるワイヤレス給電システムの共振器の構成において、双方向スイッチ２０がオフの時は、受電回路と電力変換器との間が短絡でなく開放となり遮断されるので、過電流による電力変換器を構成する素子、すなわちダイオード等の破壊等の虞がなくなる。双方向スイッチ２０のオンとオフとの切り替えのタイミングは、整流回路１３ｃの入力電圧Ｖ２のゼロクロスあるいはゼロクロス近傍の時間で行う。これにより、上述した実施の形態１から３と同様、双方向スイッチ２０のスイッチング損失を抑制することが可能となる。

また、出力電力は、双方向スイッチがオンの時間で制御可能であり、かつ整流回路１３ｃの入力電圧Ｖ２の極性によらず制御可能である。そのため、制御装置のプログラムを簡素化可能で制御装置の演算負荷を低減できる効果を奏する。さらに、整流回路１３ｃがフルブリッジダイオード整流回路となることからモジュール化された部品が適用可能となり、回路実装を簡素化できる効果も得られる。

図１４Ａ、１４Ｂ、１４Ｃは、実施の形態４に係る受電装置の電力制御による制御方法を説明するための図である。図１４Ａ、１４Ｂ、１４Ｃは、それぞれ上から順に、整流回路１３ｃの入力電圧Ｖ２、整流回路１３ｃの入力電流、双方向スイッチ２０の駆動信号の概略の波形を示している。そして、図１４Ａと図１４Ｃは、駆動信号の繰り返し周期を受電回路１２の出力電圧Ｖ２の３周期と同じ時間とすると、受電回路１２の出力電圧Ｖ２の３周期の中で１周期だけ給電期間を設けており、出力電圧の平均値が最大の状態（双方向スイッチが常時オンの状態）の１／３となるように双方向スイッチ２０の駆動信号が設定されている。図１４Ａと図１４Ｃは、それぞれ実施の形態１の図６Ａと図６Ｃの出力電力制御に相当する。このように、双方向スイッチ２０を用いた実施の形態４においても実施の形態１と同様の出力電力制御が可能である。

また、図１４Ｂは、受電回路１２の出力電圧Ｖ２の半周期を給電期間ＰＳの一単位としており、駆動信号の繰り返し周期は受電回路１２の出力電圧Ｖ２の１．５周期の時間とした例で、出力電圧の平均値が最大の状態（双方向スイッチが常時オンの状態）の１／３となるように双方向スイッチ２０の駆動信号が設定されている。図１４Ｂは、実施の形態２の図９Ｂの出力電力制御に相当する。このように、双方向スイッチ２０を用いた実施の形態４においても実施の形態１と同様の出力電力制御が可能である。

なお、図１３において、電流または電圧を検出する手段として、受電回路１２の出力電圧Ｖ２を検出する電圧検出手段１６のみ備えた構成を示しているが、負荷１５の電圧検出手段及びＬＣフィルタ１４に含まれるＤＣリアクトル１４１の電流検出手段を追加することで、実施の形態３で示したようなリアクトル電流制御による電力制御を実施することも可能である。

以上のように、本実施の形態４の受電装置よれば、受電回路１２と電力変換器である整流回路１３ｃとの間に双方向スイッチ２０を設けて、給電期間、非給電期間を切り替えるようにしたので、実施の形態１から３の効果を奏するだけでなく、装置構成を簡素化可能で小型化及び低コスト化の効果も得られる。

なお、制御装置１７は、ハードウエアの一例を図１５に示すように、プロセッサ１７０と記憶装置１７１から構成される。記憶装置は図示していないが、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを具備する。また、フラッシュメモリの代わりにハードディスクの補助記憶装置を具備してもよい。プロセッサ１７０は、記憶装置１７１から入力されたプログラムを実行する。この場合、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプロセッサ１７０にプログラムが入力される。また、プロセッサ１７０は、演算結果等のデータを記憶装置１７１の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置にデータを保存してもよい。

本開示は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１：ワイヤレス給電システム、５：交流電源、１１：送電回路、１２：受電回路、１３：電力変換器、１３ａ、１３ｂ、１３ｃ：整流回路、１４：ＬＣフィルタ、１５：負荷、１６：電圧検出手段、１７：制御装置、１９：電圧検出手段、１１１：送電コイル、１１２：送電側コンデンサ、１２１：受電コイル、１２２：受電側コンデンサ、１３１、１３２、１３３、１３４：ダイオード、１３５ａ、１３５ｂ、１３６ａ、１３６ｂ：半導体スイッチ、１４１：ＤＣリアクトル、１４２：ＤＣコンデンサ、１７０：プロセッサ、１７１：記憶装置。

Claims

ワイヤレス給電システムの受電装置であって、
受電コイルを有し、送電回路より送られる交流電力を受電する受電回路と、
前記受電回路が受電した交流電力を直流電力に変換する電力変換器と、
前記受電回路の出力電圧を検出する電圧検出手段と、
前記受電回路と前記電力変換器との間の回路の導通と開放とを切り替える少なくとも１つのスイッチと、
前記電圧検出手段により検出された電圧に基づいて、前記スイッチを制御する制御装置と、を備え、
前記スイッチのオンとオフを切り替える時間を、前記電圧検出手段により検出された電圧の絶対値が最大値に対して２０％以下である時間とし、
前記制御装置は、前記スイッチのオンとオフとを制御することで、前記受電回路と前記電力変換器とが導通する給電期間及び前記受電回路と前記電力変換器との間が開放される非給電期間を切り替え、前記スイッチのオンとオフとを切り替える繰り返し周期あたりの前記給電期間と前記非給電期間との比率により、出力する電力の制御を行う受電装置。
前記スイッチは、前記電力変換器の具備する半導体スイッチである請求項１に記載の受電装置。
前記電力変換器は４つのダイオードを有するフルブリッジ回路であり、前記フルブリッジ回路を構成する上下アームのいずれかのアーム側の前記ダイオードに、前記半導体スイッチがそれぞれ直列に接続された請求項２に記載の受電装置。
前記電力変換器は４つのダイオードを有するフルブリッジ回路であり、前記フルブリッジ回路を構成する２つのレグのいずれかのレグ側の前記ダイオードに、前記半導体スイッチがそれぞれ直列に接続された請求項２に記載の受電装置。
前記スイッチは、前記受電回路と前記電力変換器との間に設けられた双方向スイッチである請求項１に記載の受電装置。
前記制御装置は、前記スイッチのオンとオフの制御を前記電圧検出手段により検出された電圧の半周期単位として行う請求項１から５のいずれか１項に記載の受電装置。
リアクトルを有し、前記電力変換器に接続されたＬＣフィルタと、
前記リアクトルに流れる電流を検出する電流検出手段と、をさらに設け、
前記制御装置は前記検出された電流に基づき、予め設定された出力電力指令値となるように、前記スイッチを制御する請求項１から６のいずれか１項に記載の受電装置。
前記制御装置は、前記スイッチのオンとオフとを切り替える繰り返し周期あたりの前記給電期間の比率が異なる、前記スイッチを制御する駆動信号パターンを少なくとも３つ以上有し、
前記電流検出手段で検出された電流値に基づき、前記複数の駆動信号パターンから前記給電期間と前記非給電期間との比率が近い２つの前記駆動信号パターンを用いて、段階的に予め設定された前記出力電力指令値となるように、前記スイッチを制御する請求項７に記載の受電装置。
前記電力変換器からの出力電流を検出する電流検出手段をさらに備え、
前記制御装置は前記検出された電流に基づき、予め設定された出力電力指令値となるように、前記スイッチを制御する請求項１から６のいずれか１項に記載の受電装置。
電力源に接続され、送電コイルを有する送電回路と、
請求項１から９のいずれか１項に記載の受電装置と、を備え、
前記送電回路から非接触で前記受電装置に電力が送られるワイヤレス給電システム。