KR101880267B1 - 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법 - Google Patents

무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는, 1차측 급전 코일과 자기적으로 결합되어, 1차측의 무선 급전 시스템으로부터 무선 전력을 공급받는 2차측 픽업 코일, 상기 2차측 픽업 코일에 연결된 공진 인덕터 및 상기 공진 인덕터와 직렬 연결된 공진 커패시터를 포함하는 공진 회로(resonant circuit), 입력단에 상기 1차측 급전 코일의 교류 전류에 의해 2차측 픽업 코일에 유기된 AC 전류가 입력되고, 상기 AC 전류를 정류하여 DC 출력에 출력 전력을 공급하는 브리지 다이오드 및 상기 브리지 다이오드의 제1 다이오드 및 제2 다이오드에 각각 병렬 결합되고, 상기 AC 전류가 상기 공진 회로로 재순환하도록 상기 제1 다이오드 또는 제2 다이오드를 선택적으로 분로시키는 제1 스위치 및 제2 스위치를 포함하는, 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법에 있어서, 소정의 듀티 비율에 따라 Lead 스위칭 모드 또는 Lag 스위칭 모드로 상기 제1 스위치 및 제2 스위치를 제어하는 초기 제어 단계(S100), 상기 초기 제어 단계(S100)의 제어에 따라, 상기 Lead 스위칭 모드에서의 제1 출력 전력 및 Lag 스위칭 모드에서의 제2 출력 전력을 각각 측정하는 측정 단계(S200), 상기 측정 단계(S200)에서 측정한 상기 제1 및 제2 출력 전력을 각각 분석하여, 상기 Lead 또는 Lag 스위칭 모드 중 어느 하나를 최종 스위칭 모드로 판단하는 판단 단계(S300) 및 상기 판단 단계(S300)의 판단 결과에 따른 상기 최종 스위칭 모드로 상기 제1 및 제2 스위치를 제어하는 최종 제어 단계(S400)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터의 스위칭 방법에 관한 것이다.

Description

무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법 {current collector converter switching method for broad resonance frequency allowed of wireless power transfer}
본 발명은 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 부하에 공급하기 위한 AC 전류 입력을정류하거나, AC 전류를 컨트롤러의 입력에 결합된 공진 회로로 재순환하기 위해 다이오드 브리지의 제1 다이오드 및 제2 다이오드들을 선택적으로 분로시키는 Lead 스위칭 모드/Lag 스위칭 모드를 통해서 선택되는 스위칭 모드에 따라 실제 공진주파수 허용 범위를 이동시켜, 더 넓은 주파수 영역을 커버할 수 있는 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법에 관한 것이다.
유도 전력 전송(IPT, Inductive Power Transfer) 시스템들에서, 전력은 교류 전원(IPT 시스템의 1차측을 함께 형성하는 전원 및 트랙)에 의해 공급되는 1차 전도성 경로 또는 트랙과, 트랙(시스템의 2차측을 형성함.)과 유도 결합되는 하나 이상의 픽업들 사이에서 유도적으로 전송된다.
상기 픽업은 적어도 하나의 픽업 코일(pick-up coil) 및 동조 커패시터로 구성되는 동조 또는 공진 회로를 포함한다. 2개의 공통 픽업 토폴로지들은 동조 커패시터가 픽업 코일과 직렬로 제공되는 직렬 동조 픽업 및 동조 커패시터가 픽업 코일과 병렬로 제공되는 병렬 동조 픽업이다.
동조 회로는 전형적으로 부하를 공급하기 위해 원하는 출력을 획득하도록 제어회로(전형적으로 정류기 및 컨버터 또는 조절기를 포함함)에 전기적으로 결합된다.
이에 대안적인 픽업 토폴로지는 직렬 병렬 동조 LCL(인덕터-커패시터-인덕터) 픽업으로 알려져 있다.
도 2의 집전 컨버터 장치는 직렬 병렬 동조 LCL(인덕터-커패시터-인덕터) 픽업 토폴로지로서, 유도선로(L1)에서 발생되는 고주파 자속으로부터 유도 기전력을 얻는 픽업 코일(L2)과, 픽업 코일의 인덕턴스(L3)와 소정 주파수로 공진하는 공진 캐패시터(C3)와, 픽업코일에 유기된 전압을 정류하는 정류기(D1~D4)를 포함하고, 스위치(S1, S2)를 정류기의 정류 다이오드(D1, D2)와 결합하여 공진전류를 재순환시킴으로써 직류 출력전압(VDC)을 조절하는 레귤레이터 기능을 구현하였다.
그러나 이와 같은 집전 컨버터 장치는, 초기에 소정의 공진 주파수로 설정된 픽업 코일의 인덕턴스(L3) 또는 공진 캐패시터(C3)의 값이 달라짐으로써 공진 주파수가 처음에 튜닝한 주파수에서 일정 수준이상 벗어나는 경우, 또는 무선 급전 시스템이 픽업 코일의 인덕턴스(L3)와 공진 캐패시터(C3)로 설정된 소정의 공진 주파수에서 일정 수준이상으로 벗어난 동작 주파수로 동작하는 경우에는 무선 전력전달 시스템에서 전력 전달의 성능이 저하되는 문제점이 있다.
이에 반해서, 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법은 스위칭 제어를 통해서, 가변 인덕터 및 가변 커패시터의 삽입 효과를 볼 수 있어, 좀 더 적은 소자를 이용하여 넓은 공진주파수를 허용하는 효과가 있다.
국내등록특허공보 제10-1305823호(등록일 2013.09.02.)
본 발명은 상기한 바와 같은 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로, 본 발명의 목적은 부하에 공급하기 위한 AC 전류 입력을 정류하거나, AC 전류를 컨트롤러의 입력에 결합된 공진 회로로 재순환하기 위해 다이오드 브리지의 제1 다이오드 및 제2 다이오드들을 선택적으로 분로시키는 Lead 스위칭 모드/Lag 스위칭 모드를 통해서 선택되는 스위칭 모드에 따라 실제 공진주파수 허용 범위를 이동시켜, 더 넓은 주파수 영역을 커버할 수 있는 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법은, 1차측 급전 코일과 자기적으로 결합되어, 1차측의 무선 급전 시스템으로부터 무선 전력을 공급받는 2차측 픽업 코일, 상기 2차측 픽업 코일에 연결된 공진 인덕터 및 상기 공진 인덕터와 직렬 연결된 공진 커패시터를 포함하는 공진 회로(resonant circuit), 입력단에 상기 1차측 급전 코일의 교류 전류에 의해 2차측 픽업 코일에 유기된 AC 전류가 입력되고, 상기 AC 전류를 정류하여 DC 출력에 출력 전력을 공급하는 브리지 다이오드 및 상기 브리지 다이오드의 제1 다이오드 및 제2 다이오드에 각각 병렬 결합되고, 상기 AC 전류가 상기 공진 회로로 재순환하도록 상기 제1 다이오드 또는 제2 다이오드를 선택적으로 분로시키는 제1 스위치 및 제2 스위치를 포함하는, 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법에 있어서, 소정의 듀티 비율에 따라 Lead 스위칭 모드 또는 Lag 스위칭 모드로 상기 제1 스위치 및 제2 스위치를 제어하는 초기 제어 단계(S100), 상기 초기 제어 단계(S100)의 제어에 따라, 상기 Lead 스위칭 모드에서의 제1 출력 전력 및 Lag 스위칭 모드에서의 제2 출력 전력을 각각 측정하는 측정 단계(S200), 상기 측정 단계(S200)에서 측정한 상기 제1 및 제2 출력 전력을 각각 분석하여, 상기 Lead 또는 Lag 스위칭 모드 중 어느 하나를 최종 스위칭 모드로 판단하는 판단 단계(S300) 및 상기 판단 단계(S300)의 판단 결과에 따른 상기 최종 스위칭 모드로 상기 제1 및 제2 스위치를 제어하는 최종 제어 단계(S400)를 포함하는 것을 특징으로 한다.
더 나아가, 상기 Lead 스위칭 모드에서, 상기 브리지 다이오드의 입력단에 인가되는 AC 전압의 기본파 성분의 위상은 상기 AC 전류의 위상보다 앞서고, 상기 Lag 스위칭 모드에서, 상기 AC 전압의 기본파 성분의 위상은 상기 AC 전류의 위상보다 뒤지는 것을 특징으로 한다.
더 나아가, 상기 제1 출력 전력이 상기 제2 출력 전력보다 더 큰 경우, 상기 최종 스위칭 모드는 Lead 스위칭 모드로 제어되고, 상기 제1 출력 전력이 상기 제2 출력 전력보다 더 작은 경우, 상기 최종 스위칭 모드는 Lag 스위칭 모드로 제어되는 것을 특징으로 한다.
더 나아가, 상기 공진 회로의 공진 주파수가 상기 무선 급전 시스템의 동작 주파수보다 큰 경우, 상기 소정의 듀티 비율에서 상기 제1 출력 전력이 상기 제2 출력 전력보다 더 크고, 상기 공진 회로의 공진 주파수가 상기 무선 급전 시스템의 동작 주파수보다 작은 경우, 상기 소정의 듀티 비율에서 상기 제1 출력 전력이 상기 제2 출력 전력보다 더 작은 것을 특징으로 한다.
더 나아가, 상기 Lead 스위칭 모드는, 상기 DC 출력으로의 출력 전력의 공급이, 상기 AC 전류의 부호 변환점에서 시작되고, 상기 AC 전류의 다음 부호 변환점 전에 상기 제1 또는 제2 스위치를 턴온하여 상기 AC 전류를 재순환시킴으로써 중지되는 것을 특징으로 한다.
더 나아가, 상기 Lag 스위칭 모드는, 상기 AC 전류의 부호 변환점 전에 상기 제1 또는 제2 스위치를 턴온하고, 상기 부호 변환점에서 상기 DC 출력으로의 출력 전력의 공급이 중지됨과 아울러 상기 AC 전류는 재순환이 시작되고, 다음 부호 변환점 전에 상기 제1 또는 제2 스위치가 턴오프되어 상기 AC 전류의 재순환이 중지됨과 아울러 상기 DC 출력으로의 출력 전력의 공급이 시작되는 것을 특징으로 한다.
상기와 같은 구성에 의한 본 발명의 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법은 부하에 공급하기 위한 AC 전류 입력을 정류하거나, AC 전류를 컨트롤러의 입력에 결합된 공진 회로로 재순환하기 위해 다이오드 브리지의 제1 다이오드 및 제2 다이오드들을 선택적으로 분로시키는 Lead 스위칭 모드/Lag 스위칭 모드를 통해서 선택되는 스위칭 모드에 따라 실제 공진주파수 허용 범위를 이동시켜, 더 넓은 공진주파수 영역을 커버할 수 있는 장점이 있다.
특히, Lead 스위칭 모드/Lag 스위칭 모드의 스위칭 제어를 통해서, 가변 인덕터 및 가변 커패시터의 삽입 효과를 볼 수 있어, 좀 더 적은 소자를 이용하여 더 넓은 공진주파수 영역을 커버할 수 있는 장점이 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법을 나타낸 순서도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법에 적용 가능한 회로도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법에서의 Lead 스위칭 모드의 동작 예시 회로이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법에서의 Lag 스위칭 모드의 동작 예시 회로이다.
도 5는 본 발명의 또다른 일 실시예에 따른 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법에 적용 가능한 회로도이다.
도 6 내지 도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법에서 회로를 통한 시뮬레이션된 파형들을 나타낸 도면이다.
도 9 내지 도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법에서 듀티 사이클 대비 출력 전력의 크기를 도시한 도면으로, 이를 분석하여 스위칭 모드를 선택할 수 있다.
이하 첨부한 도면들을 참조하여 본 발명의 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법을 상세히 설명한다. 다음에 소개되는 도면들은 당업자에게 본 발명의 사상이 충분히 전달될 수 있도록 하기 위해 예로서 제공되는 것이다. 따라서, 본 발명은 이하 제시되는 도면들에 한정되지 않고 다른 형태로 구체화될 수도 있다. 또한, 명세서 전반에 걸쳐서 동일한 참조번호들은 동일한 구성요소들을 나타낸다.
이 때, 사용되는 기술 용어 및 과학 용어에 있어서 다른 정의가 없다면, 이 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 통상적으로 이해하고 있는 의미를 가지며, 하기의 설명 및 첨부 도면에서 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 설명은 생략한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법은, 정류 및 전력 조절 모두를 달성하는 직렬 병렬 동조 LCL의 제어를 통해서, Lead 스위칭 모드/Lag 스위칭 모드를 통해서 선택되는 스위칭 모드에 따라 실제 공진주파수 허용 범위를 이동시켜, 더 넓은 공진주파수 영역을 커버할 수 있다. 듀티 사이클(duty cycle)은 평활한 평균 출력 전력이 달성되는 것을 보장하도록 제어되어, 온/오프 사이에 평활한 전력 전이를 제공하거나 고속 스위칭 제어 토폴로지로서 작용할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법은 도 1에 도시된 바와 같이, 초기 제어 단계(S100), 측정 단계(S200), 판단 단계(S300) 및 최종 제어 단계(S400)를 포함하여 구성될 수 있으며, 이러한 단계는 도 2에 도시된 회로를 통해서 구현될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법이 구현되는 회로는 도 2에 도시된 바와 같이, 다이오드 브리지 정류기 구성에서 4개의 다이오드들(D1, D2, D3 및 D4)을 포함하는 것이 가장 바람직하고, 스위치들(S1 및 S2)은 제1 다이오드 및 제2 다이오드(D1, D2)를 각각 분로시켜 스위치를 폐쇄하면 전류가 각각 IL3의 포지티브 또는 네거티브 주기 동안 AC 공진 회로에서 재순환된다. 여기서, 다이오드 브리지는 제1 스위치(S1)의 바디 다이오드와 제2 스위치(S2)의 바디 다이오드들을 포함하는 것이 바람직하다.
그렇지만, 제1 다이오드 및 제2 다이오드를 각각 분로시켜 스위치를 폐쇄하면 전류가 각각 IL3의 포지티브 또는 네거티브 주기 동안 AC 공진 회로에서 재순환되는 것은 본 발명의 일 실시예에 불과하며, 제3 다이오드 및 제4 다이오드를 각각 분로시켜 스위치를 폐쇄할 경우뿐만 아니라, 제1 다이오드와 제3 다이오드 또는 제2 다이오드와 제4 다이오드들을 분로시켜 스위치를 폐쇄하는 경우에도 유사한 제어 출력이 달성될 수 있다는 것은 명백하다.
이하에서는 설명의 편의를 위하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법이 제1 다이오드 및 제2 다이오드를 분로시키는 경우에 대해서만 설명한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법은, 1차측 급전 코일과 자기적으로 결합되어, 1차측의 무선 급전 시스템으로부터 무선 전력을 공급받는 2차측 픽업 코일, 상기 2차측 픽업 코일에 연결된 공진 인덕터 및 상기 공진 인덕터와 직렬 연결된 공진 커패시터를 포함하는 공진 회로(resonant circuit), 입력단에 상기 1차측 급전 코일의 교류 전류에 의해 2차측 픽업 코일에 유기된 AC 전류가 입력되고, 상기 AC 전류를 정류하여 DC 출력에 출력 전력을 공급하는 브리지 다이오드 및 상기 브리지 다이오드의 제1 다이오드 및 제2 다이오드에 각각 병렬 결합되고, 상기 AC 전류가 상기 공진 회로로 재순환하도록 상기 제1 다이오드 또는 제2 다이오드를 선택적으로 분로시키는 제1 스위치 및 제2 스위치를 포함하여 공진 회로(resonant circuit)로부터 AC 입력을 포함하는 무선 전력 전송에서, 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위치 방법으로서, 상기 AC 입력은 상기 AC 입력으로부터 AC 전류를 정류하고, DC 전류를 DC 출력하도록 적응된 다이오드 브리지(Diode bridge)에 전기적으로 결합되는 것이 바람직하다.
각 단계에 대해서 자세히 알아보자면,
상기 초기 제어 단계(S100)는 상기 AC 전류가 상기 AC 전류의 포지티브 주기(positive period) 동안 상기 공진 회로로 재순환되게 하기 위해, 상기 다이오드 브리지의 제1 다이오드(D1)를 선택적으로 분로(shunting)시키도록 동작할 수 있다.
또한, 상기 초기 제어 단계(S100)는 상기 AC 전류가 상기 AC 전류의 네거티브 주기(negative period) 동안 상기 공진 회로로 재순환되게 하기 위해, 상기 다이오드 브리지의 제2 다이오드(D2)를 선택적으로 분로시키도록 동작할 수 있다.
상기 분로는 각각의 상기 제1 다이오드(D1) 및 제2 다이오드(D2)들과 병렬로 연결되어 제공되는 상기 제1 스위치(S1) 및 제2 스위치(S2)들을 선택적으로 폐쇄(close)함으로써, 제어할 수 있다.
또한, 상기 초기 제어 단계(S100)는 브리지 다이오드의 입력단 전압(VLCL)의 기본 성분의 위상이 AC 전류보다 앞서는 Lead 스위칭 모드와 브리지 다이오드의 입력단 전압(VLCL)의 기본 성분의 위상이 AC 전류보다 뒤지는 Lag 스위칭 모드로 각각 동작하도록 스위치들(제1 스위치(S1) 및 제2 스위치(S2))를 제어할 수 있다.
상기 측정 단계(S200)는 도 9 내지 도 11에 도시된 바와 같이, 상기 초기 제어 단계(S100)의 제어에 따라, 소정의 듀티로 Lead 스위칭 모드 또는 Lag 스위칭 모드로 동작할 때의 DC 출력 전력을 각각 측정할 수 있다.
도 9 내지 도 11에 대해서는 추후에 자세히 설명한다.
상기 판단 단계(S300)는 도 7 내지 도 9에 도시된 바와 같이, 상기 측정 단계(S200)에서 측정한 Lead 스위칭 모드 및 Lag 스위칭 모드의 상기 DC 출력들을 각각 분석하여, 듀티 사이클 대비 전력의 크기에 따라 동작하고자 하는 스위칭 모드를 최종 제어 동작으로 판단할 수 있다.
상기 최종 제어 단계(S400)는 상기 판단 단계(S300)의 판단 결과에 따라 동작시키고자 하는 최종 제어 동작을 선택하여, 선택한 최종 동작에 따라 동작을 수행할 수 있다.
이 때, Lead 스위칭 모드 및 Lag 스위칭 모드 중 듀티 사이클 대비 전력이 더 많이 출력되는 스위칭 모드를 선택하여 해당하는 모드로 스위칭 동작을 수행할 수 있다.
상기 초기 제어 단계(S100)에서 수행하는 동작으로는, Lead 스위칭 모드 및 Lag 스위칭 모드로 정의할 수 있다.
Lead 스위칭 모드는 도 3에 도시된 바와 같이, 제3 다이오드(D3) 또는 제4 다이오드(D4)가 상기 AC 전류의 포지티브 주기 또는 네거티브 주기의 개시에서 전도되며, 그 다음 제1 스위치(S1) 또는 제2 스위치(S2)를 턴 온(turn on)시킴으로써 수행된다.
이를 통해서 상기 AC 전류의 일부가 클램프되어 출력 전력이 조절되도록 할 수 있다.
좀 더 상세하게는, Lead 스위칭 모드는 도 3에 도시된 바와 같이, 게이트 신호들의 상승 에지(rising edge)에 따라, 제1 스위치(S1) 및 제2 스위치(S1)의 구동 펄스-폭 변조된(PWM, Pulse Width Modulate) 게이트 신호들의 듀티 사이클은 각각, IL3가 마이너스에서 플러스로, 또는 플러스에서 마이너스로 변하는 부호 변환점들로부터 위상 지연을 조절함으로써 제어된다.
t0에서, 전류(IL3)가 막 플러스로 변경될 때, 제1 스위치(S1)가 오프(off)상태에 있을 경우, 제3 다이오드(D3)는 전도되기 시작한다. 이 후, 전류(IL3)는 전류(IL3)의 포지티브 주기의 듀티비로 제3 다이오드(D3) 및 제2 스위치(S2)의 바디 다이오드인 제2 다이오드(D2)를 통해 부하(RDC)에 전송되게 된다. 이 때, LCL 회로망의 순시 출력 전압을 +VDC와 같다.
t1에서, 즉, 위상 지연에 도달할 경우, 제1 스위치(S1)는 턴 온되고, 전류(IL3)는 제1 스위치(S1) 및 제2 스위치(S2)의 바디 다이오드인 제2 다이오드(D2)를 통해 순환되어, 전력이 전류(IL3)의 포지티브 주기의 나머지 듀티 비율로 부하(RDC)에 전송되는 것을 정지시킨 후, 전류는 공진 회로로 재순환되게 된다.
t2 = T/2에서, 전류(IL3)는 제4 다이오드(D4)가 전류(IL3)의 네거티브 주기의 듀티비로 전도되고, 제1 스위치(S1)의 바디 다이오드인 제1 다이오드(D1)를 포함하여, 마이너스로 변환된다. 제1 다이오드(D1)가 전도되는 동안, 상기 제1 스위치(S1)는 제로 전류 및/또는 제로 전압으로 턴 오프될 수 있으며, 이 때의 VLCL의 순시값을 -VDC와 같다.
위상 지연이 일정하게 유지된다고 가정할 경우, 네거티브 하프 사이클에서 부하(RDC)에 전송되는 전력은 포지티브 하프 사이클과 동일하다.
t3에서, 제2 스위치(S2)의 게이트 신호는 전류(IL3)를 전류(IL3)의 네거티브 주기의 나머지 듀티 비율로 제2 스위치(S2) 및 제1 스위치(S1)의 바디 다이오드인 제1 다이오드(D1)를 통해서 순환되므로, 제1 스위치(S1)의 게이트 신호를 T/2와 T 사이에서 언제든지 제1 스위치(S1)를 턴 오프시킬 수 있다.
이에 따라서, 상기 제1 스위치(S1)와 제2 스위치(S2)들이 제어되어, 전류(IL3)와 동기화되는 경우, 출력 전류(ID3+ID4)는 정류되고 초핑된(chopped) 사인파 형태이다. 다이오드 전도 간격 또는 동등하게 스위치 전도 간격(여기서 스위치 전도 간격은 T/2 - 다이오드 전도 간격)을 제어함으로써, 평균 출력 전류는 직접 및 평활하게 제어될 수 있다.
도 3에 도시된 바와 같이, Lead 스위칭 모드에서는 VLCL의 기본파 성분의 위상이 전류(IL3)보다 앞서도록 제어됨을 알 수 있다.
Lag 스위칭 모드는 도 4에 도시된 바와 같이, 제1 스위치(S1) 또는 제2 스위치(S2)가 상기 AC 전류의 포지티브 주기 또는 네거티브 주기의 개시에서 전도되며, 그 다음 상기 제1 스위치(S1) 또는 제2 스위치(S2)를 턴 오프(turn off)시킬 수 있다.
이를 통해서, 상기 AC 전류의 일부가 부하로 전송되도록 할 수 있다.
좀 더 상세하게는, 상기 Lag 스위칭 모드는 도 4에 도시된 바와 같이, 게이트 신호들의 하강 에지에 따라, 1 스위치(S1) 및 제2 스위치(S1)의 구동 펄스-폭 변조된(PWM, Pulse Width Modulate) 게이트 신호들의 듀티 사이클은 전류(IL3)의 부호 변환점으로부터 스위치 전도 간격을 조절함으로써 제어된다.
전류(IL3)가 플러스로 변화되기 전에, 제1 스위치(S1)의 바디 다이오드인 제1 다이오드(D1)는 전류(IL3)가 네거티브 방향으로 흐르는 상태로 이미 턴 온 되는 것이 바람직하다. 이를 통해서, 전류(IL3)의 네거티브 주기 동안, 제1 스위치(S1)를 턴 온시키는 것은 제로 전류/제로 전압 스위칭을 발생시킬 수 있다.
t0에서, 전류(IL3)는 플러스로 변환되며, 제1 스위치(S1)가 턴 온되어 있을 경우, 전류(IL3)는 제1 스위치(S1) 및 제2 다이오드(D2), 즉, 제2 스위치(S2)의 바디 다이오드인 제2 다이오드(D2)를 통해 공진 회로로 재순환됨으로써, 어떤 전력도 전류(IL3)의 포지티브 주기의 스위치 전도 간격 동안 부하(RDC)에 전송되지 않는다.
스위치 전도 간격에 도달할 경우, 즉, t1에서, 전력은 전류(IL3)의 포지티브 주기의 듀티비로 부하에 전송하기 위해, 제1 스위치(S1)는 턴 오프되고, 전류(IL3)는 제3 다이오드(D3) 및 제2 스위치(S2)의 바디 다이오드인 제2 다이오드(D2)를 통해 순환한다. 이러한 비율 동안, 순시 LCL 출력 전압(VLCL)은 +VDC과 같다. 이 때, t0 내지 T/2 사이에서 언제든지, 제2 스위치(S2)의 게이트 신호는 제1 스위치(S1)와 같은 제로 전류/제로 전압 스위칭으로 턴 온 시킬 수 있다.
t2=T/2에서, 전류(IL3)는 제3 다이오드(D2)가 턴 오프되면서 제2 스위치(S2) 및 제1 스위치(S1)의 바디 다이오드인 제1 다이오드(D1)를 통해 공진 회로로 재순환되도록 마이너스로 변환된다.
t3에서, 제2 스위치(S2)의 게이트 신호(Vg2)는 전류(IL3)가 전력을 전류(IL3)의 네거티브 주기의 듀티 비율로 제4 다이오드(D4)를 통해 부하에 전송하는 것을 가능하게 하기 위해, 제2 스위치(S2)를 턴 오프시키며, 이 때의 LCL 출력 전압(VLCL)의 순시값은 -VDC와 같다.
도 4에 도시된 바와 같이, Lag 스위칭 모드에서는 VLCL의 기본파 성분의 위상이 전류(IL3)보다 뒤지도록 제어됨을 알 수 있다.
따라서, 도 3 및 도 4를 참조하면, VLCL의 기본파 성분의 위상은 Lead 스위칭 모드에서 전류(IL3)보다 앞서도록 제어되고, Lag 스위칭 모드에서는 전류(IL3)보다 뒤지도록 제어된다.
도 5는 Lead 스위칭 및 Lag 스위칭 모드에 따른 동작을 알기 쉽게 설명하기 위한 도 2의 등가회로이다.
도 5에 따르면, 인덕터 L1은 픽업 코일의 2차측에서 보이는 인덕턴스 성분을 등가적으로 표시한 것이고 L1은 직렬 커패시터 C1과 공진 주파수 Fr을 형성한다.
또한 도 5의 브리지 다이오드 및 스위치는 도 2의 브리지 다이오드와 제1 및 제2 스위치(S1, S2)를 등가적으로 표시한 것으로써 제1 및 제2 스위치(S1, S2) 중 어느 하나가 턴 온될 때 도 5의 스위치를 턴 온하도록 제어하면 도 5와 도 2의 회로는 기능적으로 서로 등가라고 할 수 있다.
도 6에 도시된 파형은 도 5의 브리지 다이오드가 전도되어 전류 IL2가 부하로 전달되는 도중에 스위치가 턴온되어 전류 IL2가 부하로 전달되는 대신에 스위치로 분로되는 동작을 나타내고 있다. 도 6을 참조하면, 브리지 다이오드의 입력단 전압(V3)의 기본파 성분(V31)의 위상이 전류 IL2의 위상보다 앞서고 있으므로 도 6은 도 5의 회로가 Lead 스위칭 모드로 동작하는 파형이다.
이와 같이 Lead 스위칭으로 동작하는 경우는, 인덕터 L1에 직렬로 인덕턴스가 추가되는 효과가 발생하여 L1과 C1으로 형성되는 공진 주파수 Fr보다 실질적인 공진 주파수(effective Fr)가 낮아지는 효과가 있다.
따라서 L1과 C1으로 형성되는 공진 주파수 Fr보다 무선 급전 시스템의 동작 주파수가 더 낮게 동작하는 경우는 컨버터를 Lead 스위칭 모드로 동작시킴으로써 실질적인 공진 주파수를 낮추어 동작 주파수와 일치하도록 제어할 수 있다.
도 9에는 L1과 C1으로 형성되는 공진 주파수 Fr보다 무선 급전 시스템의 동작 주파수가 더 낮게 동작하는 경우, Lead 또는 Lag 스위칭 모드에서 듀티비에 따른 출력전력을 도시하고 있다.
도 9를 참조하면, 이와 같이 L1과 C1으로 형성되는 공진 주파수 Fr보다 무선 급전 시스템의 동작 주파수가 더 낮게 동작하는 경우에는 Lead 스위칭 모드로 동작하는 것이 Lag 스위칭 모드로 동작하는 경우보다 동일 듀티비에 대해서 더 큰 출력 전력을 얻을 수 있을 뿐만 아니라 듀티비의 변화에 따라서 출력 전력을 큰 폭으로 조절할 수 있다.
따라서, L1과 C1으로 형성되는 공진 주파수 Fr보다 무선 급전 시스템의 동작 주파수가 더 낮게 동작하는 경우에는 컨버터를 Lead 스위칭 모드로 동작하는 것이 바람직하다.
도 7에 도시된 파형은 도 5의 스위치가 턴온되어 전류 IL2가 부하로 전달되지 않고 스위치로 분로되는 도중에 스위치가 턴오프되면 브리지 다이오드가 전도되어 전류 IL2가 부하로 전달되는 동작을 나타내고 있다. 도 7을 참조하면, 브리지 다이오드의 입력단 전압(V3)의 기본파 성분(V31)의 위상이 전류 IL2의 위상보다 뒤지고 있으므로 도 7은 도 5의 회로가 Lag 스위칭 모드로 동작하는 파형이다.
이와 같이 Lag 스위칭으로 동작하는 경우는, 커패시터 C1에 직렬로 커패시턴스가 추가되는 효과가 발생하여 L1과 C1으로 형성되는 공진 주파수 Fr보다 실질적인 공진 주파수(effective Fr)가 높아지는 효과가 있다.
따라서 L1과 C1으로 형성되는 공진 주파수 Fr보다 무선 급전 시스템의 동작 주파수가 더 높게 동작하는 경우는 컨버터를 Lag 스위칭 모드로 동작시킴으로써 실질적인 공진 주파수를 높여 동작 주파수와 일치하도록 제어할 수 있다.
도 10에는 L1과 C1으로 형성되는 공진 주파수 Fr보다 무선 급전 시스템의 동작 주파수가 더 높게 동작하는 경우, Lead 또는 Lag 스위칭 모드에서 듀티비에 따른 출력전력을 도시하고 있다.
도 10을 참조하면, 이와 같이 L1과 C1으로 형성되는 공진 주파수 Fr보다 무선 급전 시스템의 동작 주파수가 더 높게 동작하는 경우에는 Lag 스위칭 모드로 동작하는 것이 Lead 스위칭 모드로 동작하는 경우보다 동일 듀티비에 대해서 더 큰 출력 전력을 얻을 수 있을 뿐만 아니라 듀티비의 변화에 따라서 출력 전력을 큰 폭으로 조절할 수 있다.
따라서, L1과 C1으로 형성되는 공진 주파수 Fr보다 무선 급전 시스템의 동작 주파수가 더 높게 동작하는 경우에는 컨버터를 Lag 스위칭 모드로 동작하는 것이 바람직하다.
도 8에 도시된 파형은 도 5의 스위치가 턴온되는 구간을 전류 IL2이 플러스에서 마이너스, 또는 마이너스에서 플러스로 변화하는 부호 변환점을 기준으로 대칭되게 스위칭시키는 경우의 동작을 나타내고 있다. 도 8을 참조하면, 브리지 다이오드의 입력단 전압(V3)의 기본파 성분(V31)의 위상이 전류 IL2의 위상과 일치하므로 도 8은 도 5의 회로가 Central 스위칭 모드로 동작하는 파형이다.
이와 같이 Central 스위칭으로 동작하는 경우는, L1과 C1으로 형성되는 공진 주파수 Fr와 무선 급전 시스템의 동작 주파수가 일치하는 경우에 적용할 수 있으며, 컨버터를 Lead 스위칭 모드로 동작시키는 경우와 Lag 스위칭 모드로 동작시키는 경우에서 듀티비에 따라 동일한 출력 전력을 부하에 전달할 수 있다.
도 11에는 L1과 C1으로 형성되는 공진 주파수 Fr과 무선 급전 시스템의 동작 주파수가 같은 경우, Lead 또는 Lag 스위칭 모드에서 듀티비에 따른 출력 전력을 도시하고 있다.
도 11을 참조하면, 이와 같이 L1과 C1으로 형성되는 공진 주파수 Fr와 무선 급전 시스템의 동작 주파수가 같은 경우에는 Lead 스위칭 모드 또는 Lag 스위칭 모드에 따라 듀티비에 따라 동일한 출력 전력을 발생하고 있으므로, 이 경우에는 Lead 스위칭 모드 또는 Lag 스위칭 모드 중 임의의 방법으로 컨버터를 동작시키는 것이 가능하다.
따라서, 본 발명에 따른 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법은, 도 1에 도시된 바와 같이 컨버터를 Lead 및 Lag 스위칭 모드로 각각 제어하는 초기 제어 단계(S100), 소정의 듀티비로 상기 Lead 및 Lag 스위칭 모드 동작시켜 각각의 출력 전력을 측정하는 측정 단계(S200), 상기 측정 단계에서 측정된 상기 Lead 및 Lag 스위칭 모드의 출력 전력의 대소를 판단하는 판단 단계(S300) 및 상기 판단 결과에 따라 소정의 듀티비에서 더 큰 출력 전력을 전달하는 스위칭 모드로 컨버터를 스위칭 제어하는 최종 제어 단계(S400)을 포함하여 구현될 수 있다.
상세하게는, 상기 최종 제어 단계(S400)는 상기 판단 단계(S300)의 판단 결과에 따라, 도 3 또는 도 6과 같이, Lead 스위칭 모드를 수행하는 것이 듀티 사이클 대비 전력이 높을 경우, 상기 Lead 스위칭 모드를 선택하여 컨버터를 스위칭 제어하게 되며, 도 4 또는 도 7과 같이, Lag 스위칭 모드를 수행하는 것이 듀티 사이클 대비 전력이 높을 경우, 상기 Lag 스위칭 모드를 선택하여 컨버터를 스위칭 제어하는 것이 바람직하다.
또한, 도 8와 같이, L1과 C1으로 형성되는 공진 주파수 Fr와 무선 급전 시스템의 동작 주파수가 일치하여 Lead 스위칭 모드를 수행하는 것과 Lag 스위칭 모드를 수행하는 것이 동일한 듀티 사이클 대비 전력을 나타낼 경우에는, Lead 및 Lag 스위칭 모드와 더불어 Central 스위칭를 적절히 선택하여 컨버터를 스위칭 제어할 수 있다.
상술한 스위칭 방법을 이용하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법은, Lead 스위칭 모드와 Lag 스위칭 모드를 모두 적용한 후, 듀티 사이클 대비 전력이 높은 모드를 선택하여 집전 컨버터 스위칭 동작을 제어함으로써, 보다 넓은 범위에서 공진주파수와 동작 주파수를 튜닝하여 전력 전달을 극대화할 수 있는 효과가 있다.
이상과 같이 본 발명에서는 구체적인 구성 소자 등과 같은 특정 사항들과 한정된 실시예 도면에 의해 설명되었으나 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해서 제공된 것 일 뿐, 본 발명은 상기의 일 실시예에 한정되는 것이 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.
따라서, 본 발명의 사상은 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며, 후술하는 특허 청구 범위뿐 아니라 이 특허 청구 범위와 균등하거나 등가적 변형이 있는 모든 것들은 본 발명 사상의 범주에 속한다고 할 것이다.

Claims (6)

1차측 급전 코일과 자기적으로 결합되어, 1차측의 무선 급전 시스템으로부터 무선 전력을 공급받는 2차측 픽업 코일;
상기 2차측 픽업 코일에 연결된 공진 인덕터 및 상기 공진 인덕터와 직렬 연결된 공진 커패시터를 포함하는 공진 회로(resonant circuit);
입력단에 상기 1차측 급전 코일의 교류 전류에 의해 2차측 픽업 코일에 유기된 AC 전류가 입력되고, 상기 AC 전류를 정류하여 DC 출력에 출력 전력을 공급하는 브리지 다이오드; 및
상기 브리지 다이오드의 제1 다이오드 및 제2 다이오드에 각각 병렬 결합되고, 상기 AC 전류가 상기 공진 회로로 재순환하도록 상기 제1 다이오드 또는 제2 다이오드를 선택적으로 분로시키는 제1 스위치 및 제2 스위치를 포함하는, 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터 스위칭 방법에 있어서,
소정의 듀티 비율에 따라 Lead 스위칭 모드 또는 Lag 스위칭 모드로 상기 제1 스위치 및 제2 스위치를 제어하는 초기 제어 단계(S100);
상기 초기 제어 단계(S100)의 제어에 따라, 상기 Lead 스위칭 모드에서의 제1 출력 전력 및 Lag 스위칭 모드에서의 제2 출력 전력을 각각 측정하는 측정 단계(S200);
상기 측정 단계(S200)에서 측정한 상기 제1 및 제2 출력 전력을 각각 분석하여, 상기 Lead 또는 Lag 스위칭 모드 중 어느 하나를 최종 스위칭 모드로 판단하는 판단 단계(S300); 및
상기 판단 단계(S300)의 판단 결과에 따른 상기 최종 스위칭 모드로 상기 제1 및 제2 스위치를 제어하는 최종 제어 단계(S400)를 포함하는 것을 특징으로 하며,
상기 공진 회로의 공진 주파수가 상기 무선 급전 시스템의 동작 주파수보다 큰 경우, 상기 소정의 듀티 비율에서 상기 제1 출력 전력이 상기 제2 출력 전력보다 더 크고,
상기 공진 회로의 공진 주파수가 상기 무선 급전 시스템의 동작 주파수보다 작은 경우, 상기 소정의 듀티 비율에서 상기 제1 출력 전력이 상기 제2 출력 전력보다 더 작은 것을 특징으로 하는, 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터의 스위칭 방법.
제 1항에 있어서,
상기 Lead 스위칭 모드에서, 상기 브리지 다이오드의 입력단에 인가되는 AC 전압의 기본파 성분의 위상은 상기 AC 전류의 위상보다 앞서고,
상기 Lag 스위칭 모드에서, 상기 AC 전압의 기본파 성분의 위상은 상기 AC 전류의 위상보다 뒤지는 것을 특징으로 하는, 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터의 스위칭 방법.
제1항에 있어서,
상기 제1 출력 전력이 상기 제2 출력 전력보다 더 큰 경우, 상기 최종 스위칭 모드는 Lead 스위칭 모드로 제어되고,
상기 제1 출력 전력이 상기 제2 출력 전력보다 더 작은 경우, 상기 최종 스위칭 모드는 Lag 스위칭 모드로 제어되는 것을 특징으로 하는, 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터의 스위칭 방법.
삭제
제1항에 있어서,
상기 Lead 스위칭 모드는,
상기 DC 출력으로의 출력 전력의 공급이, 상기 AC 전류의 부호 변환점에서 시작되고,
상기 AC 전류의 다음 부호 변환점 전에 상기 제1 또는 제2 스위치를 턴온하여 상기 AC 전류를 재순환시킴으로써 중지되는 것을 특징으로 하는, 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터의 스위칭 방법.
제1항에 있어서,
상기 Lag 스위칭 모드는,
상기 AC 전류의 부호 변환점 전에 상기 제1 또는 제2 스위치를 턴온하고, 상기 부호 변환점에서 상기 DC 출력으로의 출력 전력의 공급이 중지됨과 아울러 상기 AC 전류는 재순환이 시작되고,
다음 부호 변환점 전에 상기 제1 또는 제2 스위치가 턴오프되어 상기 AC 전류의 재순환이 중지됨과 아울러 상기 DC 출력으로의 출력 전력의 공급이 시작되는 것을 특징으로 하는, 무선 전력 전송에서 넓은 공진주파수 허용을 위한 집전 컨버터의 스위칭 방법.
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