KR101923677B1 - 유도 전력 전송 제어 - Google Patents

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Abstract

유도 전력 전송(IPT: inductive power transfer) 픽업의 출력을 제어하는 IPT 제어 방법이 개시된다. 본 발명은 부하에 공급하기 위한 AC 전류 입력을 선택적으로 정류하거나, AC 전류를 컨트롤러의 입력에 결합된 공진 회로로 재순환시키기 위해 다이오드 브리지의 제 1 및 제 2 다이오드들을 선택적으로 분로시키는 단계를 수반한다. 정류/재순환되는 AC 입력의 각각의 포지티브-네거티브 사이클의 비율을 제어함으로써, 출력이 조절된다. 또한, 상기 방법을 수행하도록 된 IPT 컨트롤러, IPT 컨트롤러를 통합시키는 IPT 픽업, 및 적어도 하나의 그러한 IPT 픽업을 통합시키는 IPT 시스템이 개시된다.

Description

유도 전력 전송 제어{INDUCTIVE POWER TRANSFER CONTROL}
본 발명은 유도 전력 전송의 분야에 대한 것이다. 더 구체적으로, 본 발명은 트랙 전류(track current)에 대한 과도 교란(transient disturbance)을 최소화하는 디커플링 픽업(decoupling pick-up)에 대한 전력의 유도 전송을 제어하는 방법 및 회로에 대한 것이다.
유도 전력 전송(IPT: inductive power transfer) 시스템들에서, 전력은 교류 전원(IPT 시스템의 1차측을 함께 형성하는 전원 및 트랙)에 의해 공급되는 1차 전도성 경로 또는 트랙과, 트랙(시스템의 2차측을 형성함)과 유도 결합되는 하나 이상의 픽업들 사이에서 유도적으로 전송된다.
픽업은 적어도 픽업 코일(pick-up coil) 및 동조 커패시터(tuning capacitor)로 구성되는 동조 또는 공진 회로를 포함한다. 2개의 공통 픽업 토폴로지들(common pick-up topologies)은 동조 커패시터가 픽업 코일과 직렬로 제공되는 직렬 동조 픽업, 및 동조 커패시터가 픽업 코일과 병렬로 제공되는 병렬 동조 픽업이다. 동조 회로는 전형적으로 부하를 공급하기 위해 원하는 출력을 획득하도록 제어 회로(전형적으로 정류기(rectifier) 및 컨버터(converter) 또는 조절기를 포함함)에 전기적으로 결합된다.
대안적인 픽업 토폴로지는 도 1에서 예로서 도시된 바와 같이, 직렬 병렬 동조 LCL(인덕터-커패시터-인덕터(inductor-capacitor-inductor)) 픽업으로 알려져 있다.
직렬 병렬 동조 LCL 픽업 토폴로지(이하, LCL 픽업으로 지칭됨)는 저속 스위칭 병렬-동조 픽업과 유사한 저속 스위칭(즉, IPT 트랙의 주파수보다 훨씬 더 작은 스위칭 주파수) 디커플링 제어 방법으로 제어된다. 저속 스위칭 토폴로지가 갖는 문제점은 정상 전력 조절 동안 픽업에 의해 드로우(draw)되는 과도 돌입 전력(transient inrush power)이다. 다수의 픽업 시스템들에서, 픽업이 스위칭 온(switching on)될 때마다, 과도 전력 돌입은 트랙 전류를 과도적으로 감소시킨다. 이 교란은, 커지면, 트랙에 결합되는 모든 다른 픽업들에 전력 흐름을 제한할 것이다. 병렬 LC 동조 픽업 컨트롤러를 사용하여 이러한 트랙 전류 과도 교란을 최소화하는 제어 회로 토폴로지는 Boys, J.T.; Chen, C.I.; Covic, G.A.; "Controlling inrush currents in inductively coupled power systems," The 7th International Power Engineering Conference, 2005, Vol. 2, pp.1046-1051, Nov. 29 2005-Dec. 2 2005에 의해 설명되어 있다. 그러나, 이러한 간단한 접근법은 스위치 모드 회로에서 연속적인 전류 전도에 대하여 큰 DC 인덕터를 필요로 하기 때문에, 기존 설계 접근법들을 사용하는 LCL 토폴로지에 사용될 수 없다.
따라서, 본 발명의 목적은 종래 기술의 하나 이상의 단점들을 극복하거나 개선하는 회로 및/또는 방법을 제공하거나, 대안적으로 공중에게 유용한 선택을 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적들은 다음의 설명으로부터 명백해질 것이다.
따라서, 일 측면에서, 본 발명은 공진 회로로부터 AC 입력을 포함하는 유도 전력 전송(IPT) 픽업에 대한 제어 방법으로 광범위하게 구성된다고 할 수 있으며, 상기 AC 입력은 상기 AC 입력으로부터 AC 전류을 정류하고 DC 전류를 DC 출력에 공급하도록 된 다이오드 브리지(diode bridge)에 전기적으로 결합되고, 상기 방법은, 상기 AC 전류가 상기 AC 전류의 포지티브 기간(positive period) 동안 상기 공진 회로로 재순환되게 하기 위해, 상기 다이오드 브리지의 제 1 다이오드를 선택적으로 분로(shunting)시키는 단계; 및 상기 AC 전류가 상기 AC 전류의 네거티브 기간(negative period) 동안 상기 공진 회로로 재순환되게 하기 위해, 상기 다이오드 브리지의 제 2 다이오드를 선택적으로 분로시키는 단계를 포함하고; 상기 제 1 및 제 2 다이오드들의 상기 분로는 상기 AC 전류와 동기화되고, 그에 의해 상기 AC 전류의 상기 포지티브 및 네거티브 기간들의 미리 결정된 비율은 상기 DC 전류를 상기 DC 출력에 공급하기 위해 정류되고, 상기 AC 전류의 상기 포지티브 및 네거티브 기간들의 나머지 비율은 상기 공진 회로로 재순환된다.
바람직하게는, 상기 미리 결정된 비율은 상기 AC 전류의 상기 포지티브 및 네거티브 기간들 각각의 개시에서 발생하고, 상기 제 1 또는 제 2 다이오드는 각각 AC 전류의 각각의 부호 변환점(zero-crossing) 후에 상기 AC 전류를 전도시키고, 상기 포지티브 또는 네거티브 기간의 상기 나머지 비율은 상기 제 1 또는 제 2 다이오드 각각을 적절한 시간에 분로시킴으로써 재순환된다. 상기 다이오드가 처음 전도되는 이러한 동작 모드는 이 문헌에서 모드 Ⅰ로서 지칭된다.
대안적으로, 상기 미리 결정된 비율은 상기 AC 전류의 상기 포지티브 및 네거티브 기간들 각각의 종료시 발생하고, 상기 제 1 또는 제 2 다이오드는 각각 상기 AC 전류를 초기에 재순환시키기 위해 상기 AC 전류의 각각의 부호 변환점에 따라 분로되고, 이 때 상기 제 1 또는 제 2 다이오드 각각은 상기 포지티브 또는 네거티브 기간의 상기 미리 결정된 비율로 상기 AC 전류를 전도시키기 위해 분로되지 않는다. 상기 다이오드가 처음 분로되는 이러한 동작 모드는 이 문헌에서 모드 Ⅱ로서 지칭된다.
바람직하게는, 상기 포지티브 및 네거티브 기간들의 상기 미리 결정된 비율은 원하는 DC 출력에 비례하고, 상기 방법은 상기 원하는 DC 출력을 획득하기 위해 상기 DC 출력을 감지하는 단계 및 상기 미리 결정된 비율을 적절히 조정하는 단계를 더 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 미리 결정된 비율을 상기 픽업의 스위칭 온(switching on)에 따라 요구된 비율로 서서히 증가시키는 단계를 더 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 미리 결정된 비율을 상기 픽업의 스위칭 오프(switching off)에 따라 제로로 서서히 감소시키는 단계를 더 포함한다.
바람직하게는, 상기 분로는 상기 제 1 및 제 2 다이오드들 각각과 병렬로 제공되는 제 1 및 제 2 스위치들을 선택적으로 폐쇄함으로써 선택적으로 제어된다.
바람직하게는, 상기 제 1 및 제 2 스위칭들은 상기 제 1 또는 제 2 다이오드들 각각이 전도되고 있을 때 개방된다.
바람직하게는, 상기 공진 회로는 직렬 병렬 동조 LCL(인덕터-커패시터-인덕터(inductor-capacitor-inductor)) 픽업 회로를 포함한다.
제 2 측면에 따르면, 본 발명은 본 발명의 제 1 측면에 따른 상기 방법을 수행하도록 된 IPT 픽업 컨트롤러로 광범위하게 구성된다고 할 수 있다.
제 3 측면에 따르면, 본 발명은, 공진 회로로부터 AC 전류를 수신하는 입력; DC 전류를 부하에 공급하는 출력; 및 상기 입력 및 상기 출력을 전기적으로 결합하는 제어 회로로서, 다이오드 브리지, 분로 스위치들, 및 상기 스위치들을 선택적으로 동작시키는 제어 수단을 포함하여 상기 AC 전류와 동기적으로 상기 다이오드 브리지의 제 1 및 제 2 다이오드들을 분로시키는 상기 제어회로를 포함하는 유도 전력 전송(IPT) 픽업 컨트롤러로 광범위하게 구성된다고 할 수 있다.
바람직하게는, 상기 제어 수단은 상기 분로 스위치들을 사용하여 상기 제 1 및 제 2 다이오드들을 선택적으로 분로시키도록 함으로써, 상기 AC 전류의 포지티브 및 네거티브 기간들의 각각의 미리 결정된 비율들은 상기 다이오드 브리지에 의해 정류되어 상기 출력에 공급되고, 상기 AC 전류의 상기 포지티브 및 네거티브 기간들의 각각의 나머지 비율들은 상기 공진 회로로 재순환된다.
바람직하게는, 상기 분로 스위치들은 2개의 스위치들을 포함하고, 각각의 상기 2개의 스위치들은 각각의 상기 제 1 및 제 2 다이오드들과 병렬로 제공되고, 상기 제 1 및 제 2 다이오드들은 공통 애노드(common anode)를 갖는다.
대안적으로, 상기 분로 스위치들은 공통 캐소드(common cathode)를 갖는 2개의 스위치들을 포함할 수 있고, 각각은 각각의 제 1 및 제 2 다이오드들과 병렬로 제공된다.
바람직하게는, 상기 스위치들은 MOSFET 트랜지스터들(transistors)을 포함하고, 상기 제 1 및 제 2 다이오드들은 상기 MOSFET 트랜지스터들의 바디 다이오드들(body diodes)을 포함한다.
바람직하게는, 상기 제어 수단은 상기 출력을 감지하기 위해 피드백 루프(feedback loop)를 형성하고, 원하는 출력을 획득하기 위해 상기 미리 결정된 비율들을 조정하는 감지 수단을 더 포함한다.
바람직하게는, 상기 제어 수단은 상기 AC 전류의 상기 부호 변환점에 대하여 상기 제 1 및 제 2 다이오드들의 분로를 동기화(synchronise)하기 위해 부호 변환점 검출기(zero-crossing detector)를 더 포함한다.
제 4 측면에 따르면, 본 발명은 본 발명의 제 1 측면에 따른 상기 방법을 수행하도록 되어있고 그리고/또는 본 발명의 제 2 또는 제 3 측면들에 따른 IPT 픽업 컨트롤러를 포함하는 IPT 픽업으로 광범위하게 구성된다고 할 수 있다.
바람직하게는, 상기 공진 회로는 직렬 병렬 동조 LCL(인덕터-커패시터-인덕터(inductor-capacitor-inductor)) 공진 회로를 포함한다.
제 5 측면에 따르면, 본 발명은 본 발명의 제 2 또는 제 3 측면들에 따른 적어도 하나의 픽업 컨트롤러, 및/또는 본 발명의 제 4 측면에 따른 적어도 하나의 IPT 픽업을 포함하는 IPT 시스템으로 광범위하게 구성된다고 할 수 있다.
모든 새로운 측면들로 고려되어야 하는 본 발명의 다른 측면들은 다음의 설명으로부터 명백해질 것이다.
본 발명의 다수의 실시예들은 아래에서 도면들을 참조하여 예로서 설명될 것이다.
도 1은 종래 기술에 따른 직렬 병렬 동조 LCL 픽업의 회로도이다.
도 2는 본 발명에 따른 직렬 병렬 동조 LCL 픽업의 회로도이다.
도 3은 제 1 모드(모드 Ⅰ임)에서 동작하고 있을 때, 도 2에 전체적으로 도시된 바와 같은 회로의 일례의 시뮬레이션(simulation)된 파형들을 도시한다.
도 4는 제 2 모드(모드 Ⅱ임)에서 동작하고 있을 때, 동일한 예시적 회로의 시뮬레이션된 파형들을 도시한다.
도 5는 모드 Ⅰ에서 동작하고 있을 때, 동일한 예시적 회로에 관해서 각종 VDC/Voc 비들에 대해 정규화된 출력 전류 대 스위치 전도 간격을 도시하는 그래프이다.
도 6은 모드 Ⅱ에서 동작하고 있을 때, 동일한 예시적 회로에 관해서 각종 VDC/Voc 비들에 대해 정규화된 출력 전류 대 스위치 전도 간격을 도시하는 그래프이다.
도 7은 모드 Ⅰ에서 동작하고 있을 때, 동일한 예시적 회로에 관해서 각종 VDC/Voc 비들에 대해 정규화된 반사 리액티브 임피던스(reactive impedance) 대 스위치 전도 간격을 도시하는 그래프이다.
도 8은 모드 Ⅱ에서 동작하고 있을 때, 동일한 예시적 회로에 관해서 각종 VDC/Voc 비들에 대해 정규화된 반사 리액티브 임피던스 대 스위치 전도 간격을 도시하는 그래프이다.
도 9는 도 2의 회로를 사용하고 1/2 정격 부하에서 모드 Ⅰ 하에 동작하는 본 발명에 따른 예시적 픽업 회로의 실제 파형들을 도시한다.
도 10은 도 2의 회로를 사용하고 각종 부하 조건들(1/3, 2/3 및 정격 부하) 하에 모드 Ⅰ에서 동작하는 본 발명에 따른 예시적 픽업 회로의 실제 파형들을 도시한다.
도 11은 도 2의 회로를 사용하고 부하 범위에 걸쳐서 모드 Ⅰ에서 동작하는 본 발명에 따른 픽업 회로의 효율 측정들을 도시한다.
설명에서 동일한 참조 번호들은 상이한 실시예들에서 동일한 피처(feature)들을 지칭하기 위해 사용될 것이다.
본 발명은 정류 및 전력 조절 둘 다를 달성하는 직렬 병렬 동조 LCL 픽업을 위한 제어 방법 및/또는 회로를 제공한다. 본 발명은 일반적으로 이 문헌에서 "순환 전류 제어"로 지칭된다. 그것은 스위치들이 IPT 트랙 주파수와 동기적으로 스위칭하도록 제어되는 종래의 SCR 제어 정류기와 유사한 방식으로 동작한다. 듀티 사이클(duty cycle)은 평활한 평균 출력 전력이 달성되는 것을 보장하도록 제어되어, 완전 온 상태와 완전 오프 상태 사이에 평활한 전력 전이를 제공하거나 고속 스위칭(즉, 스위칭 주파수는 IPT 트랙 주파수와 유사하거나 이 주파수와 동기됨) 제어 토폴로지로서 작용할 수 있다.
우선 도 1에 도시된 종래 기술의 픽업을 참조하면, 특성 임피던스(X)는 이하에 의해 주어진다:
Figure 112013020185756-pct00001
여기서, Cseries는 출력 전류 성능을 증가시키기 위해 사용된다. L3 및 C3의 값들은 정류기가 최대 출력 전력을 위한 연속적인 전도 하에서 동작하도록 선택되고, 또한 정류기의 비선형 효과에 의해 도입되는 추가 인덕턴스를 수용하여, L2에서 전류를 최소화하도록 설계되어 있다. LCL 회로망에 대한 저속 스위칭 컨트롤러는 다른 면에 있어서 병렬 LC 회로에서 스위치가 폐쇄될 때 공진이 붕괴되는(collapse) 것을 제외하고, 병렬 동조 회로와 유사한 방식으로 동작하며, 여기서 LCL 토폴로지에서의 전체 공진 전류는 C2, L3, C3 및 정류기를 통해서 여전히 순환한다. L1에서 LCL 회로망의 반사 임피던스(Zr)의 실수부는 이하에 의해 표현된다:
Figure 112013020185756-pct00002
VDC는 도 2에 도시된 바와 같은 회로의 조절된 DC 출력 전압이고, Voc는 픽업 코일의 개방 회로 전압이다.
방정식(2)에 나타낸 바와 같이, 원래의 1차 트랙으로 픽업에 의해 드로우되는 전력에 대응하는 반사 임피던스는 스위치 듀티 사이클(D)에 의해 직접 제어된다. D의 값이 1(즉, 도 1에서의 스위치(S)가 폐쇄된 상태)에서 0(즉, 스위치(S)가 개방된 상태)으로 변경되거나 0에서 1로 변경될 때, 전원으로부터 드로우되는 전력이 변경된다. 그러나, 실제로, 1차 트랙 전류는 또한 과도적으로 감소되고 동일한 트랙 상의 다른 픽업들에 대한 전력 전송에 일시적으로 영향을 미칠 것이다.
제안된 순환 전류 제어 회로는, 도 2에서의 예로서 도시된 바와 같이, 다이오드 브리지 정류기 구성에서 4개의 다이오드들(D1, D2, D3, 및 D4)을 포함하는 것이 바람직하고, 스위치들(S1 및 S2)은 제 1 및 제 2 다이오드들(D1 및 D2)을 각각 분로시켜 스위치(S1 또는 S2)를 폐쇄하면 전류가 각각 IL3의 포지티브 또는 네거티브 기간 동안 AC 공진 회로에서 재순환되게 한다. 그러나, 실제로, 다이오드 브리지의 분로된 다이오드들은 스위치들(S1 및 S2)을 형성하는 MOSFET 트랜지스터들의 바디 다이오드들을 포함할 수 있다.
제어 회로는 AC 전류 입력을 DC 출력에 결합한다. 도 2에서, DC 출력은 부하(RDC)에 연결되어 도시된다. 제어 회로는 도시된 바와 같이, 출력/부하 양단에 저장소 또는 평활 커패시터(CDC)를 포함할 수도 있다.
스위치들(S1 및 S2)은 L3(IL3)에서 공진 전류의 일부를 클램프(clamp)하기 위해 사용된다. Vg1 및 Vg2는 S1 및 S2를 구동하는 펄스-폭 변조된(PWM: pulse-width modulated) 게이트 신호들이며, 예를 들어, 부호 변환점 검출기를 사용하여, 이하에 더 상세히 설명되는 바와 같이 IL3와 동기화된다. 본 명세서에서 사용되는 바와 같은 "동기화된(synchronised)", "동기(synchrony)" 등의 용어들은 AC 전류 입력에 대하여, 스위칭이 발생하는 시간을 면밀하게 제어하는 것을 지칭하도록 의도된다. AC 입력 및 스위칭 사이의 위상각은 스위칭이 사이클마다 정확히 동일한 시간에 발생하도록, 예를 들어, 반드시 AC 전류 입력의 부호 변환점과 동시적인 것이 아니라, IPT 픽업 컨트롤러의 출력을 조절하거나 다른 방법으로 제어하기 위해, 부호 변환점에 대하여 제어되고 필요하면 변화된다.
당해 기술에서의 통상의 기술자에게, 2개의 제어 스위치들이 정류기의 2개의 다이오드들의 하단보다는 2개의 다이오드들의 상단을 분로하기 위해 이동되는 경우, 유사한 제어 출력이 달성될 수 있다는 것은 명백하다. 이 경우에, 스위치들(S3 및 S4)은 D3 및 D4를 분로하기 위해 동작될 수 있고, 또한 유사한 결과를 달성하기 위해 2개의 가능한 제어 모드들(본 명세서에서 논의된 바와 같은)로 동작될 수 있다. 이 구성에서, S1에 대해 본 명세서에서 논의된 게이트 구동 신호들은 S4를 구동하기 위해 사용되는 한편, S2에 대한 게이트 구동은 S3를 구동하기 위해 사용될 것이다. 회로의 다른 그러한 변형들 또는 수정들은 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 가능하다.
본 발명의 픽업 컨트롤러 회로는 2개의 방법들로 동작될 수 있다. 제 1 동작 모드는 D3 또는 D4가 각각 IL3의 포지티브 기간 또는 네거티브 기간의 개시에서 전도되며, 그 다음 S1 또는 S2를 턴 온(turn on)하여 IL3의 일부를 클램프해서 출력 전력을 조절하는 것을 가능하게 하는 것이다. 이 문헌에서 이전에 언급된 바와 같이, 이러한 동작 모드는 모드 Ⅰ로 지칭된다.
제 2 동작 모드는 S1 또는 S2를 IL3의 포지티브 또는 네거티브 기간의 개시에서 전도하게 유지하며, 그 다음 스위치를 턴 오프(turn off)하여 IL3의 일부가 부하에 전송되는 것을 가능하게 하는 것이다. 이 문헌에서 이전에 언급된 바와 같이, 이러한 동작 모드는 모드 Ⅱ로 지칭된다.
스위치들(S1 및 S2)은 예를 들어, 마이크로컨트롤러(microcontroller) 및/또는 논리 회로(logic circuit)와 같은, 임의의 적절한 제어 수단을 사용하여 제어될 수 있다. 제어 수단은 감지 수단(픽업 출력 전류, 전압 및/또는 전력을 감지하는) 및 픽업 회로 출력의 제어 및/또는 조절을 가능하게 하는 피드백 루프를 포함할 수도 있다. 따라서, 각종 상이한 제어 수단은 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않고 사용될 수 있다. 적절한 제어 수단의 구현은 당해 기술에서 통상의 기술자의 능력들 내에 있는 것으로 고려된다.
모드 Ⅰ의 동작은 도 3의 파형들에 예시되어 있다.
게이트 신호들의 상승 에지(rising edge) 및 따라서 Vg1 및 Vg2의 듀티 사이클은 도 3에 도시된 바와 같은 IL3의 각각의 마이너스에서 플러스로 및 플러스에서 마이너스로의 부호 변환점들에 참조되는 위상 지연(θ1)(다이오드 전도 간격이라 칭함)으로 제어된다.
t0에서, 전류(IL3)는 막 플러스로 변경되었다. 제 1 스위치(S1)가 디폴트 오프(default off) 상태에 있는 경우, 다이오드(D3)는 전도되기 시작한다. 그 다음, 전류(IL3)는 전류(IL3)의 포지티브 기간의 미리 결정된 비율로 D3 및 S2의 바디 다이오드(D2)를 통해 부하(RDC)에 전송된다. LCL 회로망의 순시 출력 전압은 +VDC와 같다.
다이오드 전도 간격(θ1)에 도달한 t1에서, S1은 턴 온되고 IL3는 S1 및 S2의 바디 다이오드(D2)를 통해 순환되어, 전력이 전류(IL3)의 포지티브 기간의 나머지 비율로 부하(RDC)에 전송되는 것을 정지시킨다. 그 대신에, 전류는 공진 회로로 재순환된다.
t2=T/2에서, IL3는, D4가 IL3의 네거티브 기간의 미리 결정된 비율로 전도되고 회로가 제 1 다이오드(D1) 즉, S1의 바디 다이오드를 포함하도록, 마이너스로 변화된다. S1 바디 다이오드(D1)가 전도되는 동안, S1은 제로 전류로 턴 오프될 수 있다. VLCl의 순시값은 -VDC이다. 위상 지연(다이오드 전도 간격)(θ1)이 일정하게 유지된다면, 부하(RDC)에 전송되는 전력은 제 2(네거티브) 하프 사이클에서 동일하다.
t3에서, 게이트 신호(Vg2)는, IL3를 IL3의 네거티브 기간의 나머지 비율로 S2 및 S1의 바디 다이오드(D1)를 통해 순환하게 유지하여, 공진 회로의 전류를 재순환시키기 위해 S2를 턴 온시킨다. IL3는 S1의 바디 다이오드를 통해 순환하므로, 게이트 신호(Vg1)는 T/2와 T 사이에서 언제든지 S1을 턴 오프시킬 수 있다.
따라서, 스위치들(S1 및 S2)이 제어되어 그들이 IL3와 동기화되는 경우에, 출력 전류(ID3 + ID4)는 정류되고 초핑된(chopped)(거의) 사인파이다. 다이오드 전도 간격(θ1) 또는 동등하게 스위치 전도 간격(θ2) (여기서 θ2 = T/2 - θ1)을 제어함으로써, 평균 출력 전류은 직접 및 평활하게 제어된다. θ1은 0에서 π로 변화될 수 있다.
모드 Ⅱ 동작은 도 4에 예시되어 있다. 그것은 모드 I과 매우 유사한 방식으로 동작하지만, 상이한 스위칭 시퀀스로 동작한다. 게이트 신호들의 하강 에지 및 따라서 Vg1 및 Vg2의 듀티 사이클은 도 4에 도시된 바와 같이 IL3로 참조되는 스위치 전도 간격(θ2)으로 제어된다.
전류(IL3)가 t0에서 플러스로 변화되기 전에, 스위치(S1)의 바디 다이오드(D1)는 IL3가 네거티브 방향으로 흐르는 상태로 이미 턴 온된다. 따라서, IL3의 네거티브 기간 동안 S1을 턴 온시키는 것은 제로 전류/제로 전압 스위칭을 발생시킬 것이다.
t0에서, IL3는 플러스로 변화된다. S1이 턴 온되는 경우에, IL3는 S1 및 제 2 다이오드(D2) 즉, S2의 바디 다이오드를 통해 공진 회로로 재순환된다. 어떤 전력도 IL3의 포지티브 기간의 이러한 비율(모드 I 동작에서 포지티브 기간의 "나머지 비율"과 동등함)로 부하(RDC)에 전송되지 않는다.
스위치 전도 간격(θ2)에 도달한 t1에서, 전력을 IL3의 포지티브 기간의 미리 결정된 비율로 부하에 전송하기 위해, S1은 턴 오프되고 IL3는 D3 및 스위치(S2)의 바디 다이오드(D2)를 통해 순환한다. 이러한 비율 동안, 순시 LCL 출력 전압(VLCL)은 +VDC이다. t0 내지 T/2 사이에서 언제든지, Vg2는 S1과 같은 제로 전류/제로 전압 스위칭으로 S2를 턴 온시킬 수 있다.
t2=T/2에서, IL3는, D3가 부드럽게 턴 오프되고 IL3가 S2 및 S1의 바디 다이오드를 통해 공진 회로로 재순환되도록 마이너스로 변환된다.
t3에서, 게이트 신호(Vg2)는 IL3가 전력을 IL3의 네거티브 기간의 미리 결정된 비율로 D4를 통해 부하에 전송하는 것을 가능하게 하기 위해 S2를 턴 오프시킨다. LCL 출력 전압(VLCL)의 순시값은 -VDC이다.
스위치 전도 간격(θ2) 및 다이오드 전도 간격(θ1)이 일정하게 유지되는 경우에, 각 하프 사이클에서 출력에 전송되는 전력은 동일하다.
양 스위치들(S1 및 S2)의 스위치 전도 간격(θ2)을 IL3로 동기적으로 제어함으로써, 출력 전력은 직접 및 평활하게 제어된다. 이것은 종래의 저속 스위칭 제어 토폴로지에 비해서 출력 전력을 가변 상호 결합으로 조절하는 능력을 제공한다. 또한, 본 발명은 듀티 사이클을 제로 전력에서 최대 전력으로 램프 업(ramp up) 및 램프 다운(ramp down)함으로써 저속 스위칭 어플리케이션(slow switching application)들에서 LCL 픽업의 완전 온 상태와 완전 오프 상태 사이의 평활한 전이를 가능하게 함으로써, 트랙 전류 과도 교란을 최소화한다.
다이오드 전도 간격(θ1) 또는 스위치 전도 간격(θ2) 중 어느 하나에 대하여 DC 출력 전류를 설명하기 위한 이론적인 표현의 유도는 비실용적이다. 그 대신에, 수치 해법이 아래에 제시된다. 제안된 양 동작 모드들에 대한 순환 전류 컨트롤러는 VDC/Voc의 각종 비들로 시뮬레이션된다. 상이한 VDC/Voc 비들에 대해 정규화된 출력 전류는 모드 I 동작에 대해 도 5에 도시되어 있다. 여기서, Idc_max는 LCL 픽업의 이상적인 최대 출력 전류이고, 이하에 의해 주어진다:
Figure 112013020185756-pct00003
도 5에 도시된 SPICE 시뮬레이션 결과들은 출력 전류와 스위치 전도 간격(θ2) 사이의 관계가 VDC/Voc에 의해 영향을 받지 않는다는 것을 증명한다. 이것은 LCL 회로망의 출력 전류원 특성으로 인한 것이다. LCL 회로망의 이상적인 출력 DC 전류는 제로 스위치 전도 간격을 갖는 정류된 사인파이다. 고조파(harmonics)가 정류기에 의해 출력 전류로 도입된 경우에, 이것은 출력 전류가 이상적인 사인파로부터 약간 왜곡되게 한다. 따라서, 제로의 스위치 전도 간격에서, 정규화된 최대 출력 전류는 1 대신에 약 0.95이다. 스위치 전도 간격(θ2)이 0°에서 180°로 제어되는 경우에, 출력 전력은 도 5에 도시된 관계에 따라 정확히 제어 및 조절될 수 있다.
도 5(및 뒤따르는 도면들)에 도시된 시뮬레이션 결과들은 도 2에 전체적으로 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 회로의 특정 예를 위한 것이다. 상이한 LCL 설계(즉, 상이한 인덕턴스 및 커패시턴스 값들)에 대해, 출력 전류 및 반사 임피던스의 프로파일은 상이할 것이다.
모드 Ⅱ 동작에서 각종 VDC/Voc 비들에 대해 정규화된 출력 전류의 시뮬레이션 결과들은 도 6에 도시되어 있다. 모드 Ⅰ과 유사하게, 스위치 전도 간격(θ2)에 대한 정규화된 DC 출력 전류는 각종 VDC/Voc 비들에 대하여 동일한 것이다. 그러나, 출력 DC 전류와 스위치 전도 간격(θ2) 사이의 관계는 완전히 상이하다. 0°과 20°사이에서, 출력 DC 전류는 모드 Ⅰ에서와 같이 감소하는 대신에 증가하는 스위치 전도 간격에 따라 증가한다. 20°와 180°사이에서, DC 전류는 스위치 전도 간격의 증가에 따라 강하한다. 모드 Ⅰ과 비교하면, DC 전류의 감쇠(decay)는 모드 Ⅱ 동작에 대하여 매우 느리다. 이것은 스위칭 동작에 의해 도입되는 추가 전류 고조파에 의해 야기되는 것으로 생각된다. 모드 I 동작의 경우에, 도입된 고조파는 부하로 순환되는 대신에 스위치들 및 L3를 통해 순환된다. 그러므로, 0°내지 20°의 스위치 전도 간격 사이에서, IL3 로 도입된 전류 고조파의 경우에, 최종 출력 전력은 스위치들이 완전히 오프되었을 때보다 더 크고, 상이한 전체 출력 전류 작용은 이러한 2개의 동작들 사이에서 관찰된다.
픽업 스위치 전도 간격(θ2)이 0°에서 180°로 변화되는 경우에 출력 전력이 제어되지만, LCL AC 기본 출력 전압의 위상도 IL3에 대하여 변환된다. 이것은 추가 Var 부하를 양 동작 모드들에 대하여 LCL 회로망으로 도입한다. 이러한 Var 부하는, 전원이 약간 오동조(mistune)되게 하여, 1차 트랙 상에 다시 반사된다. VDC/Voc의 각종 비들에 대해 정규화된 반사 리액티브 임피던스의 시뮬레이션 결과들은 각각 모드 Ⅰ 및 모드 Ⅱ 동작에 대하여, 도 7 및 도 8에 도시되어 있다.
모드 I 동작(도 7에 도시된 바와 같이)에서, 반사 임피던스는 상이한 스위치 전도 간격들을 위해 유도성 부하(inductive load)와 용량성 부하(capacitive load) 사이에서 스윙(swing)된다. 스위치 전도 간격(θ1)이 0°와 135°사이에서 유지될 때, 트랙 인덕턴스를 약간 증가시키는 1차 트랙에 의해 보여지는 반사된 부하는 유도성이다. 이것은 VLCL의 위상이 IL3를 리드하기 때문에 발생한다. VLCL과 IL3 사이에서 위상 차이의 증가의 경우에, 반사된 유도성 부하는 계속 증가한다. 반사된 유도성 부하에서의 이러한 증가는 스위치 전도 간격(θ2)이 감소하기 시작하는 약 90°에 도달할 때까지 점진적으로 감속된다. 이것은 VLCL의 크기가 스위치 전도 간격(θ2)의 증가에 따라 계속 감소하기 때문이다. 그러므로, VLCL과 IL3 사이의 위상 차이의 증가는 덜 지배적이다. 스위치 전도 간격(θ2)이 135°와 180°사이에서 변화될 때, 1차 대한 반사 임피던스는 용량성이며, 이는 트랙 인덕턴스를 약간 감소시킨다. 이것은 L3 및 C3의 조합된 임피던스가 정류기에 의해 도입되는 인덕턴스를 수용하기 위해 통상 X보다 작기 때문이다. 원래의 트랙으로의 반사 임피던스의 양은 VDC/Voc 비에 비례한다.
모드 Ⅰ 동작과 달리, 모드 Ⅱ 동작 동안의 반사 임피던스는 도 8에 도시된 바와 같이, 완전히 용량성이다. 이것은 VLCL과 IL3 사이의 위상이 모드 Ⅰ에 대하여 반대 방향이기 때문이다(즉, 여기서 모드 Ⅱ에서 VLCL이 IL3에 뒤처짐). 최대 반사 리액티브 임피던스는 90°의 동일한 전도 간격에서 발생하고, 그것은 모드 1 동작 하에서 VDC/Voc 비에 비례한다.
본 발명의 예시적 실시예는 예로서 아래에 설명된다. 제안된 순환 전류 듀티 사이클 제어 픽업의 2.5 kW 50V 구현은 상용가능한 Wampfler™ 10 kW IPT 전원을 사용하여 구축 및 테스트되었는데, 그것은 또한 AGV(자동 유도 차량(automated guided vehicle)) 어플리케이션에 대하여 LCL 공진 회로망을 사용한다. 그러나, 본 발명의 픽업은 당해 기술에서 통상의 기술자들에 의해 인식되는 바와 같이, 임의의 적절한 전원과 사용될 수 있다.
이 예의 픽업 파라미터들 및 트랙 인덕턴스는 아래의 표 1에 나열된다.
Figure 112013020185756-pct00004
정격 전력의 1/2에서 동작하는 픽업의 오실로스코프 캡처(oscilloscope capture)는 모드 Ⅰ에서 동작하는 도 9에 도시되어 있다. 상단 파형은 L3(IL3)에서의 전류이고, 제 2 파형은 LCL AC 출력 전압(VLCL)인 한편, 제 3 파형은 D3 및 D4의 전체 출력 전류(ID3 + ID4)이다. 마지막(하단) 파형은 스위치 게이트 구동 신호(Vg1)이다. 이 캡처는 IL3에 대하여 다이오드 전도 간격(θ1)을 제어함으로써 AC 동조 회로망의 출력 전압(VLCL)이 성공적으로 제어되는 것을 나타낸다.
도 10은 스위치 게이트 구동 파형 없이, 다른 부하 조건들에서 모드 I에서 동작하는 픽업의 오실로스코프 캡처를 도시한다. 도 10a는 1/3 정격 부하에서의 동작을 도시하고, 도 10b는 2/3 정격 부하에서의 동작을 도시하며, 도 10c는 정격 부하에서의 동작을 도시한다.
각종 부하 조건들 하의 픽업 효율 측정들은 도 11에 도시되어 있다. 도 11로부터 알 수 있는 바와 같이, 예시적 픽업은 전체 부하에서 88%의 효율을 달성하고, 1/2 부하에서 85 %보다 더 높다. 이 컨트롤러는 고효율이 달성되기에 어려운 50V 및 50A에서 동작한다.
앞서 논의된 바와 같이, 본 발명의 순환 전류 듀티 사이클 제어 방법은 제어된 스위치 전도 간격에 따라 가변 리액티브 임피던스를 반사한다. 표 1에 제시된 시스템 파라미터들의 경우에, 원형 시스템(prototype system)의 최대 반사 리액티브 임피던스는 도 7 및 도 8을 사용하여 계산될 수 있다.
모드 Ⅰ 동작의 경우에, 최대 반사 유도성 부하는 도 7에 도시된 바와 같이, 80°의 스위치 전도 간격에서 발생한다. 최대 반사 용량성 부하는 픽업이 완전히 오프된 상태에 대응하는 180°에서 발생한다. 계산된 최대 반사 유도성 임피던스는 0.0415Ω이며, 이는 1차 트랙 인덕턴스를 0.33μH만큼 증가시키는 것에 대응한다. Wampfler 10kW 1차 전원 트랙은 +/- 2μH의 공차를 가지고 26μH로 동조되므로, 그것은 2μH까지 축적하기 위해 80도 스위치 전도 간격에서 동시에 동작하는 6 픽업 컨트롤러들을 필요로 할 것이다. 이 예시적 시스템은 전원 과부하들을 방지하기 위해 4보다 많은 픽업들을 언제든지 전달하도록 설계되지 않으므로, 반사 유도성 부하는 이 설계에서 문제가 되지 않을 것이다. 다른 한편, 최대 반사 용량성 임피던스는 -0.0726Ω이며, 이는 1차 트랙 인덕턴스를 0.577μH만큼 감소시키는 것에 대응한다. 그것은 -2μH 임계값을 초과하기 위해, 완전히 오프된 4개까지의 컨트롤러들을 취할 것이다.
모드 Ⅱ 동작의 경우에, 반사 리액티브 임피던스는 완전히 용량성이고, 최대 반사 임피던스는 앞서 논의된 바와 같이 80° 스위치 전도 간격에서 발생한다. 표 1 및 도 8을 사용하면, 최대 반사 리액턴스는 -0.151Ω이며, 이는 1차 트랙 인덕턴스를 1.202μH만틈 감소시키는 것에 대응한다. 트랙 상의 1보다 많은 픽업이 동시에 스위칭되면, 전원에 대한 디튜닝(detuning) 효과는 2μH 임계값을 초과할 것이다. 따라서, 이러한 상황 하의 순환 전류 듀티 사이클 제어는 저속 스위칭 제어 방법에서 완전 오프 및 온되는 픽업 컨트롤러 사이에서 전이 방식으로서 사용될 수 있다. 순차적 스위칭(즉, 인터리빙(interleaving) 스위칭) 제어 방법의 경우에, 2 이내의 픽업들은 전원에서 반사 리액턴스 과부하들을 회피하기 위해 모드 Ⅱ에서 동작하고 있을 때 동시에 동일한 트랙 상에서 스위칭될 수 있다. 그러나, LCL 공진 회로망 토폴로지를 채택하는 전원은, 전원의 최대 전력 정격을 단지 약간 절충하는 동안, 그의 트랙 인덕턴스가 그의 설계값보다 작으므로 더 좋은 공차를 갖는다. 그러므로, 제안된 순환 전류 듀티 사이클 컨트롤러에 의해 도입되는 추가 Var 부하가 1차 전원을 약간 디튜닝하더라도, 실제로 이러한 VAR 부하는 정상 시스템 파라미터 공차들에 의해 용이하게 취급될 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명의 방법은 컴퓨팅 수단 또는 디지털 또는 혼합 신호 컴퓨팅 디바이스 또는 프로세서의 어떤 형태를 포함할 수 있는, 예를 들어, 적절한 게이트 전압들을 스위치들(S1 및 S2)에 제공하도록 된 마이크로컨트롤러와 같은, 제어 수단에 의해 전형적으로 구현될 것이다. 본 발명의 방법을 구현하는 프로그램 소프트웨어로부터의 명령어들에 따라 특정 기능들을 수행하도록 프로그램되면, 컴퓨팅 디바이스는 사실상 본 발명의 방법에 특정한 특수 목적 컴퓨팅 디바이스가 된다. 이에 필요한 기법들은 내장 시스템들의 당해 기술에서 통상의 기술자에게 잘 알려져 있다.
본 발명의 방법을 구현하는 컴퓨터 프로그램들은 플로피 디스크(floppy disk), CD-ROM, 또는 USB 플래시 메모리(USB flash memory)와 같은, 분배 매체를 지닌 사용자들에게 분배될 수 있다. 거기서부터, 프로그램들은 하드 디스크(hard disk), 내장 고체 상태 메모리(embedded solid-state memory), 또는 유사한 중간 저장 매체에 카피(copy)될 수 있다. 프로그램들이 실행될 때, 프로그램들은 그들의 분배 매체 또는 그들의 중간 저장 매체 중 어느 하나로부터 컴퓨팅 수단의 실행 메모리로 탑재되어, 본 발명의 방법에 따라 작동하도록 컴퓨팅 수단을 구성할 것이다. 이러한 모든 동작들은 컴퓨터 시스템들의 당해 기술에서 통상의 기술자들에게 잘 알려져 있다.
"컴퓨터 판독가능 매체(computer-readable medium)"라는 용어는 분배 매체, 중간 저장 매체, 컴퓨터의 실행 메모리, 및 본 발명의 방법을 구현하는 컴퓨팅 디바이스에 의한 나중의 판독을 위해 저장할 수 있는 임의의 다른 매체 또는 디바이스를 포함한다.
대안적으로, 본 발명의 방법은 예를 들어, 하드웨어(hardware)에서, 복수의 이산 전자 부품들 및/또는 특정 용도 지향 집적 회로(ASIC: application specific integrated circuit)에 의해 전적으로 수행될 수 있다.
그러므로, 본 발명, 및 특히 제어 수단은 본 발명의 방법을 수행하도록 된 컴퓨터 프로그램, 그러한 컴퓨터 프로그램을 저장하는 컴퓨터 판독가능 매체, 및/또는 본 발명의 상술한 방법을 수행하도록 된 하드웨어 시스템으로 구성될 수 있다고 할 수 있다.
앞서 말한 것으로부터, 저속 스위칭 직렬 병렬 동조 LCL 픽업 토폴로지에서 출력 전력의 조절을 가능하게 하는 픽업 제어 방법 및 픽업 컨트롤러가 제공되는 것이 이해될 것이다. 이 조절은 픽업과 1차 트랙 사이에서 상호 결합의 변화들에 대한 보상 중 어느 하나 또는 모두, 및 픽업 출력 레벨들 사이의 램프 업/다운을 가능하게 하여 트랙 전류 과도 교란을 최소화한다.
상황이 설명에 걸쳐 다른 방법으로 확실히 요구하지 않으면, "포함한다(comprise)", "포함하는(comprising)" 등의 단어는 독점적이거나 소모적인 의미와 반대되는 포괄적인 의미로, 즉, "포함하지만, 한정되지 않는다(including, but not limited to"의 의미로 해석되어야 한다.
본 발명이 예로서 및 그의 가능한 실시예들을 참조하여 설명되었을지라도, 수정들 또는 개선들은 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않고 이에 대하여 이루어질 수 있는 것이 이해되어야 한다. 본 발명은 본 출원의 명세서에 참조되거나 지시되는 부분들, 요소들 및 피처들로 광범위하게 구성되고, 개별적으로 또는 집합적으로 구성되며, 상기 부분들, 요소들 또는 피처들의 2개 이상 중 어느 하나 또는 모든 조합들로 구성된다고 할 수도 있다. 더욱이, 공지된 균등물들을 갖는 본 발명의 특정 구성요소들 또는 정수들에 대한 참조가 이루어졌을지라도, 이 때 그러한 균등물들은 개별적으로 제시된 것처럼 본 명세서에서 통합된다.
본 명세서에 걸친 종래 기술의 논의는 그러한 종래 기술이 광범위하게 알려져 있거나 본 기술분야에서 공통적인 일반적 지식의 일부를 형성함을 인정하는 것으로서 고려되어서는 안 된다.

Claims (25)

  1. 공진 회로(resonant circuit)로부터 AC 입력을 포함하는 유도 전력 전송(IPT: inductive power transfer) 픽업(pick-up)의 제어 방법으로서, 상기 AC 입력은 상기 AC 입력으로부터 AC 전류를 정류하고 DC 전류를 DC 출력에 공급하도록 된 다이오드 브리지(diode bridge)에 전기적으로 결합되는, 상기 방법은,
    상기 AC 전류가 상기 AC 전류의 포지티브 기간(positive period) 동안 상기 공진 회로로 재순환되게 하기 위해, 상기 다이오드 브리지의 제 1 다이오드를 선택적으로 분로(shunting)시키는 단계; 및
    상기 AC 전류가 상기 AC 전류의 네거티브 기간(negative period) 동안 상기 공진 회로로 재순환되게 하기 위해, 상기 다이오드 브리지의 제 2 다이오드를 선택적으로 분로시키는 단계를 포함하고;
    상기 제 1 및 제 2 다이오드들의 분로는 상기 AC 전류와 동기화(synchronise)되고 그에 의해 상기 AC 전류의 상기 포지티브 및 네거티브 기간들의 미리 결정된 비율은 상기 DC 전류를 상기 DC 출력에 공급하기 위해 정류되고, 상기 AC 전류의 상기 포지티브 및 네거티브 기간들의 나머지 비율은 상기 공진 회로로 재순환되는, 유도 전력 전송 픽업의 제어 방법.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 미리 결정된 비율은 상기 AC 전류의 상기 포지티브 및 네거티브 기간들 각각의 개시에서 발생하고, 상기 제 1 또는 제 2 다이오드는 각각 상기 AC 전류의 각각의 부호 변환점(zero-crossing) 후에 상기 AC 전류를 전도(conduct)시키고, 상기 포지티브 또는 네거티브 기간의 상기 나머지 비율은 각각의 상기 제 1 또는 제 2 다이오드를 미리결정된 시간에 분로시킴으로써 재순환되는, 유도 전력 전송 픽업의 제어 방법.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 미리 결정된 비율은 상기 AC 전류의 각각의 상기 포지티브 및 네거티브 기간들의 종료 시에 발생하고, 상기 제 1 또는 제 2 다이오드는 각각 상기 AC 전류를 초기에 재순환시키기 위해 상기 AC 전류의 각각의 부호 변환점에 따라 분로되고, 이때 각각의 상기 제 1 또는 제 2 다이오드는 상기 포지티브 또는 네거티브 기간의 상기 미리 결정된 비율로 상기 AC 전류를 전도시키기 위해 분로되지 않는, 유도 전력 전송 픽업의 제어 방법.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 포지티브 및 네거티브 기간들의 상기 미리 결정된 비율은 원하는 DC 출력에 비례하고, 상기 방법은 상기 원하는 DC 출력을 획득하기 위해 상기 DC 출력을 감지하는 단계 및 상기 미리 결정된 비율을 조정하는 단계를 더 포함하는, 유도 전력 전송 픽업의 제어 방법.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 방법은 상기 미리 결정된 비율을 상기 픽업의 스위칭 온(switching on)에 따라 요구된 비율로 서서히 증가시키는 단계를 더 포함하는, 유도 전력 전송 픽업의 제어 방법.
  6. 청구항 1에 있어서,
    상기 방법은 상기 미리 결정된 비율을 상기 픽업의 스위칭 오프(switching off)에 따라 제로(zero)로 서서히 감소시키는 단계를 더 포함하는, 유도 전력 전송 픽업의 제어 방법.
  7. 청구항 1에 있어서,
    상기 분로는 각각의 상기 제 1 및 제 2 다이오드들과 병렬로 제공되는 제 1 및 제 2 스위치들을 선택적으로 폐쇄함으로써 선택적으로 제어되는, 유도 전력 전송 픽업의 제어 방법.
  8. 청구항 7에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 스위치들은 상기 제 1 또는 제 2 다이오드들이 각각 전도되고 있을 때 개방되는, 유도 전력 전송 픽업의 제어 방법.
  9. 청구항 7에 따른 상기 방법을 수행하도록 된 유도 전력 전송(IPT) 픽업 컨트롤러(controller).
  10. 유도 전력 전송(IPT) 픽업 컨트롤러로서,
    공진 회로로부터 AC 전류를 수신하는 입력;
    DC 전류를 부하에 공급하는 출력; 및
    상기 입력 및 상기 출력을 전기적으로 결합하는 제어 회로를 포함하여 구성되며,
    상기 제어 회로는 상기 AC 전류의 포지티브 기간(positive period)의 비율이 상기 공진 회로로 재순환되게 하기 위한 제 1 회로 구성; 상기 AC 전류의 네거티브 기간(negative period)의 비율이 상기 공진 회로로 재순환되게 하기 위한 제 2 회로 구성; 및 상기 AC 전류를 정류하는 제 3 회로 구성을 포함하며,
    상기 제어 회로는 상기 부하로의 전력 공급을 제어하기 위해 상기 제 1 내지 제 3 구성들 각각의 사이에서 스위칭하는, 유도 전력 전송 픽업 컨트롤러.
  11. 청구항 10에 있어서,
    상기 제어 회로는 분로 스위치들을 사용하여 제 1 및 제 2 다이오드들을 선택적으로 분로시키도록 되어 있으며,
    상기 AC 전류의 포지티브 및 네거티브 기간들의 각각의 미리 결정된 비율들은 상기 제 3 회로 구성에 의해 정류되어 상기 출력에 공급되고, 상기 AC 전류의 상기 포지티브 및 네거티브 기간들의 각각의 나머지 비율들은 상기 공진 회로로 재순환되는, 유도 전력 전송 픽업 컨트롤러.
  12. 청구항 11에 있어서,
    상기 분로 스위치들은 2개의 스위치들을 포함하고, 상기 스위치들은 각각의 상기 제 1 및 제 2 다이오드들과 병렬로 제공되며, 상기 제 1 및 제 2 다이오드들은 공통 애노드(common anode)를 갖는, 유도 전력 전송 픽업 컨트롤러.
  13. 청구항 11에 있어서,
    상기 분로 스위치들은 MOSFET 트랜지스터들(transistors)을 포함하고, 상기 제 1 및 제 2 다이오드들은 상기 MOSFET 트랜지스터들의 바디 다이오드들(body diodes)을 포함하는, 유도 전력 전송 픽업 컨트롤러.
  14. 청구항 11에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 출력을 감지하기 위해 피드백 루프(feedback loop)를 형성하고 원하는 출력을 획득하기 위해 상기 미리 결정된 비율들의 조정을 가능하게 하는 감지 수단을 더 포함하는, 유도 전력 전송 픽업 컨트롤러.
  15. 청구항 11에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 AC 전류의 부호 변환점에 대하여 상기 제 1 및 제 2 다이오드들의 분로를 동기화하기 위해 부호 변환점 검출기를 더 포함하는, 유도 전력 전송 픽업 컨트롤러.
  16. 삭제
  17. 삭제
  18. 삭제
  19. AC 입력 전류를 생성하는 공진 회로와, 정류기 및 DC 출력을 포함하는 유도 전력 전송(IPT) 픽업의 제어 방법으로서, 상기 AC 입력 전류는 상기 DC 출력에 전력을 공급하도록 전기적으로 결합되어 있으며,
    상기 방법은:
    상기 AC 입력 전류의 기간의 비율을 결정하는 단계;
    상기 AC 입력 전류의 결정된 비율을 상기 정류기에 공급하는 단계; 및
    상기 AC 입력 전류의 나머지 비율을 상기 공진 회로에 재순환시키는 단계를 포함하는, 유도 전력 전송(IPT) 픽업의 제어 방법.
  20. 청구항 19에 있어서, 상기 AC 입력 전류의 기간의 비율은 상기 AC 입력 전류의 포지티브 기간의 비율 및 상기 AC 입력 전류의 네거티브 기간 비율을 포함하며,
    상기 AC 입력 전류의 포지티브 및 네거티브 기간의 각각의 비율이 상기 정류기에 공급되는, 유도 전력 전송(IPT) 픽업의 제어 방법.
  21. 청구항 20에 있어서,
    상기 각각의 비율은 각각의 스위치에 의해서 제어 가능한, 유도 전력 전송(IPT) 픽업의 제어 방법.
  22. 청구항 21에 있어서,
    상기 각각의 스위치는 상기 정류기의 일부를 단락(short circuit)시키는, 유도 전력 전송(IPT) 픽업의 제어 방법.
  23. 청구항 19에 있어서,
    상기 AC 입력 전류의 기간의 비율은 픽업 출력의 전기적 특성, 픽업의 조절 요건 및 원하는 직류 출력 중 하나 이상에 의해서 결정하는, 유도 전력 전송(IPT) 픽업의 제어 방법.
  24. 청구항 19에 있어서,
    상기 AC 입력 전류의 기간의 비율은 목표 전력을 출력하도록 제어되는, 유도 전력 전송(IPT) 픽업의 제어 방법.
  25. 삭제
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