JP6390808B1 - 非接触給電装置 - Google Patents

非接触給電装置 Download PDF

Info

Publication number
JP6390808B1
JP6390808B1 JP2018043072A JP2018043072A JP6390808B1 JP 6390808 B1 JP6390808 B1 JP 6390808B1 JP 2018043072 A JP2018043072 A JP 2018043072A JP 2018043072 A JP2018043072 A JP 2018043072A JP 6390808 B1 JP6390808 B1 JP 6390808B1
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
power
circuit
voltage
power supply
coil
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2018043072A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2018196318A (ja
Inventor
悟朗 中尾
悟朗 中尾
佑介 河合
佑介 河合
篤司 野村
篤司 野村
俊行 財津
俊行 財津
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Omron Corp
Original Assignee
Omron Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Omron Corp filed Critical Omron Corp
Priority to US16/612,190 priority Critical patent/US11095160B2/en
Priority to PCT/JP2018/018374 priority patent/WO2018212102A1/ja
Priority to CN201880028314.9A priority patent/CN110582922B/zh
Application granted granted Critical
Publication of JP6390808B1 publication Critical patent/JP6390808B1/ja
Publication of JP2018196318A publication Critical patent/JP2018196318A/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H04B5/26—
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/10—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling
    • H02J50/12—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling of the resonant type
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/80—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power involving the exchange of data, concerning supply or distribution of electric power, between transmitting devices and receiving devices
    • H04B5/79—
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

【課題】送電側の装置の送信コイルへの電力供給が行われた状態で送電側の装置が待機していても、エネルギー損失を抑制できる非接触給電装置を提供する。【解決手段】非接触給電装置１の送電装置２は、受電装置３へ電力を供給する送信コイル１４と、送信コイル１４に対して、送信コイル１４が共振しないスイッチング周波数を持つ交流電力を供給する電力供給回路１０とを有する。一方、受電装置３は、送電装置２からの電力を受信する受信コイル２１と、受信コイル２１と並列に接続される共振コンデンサ２２とを有する共振回路２０と、共振回路２０から出力される電力を整流する整流回路２４と、共振回路２０と整流回路２４との間に、受信コイル２１と直列に接続されるコイル２３とを有する。【選択図】図４

Description

本発明は、非接触給電装置に関する。
従来より、金属の接点などを介さずに、空間を通じて電力を伝送する、いわゆる非接触給電（ワイヤレス給電とも呼ばれる）技術が研究されている。
非接触給電技術の一つとして、電磁誘導により給電する方式が知られている。電磁誘導により給電する方式では、一次直列二次並列コンデンサ方式（以下、ＳＰ方式と呼ぶ）が利用される（例えば、非特許文献１を参照）。ＳＰ方式では、一次側（送電側）に、トランスの一部として動作する送信コイルと直列にコンデンサが接続され、二次側（受電側）に、トランスの他の一部として動作する受信コイルと並列にコンデンサが接続される。
ＳＰ方式では、受電側の受信コイル及びコンデンサにより構成される共振回路が並列共振するために、共振回路からの出力は定電流出力となる。そのため、受電側で定電圧出力となる、一次直列二次直列コンデンサ方式（以下、ＳＳ方式と呼ぶ）と比較して、ＳＰ方式の方が一般的に制御が難しい。これは、一般的な電子機器は定電圧で制御されるためである。
また、ＳＰ方式において、受電側の共振回路のコイルに対して直列に接続されるリアクトルを設ける技術が提案されている（例えば、非特許文献１及び特許文献１を参照）。なお、この技術による方式は、ＳＰＬ方式と呼ばれることもある。本明細書でも、この方式をＳＰＬ方式と呼ぶ。
特開２０１５−４２０５１号公報
渡辺他、「一方向非接触給電から拡張容易な双方向非接触給電システム」、電気学会論文誌Ｄ、IEEJ Transactions on Industry Applications、Vol.133、No.7、pp.707-713、2013年
ＳＰＬ方式が採用された非接触給電装置では、伝送される電力の高調波成分が低減されて理想変圧器特性が得られるので、力率が改善され、その結果として、電力伝送効率が向上する。
ＳＰＬ方式が採用される場合でも、非接触給電装置は、定電圧出力動作するように使用されることが好ましい。さらに、用途によっては、受電側の装置への給電を短期間で開始できるように、受電側の装置が給電を受けることができる位置に存在しないときにも、送電側の装置の送信コイルへの電力供給が行われた状態で、送電側の装置が待機していることが好ましいことがある。しかし、ＳＰＬ方式では、定電圧出力動作するように非接触給電装置が使用される際に、待機時における送電側の装置によるエネルギー損失が十分に小さくならないことがある。
そこで、本発明は、送電側の装置の送信コイルへの電力供給が行われた状態で送電側の装置が待機していても、エネルギー損失を抑制できる非接触給電装置を提供することを目的とする。
本発明の一つの形態として、送電装置と、送電装置から非接触で電力伝送される受電装置とを有する非接触給電装置が提供される。この非接触給電装置において、送電装置は、受電装置へ電力を供給する送信コイルと、送信コイルに対して、送信コイルが共振しないスイッチング周波数を持つ交流電力を供給する電力供給回路とを有する。一方、受電装置は、送電装置からの電力を受信する受信コイルと、受信コイルと並列に接続される共振コンデンサとを有する共振回路と、共振回路から出力される電力を整流する整流回路と、共振回路と整流回路の間に、受信コイルと直列に接続されるコイルとを有する。
係る構成を有することにより、この非接触給電装置は、送電側の装置の送信コイルへの電力供給が行われた状態で送電側の装置が待機していても、エネルギー損失を抑制できる。
この非接触給電装置において、電力供給回路は、送信コイルに供給される交流電力のスイッチング周波数及び電圧を調整可能であり、送電装置は、非接触給電装置が定電圧出力動作しているか否か、及び、共振回路の出力電圧が所定の電圧の許容範囲内に含まれるか否かを表す判定情報を含む信号を受信する受信器と、その判定情報に応じて、電力供給回路から送信コイルに供給される交流電力のスイッチング周波数及び電圧を制御する制御回路とをさらに有することが好ましい。そして受電装置は、共振回路から出力される電力の出力電圧を測定してその出力電圧の測定値を求める電圧検出回路と、出力電圧の測定値に基づいて、非接触給電装置が定電圧出力動作しているか否か、及び、その測定値が所定の電圧の許容範囲に含まれるか否かを判定する定電圧判定回路と、非接触給電装置が定電圧出力動作しているか否か、及び、その測定値が所定の電圧の許容範囲に含まれるか否かを表す判定情報を含む信号を送電装置へ送信する送信器とをさらに有することが好ましい。
これにより、この非接触給電装置は、定電圧出力動作するスイッチング周波数を検出できる。
この場合において、送電装置の制御回路は、判定情報が定電圧出力動作していないことを表す場合、受電装置の整流回路と接続される負荷回路の抵抗が変化しても出力電圧の測定値が変化しなくなるように、電力供給回路から送信コイルに供給される交流電力のスイッチング周波数を制御することが好ましい。
これにより、この非接触給電装置は、一旦定電圧出力動作しなくなっても、スイッチング周波数を変更して定電圧出力動作を再開することができる。
また、この場合において、送電装置の制御回路は、判定情報が定電圧出力動作していることを表し、かつ、出力電圧の測定値が所定の電圧の許容範囲内に含まれないことを表す場合、出力電圧の測定値が所定の電圧の許容範囲内に含まれるように、電力供給回路から送信コイルに供給される交流電力の電圧を制御することが好ましい。
これにより、この非接触給電装置は、送信コイルと受信コイル間の結合度が変化するなどにより定電圧出力動作するスイッチング周波数が変化しても、出力電圧を一定に保つことができる。
あるいは、この非接触給電装置において、送電装置の電力供給回路は、送信コイルに供給される交流電力のスイッチング周波数及び電圧を調整可能であり、送電装置は、送信コイルに流れる電流を測定してその電流の測定値を求める電流検出回路と、電流の測定値に応じて、電力供給回路から送信コイルに供給される交流電力のスイッチング周波数及び電圧を制御する制御回路とをさらに有することが好ましい。
これにより、この非接触給電装置は、送電側にて定電圧出力動作するスイッチング周波数を検出できるので、そのスイッチング周波数を検出する際の制御を簡単化できる。
この場合において、送電装置の制御回路は、スイッチング周波数を変化させながら、電流の測定値を監視して、電流の測定値が極大値となるスイッチング周波数を検出し、検出されたスイッチング周波数を持つ交流電力が送信コイルに供給されるように電力供給回路を制御することが好ましい。
これにより、この非接触給電装置は、定電圧出力動作を継続できる。
あるいは、この非接触給電装置において、受電装置は、一端が受信コイルと直列に接続されるコイルと整流回路の一方の入力端子との間に接続され、他端が受信コイル及び共振コンデンサと整流回路の他方の入力端子との間に接続され、かつ、受信コイルと並列に接続されるコンデンサをさらに有することが好ましい。
これにより、この非接触給電装置は、定電圧出力動作するスイッチング周波数を出力電圧が極大値となるスイッチング周波数に近づけることができるので、電力伝送効率を向上できる。
この場合において、送電装置の電力供給回路は、送信コイルに供給される交流電力のスイッチング周波数及び電圧を調整可能であり、送電装置は、非接触給電装置が定電圧出力動作しているか否か、及び、受電装置の共振回路の出力電圧の測定値が所定の電圧の許容範囲内に含まれるか否かを表す判定情報を含む信号を受信する受信器と、判定情報に応じて、電力供給回路から送信コイルに供給される交流電力のスイッチング周波数及び電圧を制御する制御回路とをさらに有することが好ましい。また、受電装置は、共振回路から出力される電力の出力電圧を測定してその出力電圧の測定値を求める電圧検出回路と、出力電圧の測定値に基づいて、非接触給電装置が定電圧出力動作しているか否か、及び、共振回路の出力電圧の測定値が所定の電圧の許容範囲内に含まれるか否かを判定する定電圧判定回路と、判定情報を含む信号を送電装置へ送信する送信器とをさらに有することが好ましい。
これにより、この非接触給電装置は、定電圧出力動作するスイッチング周波数を検出できる。
さらに、受電装置は、整流回路と接続される負荷回路の抵抗値以下の抵抗値を持つ負荷を整流回路と接続するか否かを切り替え可能な固定負荷回路を有し、定電圧判定回路は、出力電圧の測定値に基づいて、非接触給電装置が定電圧出力動作していないと判定した場合、固定負荷回路の負荷を整流回路に接続させ、かつ、所定の周期ごとに出力電圧の測定値を送信器に送電装置へ送信させることが好ましい。また、送電装置の制御回路は、受信した出力電圧の測定値に基づいて、共振回路からの出力電圧が極大値となるように、電力供給回路から送信コイルに供給される交流電力のスイッチング周波数を制御することが好ましい。
これにより、この非接触給電装置は、簡単な制御で、定電圧出力動作するスイッチング周波数を検出できる。
ＳＰＬ方式による非接触給電装置の等価回路図である。 ＳＰＬ方式の非接触給電装置の出力電圧の周波数特性のシミュレーション結果の一例を示す図である。 ＳＰＬ方式による非接触給電装置の入力インピーダンスの周波数特性のシミュレーション結果の一例を示す図である。 本発明の一つの実施形態に係る非接触給電装置の概略構成図である。 送電側の共振回路が共振しない周波数領域でのＳＰＬ方式の非接触給電装置の出力電圧の周波数特性のシミュレーション結果の一例を示す図である。 図５に示されたシミュレーションにおいて、結合度に応じて送信コイルに印加する電圧を変化させたときの、出力電圧の周波数特性のシミュレーション結果の一例を示す図である。 図５に示されたシミュレーションでの各回路素子のパラメータを用いたときの、ＳＰＬ方式による非接触給電装置の入力インピーダンスの周波数特性のシミュレーション結果の一例を示す図である。 本実施形態による非接触給電装置における、送信コイルに印加される交流電力についての電圧の位相に対する電流の位相の遅れの周波数特性を示す図である。 非接触給電装置の出力電圧の周波数特性と入力インピーダンスの周波数特性との関係の一例を示す図である。 変形例による、非接触給電装置の概略構成図である。 さらに他の変形例による、非接触給電装置の概略構成図である。 図１１に示される変形例による非接触給電装置における、受信コイルと並列に接続されるコンデンサの静電容量を変化させたときの出力電圧の周波数特性のシミュレーション結果の一例を示す図である。 図１１に示される変形例による非接触給電装置における、受信コイルと並列に接続されるコンデンサの静電容量を変化させたときの送信コイルに印加される交流電力についての電圧の位相に対する電流の位相の遅れの周波数特性を示す図である。 （ａ）及び（ｂ）は、それぞれ、変形例による、電力供給回路の回路図である。
以下、本発明の一つの実施形態による非接触給電装置を、図を参照しつつ説明する。この非接触給電装置は、ＳＰＬ方式と同様に、受電側の共振回路の受信コイルと直列に接続されるコイルを有するが、ＳＰＬ方式と異なり、送電側の送信コイルに、その送信コイルが共振しない周波数を持つ交流電力を供給することで、送信コイルと受信コイル間の結合度が非常に低くなる待機状態時のエネルギー損失を抑制する。
最初に、本発明による非接触給電装置の理解を容易にするために、ＳＰＬ方式による非接触給電装置による、定電圧出力動作について説明する。
図１は、ＳＰＬ方式による非接触給電装置の等価回路図である。この等価回路１００において、送電側の共振回路の送信コイルと受電側の共振回路の受信コイルとが結合して、n:1の理想トランスを形成するものとする。Cr1は、送電側の共振回路における、送信コイルと直列接続されるコンデンサの静電容量である。Lr及びLmは、送電側の共振回路の漏れインダクタンス及び励磁インダクタンスである。なお、送電側の共振回路の送信コイルのインダクタンスLpは、(Lm+Lr)と等しく、送信コイルと受信コイル間の結合度をkとすると、Lr=(1-k)Lp、Lm=kLpである。また、Riは、送電側の巻線抵抗値であり、Risは、受電側の巻線抵抗値である。Cpは、受電側の共振回路における、受信コイルと並列接続されるコンデンサの静電容量である。Lopは、受信コイルと直列接続されるコイルのインダクタンスである。そしてRacは、負荷回路の交流等価抵抗値であり、負荷回路の抵抗値Roを用いてRac=(8/π2)×Roで表される。
等価回路１００より、ＳＰＬ方式の非接触給電装置のF行列Fspl(s, k, Rac)は、次式で表される。
Figure 0006390808
 ここでs=j2πfである。ただしfは、送電側の共振回路に供給される交流電力の周波数である。またkは送信コイルと受信コイル間の結合度である。
F行列の定義から、SPL方式の非接触給電装置の出力利得Gspl(s, k, Rac)は、次式で表される。
Figure 0006390808
 ここでVinは、送電側の共振回路に供給される交流電力の電圧（振幅）であり、Fspl(s,k,Rac)0,0は、（１）式で表されたF行列における左上の要素を表す。
図２は、（２）式に従って算出される、ＳＰＬ方式の非接触給電装置の出力電圧の周波数特性のシミュレーション結果の一例を示す図である。図２において、横軸は、周波数を表し、縦軸は、出力電圧を表す。グラフ２０１は、結合度k=0.15、負荷回路の交流等価抵抗値をRacとしたときの出力電圧の周波数特性を表す。またグラフ２０２は、結合度k=0.15、負荷回路の交流等価抵抗値を(10*Rac)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。また、グラフ２０３は、結合度k=0.3、負荷回路の交流等価抵抗値をRacとしたときの出力電圧の周波数特性を表す。またグラフ２０４は、結合度k=0.3、負荷回路の交流等価抵抗値を(10*Rac)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。さらに、グラフ２０５は、結合度k=0.6、負荷回路の交流等価抵抗値をRacとしたときの出力電圧の周波数特性を表す。またグラフ２０６は、結合度k=0.6、負荷回路の交流等価抵抗値を(10*Rac)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。なお、この例では、Lp=174μH、Cr1=Cp=20nF、Lop=3Lp、Ri=Ris=0.3Ω、n=1、Vin=200V、Ro=200Ω(Rac≒162.1Ω)とした。
図２においてポイント２１１〜２１６で示されるように、結合度kが一定となる条件下で負荷回路の交流等価抵抗値が変化しても出力電圧が略一定となる（すなわち、結合度kが一定の場合に定電圧出力となる）、周波数と出力電圧の組み合わせは６通りある。このうち、低周波数側のポイント２１１〜２１３は、送電側の共振回路の共振周波数に近く、送電側の共振回路の共振に影響される。一方、高周波数側のポイント２１４〜２１６は、送電側の共振回路の共振周波数よりもある程度高く、送電側の共振回路の共振による影響は少ない。一般に、ＳＰＬ方式では、送電側の共振回路も共振させるので、非接触給電装置を定電圧出力動作させるためには、ポイント２１１〜２１３に示されるような周波数を持つ交流電力を送電側の共振回路に供給することとなる。
図３は、ＳＰＬ方式による非接触給電装置の入力インピーダンスZinspl(s,k,Rac)の周波数特性のシミュレーション結果の一例を示す図である。図３において、横軸は周波数を表し、縦軸は入力インピーダンスを表す。そしてグラフ３０１〜３０４は、それぞれ、負荷回路の交流等価抵抗値をRacとし、結合度kを0.001、0.15、0.3、0.6としたときの、入力インピーダンスZinspl(s,k,Rac)の周波数特性を表す。なお、グラフ３０１〜３０４に示される入力インピーダンスZinspl(s,k,Rac)の周波数特性は、次式で表される、入力インピーダンスZinspl(s,k,Rac)の算出式に、図２に示したシミュレーションで用いた各パラメータの値を入力することで算出した。
Figure 0006390808
 ここで、Fspl(s,k,Rac)1,0は、（１）式で表されたF行列における左下の要素を表す。
図３に示されるように、送電側の共振回路の共振周波数に近い周波数領域では、結合度が低くなるほど、定電圧出力となる周波数において、入力インピーダンスが低くなる。例えば、ポイント２１１で示される周波数f1〜ポイント２１３で示される周波数f2の間では、結合度k=0.001、すなわち、受電側の共振回路が実質的に給電されない位置にある場合には、入力インピーダンスは０に近い値となる。これは、送電側の共振回路の共振により、その共振回路に流れる電流が増加して送信コイルに蓄えられるエネルギーが増加するためである。そのため、ＳＰＬ方式では、待機状態にある場合に送電側の共振回路に交流電力を供給するとエネルギーの損失が増大してしまう。
一方、送電側の共振回路の共振周波数よりも高く、送電側の共振回路が共振しない周波数領域（例えば、図２におけるポイント２１４に相当する周波数f3からポイント２１６に相当する周波数f4の範囲）では、結合度が低くても、定電圧出力となる周波数において、入力インピーダンスがある程度大きくなる。そのため、待機状態にある場合に送電側の共振回路に交流電力を供給しても、エネルギーの損失は抑制される。
また、送電側の直列共振を利用しない場合、受電側は並列共振とする方が大きな電力を伝達することができる。したがって、結合度が非常に低い場合においては、非接触給電装置において、受電側の共振回路が主として電力伝達を担う回路構成となることが好ましい。
そこで、本発明の実施形態による非接触給電装置は、送信コイルに対して送信コイルが共振しない周波数を持つ交流電力を供給する送電装置から、並列共振する共振回路と、共振回路が有する受信コイルと直列に接続されたコイルを有する受電装置へ給電する。これにより、受電装置が送電装置から給電を受けることができる位置に存在しない待機状態となっているとき、すなわち、送信コイルと受信コイル間の結合度が非常に低い場合（例えば、0.01以下）に送信コイルに交流電力が供給されても、この非接触給電装置は、送電装置によるエネルギー損失を抑制できる。
さらに、この非接触給電装置は、受電側の共振回路の出力電圧を測定し、その測定値が定電圧出力動作時の電圧の許容範囲に収まるように、送信コイルに供給される交流電力のスイッチング周波数及び電圧を制御することで、送信コイルと受信コイル間の結合度、あるいは負荷回路の抵抗値が変化しても、定電圧出力動作を維持する。
なお、本明細書において、定電圧出力動作とは、非接触給電装置に接続される負荷回路の仕様などに応じて定められる電圧の許容範囲（例えば、所定の電圧基準値の±10%以内）内で出力電圧が維持されるように、非接触給電装置が動作することをいう。
図４は、本発明の一つの実施形態に係る非接触給電装置の概略構成図である。図４に示されるように、非接触給電装置１は、送電装置２と、送電装置２から空間を介して非接触で電力伝送される受電装置３とを有する。送電装置２は、電力供給回路１０と、送信コイル１４と、受信器１５と、ゲートドライバ１６−１、１６−２と、制御回路１７とを有する。一方、受電装置３は、受信コイル２１及び共振コンデンサ２２を有する共振回路２０と、コイル２３と、整流平滑回路２４と、負荷回路２７と、電圧検出回路２８と、定電圧判定回路２９と、送信器３２とを有する。
先ず、送電装置２について説明する。
電力供給回路１０は、調節可能なスイッチング周波数、及び、調節可能な電圧を持つ交流電力を送信コイル１４へ供給する。そのために、電力供給回路１０は、電源１１と、力率改善回路１２と、４個のスイッチング素子１３−１〜１３−４とを有する。
電源１１は、所定の脈流電圧を持つ電力を供給する。そのために、電源１１は、商用の交流電源と接続され、その交流電源から供給された交流電力を整流するための全波整流回路を有する。
力率改善回路１２は、電源１１から出力された電力の電圧を、制御回路１７からの制御に応じた電圧に変換して出力する。そのために、力率改善回路１２は、例えば、電源１１の正極側端子から順に直列に接続されるコイルL及びダイオードDと、コイルLとダイオードDの間にドレイン端子が接続され、電源１１の負極側端子にソース端子が接続されたnチャネル型のMOSFETであるスイッチング素子SWと、ダイオードDを挟んでスイッチング素子SWと並列に接続される平滑コンデンサCを有する。またスイッチング素子SWのゲート端子は、ゲートドライバ１６−１と接続される。さらに、力率改善回路１２は、電源１１の正極側端子と負極側端子との間に直列に接続される二つの抵抗R1、R2を有する。この抵抗R1、R2は、ダイオードDと平滑コンデンサCとの間に、平滑コンデンサCと並列に接続される。そして抵抗R1と抵抗R2間の電圧が、ダイオードDから出力される電圧を表すものとして、制御回路１７により測定される。
制御回路１７により指示されたデューティ比にしたがって、かつ、ダイオードDから出力される電流波形の軌跡が、電源１１から供給される電圧の軌跡と一致するように、ゲートドライバ１６−１がスイッチング素子SWのオン／オフを制御することにより、力率改善回路１２は、力率改善動作を実行する。そしてスイッチング素子SWがオンとなるデューティ比が高くなるほど、ダイオードDから出力される電圧は高くなる。
ダイオードDから出力される電圧は、平滑コンデンサCにより平滑化されて、４個のスイッチング素子１３−１〜１３−４を介して送信コイル１４へ供給される。
なお、力率改善回路１２は、上記の構成に限られず、制御回路１７からの制御によって出力電圧を調整可能な他の構成を有していてもよい。
４個のスイッチング素子１３−１〜１３−４は、例えば、nチャネル型のMOSFETとすることができる。そして４個のスイッチング素子１３−１〜１３−４のうち、スイッチング素子１３−１とスイッチング素子１３−２は、電源１１の正極側端子と負極側端子との間に、力率改善回路１２を介して直列に接続される。また本実施形態では、電源１１の正極側に、スイッチング素子１３−１が接続され、一方、電源１１の負極側に、スイッチング素子１３−２が接続される。そしてスイッチング素子１３−１のドレイン端子は、力率改善回路１２を介して電源１１の正極側端子と接続され、スイッチング素子１３−１のソース端子は、スイッチング素子１３−２のドレイン端子と接続される。また、スイッチング素子１３−２のソース端子は、力率改善回路１２を介して電源１１の負極側端子と接続される。さらに、スイッチング素子１３−１のソース端子、及び、スイッチング素子１３−２のドレイン端子は、送信コイル１４の一端に接続され、スイッチング素子１３−２のソース端子は、スイッチング素子１３−４を介して送信コイル１４の他端に接続される。
同様に、４個のスイッチング素子１３−１〜１３−４のうち、スイッチング素子１３−３とスイッチング素子１３−４は、スイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−２と並列に、かつ、力率改善回路１２を介して電源１１の正極側端子と負極側端子との間に直列に接続される。また、電源１１の正極側に、スイッチング素子１３−３が接続され、一方、電源１１の負極側に、スイッチング素子１３−４が接続される。そしてスイッチング素子１３−３のドレイン端子は、力率改善回路１２を介して電源１１の正極側端子と接続され、スイッチング素子１３−３のソース端子は、スイッチング素子１３−４のドレイン端子と接続される。また、スイッチング素子１３−４のソース端子は、力率改善回路１２を介して電源１１の負極側端子と接続される。さらに、スイッチング素子１３−３のソース端子、及び、スイッチング素子１３−４のドレイン端子は、送信コイル１４の他端に接続される。
また、各スイッチング素子１３−１〜１３−４のゲート端子は、ゲートドライバ１６−２を介して制御回路１７と接続される。さらに、各スイッチング素子１３−１〜１３−４のゲート端子は、オンとなる電圧が印加されたときにそのスイッチング素子がオンとなることを保証するために、それぞれ、抵抗を介して自素子のソース端子と接続されてもよい。そして各スイッチング素子１３−１〜１３−４は、制御回路１７からの制御信号にしたがって、調整可能なスイッチング周波数にてオン／オフが切り替えられる。本実施形態では、スイッチング素子１３−１とスイッチング素子１３−４とがオンとなっている間、スイッチング素子１３−２とスイッチング素子１３−３とがオフとなり、逆に、スイッチング素子１３−２とスイッチング素子１３−３とがオンとなっている間、スイッチング素子１３−１とスイッチング素子１３−４とがオフとなるように、スイッチング素子１３−１とスイッチング素子１３−４の組と、スイッチング素子１３−２とスイッチング素子１３−３との組について交互にオン／オフが切り替えられる。これにより、電源１１から力率改善回路１２を介して供給された直流電力は、各スイッチング素子のスイッチング周波数を持つ交流電力に変換されて、送信コイル１４に供給される。
そして送信コイル１４は、電力供給回路１０から供給された交流電力を、空間を介して受電装置３の共振回路２０へ伝送する。
受信器１５は、受電装置３の送信器３２から無線信号を受信する度に、その無線信号から、非接触給電装置１が定電圧出力動作しているか否かなどを表す判定情報を取り出して、制御回路１７へ出力する。そのために、受信器１５は、例えば、所定の無線通信規格に準じて無線信号を受信するアンテナと、その無線信号を復調する通信回路とを有する。なお、所定の無線通信規格は、例えば、ISO/IEC 15693、ZigBee（登録商標）、あるいはBluetooth（登録商標）とすることができる。
ゲートドライバ１６−１は、制御回路１７から、力率改善回路１２のスイッチング素子SWのオン／オフを切り替える制御信号を受信し、その制御信号に応じて、スイッチング素子SWのゲート端子に印加する電圧を変化させる。すなわち、ゲートドライバ１６−１は、スイッチング素子SWをオンにする制御信号を受け取ると、スイッチング素子SWのゲート端子に、スイッチング素子SWがオンとなる相対的に高い電圧を印加する。一方、ゲートドライバ１６−１は、スイッチング素子SWをオフにする制御信号を受け取ると、スイッチング素子SWのゲート端子に、スイッチング素子SWがオフとなる、相対的に低い電圧を印加する。これにより、ゲートドライバ１６−１は、制御回路１７により指示されたタイミングで力率改善回路１２のスイッチング素子SWのオン／オフを切り替える。
ゲートドライバ１６−２は、制御回路１７から、各スイッチング素子１３−１〜１３−４のオン／オフを切り替える制御信号を受信し、その制御信号に応じて、各スイッチング素子１３−１〜１３−４のゲート端子に印加する電圧を変化させる。すなわち、ゲートドライバ１６−２は、スイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−４をオンにする制御信号を受け取ると、スイッチング素子１３−１のゲート端子及びスイッチング素子１３−４のゲート端子に、スイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−４がオンとなる相対的に高い電圧を印加する。これにより、電源１１からの電流が、スイッチング素子１３−１、送信コイル１４及びスイッチング素子１３−４を介して流れるようになる。一方、ゲートドライバ１６−２は、スイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−４をオフにする制御信号を受け取ると、スイッチング素子１３−１のゲート端子及びスイッチング素子１３−４のゲート端子に、スイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−４がオフとなり、電源１１からの電流がスイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−４を流れなくなる、相対的に低い電圧を印加する。ゲートドライバ１６−２は、スイッチング素子１３−２及びスイッチング素子１３−３についても同様に、ゲート端子に印加する電圧を制御する。したがって、スイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−４がオフとなり、スイッチング素子１３−２及びスイッチング素子１３−３がオンとなると、電源１１からの電流が、スイッチング素子１３−３、送信コイル１４及びスイッチング素子１３−２を介して流れるようになる。
制御回路１７は、例えば、不揮発性のメモリ回路及び揮発性のメモリ回路と、演算回路と、他の回路と接続するためのインターフェース回路とを有する。そして制御回路１７は、受信器１５から判定情報を受け取る度に、その判定情報に応じて、電力供給回路１０から送信コイル１４に供給される交流電力のスイッチング周波数及び電圧を制御する。
そのために、本実施形態では、制御回路１７は、スイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−４の組とスイッチング素子１３−２及びスイッチング素子１３−３の組とが交互にオンとなり、かつ、スイッチング周波数に対応する１周期内でスイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−４の組がオンとなっている期間とスイッチング素子１３−２及びスイッチング素子１３−３の組がオンとなっている期間とが等しくなるように、各スイッチング素子１３−１〜１３−４を制御する。なお、制御回路１７は、スイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−４の組とスイッチング素子１３−２及びスイッチング素子１３−３の組が同時にオンとなり、電源１１が短絡されることを防止するために、スイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−４の組とスイッチング素子１３−２及びスイッチング素子１３−３の組のオン／オフを切り替える際に、両方のスイッチング素子の組がオフとなるデッドタイムを設けてもよい。
また、制御回路１７は、スイッチング周波数と、そのスイッチング周波数にて定電圧出力となる、送信コイル１４への印加電圧に相当する、力率改善回路１２のスイッチング素子SWのオン／オフ制御のデューティ比との関係を表す参照テーブルを参照して、スイッチング周波数に応じたデューティ比を選択する。そして制御回路１７は、そのデューティ比と、力率改善回路１２のダイオードDからの出力電圧の変化に応じて、スイッチング素子SWのオン／オフを切り替えるタイミングを決定し、そのタイミングを表す制御信号をゲートドライバ１６−１へ出力する。
さらに、受信器１５が受電装置３からの無線信号を受信できない場合、受電装置３は、送電装置２から電力供給を受けることができる位置に存在しない、すなわち、送電装置２は待機状態にあると想定される。そこでこの場合、制御回路１７は、スイッチング素子SWのオン／オフ制御のデューティ比を設定可能な最小値としてもよい。あるいは、制御回路１７は、比較的短い一定期間（例えば、数秒程度）、スイッチング素子SWのオン／オフ制御のデューティ比を予め設定された値として電力供給回路１０を動作させ、その後、比較的長い期間（例えば、数分程度）、各スイッチング素子をオフに保って電力供給回路１０から送信コイル１４への電力供給を停止するといった制御を繰り返す、いわゆるバーストモードで電力供給回路１０を制御してもよい。これにより、送電装置２が待機状態となっている間、送信コイル１４に印加される電圧も設定可能な最小値となるので、エネルギーの損失が抑制される。
なお、制御回路１７による、スイッチング周波数及び送信コイル１４への印加電圧の制御の詳細については後述する。
次に、受電装置３について説明する。
共振回路２０は、互いに並列に接続される受信コイル２１と共振コンデンサ２２とからなるＬＣ共振回路である。そして共振回路２０が有する受信コイル２１の一端が共振コンデンサ２２の一端に接続されるとともに、コイル２３を介して整流平滑回路２４の一方の入力端子に接続される。また、受信コイル２１の他端が共振コンデンサ２２の他端に接続されるとともに、整流平滑回路２４の他方の入力端子に接続される。
受信コイル２１は、送電装置２の送信コイル１４に流れる交流電流と共振することで、送信コイル１４から電力を受信する。そして受信コイル２１は、共振コンデンサ２２及びコイル２３を介して、受信した電力を整流平滑回路２４へ出力する。なお、受信コイル２１の巻き数と、送電装置２の送信コイル１４の巻き数は同一でもよく、あるいは、異なっていてもよい。
共振コンデンサ２２は、その一端で受信コイル２１の一端及びコイル２３と接続され、他端で受信コイル２１の他端及び整流平滑回路２４と接続される。そして共振コンデンサ２２は、受信コイル２１にて受信した電力を、コイル２３を介して整流平滑回路２４へ出力する。
コイル２３は、共振回路２０と整流平滑回路２４との間に接続される。本実施形態では、コイル２３は、受信コイル２１と直列となるように、その一端で共振回路２０の受信コイル２１及び共振コンデンサ２２と接続され、他端で整流平滑回路２４と接続される。そしてコイル２３は、共振回路２０からの電力を整流平滑回路２４へ出力する。なお、このコイル２３が設けられることにより、ＳＰＬ方式と同様に、受電した電力の高調波成分が抑制される。
整流平滑回路２４は、整流回路の一例であり、ブリッジ接続された４個のダイオードを有する全波整流回路２５と平滑コンデンサ２６とを有し、共振回路２０により受信され、かつ、コイル２３を介して受け取った電力を整流し、かつ、平滑化して、直流電力に変換する。そして整流平滑回路２４は、その直流電力を、負荷回路２７に出力する。
電圧検出回路２８は、整流平滑回路２４の両端子間の出力電圧を所定の周期ごとに測定する。整流平滑回路２４の両端子間の出力電圧は、共振回路２０の出力電圧と１対１に対応するので、整流平滑回路２４の両端子間の出力電圧の測定値は、間接的に共振回路２０の出力電圧の測定値となる。電圧検出回路２８は、例えば、直流電圧を検出できる公知の様々な電圧検出回路の何れかとすることができる。そして電圧検出回路２８は、その出力電圧の測定値を表す電圧検出信号を定電圧判定回路２９へ出力する。
定電圧判定回路２９は、電圧検出回路２８から受け取った出力電圧の測定値に基づいて、非接触給電装置１が定電圧出力動作しているか否か、及び、出力電圧の測定値が定電圧出力動作が行われているときの電圧の許容範囲内に含まれているか否か判定する。そして定電圧判定回路２９は、その判定結果を送信器３２へ通知する。そのために、定電圧判定回路２９は、例えば、電圧の許容範囲を記憶するメモリ回路と、出力電圧の測定値と電圧の許容範囲とを比較する演算回路とを有する判定回路３０を有する。
さらに、定電圧判定回路２９は、整流平滑回路２４と負荷回路２７との間に接続される、MOSFETといったスイッチング素子３１を有する。このスイッチング素子３１は、オフとなると整流平滑回路２４から負荷回路２７へ電流が流れないようにし（すなわち、Rac=∞）、一方、オンとなると整流平滑回路２４から負荷回路２７へ電流が流れるようにする。そして定電圧判定回路２９の判定回路３０は、出力電圧の測定値が、電圧の許容範囲から外れている間、所定の周期でスイッチング素子３１のオン／オフを切り替える。これにより、その所定の周期で、整流平滑回路２４と接続される、負荷回路２７を含む回路全体の抵抗値が変化する。したがって、判定回路３０は、スイッチング素子３１のオン／オフを切り替えながら、出力電圧の測定値が略一定となるか否かを判定することで、非接触給電装置１が定電圧出力動作しているか否かを判定できる。そこで、判定回路３０は、所定の周期でスイッチング素子３１のオン／オフを切り替えても出力電圧の測定値が略一定となっている間、非接触給電装置１が定電圧出力動作していることを送信器３２へ通知する。
また、判定回路３０は、出力電圧の測定値が所定の周期よりも長い一定期間の間、非接触給電装置１が定電圧出力動作している場合、スイッチング素子３１のオン／オフの切り替えを停止して、オンとなる状態を維持する。そして判定回路３０は、出力電圧の測定値が電圧の許容範囲に含まれるか否か判定し、その判定結果を送信器３２へ通知する。
その際、判定回路３０は、出力電圧の測定値が所定の周期よりも長い一定期間の間、電圧の許容範囲に含まれる場合、非接触給電装置１が定電圧出力動作しており、かつ、出力電圧の測定値が電圧の許容範囲内であることを表す判定結果を送信器３２へ通知する。
なお、変形例によれば、定電圧判定回路２９は、整流平滑回路２４に対して、負荷回路２７と並列に接続される抵抗を有していてもよい。この場合、スイッチング素子３１は、その抵抗と直列、かつ、負荷回路２７と並列となるように設けられてもよい。この場合には、出力電圧の測定値が電圧の許容範囲に含まれる間、判定回路３０は、スイッチング素子３１をオフにする。一方、出力電圧の測定値が電圧の許容範囲から外れると、上記の実施形態と同様に、判定回路３０は、所定の周期でスイッチング素子３１のオン／オフを切り替えればよい。この変形例によれば、非接触給電装置１が定電圧出力動作していない場合にも、負荷回路２７への電力供給が継続される。
さらに他の変形例によれば、上記の抵抗と並列、かつ、負荷回路２７と直列に、MOSFETといった第２のスイッチング素子が設けられてもよい。この場合、出力電圧の測定値が電圧の許容範囲に含まれる間、判定回路３０は、第２のスイッチング素子をオンにして、負荷回路２７への電力供給を可能とする。一方、出力電圧の測定値が電圧の許容範囲から外れると、判定回路３０は、第２のスイッチング素子をオフにして、負荷回路２７への電力供給を停止してもよい。これにより、送電装置２においてスイッチング周波数が調整されている間に、受電した電力の電圧が過度に高くなっても、その過度に高い電圧が負荷回路２７に印加されることが防止される。
送信器３２は、所定の送信周期ごとに、定電圧判定回路２９の判定回路３０から受け取った判定結果に応じて、非接触給電装置１が定電圧出力動作しているか否か、及び、出力電圧の測定値が電圧の許容範囲に含まれるか否かを表す判定情報を含む無線信号を生成し、その無線信号を送電装置２の受信器１５へ向けて送信する。そのために、送信器３２は、例えば、所定の無線通信規格に準じて無線信号を生成する通信回路と、その無線信号を出力するアンテナとを有する。なお、所定の無線通信規格は、受信器１５と同様に、例えば、ISO/IEC 15693、ZigBee（登録商標）、あるいはBluetooth（登録商標）とすることができる。
以下、非接触給電装置１の動作の詳細について説明する。
本実施形態では、送電装置２の制御回路１７は、受信器１５から受け取った判定情報に基づいて、非接触給電装置１が定電圧出力動作を継続するように、電力供給回路１０から送信コイル１４に供給される交流電力のスイッチング周波数及び電圧を制御する。
ここで、本実施形態による非接触給電装置は、ＳＰＬ方式による非接触給電装置と比較して、送電側において共振回路の共振を利用しない点で相違する。このことから、非接触給電装置１の出力電圧の周波数特性は、図１の等価回路において、送電側の共振回路の共振が給電に影響しないように、送電側の共振回路における、送信コイルと直列接続されるコンデンサの静電容量Cr1を大きくして、送電側の共振回路の共振周波数を低下させたときのＳＰＬ方式の非接触給電装置の出力電圧の周波数特性と類似したものとなる。
図５は、本実施形態による非接触給電装置１の出力電圧の周波数特性のシミュレーション結果の一例を示す図である。図５において、横軸は、周波数を表し、縦軸は、出力電圧を表す。なお、このシミュレーションでは、図２に示されたシミュレーションに用いられた各回路素子のパラメータの値と同じ値を使用した。グラフ５０１は、結合度k=0.15、負荷回路２７の交流等価抵抗値をRacとしたときの出力電圧の周波数特性を表す。またグラフ５０２は、結合度k=0.15、負荷回路２７の交流等価抵抗値を(10*Rac)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。また、グラフ５０３は、結合度k=0.3、負荷回路２７の交流等価抵抗値をRacとしたときの出力電圧の周波数特性を表す。またグラフ５０４は、結合度k=0.3、負荷回路２７の交流等価抵抗値を(10*Rac)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。さらに、グラフ５０５は、結合度k=0.6、負荷回路２７の交流等価抵抗値をRacとしたときの出力電圧の周波数特性を表す。またグラフ５０６は、結合度k=0.6、負荷回路２７の交流等価抵抗値を(10*Rac)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。
図５では、送信コイル１４が共振しないため、図５に示される周波数の範囲では、図２と比較して、低周波数側で出力電圧の極値がなくなっている。しかし、この場合でも、結合度kが変化しない条件下で、負荷回路２７の交流等価抵抗値が変化しても出力電圧が略一定となる（すなわち、定電圧出力となる）、周波数と出力電圧の組み合わせは、結合度ごとに（図のポイント５１１〜５１３の３通り）存在する。したがって、送信コイル１４が共振しないスイッチング周波数を持つ交流電力を送信コイル１４に印加しても、負荷回路２７の抵抗値の変化に対して非接触給電装置１を定電圧出力動作させることができることが分かる。さらに、ポイント５１１〜５１３で示される通り、負荷回路２７の抵抗値の変動に関して定電圧出力となるときの出力電圧は、結合度に応じて互いに異なっているものの、この出力電圧の差は、送信コイル１４に印加する電圧を調節することで、結合度によらず、略一定の出力電圧とすることができる。
図６は、図５に示されたシミュレーションにおいて、結合度に応じて送信コイル１４に印加する電圧を変化させたときの、出力電圧の周波数特性のシミュレーション結果の一例を示す図である。図６において、横軸は、周波数を表し、縦軸は、出力電圧を表す。グラフ６０１は、結合度k=0.15、負荷回路２７の交流等価抵抗値をRac、送信コイルに印加される電圧をVinとしたときの出力電圧の周波数特性を表す。またグラフ６０２は、結合度k=0.15、負荷回路２７の交流等価抵抗値を(10*Rac) 、送信コイルに印加される電圧をVinとしたときの出力電圧の周波数特性を表す。また、グラフ６０３は、結合度k=0.3、負荷回路２７の交流等価抵抗値をRac、送信コイルに印加される電圧を(0.47*Vin)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。またグラフ６０４は、結合度k=0.3、負荷回路２７の交流等価抵抗値を(10*Rac) 、送信コイルに印加される電圧を(0.47*Vin)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。さらに、グラフ６０５は、結合度k=0.6、負荷回路２７の交流等価抵抗値をRac、送信コイルに印加される電圧を(0.19*Vin)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。またグラフ６０６は、結合度k=0.6、負荷回路２７の交流等価抵抗値を(10*Rac) 、送信コイルに印加される電圧を(0.19*Vin)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。
図５に示されたポイント５１１〜５１３に対応する、結合度kが変化しない条件下で、負荷回路２７の交流等価抵抗値が変化しても出力電圧が略一定となる（すなわち、定電圧出力となる）、周波数と出力電圧の組み合わせは、ポイント６１１〜６１３の３通りとなる。そしてポイント６１１〜６１３のそれぞれの出力電圧は、互いに略等しい。
以上により、負荷回路２７の抵抗値及び結合度の何れが変動しても、送信コイル１４に印加する交流電力のスイッチング周波数及び電圧を適切に調節することで、出力電圧が略一定に保たれることが分かる。
さらに、ポイント６１１に相当する周波数と、ポイント６１３に相当する周波数の差は、図２に示される、ポイント２１４に相当する周波数と、ポイント２１６に相当する周波数の差よりも小さい。このことから、非接触給電装置１を定電圧出力動作させる際の周波数の調整範囲は、ＳＰＬ方式による非接触給電装置を、送電側の共振回路が共振しない周波数にて定電圧出力動作させたときの周波数の調整範囲よりも狭くできることが分かる。
図７は、図５に示されたシミュレーションでの各回路素子のパラメータを用いたときの、非接触給電装置１の入力インピーダンスZinspl(s,k,Rac)の周波数特性のシミュレーション結果の一例を示す図である。図７において、横軸は周波数を表し、縦軸は入力インピーダンスを表す。そしてグラフ７０１〜７０４は、それぞれ、負荷回路２７の交流等価抵抗値をRacとし、結合度kを0.001、0.15、0.3、0.6としたときの、入力インピーダンスZinspl(s,k,Rac)の周波数特性を表す。なお、このシミュレーションでも、入力インピーダンスZinspl(s,k,Rac)の周波数特性は、（３）式に従って算出した。
図７に示されるように、図６に示されるポイント６１１での周波数f1よりも高い周波数領域、すなわち、非接触給電装置を定電圧出力動作させる周波数領域では、結合度k=0.001としても、入力インピーダンスZinspl(s,k,Rac)はある程度大きな値となっている。したがって、受電装置が送電装置から電力供給を受けることができる位置に存在しない待機状態において、送信コイルに交流電力が供給されても、送信コイルに流れる電流は小さくなり、その結果としてエネルギーの損失が抑制されることが分かる。
以上により、制御回路１７は、定電圧出力動作を達成するために、下記のように送信コイル１４に印加される交流電力のスイッチング周波数及び電圧を制御する。
受電装置３から受信器１５を介して受けとった無線信号に含まれる判定情報において、非接触給電装置１が定電圧出力動作していないことが示されている場合、制御回路１７は、交流電力のスイッチング周波数を所定の周波数領域内で変化させる。所定の周波数領域は、例えば、送電装置２から受電装置３への給電が行われる場合における、送信コイル１４と受信コイル２１間の想定される結合度の最小値において定電圧出力となる周波数を下限とし、送信コイル１４と受信コイル２１間の想定される結合度の最大値において定電圧出力となる周波数を上限とする周波数領域とすることができる。
制御回路１７は、スイッチング周波数を変化させる際、所定の周波数領域の下限から上限まで順にスイッチング周波数を高くしてもよく、あるいは、逆に、所定の周波数領域の上限から下限まで順にスイッチング周波数を低くしてもよい。その際、制御回路１７は、受電装置３の定電圧判定回路２９が出力電圧が略一定となったか否かを調べることができるように、定電圧判定回路２９の判定回路３０がスイッチング素子３１のオンとオフを切り替える周期よりも長い期間、同じスイッチング周波数を保つように、ステップ状にスイッチング周波数を変化させることが好ましい。
なお、制御回路１７は、スイッチング周波数を調整している間、送信コイル１４に印加する電圧を下限の電圧にまで低下させることが好ましい。これにより、受電装置３に供給される電力の電圧が過度に高くなることが抑制される。
制御回路１７は、受電装置３から受信器１５を介して受けとった無線信号に含まれる判定情報において、出力電圧の測定値が電圧の許容範囲には含まれないものの、負荷回路の抵抗が変化しても略一定となること、すなわち、定電圧出力動作が行われていることが示されていると、それ以降、スイッチング周波数を一定に保つ。そして次に、制御回路１７は、スイッチング周波数と、そのスイッチング周波数において結合度によらず一定の電圧出力となる、力率改善回路１２のスイッチング素子SWのオン／オフ制御のデューティ比との関係を示す参照テーブルを参照して、そのデューティ比を決定する。そして制御回路１７は、そのデューティ比に従って力率改善回路１２のスイッチング素子SWのオン／オフを切り替えるよう、ゲートドライバ１６−１を制御する。これにより、共振回路２０からの出力電圧が電圧の許容範囲に含まれるように、すなわち、結合度によらずに一定の電圧が出力されるように、送信コイル１４に印加される電圧が調整される。そして制御回路１７は、受電装置３から受信器１５を介して受けとった無線信号に含まれる判定情報において、出力電圧の測定値が電圧の許容範囲に含まれることが示されると、送信コイル１４に供給される交流電力のスイッチング周波数及び電圧を一定に保つ。
なお、制御回路１７は、上記の参照テーブルを参照してデューティ比を決定する代わりに、受電装置３から受信器１５を介して受けとった無線信号に含まれる判定情報において、出力電圧の測定値が電圧の許容範囲に含まれることが示されるようになるまで、徐々にデューティ比を変化させてもよい。
また、エネルギー伝送効率を向上するためには、送電装置２の電力供給回路１０及び送信コイル１４が継続してソフトスイッチング（誘導性）動作することが好ましい。電力供給回路１０及び送信コイル１４がソフトスイッチング動作するためには、送信コイル１４を流れる電流の位相が印加される電圧の位相よりも遅れることが好ましい。これにより、例えば、スイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−４がオンとなる際に、スイッチング素子１３−１のソース端子からドレイン端子へ向かって電流が流れることになるので、電力供給回路１０及び送信コイル１４がソフトスイッチング動作することとなり、スイッチングロスの発生が抑制される。
図８は、本実施形態による非接触給電装置１における、送信コイル１４に印加される交流電力についての電圧の位相に対する電流の位相の遅れの周波数特性を示す図である。図８において、横軸は周波数を表し、縦軸は位相を表す。なお、この図において、位相が正の値を持つ場合、電圧の位相に対して電流の位相が遅れていることを示す。グラフ８０１は、結合度k=0.15、負荷回路の交流等価抵抗値をRacとしたときの位相の遅れの周波数特性を表す。またグラフ８０２は、結合度k=0.15、負荷回路の交流等価抵抗値を(10*Rac)としたときの位相の遅れの周波数特性を表す。また、グラフ８０３は、結合度k=0.3、負荷回路の交流等価抵抗値をRacとしたときの位相の遅れの周波数特性を表す。またグラフ８０４は、結合度k=0.3、負荷回路の交流等価抵抗値を(10*Rac)としたときの位相の遅れの周波数特性を表す。さらに、グラフ８０５は、結合度k=0.6、負荷回路の交流等価抵抗値をRacとしたときの位相の遅れの周波数特性を表す。またグラフ８０６は、結合度k=0.6、負荷回路の交流等価抵抗値を(10*Rac)としたときの位相の遅れの周波数特性を表す。
グラフ８０１〜８０６に示されるように、図６に示されるポイント６１１〜６１３に対応する周波数を含む周波数領域において、すなわち、非接触給電装置１を定電圧出力動作させる周波数領域では、定電圧出力動作となる結合度と周波数の組み合わせについて位相の遅れが正の値を持っていることが分かる。したがって、本実施形態による非接触給電装置１は、電力供給回路１０及び送信コイル１４をソフトスイッチング動作させることができることが分かる。
以上に説明してきたように、この非接触給電装置は、送電装置の送信コイルに、送信コイルが共振しないスイッチング周波数を持つ交流電力を供給することで、結合度が低下する場合でも、入力インピーダンスがある程度の大きさを持つようにして、送信コイルに流れる電流の増加を抑制する。そのため、この非接触給電装置は、受電装置が送電装置から給電を受けることができる位置に存在しない待機状態となっているときに、送信コイルに交流電力を供給しても、エネルギーの損失を抑制できる。また、この非接触給電装置は、受電装置の共振回路の出力電圧をモニタし、その出力電圧に応じて、送信コイルに印加される交流電力のスイッチング周波数及び電圧を制御する。これにより、この非接触給電装置は、送信コイルと受信コイル間の結合度が変化したり、負荷回路の抵抗値が変化する場合でも、定電圧出力動作することができる。
また、発明者は、受電装置の負荷回路の抵抗値が予め設定された値となる場合には、上記の実施形態による非接触給電装置が定電圧出力動作する周波数において、この非接触給電装置の入力インピーダンスが極小値となるという知見を得た。
図９は、非接触給電装置の出力電圧の周波数特性と入力インピーダンスの周波数特性との関係の一例を示す図である。図９の上側のグラフにおいて、横軸は、周波数を表し、縦軸は、出力電圧を表す。また、図９の下側のグラフにおいて、横軸は、周波数を表し、縦軸は、入力インピーダンスを表す。なお、このシミュレーションでは、図２に示されたシミュレーションに用いられた各回路素子のパラメータの値と同じ値を使用した。上側のグラフにおいて、グラフ９０１（図５のグラフ５０３と同一）は、結合度k=0.3、負荷回路２７の交流等価抵抗値をRacとしたときの非接触給電装置１の出力電圧の周波数特性を表す。またグラフ９０２（図５のグラフ５０４と同一）は、結合度k=0.3、負荷回路２７の交流等価抵抗値を(10*Rac)としたときの非接触給電装置１の出力電圧の周波数特性を表す。また、下側のグラフにおいて、グラフ９１１は、結合度k=0.3、負荷回路２７の交流等価抵抗値をRacとしたときの非接触給電装置１の入力インピーダンスの周波数特性を表す。さらに、グラフ９１２は、結合度k=0.3、負荷回路２７の交流等価抵抗値を(100*Rac)としたときの非接触給電装置１の入力インピーダンスの周波数特性を表す。
図９に示されるように、非接触給電装置１が定電圧出力動作する周波数f0では、負荷回路２７の交流等価抵抗値がRacのときの入力インピーダンスは極小値となる。すなわち、周波数f0にて、送信コイル１４に流れる電流は極大値を持つ。
そこで変形例によれば、送電装置の制御回路は、送信コイルを流れる電流の周波数特性に応じて、非接触給電装置が定電圧出力動作するか否かを判定してもよい。
図１０は、この変形例による、非接触給電装置の概略構成図である。図１０に示されるように、非接触給電装置４は、送電装置４２と、送電装置４２から空間を介して非接触で電力伝送される受電装置４３とを有する。送電装置４２は、電力供給回路５０と、送信コイル５４と、コンデンサ５５と、電流検出回路５６と、受信器５７と、ゲートドライバ５８と、制御回路５９とを有する。一方、受電装置４３は、受信コイル６１及び共振コンデンサ６２を有する共振回路６０と、コイル６３と、全波整流回路６５と平滑コンデンサ６６を有する整流平滑回路６４と、負荷回路６７と、電圧検出回路６８と、定電圧判定回路６９と、固定負荷回路７２と、送信器７３とを有する。
非接触給電装置４は、図４に示された非接触給電装置１と比較して、送電装置４２については、電力供給回路５０の構成と、コンデンサ５５及び電流検出回路５６を有する点と、制御回路５９による制御の一部が相違する。また、受電装置４３については、固定負荷回路７２を有する点で相違する。そこで以下では、上記の相違点及び関連する部分について説明する。
電力供給回路５０は、調節可能なスイッチング周波数、及び、調節可能な電圧を持つ交流電力を送信コイル５４へ供給する。そのために、電力供給回路５０は、電圧可変電源５１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ５２と、３個のスイッチング素子５３−１〜５３−３とを有する。
電圧可変電源５１は、直流電力を供給し、その直流電力の電圧を制御回路５９からの制御によって調整可能な電源である。なお、電圧可変電源５１は、供給する電圧を調整可能な様々な回路構成の何れを有していてもよい。非接触給電装置４が定電圧出力動作している間、電圧可変電源５１から供給される直流電力は、スイッチング素子５３−１及び５３−２を介して交流電力に変換されて送信コイル５４へ供給される。一方、非接触給電装置４が定電圧出力動作するためのスイッチング周波数の調整が行われている間、電圧可変電源５１から供給される直流電力は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５２及びスイッチング素子５３−３を介して送信コイル５４へ供給される。
ＤＣ／ＤＣコンバータ５２の入力端子は、電圧可変電源５１の正極側端子と接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータ５２の出力端子は、ダイオードD及びスイッチング素子５３−３を介してコンデンサ５５の一端と接続される。そしてＤＣ／ＤＣコンバータ５２は、電圧可変電源５１から供給された直流電力の電圧を所定の電圧（例えば、5V）に低下させる。
非接触給電装置４が定電圧出力動作するためのスイッチング周波数の調整が行われている間、ＤＣ／ＤＣコンバータ５２から出力された電圧は、ダイオードD、スイッチング素子５３−３及びコンデンサ５５を介して送信コイル５４へ供給される。
スイッチング素子５３−１〜５３−３は、それぞれ、例えば、nチャネル型のMOSFETとすることができる。スイッチング素子５３−１とスイッチング素子５３−２は、電圧可変電源５１の正極側端子と負極側端子との間に直列に接続される。また、電圧可変電源５１の正極側に、スイッチング素子５３−１が接続され、一方、電圧可変電源５１の負極側に、スイッチング素子５３−２が接続される。そしてスイッチング素子５３−１のドレイン端子は、電圧可変電源５１の正極側端子と接続され、スイッチング素子５３−１のソース端子は、スイッチング素子５３−２のドレイン端子と接続される。また、スイッチング素子５３−１のソース端子、及び、スイッチング素子５３−２のドレイン端子は、コンデンサ５５を介して送信コイル５４の一端と接続される。さらに、スイッチング素子５３−２のソース端子は、電圧可変電源５１の負極側端子、及び、電流検出回路５６を介して送信コイル５４の他端と接続される。
また、スイッチング素子５３−３のドレイン端子は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５２の出力端子と接続され、スイッチング素子５３−３のソース端子は、コンデンサ５５を介して送信コイル５４の一端と接続される。そして各スイッチング素子のゲート端子は、ゲートドライバ５８と接続される。
非接触給電装置４が定電圧出力動作している間、ゲートドライバ５８は、制御回路５９からの制御信号に従って、スイッチング素子５３−３をオフに保つ。またゲートドライバ５８は、制御回路５９からの制御信号に従って、スイッチング素子５３−１とスイッチング素子５３−２のオン／オフを、定電圧出力動作となるスイッチング周波数にて交互に切り替える。すなわち、スイッチング素子５３−１がオンとなり、スイッチング素子５３−２がオフとなる場合には、電圧可変電源５１からスイッチング素子５３−１を介してコンデンサ５５へ電力が供給されてコンデンサ５５が充電されるのに伴って、送信コイル５４へ電流が流れる。一方、スイッチング素子５３−１がオフとなり、スイッチング素子５３−２がオンとなる場合には、コンデンサ５５が放電して、コンデンサ５５から送信コイル５４へ電流が流れる。
また、非接触給電装置４が定電圧出力動作するためのスイッチング周波数の調整が行われている間、ゲートドライバ５８は、制御回路５９からの制御信号に従って、スイッチング素子５３−１をオフに保ち、その代わりに、制御回路５９からの制御信号に従って、スイッチング素子５３−３とスイッチング素子５３−２のオン／オフを、スイッチング周波数にて交互に切り替える。
コンデンサ５５は、送信コイル５４と電力供給回路５０の間に接続される。そしてコンデンサ５５は、各スイッチング素子のスイッチング周波数でのオン／オフの切り替えに応じて充電と放電とを繰り返すことで、送信コイル５４に、スイッチング周波数を持つ交流電力を供給する。なお、スイッチング周波数が調整される周波数範囲において送信コイル５４とコンデンサ５５とが共振回路として動作しないよう、送信コイル５４とコンデンサ５５の共振周波数は、受電装置４３の共振回路６０の共振周波数及びスイッチング周波数が調整される周波数範囲の下限周波数よりも小さくなるように、コンデンサ５５の静電容量が設定されることが好ましい。
電流検出回路５６は、送信コイル５４と電力供給回路５０との間に接続され、送信コイル５４を流れる電流を測定する。そして電流検出回路５６は、電流の測定値を制御回路５９へ出力する。なお、電流検出回路５６は、電流検出回路５６に対して直列に接続される分流用のコンデンサ（図示せず）とともに、送信コイル５４に対して、コンデンサ５５と並列に接続されてもよい。この場合、電流検出回路５６は、間接的に送信コイル５４に流れる電流を測定できる。
また、受電装置４３の定電圧判定回路６９は、上記の実施形態による判定回路３０及びスイッチング素子３１と同様の判定回路７０及びスイッチング素子７１を有する。
定電圧判定回路６９の判定回路７０は、電圧検出回路６８による、共振回路６０からの出力電圧の測定値が、電圧の許容範囲内に保たれている間、すなわち、非接触給電装置４が定電圧出力動作を行っている間、スイッチング素子７１をオンにして、共振回路６０からの出力電圧が整流平滑回路６４を介して負荷回路６７へ供給されるようにする。一方、出力電圧の測定値が、電圧の許容範囲から外れている間、判定回路７０は、スイッチング素子７１をオフにして、共振回路６０からの出力電圧が負荷回路６７へ供給されないようにする。
固定負荷回路７２は、整流平滑回路６４に対して、負荷回路６７と並列に接続され、スイッチング周波数の調整が行われている間、負荷回路６７の基準となる負荷（例えば、図９に示されるシミュレーションによるRac）と略等しい負荷を受電装置４３に提供する。そのために、固定負荷回路７２は、整流平滑回路６４に対して負荷回路６７と並列に接続され、かつ、負荷回路６７の基準となる負荷に応じた抵抗値を持つ抵抗R1を有する。そして抵抗R1は、nチャネル型のMOSFETといったスイッチング素子SW1と直列に接続される。さらに、固定負荷回路７２は、整流平滑回路６４の両出力端子間に、正極側から順に直列に接続される抵抗R2とnpn型のバイポーラトランジスタといったスイッチング素子SW2とを有する。また抵抗R2とスイッチング素子SW2とは、抵抗R1と並列に接続される。そしてスイッチング素子SW1のゲート端子は、抵抗R2とスイッチング素子SW2の一端（この例では、コレクタ端子）との間に接続される。さらに、スイッチング素子SW2のベース端子は、抵抗R3及び逆バイアスされたツェナーダイオードZDを介して整流平滑回路６４の正極側端子と接続される。
非接触給電装置４が定電圧出力動作している間、共振回路６０の出力電圧は、ツェナーダイオードZDの降伏電圧よりも高く、その結果としてスイッチング素子SW2のベース端子には、ツェナーダイオードZD及び抵抗R3を介して電流が供給され、スイッチング素子SW2はオンとなる。その結果、スイッチング素子SW1のゲート端子に印加される電圧は低下して、スイッチング素子SW1はオフとなる。そのため、抵抗R1には共振回路６０からの出力電圧は印加されない。
一方、非接触給電装置４が定電圧出力動作するためのスイッチング周波数の調整が行われている間、ＤＣ／ＤＣコンバータ５２から送信コイル５４へ供給される電力の電圧が低いため、送電装置４２から受電装置４３へ供給される電力も低下する。そのため、共振回路６０からの出力電圧も低下して、ツェナーダイオードZDの降伏電圧よりも低くなる。その結果、スイッチング素子SW2はオフとなり、これに伴い、スイッチング素子SW1のゲート端子に印加される電圧が上昇し、スイッチング素子SW1がオンとなる。そのため、共振回路６０からの出力電圧が、抵抗R1に印加されることとなる。その結果、抵抗R1の持つ固定の負荷が受電装置４３に提供される。
以下、この変形例による、送電装置４２の制御回路５９の動作について説明する。制御回路５９は、非接触給電装置４が定電圧出力動作している間、上記の実施形態と同様に、受電装置４３の共振回路６０からの出力電圧の測定値が所定の許容範囲内となるように、スイッチング周波数に応じた電圧を持つ直流電圧を送信コイル５４に供給するよう、電力供給回路５０の電圧可変電源５１を制御する。また制御回路５９は、ゲートドライバ５８を介して、スイッチング素子５３−３をオフに保つとともに、定電圧出力動作するスイッチング周波数にて、スイッチング素子５３−１及び５３−２のオン／オフを切り替える。
一方、受電装置４３から受信器５７を介して受けとった無線信号に含まれる判定情報において、非接触給電装置４が定電圧出力動作していないことが示されている場合、制御回路５９は、ゲートドライバ５８を介してスイッチング素子５３−１をオフに保つとともに、スイッチング素子５３−３及び５３−２のオン／オフを交互に切り替えることで、ＤＣ／ＤＣコンバータ５２から送信コイル５４に電力が供給されるようにする。また制御回路５９は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５２から送信コイル５４に供給される電圧が所定値となるように、電圧可変電源５１を制御する。これにより、制御回路５９は、送電装置４２から受電装置４３へ供給される電力を、受電装置４３の固定負荷回路７２の抵抗R1に電圧が印加される程度となるまで低下させる。
そして制御回路５９は、スイッチング周波数を変化させながら、電流検出回路５６による、送信コイル５４に流れる電流の測定値を監視して、その電流の測定値が極大値となるスイッチング周波数を検出する。送信コイル５４に流れる電流の測定値が極大値となるスイッチング周波数は、図９に示される周波数f0といった、非接触給電装置４の入力インピーダンスが極小値となる周波数、すなわち、非接触給電装置４が定電圧出力動作する周波数である。そこで制御回路５９は、送信コイル５４に流れる電流の測定値が極大値となるスイッチング周波数が検出されると、そのスイッチング周波数にて、電圧可変電源５１からの電力が送信コイル５４に供給されるように、ゲートドライバ５８を介してスイッチング素子５３−１及び５３−２のオン／オフを制御する。また制御回路５９は、スイッチング素子５３−３をオフにする。これにより、制御回路５９は、非接触給電装置４を定電圧出力動作させることが可能となる。また制御回路５９は、上記のように、受電装置４３の共振回路６０からの出力電圧の測定値が所定の許容範囲内となるように、スイッチング周波数に応じた電圧を持つ直流電圧が送信コイル５４に供給されるよう、電力供給回路５０の電圧可変電源５１を制御する。
この変形例によれば、送電装置の制御回路は、送電装置の送信コイルに流れる電流を監視することで、簡単な制御で、非接触給電装置が定電圧出力動作するスイッチング周波数を検出することができる。
また、上記の実施形態または変形例では、図６のポイント６１１〜６１３で示されるように、非接触給電装置が定電圧出力動作するスイッチング周波数において、出力電圧が極大値とならない。すなわち、非接触給電装置が定電圧出力動作するスイッチング周波数において、電力伝送効率が極大とならない。しかし、非接触給電装置が定電圧出力動作するスイッチング周波数は、出力電圧が極大値となるスイッチング周波数に近いほど、電力伝送効率の観点からは好ましい。
この点について、発明者は、受信コイルと並列に接続されるコンデンサを受電装置に追加することで、非接触給電装置が定電圧出力動作するスイッチング周波数を、出力電圧が極大値となるスイッチング周波数に近づけることができることを見出した。
図１１は、他の変形例による非接触給電装置の概略構成図である。この変形例による非接触給電装置５は、送電装置２と、送電装置２から空間を介して非接触で電力伝送される受電装置４４とを有する。送電装置２は、電力供給回路１０と、送信コイル１４と、受信器１５と、ゲートドライバ１６−１、１６−２と、制御回路１７とを有する。一方、受電装置４４は、受信コイル６１及び共振コンデンサ６２を有する共振回路６０と、コイル６３と、コンデンサ７４と、全波整流回路６５と平滑コンデンサ６６を有する整流平滑回路６４と、負荷回路６７と、電圧検出回路６８と、定電圧判定回路６９と、固定負荷回路７２ａと、送信器７３とを有する。
非接触給電装置５が有する送電装置２は、図４に示された非接触給電装置１の送電装置２と同様の構成及び機能を有する。一方、非接触給電装置５が有する受電装置４４は、図１０に示される非接触給電装置４の受電装置４３と比較して、コンデンサ７４を有する点、及び、固定負荷回路７２ａの構成の一部について相違する。そこで以下では、上記の相違点及び関連する部分について説明する。
コンデンサ７４は、共振回路６０の受信コイル６１及び共振コンデンサ６２のそれぞれと並列に接続される。すなわち、コンデンサ７４の一端は、コイル６３と整流平滑回路６４の一方の入力端子との間に接続され、コンデンサ７４の他端は、受信コイル６１及び共振コンデンサ６２のそれぞれのコイル６３と反対側の一端と整流平滑回路６４の他方の入力端子との間に接続される。
このようなコンデンサ７４が設けられることで、非接触給電装置５が定電圧出力動作するスイッチング周波数と、出力電圧が極大値となるスイッチング周波数との差が減少する。
図１２は、コンデンサ７４の静電容量を変化させたときの出力電圧の周波数特性のシミュレーション結果の一例を示す図である。図１２において、横軸は、周波数を表し、縦軸は、出力電圧を表す。なお、このシミュレーションでは、図２に示されたシミュレーションに用いられた各回路素子のパラメータの値と同じ値を使用した。グラフ１２０１は、コンデンサ７４の静電容量Cp2を0（すなわち、コンデンサ７４が無い場合）とし、結合度k=0.15、負荷回路６７の交流等価抵抗値をRacとしたときの出力電圧の周波数特性を表す。またグラフ１２０２は、コンデンサ７４の静電容量Cp2を0とし、結合度k=0.15、負荷回路６７の交流等価抵抗値を(10*Rac)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。また、グラフ１２０３は、コンデンサ７４の静電容量Cp2を共振コンデンサ６２の静電容量Cp1の0.15倍とし、結合度k=0.15、負荷回路６７の交流等価抵抗値をRacとしたときの出力電圧の周波数特性を表す。またグラフ１２０４は、コンデンサ７４の静電容量Cp2をCp1の0.15倍とし、結合度k=0.15、負荷回路６７の交流等価抵抗値を(10*Rac)としたときの出力電圧の周波数特性を表す。
グラフ１２０１〜１２０４で示されるように、コンデンサ７４の有無にかかわらず、非接触給電装置５は、周波数f0にて定電圧出力動作する。しかし、コンデンサ７４が無く、かつ、負荷回路６７の交流等価抵抗値がRacである場合に、出力電圧が極大値となる周波数f1は、周波数f0と異なっている。これに対して、コンデンサ７４が設けられ、かつ、負荷回路６７の交流等価抵抗値がRacである場合に、出力電圧が極大値となる周波数は、周波数f0と略等しい。このように、コンデンサ７４が設けられることで、非接触給電装置５が定電圧出力動作するスイッチング周波数が、出力電圧が極大値となるスイッチング周波数に近づくことが分かる。
図１３は、この変形例による非接触給電装置５における、コンデンサ７４の静電容量を変化させたときの送信コイル１４に印加される交流電力についての電圧の位相に対する電流の位相の遅れの周波数特性を示す図である。図１３において、横軸は周波数を表し、縦軸は位相を表す。なお、この図において、位相が正の値を持つ場合、電圧の位相に対して電流の位相が遅れていることを示す。また、このシミュレーションでは、図２に示されたシミュレーションに用いられた各回路素子のパラメータの値と同じ値を使用した。グラフ１３０１は、コンデンサ７４の静電容量Cp2を0（すなわち、コンデンサ７４が無い場合）とし、結合度k=0.15、負荷回路の交流等価抵抗値をRacとしたときの位相の遅れの周波数特性を表す。またグラフ１３０２は、コンデンサ７４の静電容量Cp2を共振コンデンサ６２の静電容量Cp1の0.15倍とし、結合度k=0.15、負荷回路の交流等価抵抗値をRacとしたときの位相の遅れの周波数特性を表す。
グラフ１３０１〜１３０２に示されるように、コンデンサ７４が無い場合に位相の遅れが極小値となる周波数よりも、コンデンサ７４が設けられた場合に位相の遅れが極小値となる周波数の方が、図１２に示される、非接触給電装置５が定電圧出力動作する周波数f0に近い。さらに、周波数f0において、コンデンサ７４が無い場合における位相の遅れよりも、コンデンサ７４が設けられた場合における位相の遅れの方が小さい。したがって、コンデンサ７４が設けられることで、非接触給電装置５が定電圧出力動作する際の力率が向上し、その結果として電力伝送効率を向上できることが分かる。
なお、コンデンサ７４の静電容量は、共振コンデンサ６２の静電容量以下であることが好ましい。コンデンサ７４の静電容量が共振コンデンサ６２の静電容量よりも大きくなると、受電装置４４に流れる循環電流が増大して電力伝送効率が低下するためである。
固定負荷回路７２ａは、図１０に示される受電装置４３の固定負荷回路７２と比較して、スイッチング素子SW2、抵抗R2、R3、及び、ツェナーダイオードZDが省略される点で相違する。そしてスイッチング素子SW1のゲート端子は、定電圧判定回路６９の判定回路７０と接続される。すなわち、判定回路７０がスイッチング素子SW1のオン／オフを制御する。
図１２に示されるように、共振回路６０と接続される負荷回路の抵抗が小さいほど、非接触給電装置５の出力電圧の極大値の近傍における、出力電圧の変化は急激となる。さらに、共振回路６０と接続される負荷回路の抵抗が小さいほど、出力電圧の極大値となるスイッチング周波数が、非接触給電装置５が定電圧出力動作するスイッチング周波数に近づく。
そこで、固定負荷回路７２ａの抵抗R1の抵抗値は、負荷回路６７の抵抗値以下であることが好ましい。例えば、抵抗R1の抵抗値は、負荷回路６７の抵抗値の1/10倍〜等倍程度であることが好ましい。
なお、この変形例においても、送電装置２の制御回路１７は、上記の実施形態と同様に、電力供給回路１０から送信コイル１４に印加される交流電力のスイッチング周波数及び電圧を制御することで、非接触給電装置５を定電圧出力動作させることができる。
一方、受電装置４４の判定回路７０は、出力電圧の測定値が、電圧の許容範囲から外れている間、スイッチング素子７１をオフにして、負荷回路６７へ共振回路６０からの出力電力が供給されないようにする。また、判定回路７０は、所定の周期で固定負荷回路７２ａのスイッチング素子SW1のオン／オフを切り替える。これにより、その所定の周期で、共振回路６０と接続される負荷回路の抵抗値が変化する。したがって、判定回路３０は、スイッチング素子３１のオン／オフを切り替えながら、出力電圧の測定値が略一定となるか否かを判定することで、非接触給電装置５が定電圧出力動作しているか否かを判定できる。そこで、判定回路７０は、所定の周期でスイッチング素子SW1のオン／オフを切り替えても出力電圧の測定値が略一定となっていると、非接触給電装置５が定電圧出力動作していることを、送信器７３を介して送電装置２へ通知する。
また、判定回路７０は、出力電圧の測定値が所定の周期よりも長い一定期間の間、非接触給電装置５が定電圧出力動作している場合、スイッチング素子SW1のオン／オフの切り替えを停止して、オフとなる状態を維持し、かつ、スイッチング素子７１をオンにして、負荷回路６７へ出力される電力が恐恐されるようにする。そして判定回路７０は、出力電圧の測定値が電圧の許容範囲に含まれるか否か判定し、その判定結果を送信器７３を介して送電装置２へ通知する。
その際、判定回路７０は、出力電圧の測定値が所定の周期よりも長い一定期間の間、電圧の許容範囲に含まれる場合、非接触給電装置５が定電圧出力動作しており、かつ、出力電圧の測定値が電圧の許容範囲内であることを表す判定結果を送信器７３を介して送電装置２へ通知すればよい。
この変形例によれば、非接触給電装置は、定電圧出力動作する、送信コイルに印加される交流電力のスイッチング周波数を、出力電圧が極大値となるスイッチング周波数に近づけることができるので、電力伝送効率をより向上できる。
なお、受電装置４４において、固定負荷回路７２ａは省略されてもよい。この場合には、図４に示される受電装置３と同様に、送電装置２の制御回路１７が定電圧出力動作するスイッチング周波数を探索している間、判定回路７０は、スイッチング素子７１のオン／オフを所定の周期で切り替えればよい。
また、コンデンサ７４の静電容量が適切に設定されていると、上記のように、共振回路６０と接続される負荷回路の抵抗が比較的大きい場合に出力電圧が極大値となるスイッチング周波数と非接触給電装置５が定電圧出力動作するスイッチング周波数と略等しくなる。
そこで、変形例によれば、送電装置２の制御回路１７が、非接触給電装置５が定電圧出力動作するスイッチング周波数を探索している間、判定回路７０は、固定負荷回路７２ａのスイッチング素子SW1をオンに保ってもよい。そして判定回路７０は、所定の周期ごとに、出力電圧の測定値を送信器７３を介して送電装置２へ通知してもよい。一方、制御回路１７は、送信コイル１４に印加される交流電力のスイッチング周波数を変化させている間に受電装置４４から通知された出力電圧の測定値に基づいて、共振回路６０からの出力電圧が極大値となるスイッチング周波数を検出して、検出したスイッチング周波数を、非接触給電装置５が定電圧出力動作するスイッチング周波数としてもよい。この場合、非接触給電装置５が定電圧出力動作するスイッチング周波数を探索する際の制御が簡単化される。
さらに他の変形例によれば、送電装置において、送信コイルに交流電力を供給する電力供給回路は、スイッチング周波数及び送信コイルに印加する電圧を可変に調節できる回路であれば、上記の実施形態及び変形例とは異なる回路構成を持っていてもよい。
図１４（ａ）及び図１４（ｂ）は、それぞれ、変形例による、電力供給回路の回路図である。
図１４（ａ）に示される電力供給回路１１０は、電源１１と、力率改善回路１２と、二つのスイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−２と、送信コイル１４と直列に接続される、直流遮断用のコンデンサ１３１とを有する。なお、この変形例においても、各スイッチング素子は、例えば、nチャネル型のMOSFETとすることができる。また、力率改善回路１２は、例えば、上記の実施形態における力率改善回路１２と同一とすることができる。
この変形例では、スイッチング素子１３−１とスイッチング素子１３−２は、電源１１の正極側端子と負極側端子との間に直列に接続される。また、電源１１の正極側に、スイッチング素子１３−１が接続され、一方、電源１１の負極側に、スイッチング素子１３−２が接続される。そしてスイッチング素子１３−１のドレイン端子は、電源１１の正極側端子と力率改善回路１２を介して接続され、スイッチング素子１３−１のソース端子は、スイッチング素子１３−２のドレイン端子と接続される。また、スイッチング素子１３−２のソース端子は、電源１１の負極側端子と力率改善回路１２を介して接続される。さらに、スイッチング素子１３−１のソース端子、及び、スイッチング素子１３−２のドレイン端子は、送信コイル１４の一端に接続され、スイッチング素子１３−２のソース端子は、コンデンサ１３１を介して送信コイル１４の他端に接続される。また、各スイッチング素子のゲート端子は、ゲートドライバ１６−２と接続される。
この変形例では、ゲートドライバ１６−２が、制御回路から制御信号に従って、スイッチング素子１３−１とスイッチング素子１３−２のオン／オフを交互に切り替えればよい。すなわち、スイッチング素子１３−１がオンとなり、スイッチング素子１３−２がオフとなる場合には、電源１１から力率改善回路１２及びスイッチング素子１３−１を介して送信コイル１４へ電流が流れ、コンデンサ１３１が充電される。一方、スイッチング素子１３−１がオフとなり、スイッチング素子１３−２がオンとなる場合には、コンデンサ１３１が放電して、コンデンサ１３１から送信コイル１４及びスイッチング素子１３−２を介して電流が流れる。したがって、この変形例では、制御回路が、受電装置３から受信した判定情報に応じて、ゲートドライバ１６−２を介して、スイッチング素子１３−１とスイッチング素子１３−２のオン／オフを切り替えるスイッチング周波数を制御すればよい。
図１４（ｂ）に示される電力供給回路１２０も、電力供給回路１１０と同様に、電源１１と、力率改善回路１２と、二つのスイッチング素子１３−１及びスイッチング素子１３−２と、送信コイル１４と直列に接続されるコンデンサ１３１とを有する。ただし、電力供給回路１２０は、電力供給回路１１０と比較して、送信コイル１４の一端が電源１１の正極側端子と力率改善回路１２を介して接続され、送信コイル１４の他端がコンデンサ１３１を介してスイッチング素子１３−１のソース端子、及び、スイッチング素子１３−２のドレイン端子と接続される。
この変形例でも、ゲートドライバ１６−２が、制御回路から制御信号に従って、スイッチング素子１３−１とスイッチング素子１３−２のオン／オフを交互に切り替えればよい。
なお、図１４（ａ）に示される電力供給回路１１０及び図１４（ｂ）に示される電力供給回路１２０について、スイッチング周波数が調整される周波数範囲において送信コイル１４とコンデンサ１３１とが共振回路として動作しないよう、送信コイル１４とコンデンサ１３１の共振周波数は、受電装置の共振回路の共振周波数及びスイッチング周波数が調整される周波数範囲の下限周波数よりも小さくなるように、コンデンサ１３１の静電容量が設定されることが好ましい。
また、図４に示される実施形態または図１１に示される変形例において、電力供給回路１１０及び電力供給回路１２０と同様に、送信コイル１４と直列に接続される、直流遮断用のコンデンサが設けられてもよい。ただしこの場合も、スイッチング周波数が調整される周波数範囲において送信コイル１４とコンデンサとが共振回路として動作しないよう、送信コイル１４とコンデンサの共振周波数は、受電装置の共振回路の共振周波数及びスイッチング周波数が調整される周波数範囲の下限周波数よりも小さくなるように、コンデンサの静電容量が設定されることが好ましい。
さらに、図４に示される実施形態、図１１に示される変形例、及び、図１４（ａ）及び図１４（ｂ）に示される変形例において、電源と力率改善回路の代わりに、図１０に示されるように、電圧可変電源が用いられてもよい。逆に、図１０に示される変形例において、電圧可変電源の代わりに、図４に示される実施形態における電源と力率改善回路とが用いられてもよい。さらに、図１０に示される変形例において、スイッチング周波数が調整されている間の所定の電圧を持つ電力を送信コイル５４に供給可能なように、電圧可変電源５１が構成されてもよい。この場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータ５２及びスイッチング素子５３−３は省略されてもよい。
また、上記の実施形態または変形例において、送電装置の受信器と受電装置の送信器とを有線にて接続することが可能な場合には、受信器及び送信器は、それぞれ、判定情報を含む信号を有線にて通信可能な通信回路を有していればよい。
このように、当業者は、本発明の範囲内で、実施される形態に合わせて様々な変更を行うことができる。
１、４、５ 非接触給電装置
２、４２ 送電装置
１０、１１０、１２０ 電力供給回路
１１ 電源
１２ 力率改善回路
５１ 電圧可変電源
５２ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１３−１〜１３−４、５３−１〜５３−３ スイッチング素子
１４、５４ 送信コイル
５５ コンデンサ
５６ 電流検出回路
１５、５７ 受信器
１６−１、１６−２、５８ ゲートドライバ
１７、５９ 制御回路
３、４３、４４ 受電装置
２０、６０ 共振回路
２１、６１ 受信コイル
２２、６２ コンデンサ
２３、６３ コイル
２４、６４ 整流平滑回路
２５ 全波整流回路
２６ 平滑コンデンサ
２７、６７ 負荷回路
２８、６８ 電圧検出回路
２９、６９ 定電圧判定回路
３０、７０ 判定回路
３１、７１ スイッチング素子
７２、７２ａ 固定負荷回路
３２、７３ 送信器
７４ コンデンサ
１１１ 交流電源
１３１ コンデンサ

Claims (9)

  1. 送電装置と、前記送電装置から非接触で電力伝送される受電装置とを有する非接触給電装置であって、
    前記送電装置は、
    前記受電装置へ電力を供給する送信コイルと、
    前記送信コイルに対して、前記送信コイルが共振しないスイッチング周波数を持つ交流電力を供給する電力供給回路とを有し、
    前記受電装置は、
    前記送電装置からの電力を受信する受信コイルと、前記受信コイルと並列に接続される共振コンデンサとを有する共振回路と、
    前記共振回路から出力される電力を整流する整流回路と、
    前記共振回路と前記整流回路の間に、前記受信コイルと直列に接続されるコイルと、
    を有する非接触給電装置。
  2. 前記電力供給回路は、前記送信コイルに供給される交流電力のスイッチング周波数及び電圧を調整可能であり、
    前記送電装置は、
    前記非接触給電装置が定電圧出力動作しているか否か、及び、前記共振回路の出力電圧の測定値が所定の電圧の許容範囲内に含まれるか否かを表す判定情報を含む信号を受信する受信器と、
    前記判定情報に応じて、前記電力供給回路から前記送信コイルに供給される前記交流電力のスイッチング周波数及び電圧を制御する制御回路とをさらに有し、
    前記受電装置は、
    前記共振回路から出力される電力の出力電圧を測定して当該出力電圧の測定値を求める電圧検出回路と、
    前記出力電圧の測定値に基づいて、前記非接触給電装置が定電圧出力動作しているか否か、及び、前記共振回路の出力電圧の測定値が前記所定の電圧の許容範囲内に含まれるか否かを判定する定電圧判定回路と、
    前記判定情報を含む信号を前記送電装置へ送信する送信器とをさらに有する、請求項１に記載の非接触給電装置。
  3. 前記制御回路は、前記判定情報が、前記非接触給電装置が定電圧出力動作していないことを表す場合、前記受電装置の前記整流回路と接続される負荷回路の抵抗が変化しても前記出力電圧の測定値が変化しなくなるように、前記電力供給回路から前記送信コイルに供給される前記交流電力のスイッチング周波数を制御する、請求項２に記載の非接触給電装置。
  4. 前記制御回路は、前記判定情報が、前記非接触給電装置が定電圧出力動作していることを表し、かつ、前記共振回路の出力電圧の測定値が前記所定の電圧の許容範囲内に含まれないことを表す場合、前記共振回路の出力電圧の測定値が前記所定の電圧の許容範囲内に含まれるように、前記電力供給回路から前記送信コイルに供給される前記交流電力の電圧を制御する、請求項３に記載の非接触給電装置。
  5. 前記電力供給回路は、前記送信コイルに供給される交流電力のスイッチング周波数及び電圧を調整可能であり、
    前記送電装置は、
    前記送信コイルに流れる電流を測定して当該電流の測定値を求める電流検出回路と、
    前記電流の測定値に応じて、前記電力供給回路から前記送信コイルに供給される前記交流電力のスイッチング周波数及び電圧を制御する制御回路とをさらに有する、請求項１に記載の非接触給電装置。
  6. 前記制御回路は、前記スイッチング周波数を変化させながら、前記電流の測定値を監視して、前記電流の測定値が極大値となるスイッチング周波数を検出し、検出されたスイッチング周波数を持つ交流電力が前記送信コイルに供給されるように前記電力供給回路を制御する、請求項５に記載の非接触給電装置。
  7. 前記受電装置は、一端が前記コイルと前記整流回路の一方の入力端子との間に接続され、他端が前記受信コイル及び前記共振コンデンサと前記整流回路の他方の入力端子との間に接続され、かつ、前記受信コイルと並列に接続されるコンデンサをさらに有する、請求項１に記載の非接触給電装置。
  8. 前記電力供給回路は、前記送信コイルに供給される交流電力のスイッチング周波数及び電圧を調整可能であり、
    前記送電装置は、
    前記非接触給電装置が定電圧出力動作しているか否か、及び、前記共振回路の出力電圧の測定値が所定の電圧の許容範囲内に含まれるか否かを表す判定情報を含む信号を受信する受信器と、
    前記判定情報に応じて、前記電力供給回路から前記送信コイルに供給される前記交流電力のスイッチング周波数及び電圧を制御する制御回路とをさらに有し、
    前記受電装置は、
    前記共振回路から出力される電力の出力電圧を測定して当該出力電圧の測定値を求める電圧検出回路と、
    前記出力電圧の測定値に基づいて、前記非接触給電装置が定電圧出力動作しているか否か、及び、前記共振回路の出力電圧の測定値が前記所定の電圧の許容範囲内に含まれるか否かを判定する定電圧判定回路と、
    前記判定情報を含む信号を前記送電装置へ送信する送信器とをさらに有する、請求項７に記載の非接触給電装置。
  9. 前記受電装置は、
    前記整流回路と接続される負荷回路の抵抗値以下の抵抗値を持つ負荷を前記整流回路と接続するか否かを切り替え可能な固定負荷回路をさらに有し、
    前記定電圧判定回路は、前記出力電圧の測定値に基づいて、前記非接触給電装置が定電圧出力動作していないと判定した場合、前記固定負荷回路の前記負荷を前記整流回路に接続させ、かつ、所定の周期ごとに前記出力電圧の測定値を前記送信器に前記送電装置へ送信させ、
    前記送電装置の前記制御回路は、受信した前記出力電圧の測定値に基づいて、前記出力電圧が極大値となるように、前記電力供給回路から前記送信コイルに供給される前記交流電力のスイッチング周波数を制御する、請求項８に記載の非接触給電装置。
JP2018043072A 2017-05-19 2018-03-09 非接触給電装置 Active JP6390808B1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US16/612,190 US11095160B2 (en) 2017-05-19 2018-05-11 Non-contact power supply device
PCT/JP2018/018374 WO2018212102A1 (ja) 2017-05-19 2018-05-11 非接触給電装置
CN201880028314.9A CN110582922B (zh) 2017-05-19 2018-05-11 非接触供电装置

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017100194 2017-05-19
JP2017100194 2017-05-19

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP6390808B1 true JP6390808B1 (ja) 2018-09-19
JP2018196318A JP2018196318A (ja) 2018-12-06

Family

ID=63579914

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2018043072A Active JP6390808B1 (ja) 2017-05-19 2018-03-09 非接触給電装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US11095160B2 (ja)
JP (1) JP6390808B1 (ja)
CN (1) CN110582922B (ja)
WO (1) WO2018212102A1 (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE112019006031T5 (de) 2018-12-03 2021-09-09 Omron Corporation Kontaktlose energieversorungsvorrichtung
US11444490B2 (en) 2018-11-06 2022-09-13 Omron Corporation Non-contact power feeding device
DE102022130370A1 (de) 2021-12-14 2023-06-15 Omron Corporation Kontaktlose Energieversorgungsvorrichtung

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6399244B1 (ja) * 2017-06-02 2018-10-03 オムロン株式会社 非接触給電装置及び異常停止方法
CN111934444B (zh) * 2020-08-12 2022-03-22 安洁无线科技（苏州）有限公司 无线充电保护系统及方法
CN113794287B (zh) * 2021-09-15 2023-08-04 西南交通大学 基于双通道t型电路的恒流-恒压充电无线电能传输系统

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5224295B2 (ja) * 2009-08-21 2013-07-03 国立大学法人埼玉大学 非接触給電装置及び非接触給電方法
US8729735B2 (en) 2009-11-30 2014-05-20 Tdk Corporation Wireless power feeder, wireless power receiver, and wireless power transmission system
JP5672844B2 (ja) * 2009-12-02 2015-02-18 Tdk株式会社 ワイヤレス電力伝送システム
US9561730B2 (en) * 2010-04-08 2017-02-07 Qualcomm Incorporated Wireless power transmission in electric vehicles
JP5612956B2 (ja) * 2010-08-04 2014-10-22 矢崎総業株式会社 非接触電力伝送装置
JP5753906B2 (ja) * 2011-09-29 2015-07-22 株式会社日立パワーソリューションズ 充電制御装置および充電制御方法
CN104160588A (zh) * 2012-02-09 2014-11-19 株式会社泰库诺瓦 双向非接触供电系统
JP6157878B2 (ja) * 2013-03-01 2017-07-05 株式会社トーキン 非接触電力伝送システム
JP6111139B2 (ja) * 2013-05-21 2017-04-05 株式会社テクノバ 双方向非接触給電装置
JP5977213B2 (ja) 2013-08-21 2016-08-24 トヨタ自動車株式会社 非接触電力伝送システム
US9815381B2 (en) * 2015-02-27 2017-11-14 Qualcomm Incorporated Systems, methods, and apparatus for partial electronics integration in vehicle pads for wireless power transfer applications
JP2018113831A (ja) * 2017-01-13 2018-07-19 オムロン株式会社 非接触給電装置
JP6680243B2 (ja) * 2017-03-02 2020-04-15 オムロン株式会社 非接触給電装置
JP7003708B2 (ja) * 2018-02-07 2022-01-21 オムロン株式会社 非接触給電装置
JP6904280B2 (ja) * 2018-03-06 2021-07-14 オムロン株式会社 非接触給電装置
JP6907969B2 (ja) * 2018-03-06 2021-07-21 オムロン株式会社 非接触給電装置
JP7102944B2 (ja) * 2018-05-29 2022-07-20 オムロン株式会社 非接触給電装置
JP7408952B2 (ja) * 2019-08-28 2024-01-09 オムロン株式会社 非接触給電装置

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11444490B2 (en) 2018-11-06 2022-09-13 Omron Corporation Non-contact power feeding device
DE112019006031T5 (de) 2018-12-03 2021-09-09 Omron Corporation Kontaktlose energieversorungsvorrichtung
DE102022130370A1 (de) 2021-12-14 2023-06-15 Omron Corporation Kontaktlose Energieversorgungsvorrichtung

Also Published As

Publication number Publication date
WO2018212102A1 (ja) 2018-11-22
US11095160B2 (en) 2021-08-17
US20210135495A1 (en) 2021-05-06
CN110582922B (zh) 2023-06-02
CN110582922A (zh) 2019-12-17
JP2018196318A (ja) 2018-12-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6390808B1 (ja) 非接触給電装置
JP6399244B1 (ja) 非接触給電装置及び異常停止方法
US11329513B2 (en) Contactless power transmission apparatus
WO2019171785A1 (ja) 非接触給電装置
WO2019155820A1 (ja) 非接触給電装置
WO2019171786A1 (ja) 非接触給電装置
EP3547497B1 (en) Contactless power supply device
JP2019176565A (ja) 非接触給電装置
JP6384569B1 (ja) 非接触給電装置
US11245291B2 (en) Non-contact power supply device capable of performing constant voltage output operation
US11121587B2 (en) Non-contact power supply device capable of performing constant voltage output operation
JP6791185B2 (ja) 非接触給電装置
WO2020116033A1 (ja) 非接触給電装置

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20180705

A871 Explanation of circumstances concerning accelerated examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A871

Effective date: 20180705

A975 Report on accelerated examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971005

Effective date: 20180713

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20180724

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20180806

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6390808

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150