JP6647470B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

一次側直流端子（５ａ，６ａ）及び二次側直流端子（５ｂ、６ｂ）を電力変換装置（１００）の外部電源によって充電する起動制御において、まず、一次側ブリッジ回路（３０ａ）及び二次側ブリッジ回路（３０ｂ）のスイッチング動作を停止した状態で、一方側の直流端子が外部電源により充電される。続いて、未充電の直流端子と接続されたブリッジ回路がスイッチング動作を停止してダイオード整流モードで動作する一方で、充電済の直流端子と接続されたブリッジ回路が、スイッチング動作によって電圧パルス幅が可変制御された交流電圧を出力するように動作する。この際に、未充電の直流端子に対する充電側の直流端子の電圧差が大きいほど、電圧パルス幅が小さくなるように制御される。

Description

本発明は電力変換装置に関し、より特定的には、直流電力を直流電力に変換する、即ち、ＤＣ／ＤＣ変換を行う電力変換装置に関する。

太陽光発電や蓄電池システム等を用いる場合には、双方向に電力伝送可能なＤＣ／ＤＣ変換器が適用される。特に、ＤＡＢ（Dual Active Bridge）構成のＤＣ／ＤＣ変換器は、２台のフルブリッジインバータの交流側の端子を、リアクトル及び変圧器等のインダクタンス要素を介して接続する比較的単純な構造であるともに、対称な回路構成であるため、双方向の電力伝送における特性が等しくなる。これらの特徴から、ＤＡＢ構成のＤＣ／ＤＣ変換器が広く用いられている。

一般的に、ＤＡＢ構成のＤＣ／ＤＣ変換器では、一方の直流端子から電力を受電してＤＣ／ＤＣ変換器を起動する場合には、他方の直流端子が無電圧の状態であるため、内部、特に、インダクタンス要素に過大な突入電流が生じないようにする必要がある。

特許第６００３９３２号公報（特許文献１）に記載されたＤＡＢ構成の電力変換装置では、フルブリッジインバータの上アームを構成する半導体スイッチング素子を活性領域で動作させることで、突入電流を減少する起動制御が記載される。

特許第６００３９３２号公報

しかしながら、特許文献１の電力変換装置では、起動制御時と、起動後の通常制御時との間でゲートドライバの電圧を可変とする必要があるため、回路構成の複雑化が懸念される。

本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、本発明の目的は、ＤＡＢ構成の電力変換装置を、高速かつ安全に起動することである。

本発明のある局面では、電力変換装置は、一次側直流端子及び二次側直流端子の間で双方向にＤＣ／ＤＣ変換を行う電力変換器と、電力変換器の動作を制御する制御器とを備える。電力変換器は、一次側ブリッジ回路と、二次側ブリッジ回路と、インダクタンス要素とを含む。一次側ブリッジ回路は、半導体スイッチング素子を含んで構成されて、一次側直流端子と一次側交流端子との間で双方向にＤＣ／ＡＣ電力変換を行う。二次側ブリッジ回路は、半導体スイッチング素子を含んで構成されて、二次側直流端子と二次側交流端子との間で双方向にＤＣ／ＡＣ電力変換を行う。インダクタンス要素は、一次側交流端子及び二次側交流端子の間に接続される。制御器は、電力変換器の外部の電源によって一次側直流端子及び二次側直流端子を予め定められた電圧まで充電する起動制御を実行する。起動制御において、一次側ブリッジ回路及び二次側ブリッジ回路がスイッチング動作を停止した状態で外部の電源によって一次側直流端子及び二次側直流端子のうちの一方側の直流端子を充電した後に、一次側直流端子及び二次側直流端子のうちの他方側の直流端子を充電する充電制御が実行される。充電制御において、一次側ブリッジ回路及び二次側ブリッジ回路のうちの他方側の直流端子と接続された他方側のブリッジ回路はスイッチング動作を停止してダイオード整流モードで動作する一方で、一次側ブリッジ回路及び二次側ブリッジ回路のうちの一方側の直流端子と接続された一方側のブリッジ回路は、電圧パルス幅が可変制御される交流電圧をインダクタンス要素へ出力するようにスイッチング動作する。制御器は、他方側の直流端子に対する一方側の直流端子の電圧差が大きいほど電圧パルス幅が小さくなるように、一方側のブリッジ回路のスイッチング動作を制御する。

本発明によれば、一方側の直流端子の充電完了後に他方側の直流端子を充電する充電制御において、一方側のブリッジ回路からインダンクタンス要素を経由して、ダイオード整流モードで動作する他方側のブリッジ回路へ供給される交流電圧の電圧パルス幅を、他方側の直流端子の直流電圧に対する一方側の直流端子（充電済）の直流電圧の電圧差が大きいほど電圧パルス幅が小さくなるように制御することにより、充電開始時及び充電の進行時を通じて電流量を適切に設定できるので、ＤＡＢ構成の電力変換装置を、高速かつ安全に起動することができる。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成を説明する回路図である。 図１に示された半導体スイッチング素子の構成例を説明する回路図である。 図１に示されたインダクタンス要素の第１の例を説明する回路図である。 図１に示されたインダクタンス要素の第２の例を説明する回路図である。 実施の形態１に係る電力変換装置のコントローラによる制御構成を説明するブロック図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の通常制御時におけるＤＣ／ＤＣ変換器の動作波形例である。 図５に示された起動制御部の構成を詳細に説明するブロック図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の起動制御における制御処理を説明するフローチャートである。 起動制御中のθｓ可変制御時におけるＤＣ／ＤＣ変換器の動作波形例である。 実施の形態２に係る電力変換装置のコントローラによる制御構成を説明するブロック図である。 図１０に示された起動制御部の構成を詳細に説明するブロック図である。 ブリッジ回路での通常制御時のスイッチングパターンを説明する動作波形図である。 実施の形態３に係る電力変換装置におけるθｓ可変制御でのブリッジ回路でのスイッチングパターンの第１の例を説明する動作波形図である。 実施の形態３に係る電力変換装置におけるθｓ可変制御でのブリッジ回路でのスイッチングパターンの第２の例を説明する動作波形図である。 実施の形態４に係る電力変換装置におけるθｓ可変制御される交流電圧波形と電流検出タイミングとの関係の一例を説明する動作波形図である。 実施の形態５に係る電力変換装置の構成を説明するブロック図である。 実施の形態５に係る電力変換装置のコントローラによる制御構成を説明するブロック図である。 図１７に示された電圧バランス制御部の構成を詳細に説明するブロック図である。 図１７に示された起動制御部の構成を詳細に説明するブロック図である。 実施の形態５に係る電力変換装置におけるコントローラによる制御構成の変形例を説明するブロック図である。 図２０に示された起動制御部の構成を詳細に説明するブロック図である。

以下に、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一又は相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。

実施の形態１．
図１は、本実施の形態１に係る電力変換装置１００の構成を説明する回路図である。

図１を参照して、電力変換装置１００は、一次側直流端子５ａ，６ａと、ＤＣ／ＤＣ変換器１０と、「制御器」に対応するコントローラ２０と、二次側直流端子５ｂ，６ｂとを備える。ＤＣ／ＤＣ変換器１０は、一次側直流端子５ａ，６ａ間の一次側直流電圧Ｖｄｃ１と、二次側直流端子５ｂ，６ｂ間の二次側直流電圧Ｖｄｃ２との間で電力変換（ＤＣ／ＤＣ変換）を実行する。

コントローラ２０は、ＤＣ／ＤＣ変換器１０による電力変換を制御する。例えば、コントローラ２０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）２１と、メモリ２２と、入出力（Ｉ／Ｏ）回路２３とを備えた、マイクロプロセッサによって構成することができる。入出力回路２３は、ＤＣ／ＤＣ変換器１０に配置されたセンサ類による検出値の入力、及び、ＤＣ／ＤＣ変換器１０の構成要素に対する制御信号の出力を実行する。制御装置２００は、メモリ２２に格納されたプログラムに従う演算処理をＣＰＵ２１で実行するソフトウェア処理によって、後述する制御機能を実現することが可能である。或いは、制御装置２００は、当該制御機能の一部又は全部を、専用の電子回路によるハードウェア処理によって実現することも可能である。

ＤＣ／ＤＣ変換器１０は、ＤＡＢ構成のＤＣ／ＤＣ変換器であり、平滑コンデンサ４ａ，４ｂと、一次側ブリッジ回路３０ａと、二次側ブリッジ回路３０ｂと、インダクタンス要素４０とを含む。

一次側ブリッジ回路３０ａは、単相フルブリッジを構成するように高電位側の電源配線ＰＬａ及び低電位側の電源配線ＮＬａの間に接続された、半導体スイッチング素子ＳＷｐ１，ＳＷｎ１，ＳＷｐ２，ＳＷｎ２を有する。電源配線ＰＬａ及び電源配線ＮＬａは、一次側直流端子５ａ及び６ａとそれぞれ接続される。電源配線ＰＬａ及び電源配線ＮＬａの間には、一次側直流電圧Ｖｄｃ１を安定化するための平滑コンデンサ４ａが接続される。

半導体スイッチング素子ＳＷｐ１及びＳＷｎ１は、交流端子７ａと接続されたノードＮ１ａを介して、電源配線ＰＬａ及び電源配線ＮＬａの間に直列接続されて第１のレグを構成する。同様に、半導体スイッチング素子ＳＷｐ２及びＳＷｎ２は、交流端子８ａと接続されたノードＮ２ａを介して、電源配線ＰＬａ及び電源配線ＮＬａの間に直列接続されて第２のレグを構成する。

同様に、二次側ブリッジ回路３０ｂは、単相フルブリッジを構成するように高電位側の電源配線ＰＬｂ及び低電位側の電源配線ＮＬｂの間に接続された、半導体スイッチング素子ＳＷｐ３，ＳＷｎ３，ＳＷｐ４，ＳＷｎ４を有する。電源配線ＰＬｂ及び電源配線ＮＬｂは、二次側直流端子５ｂ及び６ｂとそれぞれ接続される。電源配線ＰＬｂ及び電源配線ＮＬｂの間には、二次側直流電圧Ｖｄｃ２を安定化するための平滑コンデンサ４ｂが接続される。

半導体スイッチング素子ＳＷｐ３及びＳＷｎ３は、交流端子７ｂと接続されたノードＮ１ｂを介して、電源配線ＰＬｂ及び電源配線ＮＬｂの間に直列接続されて第３のレグを構成する。同様に、半導体スイッチング素子ＳＷｐ４及びＳＷｎ４は、交流端子８ｂと接続されたノードＮ２ｂを介して、電源配線ＰＬｂ及び電源配線ＮＬｂの間に直列接続されて第４のレグを構成する。第１〜第４のレグにおいて、半導体スイッチング素子ＳＷｐ１〜ＳＷｐ４は「上アーム」を構成し、半導体スイッチング素子ＳＷｎ１〜ＳＷｎ４は「下アーム」を構成する。

図２は、図１に示された半導体スイッチング素子の構成例を説明する回路図である。図２には、半導体スイッチング素子ＳＷｐ１〜ＳＷｐ４及びＳＷｎ１〜ＳＷｎ４を包括的に表記した、半導体スイッチング素子ＳＷの構成例が示される。

図２を参照して、半導体スイッチング素子ＳＷは、自己消弧型のスイッチング素子１１と、ダイオード１２と、スナバキャパシタ１３とを有する。スイッチング素子１１は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、又は、ＧＣＴ（Gate Commutated Turn-off）サイリスタ等の任意の自己消弧型素子によって構成することができる。ダイオード１２は、スイッチング素子１１に対して逆並列に接続されて、ダイオード（ＦＷＤ：Free Wheeling Diode）を構成する。スナバキャパシタ１３は、スイッチング素子１１に対して並列に接続される。

再び図１を参照して、インダクタンス要素４０は、一次側ブリッジ回路３０ａの交流端子７ａ，８ａと接続される一次側交流端子２ａ，３ａと、二次側ブリッジ回路３０ｂの交流端子７ｂ，８ｂと接続される二次側交流端子２ｂ，３ｂとを有する。

図３及び図４には、インダクタンス要素４０の構成例が示される。
図３を参照して、インダクタンス要素４０は、一次側交流端子２ａ及び二次側交流端子２ｂの間に接続されたリアクトル４１と、一次側交流端子３ａ及び二次側交流端子３ｂの間に接続されたリアクトル４２とによって構成することができる。

あるいは、図４を参照して、インダクタンス要素４０は、一次側交流端子２ａ及び３ａに接続された一次側巻線４６ａと、二次側交流端子２ｂ及び３ｂに接続された二次側巻線４６ｂとを有する変圧器４５によって構成することも可能である。

図１〜図４に示されたＤＣ／ＤＣ変換器１０は、一次側直流端子５ａから入力される直流電力を一次側ブリッジ回路３０ａによって交流電力（図１の例では、単相交流電力）へ変換し、当該交流電力がインダクタンス要素４０を介して、二次側ブリッジ回路３０ｂへ送電される。二次側ブリッジ回路３０ｂは、交流電力を再度直流電力に変換して、二次側直流端子５ｂ，６ｂへ送電する。この場合には、一次側直流端子５ａ，６ａから二次側直流端子５ｂ，６ｂへ送電される。

或いは、ＤＣ／ＤＣ変換器１０は、回路の対称性により、二次側直流端子５ｂ，６ｂから一次側直流端子５ａ，６ａへ送電することも可能である。この場合には、二次側直流端子５ｂに入力された直流電力は、二次側ブリッジ回路３０ｂによって交流電力（図１の例では、単相交流電力）に変換され、当該交流電力は、インダクタンス要素４０を介して、一次側ブリッジ回路３０ａへ送電される。一次側ブリッジ回路３０ａは、交流電力を再度直流電力に変換して、一次側直流端子５ａ，６ａへ送電する。このように、電力変換装置１００は、一次側及び二次側の間で自由な直流電圧変換が可能であり、電力伝送方向についても、一次側から二次側への送電、及び、二次側から一次側への送電のいずれにも制御可能である。

次に、コントローラ２０による電力変換制御について説明する。
図５は、実施の形態１に係る電力変換装置のコントローラ２０による制御構成を説明するブロック図である。以下で説明する、図５を始めとする各ブロック図中の各ブロックの機能は、コントローラ２０によるソフトウェア処理及びハードウェア処理の少なくとも一方によって実現されるものとする。

図５を参照して、コントローラ２０は、電力指令生成部２０１と、位相シフト指令演算部２０２と、起動制御部２０３と、起動状態判定部２０４と、ゲート駆動部２０５とを含む。

ＤＣ／ＤＣ変換器１０の起動時には、まず、ＤＣ／ＤＣ変換器１０の外部電源によって、一次側直流端子５ａ，６ａ（平滑コンデンサ４ａを含む）及び二次側直流端子５ｂ，６ｂ（平滑コンデンサ４ｂを含む）を充電して、一次側直流電圧Ｖｄｃ１及び二次側直流電圧Ｖｄｃ２を定格値まで上昇させる起動制御が実行される。起動状態判定部２０４によって、起動制御部２０３による起動制御の完了が判定されると、一次側直流端子５ａ，６ａ及び二次側直流端子５ｂ，６ｂの間で電力を伝送する通常制御が開始される。通常制御では、電力指令生成部２０１によって生成された電力指令値Ｐｒｅｆに従って、ＤＣ／ＤＣ変換器１０の電力変換が制御される。

電力指令生成部２０１は、電力変換装置１００の制御モードに応じて、通常制御における電力指令値Ｐｒｅｆを生成する。例えば、電力指令値Ｐｒｅｆは、一次側から二次側へ送電する場合には正値に設定される一方で、二次側から一次側へ送電する場合には負値に設定される。

制御モードには、例えば、一次側直流電圧Ｖｄｃ１を電圧指令値（Ｖｄｃ１＊）に制御する第１のモード、二次側直流電圧Ｖｄｃ２を電圧指令値（Ｖｄｃ２＊）に制御する第２のモード、及び、一次側から二次側への伝送電力、又は、二次側から一次側への伝送電力を制御する第３のモードが含まれる。

例えば、第１のモードでは、二次側直流電圧Ｖｄｃ２が、二次側直流端子５ｂ，６ｂに接続された他の電力変換装置（図示せず）によって制御されている下で、電力指令生成部２０１は、一次側直流電圧Ｖｄｃ１の検出値と、電圧指令値（Ｖｄｃ１＊）との電圧偏差に基づくＰＩ演算等によって、電力指令値Ｐｒｅｆを算出することができる。

同様に、第２のモードでは、例えば、一次側直流電圧Ｖｄｃ１が、一次側直流端子５ａ，６ａに接続された他の電力変換装置（図示せず）によって制御されている下で、電力指令生成部２０１は、二次側直流電圧Ｖｄｃ２の検出値と、電圧指令値（Ｖｄｃ２＊）との電圧偏差に基づくＰＩ演算等によって、電力指令値Ｐｒｅｆを算出することができる。

第３のモードでは、例えば、一次側直流端子５ａ，６ａに接続された他の電力変換装置（図示せず）、及び、二次側直流端子５ｂ，６ｂに接続された他の電力変換装置（図示せず）によって、一次側直流電圧Ｖｄｃ１及び二次側直流電圧Ｖｄｃ２の各々が所定の値に制御されている下で、コントローラ２０の上位制御系から、直接、電力指令値Ｐｒｅｆが与えられる。

上記第１〜第３のモードの説明から理解されるように、通常、一次側直流端子５ａ，６ａ及び二次側直流端子５ｂ，６ｂの少なくとも一方に対して、外部電源と、一次側直流電圧Ｖｄｃ１及び二次側直流電圧Ｖｄｃ２の少なくとも一方を制御するための電力変換装置（上記他の電力変換装置）とが配置されている。そして、上記起動制御を行なう間、当該外部電源から本実施の形態に係る電力変換装置に電力が供給され、通常制御へと移行した後は、選択された制御モード（例えば、第１〜第３のモードのいずれか）の下で、当該外部電源と本実施の形態に係る電力変換装置との間で電力が授受される。

位相シフト指令演算部２０２は、電力指令生成部２０１からの電力指令値Ｐｒｅｆに基づき、一次側ブリッジ回路３０ａ及び二次側ブリッジ回路３０ｂの間の位相シフト量φの指令値（位相シフト指令値φ＊）を生成して、ゲート駆動部２０５へ送出する。位相シフト指令演算部２０２の機能については、電力指令生成部２０１と一体化することも可能である。この場合には、電力指令生成部２０１から、直接位相シフト指令φがゲート駆動部２０５へ送出される。

ゲート駆動部２０５は、通常制御では、位相シフト指令演算部２０２からの位相シフト量φの指令値に従って、半導体スイッチング素子ＳＷｐ１〜ＳＷｐ４及びＳＷｎ１〜ＳＷｎ４のオンオフを制御するためのゲート信号を出力する。各ゲート信号が、対応する半導体スイッチング素子のゲートドライバ（図示せず）へ入力されることで、位相シフト量φの指令値に従って、半導体スイッチング素子ＳＷｐ１〜ＳＷｐ４及びＳＷｎ１〜ＳＷｎ４のオンオフが制御される。

図６は、通常制御時におけるＤＣ／ＤＣ変換器１０の動作波形例である。図６には、インダクタンス要素４０として変圧器４５（図４）が配置されたときの動作が示される。図６の横軸には、各半導体スイッチング素子ＳＷのスイッチング周期を３６０°とするスイッチング位相θが示される。

図６を参照して、一次側ブリッジ回路３０ａにおいて、同一レグを構成する、半導体スイッチング素子ＳＷｐ１及びＳＷｎ１は相補にオンオフされ、同様に半導体スイッチング素子ＳＷｐ２及びＳＷｎ２も相補にオンオフされる。さらに、半導体スイッチング素子ＳＷｎ１及びＳＷｐ２は同相でオンオフされ、半導体スイッチング素子ＳＷｐ１及びＳＷｎ２は同相でオンオフされる。これにより、スイッチング周期の１／２（π）毎に、半導体スイッチング素子ＳＷｎ１，ＳＷｎ２，ＳＷｐ１，ＳＷｐ２のオンオフが切り替わる。

同様に、二次側ブリッジ回路３０ｂにおいて、同一レグを構成する、半導体スイッチング素子ＳＷｐ３及びＳＷｎ３は相補にオンオフされ、同様に半導体スイッチング素子ＳＷｐ４及びＳＷｎ４も相補にオンオフされる。さらに、半導体スイッチング素子ＳＷｎ３及びＳＷｐ４は同相でオンオフされ、半導体スイッチング素子ＳＷｐ３及びＳＷｎ４は同相でオンオフされる。二次側ブリッジ回路３０ｂにおいても、スイッチング周期の１／２（π）毎に、半導体スイッチング素子ＳＷｎ３，ＳＷｎ４，ＳＷｐ３，ＳＷｐ４のオンオフが切り替わる。

一次側ブリッジ回路３０ａにおいて半導体スイッチング素子ＳＷｎ１，ＳＷｎ２，ＳＷｐ１，ＳＷｐ２のオンオフが切り替わるタイミングと、二次側ブリッジ回路３０ｂにおいて半導体スイッチング素子ＳＷｎ３，ＳＷｎ４，ＳＷｐ３，ＳＷｐ４のオンオフが切り替わるタイミングとの間には、位相シフト量φが設けられる（０≦φ≦π）。

このような、一次側ブリッジ回路３０ａ及び二次側ブリッジ回路３０ｂでの半導体スイッチング素子ＳＷｎ１，ＳＷｐ１〜ＳＷｎ４，ＳＷｐ４のオンオフ制御により、インダクタンス要素４０の一次側交流端子２ａ及び３ａ間（一次側巻線４６ａの両端）には交流電圧Ｖａｃ１が発生し、インダクタンス要素４０の二次側交流端子２ｂ及び３ｂ間（二次側巻線４６ｂの両端）には、交流電圧Ｖａｃ２が発生する。又、二次側巻線４６ｂには、交流電流Ｉａｃ２が流れ、一次側巻線４６ａには、交流電流Ｉａｃ２とは逆位相の交流電流Ｉａｃ１が流れる（Ｉａｃ１＝−Ｉａｃ２）。

交流電圧Ｖａｃ１，Ｖａｃ２の各々は、半導体スイッチング素子ＳＷｎ１，ＳＷｐ１〜ＳＷｎ４，ＳＷｐ４のオン期間長に従う電圧パルス幅θｓを有する（０≦θｓ≦π）。又、交流電圧Ｖａｃ１及びＶａｃ２の間には、位相シフト量φに従う位相差が発生する。位相シフト量φに従って、交流電流Ｉａｃ１，Ｉａｃ２が変化するため、一次側及び二次側の間で伝送される電力も変化する。

例えば、伝送される電力Ｐは、半導体スイッチング素子ＳＷのスイッチング周波数ｆｓｗ、変圧器４５のインダクタンス成分Ｌ、及び、位相シフト量φを用いて、下記の式（１）によって表現される。

Ｐ＝Ｖｄｃ１・Ｖｄｃ２／（２π²・ｆｓｗ・Ｌ）・φ・（π−φ） …（１）
通常制御では、φ＜＜πであるので、式（１）は下記の式（２）に変形される。

Ｐ＝Ｖｄｃ１・Ｖｄｃ２・φ／（２π・ｆｓｗ・Ｌ） …（２）
従って、位相シフト指令演算部２０２は、下記の式（３）に従って、電力指令値Ｐｒｅｆから位相シフト量φの指令値を算出することができる。

φ＝Ｐｒｅｆ・（２π・ｆｓｗ・Ｌ）／（Ｖｄｃ１・Ｖｄｃ２） …（３）
このように、通常制御では、電力指令値Ｐｒｅｆに従って設定された位相シフト量φ（図６）を設けることによって、一次側及び二次側の間の伝送電力を電力指令値Ｐｒｅｆに従って制御することができる。

次に、ＤＣ／ＤＣ変換器１０の起動制御について説明する。
再び図５を参照して、起動制御部２０３は、一次側直流電圧Ｖｄｃ１及び二次側直流電圧Ｖｄｃ２に基づき、起動制御時における電圧パルス幅θｓを可変制御する。

図７は、起動制御部２０３による制御構成をさらに詳細に説明するブロック図である。
図７を参照して、起動制御部２０３は、絶対値演算部２０３１と、リミッタ２０３２と、除算部２０３３と、ゲイン乗算部２０３４とを含む。

絶対値演算部２０３１は、一次側直流電圧Ｖｄｃ１及び二次側直流電圧Ｖｄｃ２の電圧差（絶対値）ΔＶを算出する（ΔＶ＝｜Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ２｜）。

リミッタ２０３２は、後続の除算部２０３３へ入力される分母が零となることを防止するために、電圧差ΔＶの下限リミットＶｍｉｎを設定する。具体的には、除算部２０３３のノードＤに対して、リミッタ２０３２は、ΔＶ≧ＶｍｉｎであればΔＶをそのまま出力する一方で、ΔＶ＜ＶｍｉｎであればΔＶ＝Ｖｍｉｎとして出力する。

除算部２０３３は、ノードＮへ入力された交流電流ピーク指令値Ｉａｃｐｒｅｆを、リミッタ２０３２を経由してノードＤへ入力された電圧差ΔＶで除算した値（Ｎ／Ｄ）を出力する。交流電流ピーク指令値Ｉａｃｐｒｅｆは、例えば、半導体スイッチング素子ＳＷ及びインダクタンス要素４０（変圧器４５）の許容電流値を超えないように、予め定めることができる。

ゲイン乗算部２０３４は、除算部２０３３から出力された除算値にゲインαを乗算することによって、起動制御時における電圧パルス幅θｓを算出する。即ち、電圧パルス幅θｓは、下記の式（４）に従って算出される。式（４）中で、ゲインαは、式（１）〜（３）と共通のｆｓｗ及びＬを用いて、α＝２π・ｆｓｗ・Ｌとして定めることができる。

θｓ＝α・Ｉａｃｐｒｅｆ／ΔＶ …（４）
再び図５を参照して、起動状態判定部２０４は、一次側直流電圧Ｖｄｃ１に基づき、一次側ブリッジ回路３０ａによる通常制御でのスイッチング可否を判定する。具体的には、一次側直流電圧Ｖｄｃ１が予め定められた判定電圧よりも高くなると、通常制御によるスイッチングが可能と判定して、一次側ブリッジ回路３０ａのスイッチング許可信号ＥＮｇ１を“１”にする。一方で、一次側直流電圧Ｖｄｃ１が当該判定電圧よりも低いときには、通常制御によるスイッチングが不能と判定して、ＥＮｇ１＝“０”に設定される。

同様に、起動状態判定部２０４は、二次側直流電圧Ｖｄｃ２に基づき、二次側ブリッジ回路３０ｂによる通常制御でのスイッチング可否を判定する。具体的には、二次側直流電圧Ｖｄｃ２が予め定められた判定電圧よりも高くなると、通常制御によるスイッチングが可能と判定して、二次側ブリッジ回路３０ｂのスイッチング許可信号ＥＮｇ２を“１”に設定する。一方で、二次側直流電圧Ｖｄｃ２が当該判定電圧よりも低いときには、通常制御によるスイッチングが不能と判定して、ＥＮｇ２＝“０”に設定される。ＥＮｇ１＝ＥＮｇ２＝“１”となるまでは、ＤＣ／ＤＣ変換器１０は通常制御を開始しない。スイッチング許可信号ＥＮｇ１，ＥＮｇ２の生成に用いる判定電圧は、一次側直流電圧Ｖｄｃ１及び二次側直流電圧Ｖｄｃ２の定格値に従って定めることができる。

ゲート駆動部２０５は、位相シフト指令演算部２０２からの位相シフト量φの指令値、起動制御部２０３からの電圧パルス幅θｓの指令値、一次側ブリッジ回路３０ａのスイッチング許可信号ＥＮｇ１、及び、二次側ブリッジ回路３０ｂのスイッチング許可信号ＥＮｇ２を受けて、半導体スイッチング素子ＳＷｐ１〜ＳＷｐ４及びＳＷｎ１〜ＳＷｎ４の各ゲート信号を出力する。

ゲート駆動部２０５は、ＥＮｇ１及びＥＮｇ２の両方が“１”であるときには、通常制御が実行される。上述のように、通常制御では、電圧パルス幅θｓ＝πに固定され、かつ、位相シフト指令演算部２０２によって算出された位相シフト量φが付与されるように、半導体スイッチング素子ＳＷｐ１〜ＳＷｐ４及びＳＷｎ１〜ＳＷｎ４の各ゲート信号が出力される。これにより、上述した制御モードに応じて設定された電力指令値Ｐｒｅｆに従って、一次側直流端子５ａ，６ａ及び二次側直流端子５ｂ，６ｂ間での電力伝送が制御される。

一方で、一次側直流端子５ａ，６ａ及び二次側直流端子５ｂ，６ｂが充電されていない状態からのＤＣ／ＤＣ変換器１０の起動時には、図８に示されたフローチャートに従う起動制御が実行される。

図８は、実施の形態１に係る電力変換装置の起動制御における制御処理を説明するフローチャートである。図７に示された制御処理は、電力変換装置１００の起動時に、コントローラ２０によって実行される。

図８を参照して、コントローラ２０は、電力変換装置１００の起動時にＥＮｇ１＝ＥＮｇ２＝“０”であると、ステップ（以下、単に「Ｓ」と表記する）１１０により、一次側及び二次側のうちの一方側の直流端子を、図示しない外部電源（例えば、上述の「他の電力変換装置）によって充電する。以下では、二次側直流端子５ｂ，６ｂが先に充電される例を説明する。Ｓ１１０では、過大な突入電流を防止するために、図示しない放電抵抗を経由した充電が実行される。これにより、充電対象とされた二次側直流端子５ｂ，６ｂ（一方側）の直流電圧（Ｖｄｃ２）が徐々に上昇する。Ｓ１１０では、一次側ブリッジ回路３０ａ及び二次側ブリッジ回路３０ｂの各々で、スイッチング動作は停止されている。即ち、半導体スイッチング素子ＳＷｐ１〜ＳＷｐ４及びＳＷｎ１〜ＳＷｎ４の各々はオフ固定されている。

コントローラ２０は、Ｓ１２０により、充電対象とされた二次側直流端子５ｂ，６ｂの充電が完了したか否かを判定する。例えば、二次側直流電圧Ｖｄｃ２に基づくスイッチング許可信号ＥＮｇ２が“１”になると、Ｓ１２０をＹＥＳ判定とすることができる。ＥＮｇ２＝“０”の間は、外部電源によるＳ１１０による二次側直流端子５ｂ，６ｂ（一方側）の充電が継続されて、Ｓ１３０への進行は待機される。

コントローラ２０は、一方側の二次側直流端子５ｂ，６ｂの充電が完了すると（Ｓ１２０のＹＥＳ判定時）、Ｓ１３０により、起動制御部２０３で算出された電圧パルス幅θｓの指令値に従った充電制御（以下、「θｓ可変制御」とも称する）によって、他方側の一次側直流端子５ａ，６ａを充電する。Ｓ１３０においても、一方側の直流端子に対する外部電源からの電力供給は継続されているので、先に充電された二次側直流端子５ｂ，６ｂの電圧（二次側直流電圧Ｖｄｃ２）は、ＥＮｇ２＝“１”のレベルに維持される点について、確認的に記載する。

図９は、起動制御中のθｓ可変制御時におけるＤＣ／ＤＣ変換器の動作波形例である。図９の横軸にも、図６と同様のスイッチング位相θが示される。

図９を参照して、θｓ可変制御では、先に充電された一方側の直流端子（ここでは、二次側直流端子５ｂ，６ｂ）から、未充電の他方側の直流端子（ここでは、一次側直流端子５ａ，６ａ）へ電力が伝送される。

ゲート駆動部２０５は、先に充電された二次側直流端子５ｂ，６ｂと接続された二次側ブリッジ回路３０ｂの半導体スイッチング素子ＳＷｐ３，ＳＷｎ３，ＳＷｐ４，ＳＷｎ４の各ゲート信号を、起動制御部２０３によって算出された電圧パルス幅θｓが交流電圧Ｖａｃ２に生じるように生成する。二次側ブリッジ回路３０ｂから出力された交流電圧Ｖａｃ２は、インダクタンス要素４０（変圧器４５）によって、一次側ブリッジ回路３０ａへ伝達される（交流電圧Ｖａｃ１）。

未充電の一次側直流端子５ａ，６ａと接続された一次側ブリッジ回路３０ａではスイッチング動作が停止され、半導体スイッチング素子ＳＷｐ１，ＳＷｎ１，ＳＷｐ２，ＳＷｎ２の各々はオフに固定される。従って、一次側ブリッジ回路３０ａは、ダイオード整流モードで動作する。この結果、半導体スイッチング素子ＳＷｐ１，ＳＷｎ１，ＳＷｐ２，ＳＷｎ２中のダイオード１２（図２）によって交流電圧Ｖａｃ１を整流した直流電圧によって、他方側の一次側直流端子５ａ，６ａが充電される。

再び図８を参照して、コントローラ２０は、Ｓ１４０により、Ｓ１３０で充電される一次側直流端子５ａ，６ａの充電が完了したか否かを判定する。例えば、一次側直流電圧Ｖｄｃ１に基づくスイッチング許可信号ＥＮｇ１が“１”になると、Ｓ１４０をＹＥＳ判定とすることができる。ＥＮｇ２＝“０”の間は、一次側直流端子５ａ，６ａ（他方側）を充電するために、Ｓ１３０によるθｓ可変制御が継続される。

起動制御部２０３（図７）によって、θｓ可変制御における電圧パルス幅θｓは、充電対象の他方側の直流端子（ここでは、一次側直流端子５ａ，６ａ）に対する、先に充電された直流端子（ここでは、二次側直流端子５ｂ，６ｂ）の電圧差ΔＶが大きい程θｓが小さくなるように、言い換えると、電圧差ΔＶに反比例して電圧パルス幅θｓが可変制御される。

この結果、θｓ可変制御の開始時には、一次側直流電圧Ｖｄｃ１＝０であるので、絶対値演算部２０３１（図７）で演算される電圧差ΔＶ＝Ｖｄｃ２となり、起動制御部２０３で算出される電圧パルス幅θｓの指令値は、θｓ可変制御中での最小値をとる。又、一次側ブリッジ回路３０ａのダイオード整流モードによる一次側直流端子５ａ，６ａの充電が進んで、一次側直流電圧Ｖｄｃ１が上昇するにつれて、電圧差ΔＶ＝｜Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ２｜が徐々に小さくなる。電圧差ΔＶが小さくなるのに応じて、起動制御部２０３によって算出される電圧パルス幅θｓの指令値は徐々に大きくなる。

尚、図７の起動制御部２０３では、一定の交流電流ピーク指令値Ｉａｃｐｒｅｆを電圧差ΔＶで除算することにより、θｓ可変制御を通して、交流電流ピーク指令値Ｉａｃｐｒｅｆに従った交流電流が継続的に生じるように、電圧差ΔＶに反比例して電圧パルス幅θｓが可変制御されることになる。又、絶対値演算部２０３１によれば、一次側直流電圧Ｖｄｃ１及び二次側直流電圧Ｖｄｃ２の差分の絶対値を算出することにより、起動制御において一次側直流端子５ａ，６ａ及び二次側直流端子５ｂ，６ｂのいずれが先に充電されても、共通の演算で、充電対象の他方側の直流端子に対する、先に充電された直流端子の電圧差ΔＶを算出することができる。

更に、一次側直流端子５ａ，６ａの充電が進行して、一次側直流電圧Ｖｄｃ１が判定電圧（定格値）まで上昇すると、電圧差ΔＶ≒０となることで、電圧パルス幅θｓの指令値は最大値（θｓ＝π）となる。この段階では、Ｓ１４０がＹＥＳ判定されることにより、処理がＳ１５０に進められて起動制御は終了される。

起動制御の終了時には、スイッチング許可信号ＥＮｇ１＝ＥＮｇ２＝“１”となる。以降では、ゲート駆動部２０５は、上述の通常制御に従うゲート信号を生成する。上述のように、通常制御では、電圧パルス幅θｓは固定されて（θｓ＝π）、電力指令値Ｐｒｅｆに基づく位相シフト量φに従って、一次側直流端子５ａ，６ａ及び二次側直流端子５ｂ，６ｂ間での電力伝送が制御される。

以上説明したように、実施の形態１における電力変換装置１００によれば、インダクタンス要素４０を含む内部に過大な電流を流すことなく一次側直流端子５ａ，６ａ及び二次側直流端子５ｂ，６ｂを順に充電することによって、電力変換器を速やかに起動することができる。

尚、起動制御中の電圧パルス幅θｓについては、図７に例示した起動制御部２０３とは異なる構成によって算出することも可能である。例えば、一次側直流電圧Ｖｄｃ１及び二次側直流電圧Ｖｄｃ２の組み合わせと、電圧パルス幅θｓとの対応関係を予め規定するルックアップテーブルを作成することが可能である。この場合には、Ｓ１３０の各実行タイミングにおいて、当該時点でのＶｄｃ１，Ｖｄｃ２の検出値を用いて上記ルックアップテープを参照することによって、電圧パルス幅θｓを設定することが可能である。

即ち、一方側の充電完了後のθｓ可変制御における電圧パルス幅θｓでは、他方側の充電の進行に応じて電圧パルス幅θｓが大きくなるようにすることで、過大な初期電流の防止、及び、速やかな充電完了による起動完了の両方を実現することが可能である。

又、上記では説明の簡素化のために、インダクタンス要素４０が変圧器４５で構成される場合の巻数比を１：１として説明したが、巻数比Ｎｔｒ＝Ｎ１／Ｎ２が１でないときには、上記の電圧差ΔＶの演算、及び、電圧パルス幅θｓの指令値の演算において、当該巻数比Ｎｔｒが適宜反映される必要がある。

実施の形態２．
実施の形態１では、一次側直流電圧Ｖｄｃ１及び二次側直流電圧Ｖｄｃ２の両方を用いて電圧パルス幅θｓの指令値を算出する例を説明した。しかしながら、電力系統に適用される電力変換装置では、ＤＣ／ＤＣ変換器１０から検出装置及びゲート駆動回路等の作動電力を確保する、いわゆる主回路給電構成が適用されることがある。

主回路給電構成では、実施の形態１での他方側、即ち、後に充電される側では、充電完了迄は直流電圧を正確に検出することが困難である。従って、実施の形態２では、このようなケースに対応するために、起動制御中のθｓ可変制御における電圧パルス幅θｓの指令値の算出の他の例を説明する。尚、実施の形態２においても、実施の形態１と同様に、二次側直流端子５ｂ，６ｂが外部電源によって充電された後に、一次側ブリッジ回路３０ａ及び二次側ブリッジ回路３０ｂを介して、一次側直流端子５ａ，６ａが充電される起動制御を例示して説明する。

インダクタンス要素４０（例えば、変圧器４５）の一次側の交流電流Ｉａｃ１及び二次側の交流電流Ｉａｃ２は、インダクタンス要素４０に電流検出器を配設することによって検出することができる。コントローラ２０は、電流検出器の出力に基づき、交流電流Ｉａｃ１，Ｉａｃ２の検出値を取得することができる。

尚、電力変換装置１００を主回路給電構成とした場合の起動時制御において、θｓ可変制御が開始される時点では、二次側直流端子５ｂ，６ｂの充電が完了しているため、二次側（一方側）では、二次側直流電圧Ｖｄｃ２及び交流電流Ｉａｃ２の検出が可能である。一方で、一次側直流端子５ａ，６ａは未充電であるので、一次側（他方側）での一次側直流電圧Ｖｄｃ１及び交流電流Ｉａｃ１は、電圧パルス幅θｓの指令値の算出に用いることができない。

図１０は、実施の形態２に係る電力変換装置のコントローラ２０による制御構成を説明するブロック図である。

図１０を図５と比較して、実施の形態２では、実施の形態１と異なり、起動制御中に他方側である一次側直流電圧Ｖｄｃ１を検出することができない。このため、実施の形態２では、起動制御部２０３に対して、先に充電される二次側の交流電流Ｉａｃ２の検出値が入力される。即ち、実施の形態２では、起動制御部２０３は、一方側の交流電流Ｉａｃ２に基づき、電圧パルス幅θｓの指令値を算出する。

図１１には、実施の形態２に係る電力変換装置での起動制御部２０３の構成を詳細に説明するブロック図が示される。

図１１を参照して、起動制御部２０３は、図５と同様のリミッタ２０３２、除算部２０３３、及び、ゲイン乗算部２０３４と、ピーク値演算部２０３５と、除算部２０３６と、リミッタ２０３７と、ゲイン乗算部２０３８とを含む。

インダクタンス要素４０の二次側において、起動時には、Ｖｄｃ１＝０であることを考慮すると、電圧差ΔＶ（ΔＶ＝｜Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ２｜）について、ΔＶ＝Ｌ・ｄｉ／ｄｔが成立する。さらに、起動時にはＩａｃ＝０であることから、交流電流Ｉａｃ２のピーク値（最大値）を用いて、ｄｉ＝｜Ｉａｃ２ｐ｜とすることができる。

又、ｄｔは電圧パルス幅に相当するので、半導体スイッチング素子ＳＷのスイッチング周波数ｆｓｗの逆数であるスイッチング周期Ｔｓｗを用いて、下記の式（５）で示される。

ｄｔ＝Ｔｓｗ・θｓ／（２π） …（５）
従って、ΔＶについて、式（６）が成立する。

ΔＶ＝Ｌ・｜Ｉａｃ２ｐ｜／ｄｔ＝Ｌ・｜Ｉａｃ２ｐ｜・２π・ｆｓｗ／θｓ
＝（２π・ｆｓｗ・Ｌ）・｜Ｉａｃ２ｐ｜／θｓ …（６）
すなわち、ゲインβ（β＝２π・ｆｓｗ・Ｌ）を用いて、ΔＶ＝β・｜Ｉａｃ２ｐ｜／θｓの演算によって、実施の形態１と同様の電圧差ΔＶを求めることができる。尚、ゲインβは、式（４）中のゲインαと同じ式で示されるため、ゲインα，βは共通値とすることも可能であるが、別個のゲイン値として個別に調整することも可能である。

ピーク値演算部２０３５は、交流電流Ｉａｃ２の検出値を受けて、ピーク値を抽出するとともに、当該ピーク値の絶対値、即ち、｜Ｉａｃ２ｐ｜を出力する。除算部２０３６は、ノードＮへ入力された｜Ｉａｃ２｜を、リミッタ２０３７を経由してノードＤへ入力された電圧パルス幅で除算した値（Ｎ／Ｄ）を出力する。

リミッタ２０３７は、除算部２０３６へ入力される分母が零となることを防止するために、電圧パルス幅θｓの下限リミットθｍｉｎを設定する。具体的には、除算部２０３６のノードＤに対して、リミッタ２０３７は、θｓ≧θｍｉｎであればθｓをそのまま出力する一方で、θｓ＜θｍｉｎであればθｓ＝θｍｉｎとして出力する。

ゲイン乗算部２０３８は、除算部２０３６から出力された除算値に上記のゲインβを乗算することによって、電圧差ΔＶを算出する。当該電圧差ΔＶは、一次側の直流電圧Ｖｄｃ１の検出値を用いずに算出された推定値であることが理解される。電圧差ΔＶに対しては、実施の形態１（図５）の演算によって、式（４）に従って、起動制御時における電圧パルス幅θｓが算出される。

ゲイン乗算部２０３４から出力された電圧パルス幅θｓは、リミッタ２０３７を経由して、電圧差ΔＶの算出に用いられる。特に、起動制御の開始時には、電圧差ΔＶの推定誤差を抑制するために、一定期間θｓ＝θ０に固定される。θ０は、予め定められた一定値（θ０≧θｍｉｎ）である。一定期間θｓを固定することにより、交流電流Ｉａｃ２のピーク誤検出を抑制することができるので、電圧差ΔＶの推定精度を向上することができる。

又、電圧差ΔＶと、検出可能な二次側直流電圧Ｖｄｃ２とを用いて、一次側直流電圧Ｖｄｃ１を推定することも可能である。具体的には、θｓ可変制御中には、Ｖｄｃ２＞Ｖｄｃ１より、ΔＶ＝Ｖｄｃ２−Ｖｄｃ１であることから、二次側直流電圧Ｖｄｃ２の検出値から電圧差ΔＶを減算することにより、一次側直流電圧Ｖｄｃ１の推定値を算出することも可能である（Ｖｄｃ１＝Ｖｄｃ２−ΔＶ）。

実施の形態２に係る電力変換装置においても、起動制御は、図８のフローチャートに従って実行することができる。但し、Ｓ１３０において、θｓ可変制御における電圧パルス幅θｓが、図１０及び図１１に示した内容に従って算出される点が、実施の形態１とは異なる。又、Ｓ１４０による他方側の一次側直流端子５ａ，６ａの充電完了については、充電の進行に伴って検出可能となる一次側直流電圧Ｖｄｃ１の検出値に直接基づく判定の他、電圧差ΔＶの推定値と二次側直流電圧Ｖｄｃ２（一方側）とから算出される、上述の一次側直流電圧Ｖｄｃ１の推定値に基づいて判定することも可能である。

Ｓ１１０，Ｓ１２０による一方側での先行した二次側直流端子５ｂ，６ｂの充電、及び、起動制御の終了処理（Ｓ１５０）については、実施の形態２においても実施の形態１と同様の処理が実行される。

以上説明したように、実施の形態２における電力変換装置では、一次側直流端子５ａ，６ａ及び二次側直流端子５ｂ，６ｂを順に充電する起動制御において、後から充電される側の直流電圧の検出値を用いることなく、実施の形態１と同様の起動制御を行なうことができる。従って、主回路給電構成の電力変換装置においても、実施の形態１と同様に、インダクタンス要素４０を含む内部に過大な電流を流すことなく、速やかに電力変換器の起動を完了することができる。

実施の形態３．
実施の形態３では、起動制御部２０３によって算出された電圧パルス幅θｓを実現するためのブリッジ回路でのスイッチング制御について説明する。実施の形態３においても、実施の形態１及び２と同様に、二次側直流端子５ｂ，６ｂ（一方側）の充電後に、二次側ブリッジ回路３０ｂのスイッチング動作（θｓ可変制御）によって、一次側直流端子５ａ，６ａ（他方側）が充電されるものとする。

図１２には、θｓ可変制御を実行するブリッジ回路での通常制御時のスイッチングパターンを説明する動作波形図が示される。図１２では、二次側ブリッジ回路３０ｂのスイッチングパターンが示される。図１２の横軸には、各半導体スイッチング素子ＳＷのスイッチング周期を３６０°とするスイッチング位相θが示される。

図１２を参照して、図６でも説明したように、二次側ブリッジ回路３０ｂの各レグにおいて、直列接続された、半導体スイッチング素子ＳＷｐ３（上アーム）及びＳＷｎ３（下アーム）は相補にオンオフされ、半導体スイッチング素子ＳＷｐ４（上アーム）及びＳＷｎ４（下アーム）も相補にオンオフされる。さらに、半導体スイッチング素子ＳＷｎ３及びＳＷｐ４は同相でオンオフされ、半導体スイッチング素子ＳＷｐ３及びＳＷｎ４は同相でオンオフされる。

各半導体スイッチング素子ＳＷｐ３，ＳＷｎ３，ＳＷｐ４，ＳＷｎ４の各々において、スイッチング周期に対するオン期間の比であるスイッチングデューティは０．５である。さらに、半導体スイッチング素子ＳＷｐ３，ＳＷｎ３のスイッチングパターンと、半導体スイッチング素子ＳＷｐ４，ＳＷｎ４のスイッチングパターンとは、位相差が１８０°（π）であり、互いに反転している。

図１３には、実施の形態３に係る電力変換装置における二次側ブリッジ回路３０ｂのθｓ可変制御でのスイッチングパターンの第１の例を説明する動作波形図が示される。図１３の横軸にも、図１２と同様のスイッチング位相θが示される。

図１３を参照して、θｓ可変制御においても、各レグにおいて、半導体スイッチング素子ＳＷｐ３（上アーム）及びＳＷｎ３（下アーム）は相補にオンオフされ、同様に、半導体スイッチング素子ＳＷｐ４（上アーム）及びＳＷｎ４（下アーム）は相補にオンオフされる。

特に、半導体スイッチング素子ＳＷｐ３は、θ＝９０°を中心に電圧パルス幅θｓに対応するオン期間を有するとともに、他の期間ではオフするように制御される。反対に、半導体スイッチング素子ＳＷｎ３は、θ＝９０°を中心とする半導体スイッチング素子ＳＷｐ３のオン期間に対応するオフ期間を有するとともに、他の期間ではオンを維持するように制御される。この結果、インダクタンス要素４０の交流端子７ｂには、半導体スイッチング素子ＳＷｐ３のオン期間に対応した電圧パルスが生成される。

一方で、半導体スイッチング素子ＳＷｐ４は、θ＝２７０°を中心に電圧パルス幅θｓに対応するオン期間を有するとともに、他の期間ではオフするように制御される。反対に、半導体スイッチング素子ＳＷｎ４は、θ＝２７０°を中心とする半導体スイッチング素子ＳＷｐ４のオン期間に対応するオフ期間を有するとともに、他の期間ではオンを維持するように制御される。この結果、インダクタンス要素４０の交流端子８ｂには、半導体スイッチング素子ＳＷｐ４のオン期間に対応した電圧パルスが生成される。これにより、インダクタンス要素４０（変圧器４５）の二次側に、電圧パルス幅θｓを有する交流電圧Ｖａｃ２を発生することができる。

このように、図１３に示した第１の例では、起動制御部２０３によって算出された電圧パルス幅θｓに対応するオン期間又はオフ期間を有するように、各半導体スイッチング素子ＳＷがオンオフされる。即ち、電圧パルス幅θｓに従って、上アームの半導体スイッチング素子ＳＷのオン期間長（又は、下アームの半導体スイッチング素子のオフ期間長）を制御するスイッチングパターンによって、実施の形態１及び２で説明したθｓ可変制御を実現することが可能となる。

図１４には、実施の形態３に係る電力変換装置における二次側ブリッジ回路３０ｂのθｓ可変制御でのスイッチングパターンの第２の例を説明する動作波形図が示される。図１４の横軸にも、図１２及び図１３と同様のスイッチング位相θが示される。尚、図１３に示されたスイッチングパターンは、実施の形態１の図９に示したものと同様である。

図１４を参照して、半導体スイッチング素子ＳＷｐ３（上アーム）及びＳＷｎ３（下アーム）が相補にオンオフされるとともに、半導体スイッチング素子ＳＷｐ４（上アーム）及びＳＷｎ４（下アーム）が相補にオンオフされる。更に、各半導体スイッチング素子ＳＷｐ３，ＳＷｎ３，ＳＷｐ３，ＳＷｎ４のスイッチングデューティは０．５である。

θｓ可変制御では、半導体スイッチング素子ＳＷｐ３及びＳＷｎ３（第３のレグ）のスイッチングパターンと、半導体スイッチング素子ＳＷｐ４及びＳＷｎ４（第４のレグ）のスイッチングパターンの間には、起動制御部２０３によって算出された電圧パルス幅θｓに従って変化する位相差が付与される。

この結果、インダクタンス要素４０では交流端子７ｂ及び８ｂのパルス電圧の間にはθｓに相当する位相差が発生し、この結果、インダクタンス要素４０（変圧器４５）の二次側に、電圧パルス幅θｓを有する交流電圧Ｖａｃ２を発生することができる。

このように、図１４に示した第２の例では、各半導体スイッチング素子ＳＷのスイッチングデューティを０．５に維持したままで、起動制御部２０３によって算出された電圧パルス幅θｓに対応する位相差を付与するスイッチングパターンの制御によって、実施の形態１及び２で説明したθｓ可変制御を実現することが可能となる。

図１３に示した第１の例では、半導体スイッチング素子ＳＷ間でオン時間及びオフ時間に大きなばらつきが生じるため、一部の半導体スイッチング素子での導通損失が大きくなって発熱量にもばらつきが生じることが懸念される。一方で、図１４に示した第２の例では、各半導体スイッチング素子ＳＷのスイッチングデューティが同じであるので、発熱量も均一化することができる。

実施の形態４．
実施の形態４では、実施の形態２でのθｓ可変制御における電圧パルス幅θｓに必要となる交流電流Ｉａｃ２のピーク値の検出の効率的な検出について説明する。

実施の形態４に係る電力変換装置では、出力電圧パルス（実施の形態２での交流電圧Ｖａｃ２）に対する、電流検出点の相対的な位置を一定とすることにより、半導体スイッチング素子ＳＷのスイッチング周期毎に２回の電流検出によって、交流電流のピーク値を演算することができる。

図１５は、実施の形態４に係る電力変換装置におけるθｓ可変制御される交流電圧波形と電流検出タイミングとの関係の一例を説明する動作波形図である。

図１５を参照して、起動制御時に、二次側ブリッジ回路３０ｂでのθｓ可変制御によって電圧パルス幅θｓの交流電圧Ｖａｃ２がインダクタンス要素４０の二次側に発生する。交流電圧Ｖａｃ２の発生に応じて、二次側には交流電流Ｉａｃ２が発生する。一次側ブリッジ回路３０ａは、各半導体スイッチング素子がオフされてダイオード整流モードで動作するため、インダクタンス要素４０の一次側には、交流電流Ｉａｃ２に従って交流電流Ｉａｃ１が生じる（Ｉａｃ１＝−Ｉａｃ２）とともに、交流電流Ｉａｃ１に起因する一次側の交流電圧Ｖａｃ１が発生する。

起動制御時には、一次側直流電圧Ｖｄｃ１が定格値まで上昇していないため、一次側の交流電圧Ｖａｃ１と二次側の交流電圧Ｖａｃ２との電圧差によって生じる電流が、二次側ブリッジ回路３０ｂから一次側ブリッジ回路３０ａに流入する。

二次側の交流電圧Ｖａｃ２が零となると、一次側交流電圧Ｖａｃ１により二次側の交流電流Ｉａｃ２が減少する。二次側の交流電流Ｉａｃ２が零まで低下すると、一次側交流電圧も零となる。

図１５から理解されるように、二次側の交流電流Ｉａｃ２は、交流電圧Ｖａｃ２のパルス部位（電圧パルス幅θｓ）で増加し、Ｖａｃ２＝０になると減少に転じる。従って、交流電流Ｉａｃ２がピーク値となる位相は、電圧パルスの終了点に対応する。

この結果、電圧パルス幅θｓの途中タイミングでの交流電流Ｉａｃ２での電流値を検出できれば、電圧パルス幅θｓ中の電流検出値のピーク値を抽出することなく、比例計算によって、交流電流のピーク値（実施の形態２でのＩａｃｐ）を演算によって求めることが可能となる。

例えば、図１５に示されるように、スイッチング周期毎に電流検出器のサンプリングタイミング（以下、「電流検出点」とも称する）が２回（スイッチング位相θ＝９０°及び２７０°の２点）に固定的に設けられる場合には、電流検出点を含む位相期間において、θｓ可変制御による電圧パルスを発生させることにより、上記のような演算で交流電流のピーク値を算出することが可能となる。すなわち、電圧パルスの開始点及び終了点は、電流検出点を挟むように設けられる。

θｓ可変制御によって設定される電圧パルス幅θｓの開始点から電流検出点までの期間長を、電圧パルス幅θｓで除算したパラメータγ（０＜γ＜１）を用いると、当該電流検出点における交流電流Ｉａｃ２の検出値を用いて、交流電流のピーク値Ｉａｃｐ２は、下記の式（７）に従って演算で求めることが可能である。

Ｉａｃ２ｐ＝（１／γ）・Ｉａｃ２ …（７）
例えば、実施の形態３の第１の例（図１３）では、電圧パルスの中心点は、θ＝９０°及び２７０°に固定されており、当該中心点を挟んでθｓのパルス幅が設けられる。この場合には、γは固定値となる。特に、中心点の両側に対称に電圧パルスの開始点及び終了点を設けると、γ＝０．５に固定されるため、交流電流Ｉａｃ２の検出値を２倍することで、ピーク値Ｉａｃ２ｐを算出することが可能である。

又、実施の形態３の第２の例（図１４）では、各半導体スイッチング素子ＳＷのスイッチングデューティを０．５に維持した上で、電圧パルス幅θｓに相当する位相差を付与するようにスイッチングパターンを作成する限り、電圧パルスの位相は任意とすることができる。即ち、電圧パルスと、電流検出点との相対的な位置関係を自在に制御できるので、リンギングなどの影響を受けにくく電流挙動が安定する、電圧パルスの後方部分が電流検出点となるようにスイッチングパターンを調整することによって、実施の形態２に係る起動制御（θｓ可変制御）の演算に用いられる交流電流のピーク値（Ｉａｃ２ｐ）をより高精度に算出することが可能となる。

以上説明したように、実施の形態４に係る構成によれば、一次側及び二次側での交流電流のサンプリング回数が制限される系においても、高精度に交流電流のピーク値を求めることが可能である。

実施の形態５．
実施の形態５では、ＤＡＢ構成のＤＣ／ＤＣ変換器１０が多段接続された構成の電力変換装置の起動制御について説明する。

図１６は、実施の形態５に係る電力変換装置１００ａの構成を説明するブロック図である。

図１６を参照して、実施の形態５に係る電力変換装置１００ａは、ｍ台（ｍ：２以上の自然数）のＤＣ／ＤＣ変換器１０によって構成される変換器ユニット１０１を、ｎ台（ｎ：１以上の自然数）備えることによって構成される。

各変換器ユニット１０１において、ｍ台のＤＣ／ＤＣ変換器１０の一次側直流端子（図１の５ａ，６ａ）は並列接続されるととともに、二次側直流端子（図１の５ｂ，６ｂ）は、直列接続される。さらに、ｎ台の変換器ユニット１０１について、一次側直流端子及び二次側直流端子は、それぞれ直列接続される。このように、電力変換装置１００ａは、全体で（ｍ×ｎ）台のＤＣ／ＤＣ変換器１０を有する。

以下では、便宜上、ＤＣ／ＤＣ変換器１０を変換器セル１０、各ＤＣ／ＤＣ変換器１０の一次側直流電圧Ｖｄｃ１を一次側セル電圧Ｖｄｃ１、各ＤＣ／ＤＣ電力変換器１０の二次側直流電圧Ｖｄｃ２を二次側セル電圧Ｖｄｃ２とも称する。又、各変換器ユニット１０１の一次側直流電圧を一次側ユニット電圧（Ｖｄｃ１）、二次側直流電圧のことを二次側ユニット電圧とも称する。

電力変換装置１００ａのように、直流端子を直列に接続する場合には、一次側ユニット電圧の合計値、及び、二次側ユニット電圧の合計値のいずれか一方を制御する出力電圧制御、並びに、一次側ユニット電圧及び二次側セル電圧のそれぞれをバランスさせるための電圧バランス制御が必要となる。

図１７は、実施の形態５による電力変換装置１００ａのコントローラ２０による制御構成を説明するブロック図である。

図１７を参照して、コントローラ２０は、実施の形態１（図５）と同様の電力指令生成部２０１及び位相シフト指令演算部２０２と、変換器セル１０毎の起動制御部２０３ｘ、電圧バランス制御部２０６ｘ、及び、位相シフト指令修正部２０７ｘと、起動状態判定部２０４と、ゲート駆動部２０５とを含む。起動制御部２０３ｘ、電圧バランス制御部２０６ｘ、及び、位相シフト指令修正部２０７ｘは、全体では、変換器セル１０の個数に相当する（ｍ×ｎ）個設けられる。

図１８には、電圧バランス制御部２０６ｘの構成を詳細に説明するためのブロック図が示される。電圧バランス制御部２０６ｘは、第ｉ番目（ｉ：１〜ｎの自然数）の変換器ユニット１０１中の第ｊ番目（ｊ：１〜ｍの自然数）の変換器セル１０（ｉｊ）に対応して配置される。

図１８を参照して、電圧バランス制御部２０６ｘは、セル間バランス制御部２０６１と、ユニット間バランス制御部２０６２と、加算部２０６３と、切替スイッチ２０６４と、ゲイン乗算部２０６５とを含む。

セル間バランス制御部２０６１について、二次側セル電圧Ｖｄｃ２は、各変換器セル１０が一次側及び二次側の間で伝送する電力を制御することによって、間接的に制御することができる。さらに、各変換器ユニット１０１では、変換器セル１０の一次側直流端子（５ａ，６ａ）が並列に接続されている。このため、変換器ユニット１０１内の変換器セル１０間で一次側及び二次側の間で伝送される電力に偏差を設けても、変換器セルユニット１０内での伝送電力の総和が変わらなければ、一次側ユニット電圧Ｖｄｃ１には影響しない。従って、セル間バランス制御部２０６１は、同一の変換器ユニット１０１に属するｎ個の変換器セル１０による伝送電力に差を設けることで、一次側ユニット電圧の制御と干渉することなく、同一の変換器ユニット１０１内のｍ個の変換器セル１０の二次側直流電圧Ｖｄｃ２を均衡化する。

セル間バランス制御部２０６１には、第ｉ番目の変換器ユニット１０１内のｍ個の変換器セル１０の二次側セル電圧Ｖｄｃ２の平均値であるユニット平均電圧Ｖｄｃ２ａｖ（ｉ）から、変換器セル１０（ｉｊ）の二次側セル電圧Ｖｄｃ２（ｉｊ）を減算することによって算出された第１の電圧偏差ΔＶ１（ｉｊ）が入力される。

セル間バランス制御部２０６１は、第１の電圧偏差ΔＶ１（ｉｊ）に基いて、電力指令値修正量ΔＰ１（ｉｊ）を算出する。ΔＶ１（ｉｊ）＞０のときには、当該変換器セル１０の二次側セル電圧Ｖｄｃ２を上昇させるために、一次側から二次側への伝送電力を変換器ユニット１０１内での平均値よりも高くするためにΔＰ１（ｉｊ）＞０に設定される。反対に、ΔＶ１（ｉｊ）＜０のときには、二次側セル電圧Ｖｄｃ２を低下させるために、一次側から二次側への伝送電力を変換器ユニット１０１内での平均値よりも低くするためにΔＰ１（ｉｊ）＜０に設定される。例えば、電圧偏差を電力に換算するための予め定められた係数を、第１の電圧偏差ΔＶ１（ｉｊ）に乗算することによって、電力指令値修正量ΔＰ１（ｉｊ）を算出することができる。

ユニット間バランス制御部２０６２についても、セル間バランス制御部２０６１と同様に、各変換器ユニット１０１が伝送する電力を制御することによって、変換器ユニット１０１単位で、変換器セル１０の二次側セル電圧Ｖｄｃ２を均衡化する。

ユニット間バランス制御部２０６２には、（ｍ×ｎ）個の変換器セル１０の二次側セル電圧Ｖｄｃ２の平均値である総平均電圧Ｖｄｃ２ａｖ＊から、第ｉ番目の変換器ユニット１０１のユニット平均電圧Ｖｄｃ２ａｖ（ｉ）を減算することによって算出された、第２の電圧偏差ΔＶ（ｉ）が入力される。

ユニット間バランス制御部２０６２は、第２の電圧偏差ΔＶ２（ｉ）に基いて、電力指令値修正量ΔＰ２（ｉ）を算出する。ΔＶ２（ｉ）＞０のときには、当該変換器ユニット１０１のユニット平均電圧Ｖｄｃ２ａｖ（ｉ）を上昇させるために、当該変換器ユニット１０１に属する変換器セル１０での伝送電力を全変換器セルでの平均値よりも高くするようにΔＰ２（ｉ）＞０に設定される。反対に、ΔＶ２（ｉ）＜０のときには、ユニット平均電圧Ｖｄｃ２ａｖ（ｉ）を低下させるために、当該変換器ユニット１０１に属する変換器セル１０での伝送電力を全変換器セルでの平均値よりも低くするようにΔＰ２（ｉ）＜０に設定される。電力指令値修正量ΔＰ２（ｉ）についても、電圧偏差を電力に換算するための予め定められた係数を、第２の電圧偏差ΔＶ２（ｉ）に乗算することによって算出することができる。ΔＰ２（ｉ）は、同一の変換器ユニット１０１内のｍ個の変換器セル１０で共通である。

加算部２０６３は、セル間バランス制御部２０６１によって算出された電力指令値修正量ΔＰ１（ｉｊ）と、ユニット間バランス制御部２０６２によって算出された電力指令値修正量ΔＰ２（ｉ）とを加算したΔＰを出力する。尚、（ｍ×ｎ）個の電圧バランス制御部２０６でそれぞれ算出されたΔＰの総和は零となるので、電圧バランス制御は、電力変換装置１００ａの一次側及び二次側の間での電力伝送には影響しない。

切替スイッチ２０６４は、通常制御及び起動制御を区別するための制御フラグＦｃｎに従って、加算部２０６３からのΔＰの出力経路を切替える。制御フラグＦｃｎが“１”に設定される通常制御では、加算部２０６３からのΔＰを、変換器セル１０（ｉｊ）での電圧指令値修正量ΔＰｒｅｆ（ｉｊ）として、図１７の位相シフト指令修正部２０７ｘへ伝送する。

一方で、制御フラグＦｃｎが“０”に設定される起動制御では、加算部２０６３からのΔＰは、ゲイン乗算部２０６５へ伝送される。ゲイン乗算部２０６５は、電圧指令値修正量ΔＰｒｅｆ（ｉｊ）に相当するΔＰに対して、予め定められたゲインを乗算することによって、変換器セル１０（ｉｊ）での交流電流ピーク指令値Ｉａｃｐｒｅｆに対する修正量ΔＩａｃｐｒｅｆ（ｉｊ）を算出する。ΔＩａｃｐｒｅｆ（ｉｊ）は、図１７の起動制御部２０３ｘへ伝送される。ΔＩａｃｐｒｅｆ（ｉｊ）は、上述のΔＰに比例する値を有するので、（ｍ×ｎ）個のΔＩａｃｐｒｅｆ（ｉｊ）の総和も０であることが理解される。

再び、図１７を参照して、電力指令生成部２０１は、実施の形態１で説明した、電力変換装置１００全体での電力指令値に基づき、各変換器セル１０に共通の電力指令値Ｐｒｅｆを生成する。位相シフト指令演算部２０２は、実施の形態１と同様に、電力指令値Ｐｒｅｆに基づき、変換器セル１０での一次側ブリッジ回路３０ａ及び二次側ブリッジ回路３０ｂの間の位相シフト量φの指令値を生成する。位相シフト指令演算部２０２では、各変換器セル１０に共通の指令値が生成される。

位相シフト指令修正部２０７ｘは、電圧バランス制御部２０６ｘによる電圧指令値修正量ΔＰｒｅｆ（ｉｊ）に基づき、（ｍ×ｎ）個の変換器セル１０毎に、位相シフト量指令値の修正量Δφ（ｉｊ）を算出する。ゲート駆動部２０５では、（ｍ×ｎ）個の変換器セル１０毎に、共通の位相シフト量指令値に対して、位相シフト量指令値の修正量Δφ（ｉｊ）を加算することによって得られた、修正後の位相シフト量φに従って、一次側ブリッジ回路３０ａ及び二次側ブリッジ回路３０ｂの各半導体スイッチング素子ＳＷをスイッチング制御するためのゲート信号が生成される。

これにより、実施の形態５に係る電力変換装置１００ａの通常制御では、電圧バランス制御部２０６によって、変換器セル１０間での二次側セル電圧Ｖｄｃ２を均衡化させながら、一次側及び二次側の間での電力指令値Ｐｒｅｆに従った電力伝送を実現することができる。

尚、図１６の電力変換装置１００ａでは、各変換器ユニット１０１は一次側直流端子が直列に接続されているため、変換器ユニット１０１内のｍ個の変換器セル１０の間で伝送電力に偏差があると、一次側ユニット電圧に影響が生じる。従って、一次側ユニット電圧をバランスさせるためには、例えば、図示しない抵抗を各変換器ユニット１０１の一次側端子に並列に接続することが可能である、或いは、図示しないＤＣ／ＤＣ変換器を各変換器ユニット１０１の端子間に接続することによって、各変換器ユニット１０１のバランスをとることも可能である。これにより、一次側セル電圧と二次側セル電圧とをそれぞれ各変換器セル間でバランスさせることが可能である。この方式では、抵抗を挿入しないので、損失を小さくすることができる。

実施の形態５に係る電力変換装置では、通常制御に加えて、起動制御においても、変換器セル１０の二次側セル電圧Ｖｄｃ２の均衡化を図ることができる。

図１９には、起動制御部２０３ｘの構成を詳細に説明するためのブロック図が示される。起動制御部２０３ｘは、第ｉ番目の変換器ユニット１０１中の第ｊ番目の変換器セル１０（ｉｊ）に対応して配置される。

図１９を参照して、実施の形態５に係る起動制御部２０３ｘは、実施の形態２に係る起動制御部２０３（図１１）と比較して、修正演算部２０３９をさらに含む点で異なる。図１９の例では、修正演算部２０３９は、各変換器セル１０で共通の値である交流電流ピーク指令値Ｉａｃｐｒｅｆから、起動制御時に電圧バランス制御部２０６ｘから与えられる修正量ΔＩａｃｐｒｅｆ（ｉｊ）を減算する。

この結果、除算部２０３３では、電圧バランス制御のために修正された交流電流ピーク指令値（Ｉａｃｐｒｅｆ−ΔＩａｃｐｒｅｆ）を電圧差ΔＶで除算することによって、変換器セル１０（ｉｊ）の起動制御（θｓ可変制御）で用いられる電圧パルス幅θｓ（ｉｊ）が算出される。実施の形態５での電圧パルス幅θｓ（ｉｊ）は、実施の形態２での電圧パルス幅θｓに対して、変換器セル１０間での電圧バランス制御のための修正量が反映されている。

尚、起動制御部２０３ｘについては、実施の形態１に係る起動制御部２０３（図７）において、除算部２０３３のノードＮに対して、図１９と同様の修正演算部２０３９を配置する構成とすることも可能である。即ち、実施の形態１と同様の起動制御を適用し、かつ、電圧バランス制御のための修正量が反映された交流電流ピーク指令値（Ｉａｃｐｒｅｆ−ΔＩａｃｐｒｅｆ）を用いて、変換器セル１０（ｉｊ）の起動制御でのθｓ可変制御で用いられる電圧パルス幅θｓ（ｉｊ）を算出することが可能である。

再び図１７を参照して、起動状態判定部２０４ｘは、（ｍ×ｎ）個の変換器セル１０の一次側セル電圧Ｖｄｃ１及び二次側セル電圧Ｖｄｃ２に基づいて、一次側ブリッジ回路３０ａのスイッチング許可信号ＥＮｇ１及び二次側ブリッジ回路３０ｂのスイッチング許可信号ＥＮｇ２を生成する。図２０の例では、（ｍ×ｎ）個の変換器セル１０間で共通にスイッチング許可信号ＥＮｇ１，ＥＮｇ２が生成される。従って、（ｍ×ｎ）個の一次側ユニット電圧Ｖｄｃ１の全てが判定電圧（定格値）よりも高くなる迄スイッチング許可信号ＥＮｇ１は“１”に変化しない。同様に、（ｍ×ｎ）個の二次側セル電圧Ｖｄｃ２の全てが判定電圧（定格値）よりも高くなる迄、スイッチング許可信号ＥＮｇ２は“１”に変化しない。即ち、（ｍ×ｎ）個の変換器セル１０において、一方側の直流端子の充電完了（即ち、θｓ可変制御の開始）、及び、θｓ可変制御による他方側の直流端子の充電完了（即ち、起動制御の終了）は、共通のタイミングとされることになる。

尚、スイッチング許可信号ＥＮｇ１，ＥＮｇ２は、（ｍ×ｎ）個の変換器セル１０間で別個に生成されてもよい。この場合には、上記θｓ可変制御の開始タイミング、及び、起動制御の終了タイミングは、変換器セル１０毎に別個に制御される。

ゲート駆動部２０５は、スイッチング許可信号ＥＮｇ１，ＥＮｇ２、起動制御部２０３ｘからの電圧パルス幅θｓの指令値（起動制御）、並びに、位相シフト量φの指令値及び修正量（通常制御）に基づいて、通常制御及び起動制御のそれぞれにおいて、各半導体スイッチング素子ＳＷのゲート信号を生成する。上述のように、通常制御では、修正量Δφ（ｉｊ）が反映された位相シフト量φに従ってゲート信号が生成される。

以上説明したように、実施の形態５に係る電力変換装置１００ａでは、ＤＡＢ構成のＤＣ／ＤＣ変換器（変換器セル）１０が多段接続された構成での起動制御において、実施の形態１又は２と同様のθｓ可変制御を適用した起動制御によって、各変換器セル１０において、インダクタンス要素４０を含む内部に過大な電流を流すことなく一次側直流端子５ａ，６ａ及び二次側直流端子５ｂ，６ｂを順に充電することによって速やかに起動することができる。更に、電圧バランス制御部２０６ｘの出力を反映して電圧パルス幅θｓの指令値を修正することによって、各変換器セル１０の二次側セル電圧Ｖｄｃ２のばらつきを抑制しながら、各変換器セル１０を起動することができる。

図２０は、実施の形態５の電力変換装置におけるコントローラによる制御構成の変形例を説明するブロック図である。

図２０を参照して、実施の形態５の変形例に係るコントローラ２０は、実施の形態５（図１７）の構成と比較して、（ｍ×ｎ）個の変換器セル１０毎に設けられた起動制御部２０３ｘに代えて、（ｍ×ｎ）個の変換器セル１０に共通に設けられた起動制御部２０３ｙを含む点で異なる。図２０のその他の部分の構成は、図１７と同様であるので詳細な説明は繰り返さない。即ち、電力変換装置１００ａの通常制御には、図１７及び図１８で説明した電圧バランス制御が適用される。

図２１は、実施の形態５に係る電力変換装置における起動制御部の変形例を説明するブロック図である。図２１には、図２０の起動制御部２０３ｙの詳細な構成が示される。

図２１を参照して、起動制御部２０３ｙは、実施の形態２に係る起動制御部２０３（図１１）と比較して、最大値抽出部２０４２をさらに含む点が異なる。更に、ピーク値演算部２０３５は、（ｍ×ｎ）個の変換器セル１０での交流電流Ｉａｃ２を受けて、ピーク値を抽出するとともに、当該ピーク値の絶対値（即ち、｜Ｉａｃ２ｐ｜）を変換器セル１０毎に（ｍ×ｎ）個出力する。最大値抽出部２０４２は、ピーク値演算部２０３５から（ｍ×ｎ）個の｜Ｉａｃ２ｐ｜のうちの最大値を抽出して、除算部２０３６のノードＮへ出力する。

従って、図２１の起動制御部２０３ｙでは、全ての変換器セル１０において交流電流のピーク値（絶対値）｜Ｉａｃ２ｐ｜が交流電流ピーク指令値Ｉａｃｐｒｅｆを超えないように、起動制御における電圧パルス幅θｓを設定して、他方側の直流端子を充電することができる。

このように、図２０及び図２１の変形例によれば、ＤＡＢ構成のＤＣ／ＤＣ変換器（変換器セル）１０が多段接続された構成の電力変換装置１００ａの起動制御において、特に全ての変換器セル１０において過大な電流が発生しないように、実施の形態１又は２と同様のθｓ可変制御を適用して、各変換器セル１０を速やかに起動することができる。又、図１７〜図１９で説明した起動制御と比較して、起動制御における制御演算負荷、及び、通信量の軽減を図ることができる。

尚、以上で説明した各実施の形態では、二次側直流端子５ｂ，６ｂが先に充電された後に、一次側直流端子５ａ，６ａがθｓ可変制御によって充電される起動制御を説明した。即ち、二次側直流端子５ｂ，６ｂが「一方側の直流端子」、二次側ブリッジ回路３０ｂが「一方側のブリッジ回路」、一次側直流端子５ａ，６ａが「他方側の直流端子」、一次側ブリッジ回路３０ａが「他方側のブリッジ回路」にそれぞれ対応する例を説明した。これに対して、一次側直流端子５ａ，６ａ及び二次側直流端子５ｂ，６ｂの充電順序を入れ替えて、一次側直流端子５ａ，６ａを先に充電した後に、二次側直流端子５ｂ，６ｂがθｓ可変制御によって充電される起動制御とすることも可能である。この場合には、一次側直流端子５ａ，６ａが「一方側の直流端子」、一次側ブリッジ回路３０ａが「一方側のブリッジ回路」、二次側直流端子５ｂ，６ｂが「他方側の直流端子」、二次側ブリッジ回路３０ｂが「他方側のブリッジ回路」にそれぞれ対応する。更に、図９のＳ１２０ではスイッチング許可信号ＥＮｇ１を用いて判定し、Ｓ１４０ではスイッチング許可信号ＥＮｇ２を用いて判定することができる。又、実施の形態２等では、交流電流Ｉａｃ２に代えて交流電流Ｉａｃ１を用いて、電圧パルス幅θｓの指令値を算出することが必要である。

又、各実施の形態において、図２に示したスイッチング素子１１及びダイオード１２には、一般的にはＳｉ（珪素）を半導体材料として作成することが可能であるが、ＳｉＣ（炭化珪素）、ＧａＮ（窒化ガリウム）系材料、又は、ダイヤモンド等の、バンドギャップがＳｉより大きい、いわゆるワイドバンドギャップ半導体を使用して作製することも可能である。ワイドバンドギャップ半導体を用いてスイッチング素子１１及びダイオード１２を作製すると、高耐圧化及び低損失化が可能となり、起動制御における充電速度を更に高めることが期待される。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

２ａ，３ａ 一次側交流端子、２ｂ，３ｂ 二次側交流端子、４ａ，４ｂ 平滑コンデンサ、５ａ，６ａ 一次側直流端子、５ｂ，６ｂ 二次側直流端子、７ａ，７ｂ，８ａ，８ｂ 交流端子、１０ ＤＣ／ＤＣ変換器（変換器セル）、１１ スイッチング素子、１２ ダイオード、１３ スナバキャパシタ、２０ コントローラ、２２ メモリ、２３ 入出力回路、３０ａ 一次側ブリッジ回路、３０ｂ 二次側ブリッジ回路、４０ インダクタンス要素、４１，４２ リアクトル、４５ 変圧器、４６ａ 一次側巻線、４６ｂ 二次側巻線、１００，１００ａ 電力変換装置、１０１ 変換器ユニット、２００ 制御装置、２０１ 電力指令生成部、２０２ 位相シフト指令演算部、２０３，２０３ｘ，２０３ｙ 起動制御部、２０４，２０４ｘ 起動状態判定部、２０５，２５０ ゲート駆動部、２０６，２０６ｘ 電圧バランス制御部、２０７ｘ 位相シフト指令修正部、２０３１ 絶対値演算部、２０３２，２０３７ リミッタ、２０３３，２０３６ 除算部、２０３４，２０３８，２０６５ ゲイン乗算部、２０３５ ピーク値演算部、２０３９ 修正演算部、２０４２ 最大値抽出部、２０６１ セル間バランス制御部、２０６２ ユニット間バランス制御部、２０６３ 加算部、２０６４ 切替スイッチ、Ｄ，Ｎ，Ｎ１ｂ，Ｎ１ａ，Ｎ２ｂ，Ｎ２ａ ノード、ＥＮｇ１，ＥＮｇ２ スイッチング許可信号、Ｆｃｎ 制御フラグ、Ｉａｃ１，Ｉａｃ２ 交流電流、Ｉａｃｐｒｅｆ 交流電流ピーク指令値、ＮＬａ，ＮＬｂ，ＰＬａ，ＰＬｂ 電源配線、Ｐ 電力、Ｐｒｅｆ 電力指令値、ＳＷｎ１〜ＳＷｎ４，ＳＷｐ１〜ＳＷｐ４ 半導体スイッチング素子、Ｖｄｃ１ 一次側直流電圧（一次側セル電圧、一次側ユニット電圧）、Ｖｄｃ２ 二次側直流電圧（二次側セル電圧）、Ｖｄｃ２ａｖ＊ 総平均電圧、Ｖｄｃ２ａｖ（ｉ） ユニット平均電圧、Ｖａｃ１ 一次側交流電圧、Ｖａｃ２ 二次側交流電圧。

Claims (11)

1. 一次側直流端子及び二次側直流端子の間で双方向にＤＣ／ＤＣ変換を行う電力変換器と、
   前記電力変換器の動作を制御する制御器とを備え、
   前記電力変換器は、
   前記一次側直流端子と一次側交流端子との間で双方向にＤＣ／ＡＣ電力変換を行う、半導体スイッチング素子を含んで構成された一次側ブリッジ回路と、
   前記二次側直流端子と二次側交流端子との間で双方向にＤＣ／ＡＣ電力変換を行う、半導体スイッチング素子を含んで構成された二次側ブリッジ回路と、
   前記一次側交流端子及び前記二次側交流端子の間に接続されたインダクタンス要素とを含み、
   前記制御器は、
   前記電力変換器の外部の電源によって前記一次側直流端子及び前記二次側直流端子を予め定められた電圧まで充電する起動制御において、前記一次側ブリッジ回路及び前記二次側ブリッジ回路がスイッチング動作を停止した状態で前記外部の電源によって前記一次側直流端子及び前記二次側直流端子のうちの一方側の直流端子を充電した後に、前記一次側直流端子及び前記二次側直流端子のうちの他方側の直流端子を充電する充電制御を実行し、
   前記充電制御において、前記一次側ブリッジ回路及び前記二次側ブリッジ回路のうちの前記一方側の直流端子と接続された一方側のブリッジ回路は、電圧パルス幅が可変制御される交流電圧を前記インダクタンス要素へ出力するようにスイッチング動作する一方で、前記一次側ブリッジ回路及び前記二次側ブリッジ回路のうちの前記他方側の直流端子と接続された他方側のブリッジ回路はスイッチング動作を停止してダイオード整流モードで動作し、
   前記制御器は、前記他方側の直流端子に対する前記一方側の直流端子の電圧差が大きいほど前記電圧パルス幅が小さくなるように、前記一方側のブリッジ回路のスイッチング動作を制御する、電力変換装置。
2. 前記制御器は、前記充電制御において、予め定められたピーク電流値を前記電圧差によって除算した値に比例させて前記電圧パルス幅を変化させる、請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記電圧差は、前記一次側直流端子の一次側直流電圧の検出値、及び、前記二次側直流端子の二次側直流電圧の検出値の差分の絶対値から算出される、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記電圧差は、前記一次側交流端子及び前記二次側交流端子のうちの前記一方側のブリッジ回路と接続される一方側の交流端子を流れる交流電流のピーク値を、前記電圧パルス幅で除算した値に比例した推定値として算出される、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
5. 前記交流電流は、前記スイッチング動作の１周期内の予め定められた位相に設けられる電流検出点において検出され、
   前記電圧パルス幅が制御される電圧パルスの開始点及び終了点は、前記電流検出点を挟むように設けられ、
   前記交流電流のピーク値は、前記開始点から前記電流検出点までの時間幅及び前記電圧パルス幅の比率と、前記電流検出点での前記交流電流の検出値とを用いて算出される、請求項４記載の電力変換装置。
6. 前記電圧パルスの前記開始点及び前記終了点は、前記電流検出点を挟んで対称に位置するように設けられ、
   前記交流電流のピーク値は、前記電流検出点での前記交流電流の検出値を２倍した値を用いて算出される、請求項５記載の電力変換装置。
7. 前記制御器は、前記一次側直流端子の一次側直流電圧及び前記二次側直流端子の二次側直流電圧の組み合わせと、前記電圧パルス幅との間の予め定められた対応関係に従って、前記充電制御における前記電圧パルス幅を設定する、請求項１記載の電力変換装置。
8. 前記一次側ブリッジ回路及び前記二次側ブリッジ回路の各々は、
   前記一次側直流端子間、又は、前記二次側直流端子間に並列接続された複数のレグを有し、
   前記複数のレグの各々は、前記一次側交流端子又は前記二次側交流端子を介して、前記一次側直流端子間又は前記二次側直流端子間に直列接続されて、前記スイッチング動作時に相補にオンオフする上アーム及び下アームを構成する前記半導体スイッチング素子を有し、
   前記制御器は、前記充電制御において、前記一方側のブリッジ回路の前記複数のレグの各々における前記上アームの前記半導体スイッチング素子のオン期間長が前記電圧パルス幅に従って変化するように、前記一方側のブリッジ回路のスイッチング動作を制御する、請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記一次側ブリッジ回路及び前記二次側ブリッジ回路の各々は、
   前記一次側直流端子間、又は、前記二次側直流端子間に並列接続された複数のレグを有し、
   前記複数のレグの各々は、前記一次側交流端子又は前記二次側交流端子を介して、前記一次側直流端子間又は前記二次側直流端子間に直列接続されて、前記スイッチング動作時に相補にオンオフする上アーム及び下アームを構成する前記半導体スイッチング素子を有し、
   前記制御器は、前記充電制御において、前記複数のレグの各々において前記上アーム及び前記下アームの前記半導体スイッチング素子のオン期間長とオフ期間長とを同等とし、かつ、前記複数のレグのスイッチングパターン間の位相差が前記電圧パルス幅に従って変化するように、前記一方側のブリッジ回路のスイッチング動作を制御する、請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記電力変換装置は、各々が前記電力変換器によって構成された複数の変換器セルが多段接続されて構成され、
    前記制御器は、前記起動制御時の前記充電制御において、前記複数の変換器セルの間において前記他方側の直流端子の直流電圧を均衡させるための修正量を反映して、前記複数の変換器セル毎に前記電圧パルス幅を制御し、
    前記複数の変換器セルのそれぞれでの前記修正量の総和はゼロである、請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 前記電力変換装置は、各々が前記電力変換器によって構成された複数の変換器セルが多段接続されて構成され、
    前記制御器は、前記起動制御時の前記充電制御において、前記複数の変換器セルの各々で共通に前記電圧パルス幅を制御し、かつ、前記電圧差は、前記複数の変換器セルにおける前記交流電流のピーク値のうちの最大値を、前記電圧パルス幅で除算した値に比例した推定値として算出する、請求項４〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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