JP2017055588A

JP2017055588A - 電力変換装置

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Publication number: JP2017055588A
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Inventors: 文生米田; Fumio Yoneda
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Priority date: 2015-09-10
Filing date: 2015-09-10
Publication date: 2017-03-16
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Abstract

【課題】入出力を絶縁しつつ変圧する電力変換装置２０の回路規模を抑制しつつ素子保護を強化する。【解決手段】電力変換装置２０において、インバータ回路（例えば、フルブリッジ回路で構成される）２２は、直流電源１０に接続されたリアクトルＬ１を介して入力される直流電圧を昇圧しつつ交流電圧に変換する。トランスＴは、一次側に設けられたインバータ回路２２の出力電力を二次側に伝達する。短絡スイッチ２１は、リアクトルＬ１の両端を短絡させる。【選択図】図１

Description

本発明は、入出力を絶縁しつつ変圧する電力変換装置に関する。

絶縁と昇圧を１ステージで行うことができる高効率・低コストなＤＣ−ＤＣコンバータの回路トポロジーとして、絶縁型昇圧コンバータ(isolated boost converter）が知られている。絶縁型昇圧コンバータは一次側において、直流電源とインバータ回路の間にリアクトルを挿入し、インバータ回路に導通期間を設ける。この導通期間にリアクトルにエネルギーが蓄えられ、インバータ回路が相補動作に戻ると、そのエネルギーが放出され、トランスの一次側に昇圧された電圧が伝達される。

二次側に接続された負荷の取り外しや電源オフ等により、無負荷または軽負荷状態に遷移すると出力電流が急激に低下し、サージ電圧が発生する。特に絶縁型昇圧コンバータのような電流型絶縁コンバータにおいては、高周波トランスの漏れインダクタンスや一次側リアクトルに残存していた磁気エネルギーの放出により、スイッチング素子両端に大きなサージ電圧が発生する。これらに起因するサージ電圧の対策として、一次側にスナバ回路を設けることが考えられる（例えば、特許文献１参照）。

しかしながら、負荷の急激な変動（例えば、全負荷のオン／オフ）が短期間に頻繁に発生する場合、スナバ回路だけでは、繰り返し発生するサージ電圧を十分に吸収できない場合がある。サージ電圧を十分に吸収できない場合、インバータ回路を構成するスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor））に耐圧オーバーが発生し、素子に不具合が発生する恐れがある。

ところでＤＣ−ＤＣコンバータでは、起動時に発生する突入電流を抑制する必要がある。突入電流を抑制するために、負荷と並列に接続された二次側のコンデンサをプリチャージ回路でプリチャージする方法が考えられるが（例えば、特許文献２参照）、プリチャージ回路を別途に設ける必要があり、回路面積およびコストが増大する。

米国特許第６４５２８１５号明細書米国特許第６５８７３５６号明細書

本発明者は絶縁型昇圧コンバータにおいて、簡単な回路を追加することにより、サージ電圧からの素子保護と起動時の突入電流の抑制に寄与する回路構成を見出すに至った。

本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、入出力を絶縁しつつ変圧する電力変換装置であって、回路規模を抑制しつつ素子保護が強化された電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある態様の電力変換装置は、直流電源に接続されたリアクトルと、前記リアクトルを介して入力される直流電圧を昇圧しつつ交流電圧に変換するインバータ回路と、一次側に設けられた前記インバータ回路の出力電力を二次側に伝達するトランスと、前記リアクトルの両端を短絡させるための短絡スイッチと、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、入出力を絶縁しつつ変圧する電力変換装置であって、回路規模を抑制しつつ素子保護が強化された電力変換装置を実現できる。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。図１の電力変換装置の基本動作を説明するためのタイムチャートである。図１の電力変換装置の起動時の動作を説明するためのタイムチャートである。実施の形態２に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。短絡スイッチの変形例１を示す図である。短絡スイッチの変形例２を示す図である。

（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置２０の構成を説明するための図である。実施の形態１に係る電力変換装置２０は、直流電源１０から供給される直流電力をＤＣ−ＤＣ変換して直流負荷３０に供給する単方向の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータである。直流電源１０は例えば、蓄電池、太陽電池、燃料電池などが該当する。

直流電源１０と並列に第１平滑コンデンサＣ１が接続される。第１平滑コンデンサＣ１には例えば、電解コンデンサが使用される。直流電源１０と直列にリアクトルＬ１が接続される。インバータ回路２２はリアクトルＬ１を介して直流電源１０と接続される。インバータ回路２２は、リアクトルＬ１から入力される直流電力を交流電力に変換する。

本実施の形態ではインバータ回路２２は、第１スイッチング素子Ｑ１１と第２スイッチング素子Ｑ１２が直列接続された第１レグと、第３スイッチング素子Ｑ１３と第４スイッチング素子Ｑ１４が直列接続された第２レグが並列接続されたフルブリッジ回路で構成される。第１レグの中点と第２レグの中点が、高周波トランスＴの一次巻線の両端にそれぞれ接続される。

第１スイッチング素子Ｑ１１〜第４スイッチング素子Ｑ１４には例えば、ＩＧＢＴを使用できる。第１スイッチング素子Ｑ１１のコレクタ端子および第３スイッチング素子Ｑ１３のコレクタ端子は、リアクトルＬ１を介して直流電源１０の正極に接続される。第２スイッチング素子Ｑ１２のエミッタ端子および第４スイッチング素子Ｑ１４のエミッタ端子は、直流電源１０の負極に接続される。第１スイッチング素子Ｑ１１のエミッタ端子と第２スイッチング素子Ｑ１２のコレクタ端子が接続され、第３スイッチング素子Ｑ１３のエミッタ端子と第４スイッチング素子Ｑ１４のコレクタ端子が接続される。

第１還流ダイオードＤ１１〜第４還流ダイオードＤ１４は、第１スイッチング素子Ｑ１１〜第４スイッチング素子Ｑ１４にそれぞれ並列に、逆向きに接続される。なお第１スイッチング素子Ｑ１１〜第４スイッチング素子Ｑ１４にＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)を使用する場合、第１還流ダイオードＤ１１〜第４還流ダイオードＤ１４は、ソースからドレイン方向に形成される寄生ダイオードを利用できる。

高周波トランスＴは、一次巻線に接続されるインバータ回路２２の出力電圧を、一次巻線と二次巻線の巻数比に応じて変換し、二次巻線に接続される整流回路２３に出力する。整流回路２３は、高周波トランスＴを介して入力されるインバータ回路２２の出力電力を整流して直流負荷３０に供給する。整流回路２３は例えば、ダイオードブリッジ回路で構成できる。図１に示す例では、高周波トランスＴの二次巻線の一端が、第１整流ダイオードＤ１５のアノード端子と第２整流ダイオードＤ１６のカソード端子間のノードに接続され、二次巻線の他端が、第３整流ダイオードＤ１７のアノード端子と第４整流ダイオードＤ１８のカソード端子間のノードに接続される。

第１整流ダイオードＤ１５のカソード端子および第３整流ダイオードＤ１７のカソード端子が直流負荷３０の正極端子に接続され、第２整流ダイオードＤ１６のアノード端子および第４整流ダイオードＤ１８のアノード端子が直流負荷３０の負極端子に接続される。直流負荷３０と並列に第２平滑コンデンサＣ３が接続される。第２平滑コンデンサＣ３には例えば、電解コンデンサが使用される。

電圧検出部２４は、直流負荷３０に出力される電圧（第２平滑コンデンサＣ３の両端電圧）を検出して制御部２５に出力する。電圧検出部２４には例えば、差動増幅器を使用できる。

制御部２５は電力変換装置２０全体を制御する。制御部２５の構成は、ハードウェア資源とソフトウェア資源の協働、またはハードウェア資源のみにより実現できる。ハードウェア資源としてアナログ素子、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＦＰＧＡ、その他のＬＳＩを利用できる。ソフトウェア資源としてファームウェア等のプログラムを利用できる。

制御部２５は、電力変換装置２０の出力電圧が目標電圧を維持するようインバータ回路２２を駆動する。具体的には制御部２５は、第１スイッチング素子Ｑ１１〜第４スイッチング素子Ｑ１４の駆動信号としてＰＷＭ信号を生成し、第１スイッチング素子Ｑ１１〜第４スイッチング素子Ｑ１４のゲート端子に供給する。制御部２５はＰＷＭ信号のデューティ比を上げることにより電力変換装置２０の出力電圧を上げることができ、ＰＷＭ信号のデューティ比を下げることにより電力変換装置２０の出力電圧を下げることができる。制御部２５は、電圧検出部２４で検出された出力電圧と目標電圧を比較して、検出された出力電圧が目標電圧より低い場合はデューティ比を上げ、検出された出力電圧が目標電圧より高い場合はデューティ比を下げる。

サージ電圧を吸収するために一次側にスナバ回路が設けられる。図１に示す例では、ＲＣＤスナバ回路がインバータ回路２２の入力側に接続される。具体的には、インバータ回路２２の正極入力端子と負極入力端子間に、スナバダイオードＤ３及びスナバコンデンサＣ２が直列に接続される。スナバダイオードＤ３のアノード端子はインバータ回路２２の正極入力端子に接続され、スナバダイオードＤ３のカソード端子はスナバコンデンサＣ２の一端に接続され、スナバコンデンサＣ２の他端はインバータ回路２２の負極入力端子に接続される。スナバダイオードＤ３とスナバコンデンサＣ２間のノードは、抵抗Ｒ１を介して直流電源１０の正極端子に接続される。抵抗Ｒ１はスナバコンデンサＣ２に蓄積されたエネルギーを消費する。

第１スイッチング素子Ｑ１１〜第４スイッチング素子Ｑ１４の通常のスイッチング動作で発生するサージ電圧は、スナバコンデンサＣ２で吸収可能である。しかしながら、直流負荷３０が重い状態から軽い状態に急激に変化する場合、サージ電圧をスナバコンデンサＣ２で吸収しきれない場合が発生する。サージ電圧は主に、高周波トランスＴの漏れインダクタンスＬ_Ｌに蓄積されているエネルギーと、リアクトルＬ１に蓄積されているエネルギーに起因して発生する。

直流負荷３０が最大負荷で動作している場合、リアクトルＬ１には定格電流が流れており、大きなエネルギーが蓄積される。その状態から直流負荷３０の取り外しや直流負荷３０の電源オフにより無負荷状態に遷移するとリアクトルＬ１から大きな直流電流が流れる。このリアクトルＬ１からの直流電流と漏れインダクタンスＬ_Ｌからの直流電流をスナバコンデンサＣ２で全て吸収するには、大容量のコンデンサが必要になる。その場合、回路面積およびコストが増大する。

このサージ電圧対策として本実施の形態では、リアクトルＬ１の両端を短絡させるための短絡スイッチ２１を追加する。短絡スイッチ２１がオン状態では、リアクトルＬ１と短絡スイッチ２１により形成される閉ループを、リアクトルＬ１に蓄積された直流電流が還流し、閉ループ上の抵抗成分によりエネルギーが消費される。当該抵抗成分は閉ループ上の各素子および配線に含まれる抵抗成分である。

短絡スイッチ２１は、短絡経路上において、リアクトルＬ１の入力端子から出力端子への電流を阻止し、リアクトルＬ１の出力端子から入力端子への電流を、制御部２５からの駆動信号に応じて導通または非導通する逆阻止型スイッチである。図１に示す例では短絡スイッチ２１は、第５整流ダイオードＤ１と短絡用スイッチング素子Ｑ１の直列回路で形成される。短絡用スイッチング素子Ｑ１と並列に第１内蔵ダイオードＤ２が接続される。短絡用スイッチング素子Ｑ１にＩＧＢＴが使用される場合、ＩＧＢＴのエミッタからコレクタの方向に第１内蔵ダイオードＤ２が接続される。短絡用スイッチング素子Ｑ１にＭＯＳＦＥＴが使用される場合、第１内蔵ダイオードＤ２として、ソースからドレイン方向に形成される寄生ダイオードを利用できる。

図１に示す例では、リアクトルＬ１の入力端子に第５整流ダイオードＤ１のカソード端子が接続され、第５整流ダイオードＤ１のアノード端子が短絡用スイッチング素子Ｑ１のエミッタ端子またはソース端子に接続され、短絡用スイッチング素子Ｑ１のコレクタ端子またはドレイン端子がリアクトルＬ１の出力端子に接続される。なお後述する図４に示すように第５整流ダイオードＤ１と短絡用スイッチング素子Ｑ１の順番が逆でもよい。

図２は、図１の電力変換装置２０の基本動作を説明するためのタイムチャートである。電力変換装置２０の通常動作時、制御部２５は、第１スイッチング素子Ｑ１１および第４スイッチング素子Ｑ１４と、第２スイッチング素子Ｑ１２および第３スイッチング素子Ｑ１３とを相補的に駆動する。その際、第１スイッチング素子Ｑ１１〜第４スイッチング素子Ｑ１４を全てオン状態に制御してリアクトルＬ１にエネルギーを蓄える期間Ｔｃを設ける。次に第１スイッチング素子Ｑ１１〜第４スイッチング素子Ｑ１４が相補動作に戻ると、直流電源１０の電圧とリアクトルＬ１に蓄積された電圧が加算された電圧（昇圧電圧）が、高周波トランスＴの一次巻線に印加される。通常動作時、制御部２５は短絡用スイッチング素子Ｑ１をオフ状態に制御する。

制御部２５は、直流負荷３０が所定値を下回ると電力変換装置２０を休止状態に制御する。直流負荷３０が所定値を下回ったか否かは、電圧検出部２４で検出された電圧値が、負荷低下検出用の所定電圧値を超えたか否かにより判定できる。なお直流負荷３０への出力電流を検出する電流検出部（不図示）を設け、検出された電流が負荷低下検出用の所定電流値を超えたか否かにより判定してもよい。

休止状態では制御部２５は、第１スイッチング素子Ｑ１１〜第４スイッチング素子Ｑ１４を全てオフ状態に制御し、短絡用スイッチング素子Ｑ１をオン状態に制御する。これによりリアクトルＬ１が短絡され、リアクトルＬ１に流れていた電流が短絡スイッチ２１に流れ、リアクトルＬ１に残存していた磁気エネルギーが、リアクトルＬ１と短絡スイッチ２１により形成される閉ループ内で消費される。従って、リアクトルＬ１から流れる電流に起因するサージ電圧が吸収される。高周波トランスＴの漏れインダクタンスから流れる電流に起因するサージ電圧はスナバコンデンサＣ２で吸収される。従って第１スイッチング素子Ｑ１１〜第４スイッチング素子Ｑ１４がサージ電圧から保護される。

図３は、図１の電力変換装置２０の起動時の動作を説明するためのタイムチャートである。電力変換装置２０の起動時において、制御部２５短絡用スイッチング素子Ｑ１をオン状態に制御し、第１スイッチング素子Ｑ１１〜第４スイッチング素子Ｑ１４のデューティ比を第２平滑コンデンサＣ３の電圧上昇に応じてゼロから徐々に上げていく。第２平滑コンデンサＣ３の電圧が設定電圧値Ｖｔｈを超えると制御部２５は、短絡用スイッチング素子Ｑ１をターンオフする。

設定電圧値Ｖｔｈは、直流電源１０から第２平滑コンデンサＣ３への突入電流が抑制される電圧値に設定される。第２平滑コンデンサＣ３を、一次側から高周波トランスＴを介して印加される電圧に近い電圧までプリチャージしておけば、起動時の第２平滑コンデンサＣ３への突入電流を抑制できる。従って設定電圧値Ｖｔｈは、直流電源１０の電圧に高周波トランスＴの巻数比（二次巻線の巻数／一次巻線の巻数）を掛けた電圧値より一定値低い値に設定される。当該一定値はごく小さな値であることが好ましい。

このように第２平滑コンデンサＣ３の設定電圧値Ｖｔｈまでのプリチャージが完了するまで短絡用スイッチング素子Ｑ１をオン状態に制御してリアクトルＬ１を短絡させる。これによりリアクトルＬ１が無効になり、リアクトルＬ１とインバータ回路２２による昇圧コンバータとしての作用がなくなり、当該昇圧コンバータから突入電流が流れることを防止できる。またインバータ回路２２と高周波トランスＴによる降圧コンバータとしての作用が発揮され、直流電源１０の電圧より低い電圧から第２平滑コンデンサＣ３を充電できる。以上のように第１スイッチング素子Ｑ１１〜第４スイッチング素子Ｑ１４のスイッチング動作だけで第２平滑コンデンサＣ３を緩やかにプリチャージできる（ソフトスタート）。

以上説明したように実施の形態１によれば、絶縁型昇圧コンバータにおいて、リアクトルＬ１を短絡するための短絡スイッチ２１を設けることにより、負荷急変に起因するサージ電圧からインバータ回路２２に含まれる第１スイッチング素子Ｑ１１〜第４スイッチング素子Ｑ１４を保護することができる。第１スイッチング素子Ｑ１１〜第４スイッチング素子Ｑ１４に耐圧が高いものを使用する必要がないため、回路面積およびコストの増大を抑制できる。

また短絡スイッチ２１は起動時にリアクトルＬ１を無効化するためのスイッチを兼ねる。リアクトルＬ１を無効化することにより第２平滑コンデンサＣ３を緩やかにプリチャージでき、ソフトスタートを実現できる。リアクトルＬ１が有効な状態ではインバータ回路２２および高周波トランスＴを介して第２平滑コンデンサＣ３を緩やかにプリチャージすることは困難である。その場合、インバータ回路２２および高周波トランスＴを通過しない別のプリチャージ回路を別途に設ける必要があり、回路面積およびコストが増大する。

絶縁型昇圧コンバータは、一般的な昇圧チョッパとインバータ回路の組み合わせと比較して素子数を減らすことができる。従って本実施の形態によれば、絶縁作用、昇圧作用を有する電力変換装置であり、回路規模を抑制しつつ素子保護が強化された電力変換装置を実現できる。

（実施の形態２）
図４は、実施の形態２に係る電力変換装置２０の構成を説明するための図である。実施の形態２に係る電力変換装置２０は、絶縁型双方向ＤＣ−ＡＣコンバータである。実施の形態１に係る電力変換装置２０と比較して、直流負荷３０がＤＣ−ＡＣコンバータ２６と系統４０に置き換わり、整流回路２３がインバータ回路２３ａに置き換わっている。

二次側のインバータ回路２３ａは、一次側のインバータ回路２２の構成と同じである。即ちインバータ回路２３ａは、第５スイッチング素子Ｑ２１と第６スイッチング素子Ｑ２２が直列接続された第１レグと、第７スイッチング素子Ｑ２３と第８スイッチング素子Ｑ２４が直列接続された第２レグが並列接続されたフルブリッジ回路で構成される。第５スイッチング素子Ｑ２１〜第８スイッチング素子Ｑ２４にはそれぞれ並列に、第５還流ダイオードＤ２１〜第８還流ダイオードＤ２４が逆向きに接続される。第１レグの中点と第２レグの中点が、高周波トランスＴの二次巻線の両端にそれぞれ接続される。

図４では、一次側のスナバ回路をアクティブクランプ回路で構成している。具体的には、インバータ回路２２の正極入力端子と負極入力端子間に、クランプ用スイッチング素子Ｑ２及びスナバコンデンサＣ２が直列に接続される。クランプ用スイッチング素子Ｑ２と並列に第２内蔵ダイオードＤ４が接続される。クランプ用スイッチング素子Ｑ２にＩＧＢＴが使用される場合、ＩＧＢＴのエミッタからコレクタの方向に第２内蔵ダイオードＤ４が接続される。クランプ用スイッチング素子Ｑ２にＭＯＳＦＥＴが使用される場合、第２内蔵ダイオードＤ４として、ソースからドレイン方向に形成される寄生ダイオードを利用できる。

クランプ用スイッチング素子Ｑ２のエミッタ端子またはソース端子はインバータ回路２２の正極入力端子に接続され、クランプ用スイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子またはドレイン端子はスナバコンデンサＣ２の一端に接続され、スナバコンデンサＣ２の他端はインバータ回路２２の負極入力端子に接続される。制御部２５は所定のタイミングでクランプ用スイッチング素子Ｑ２をターンオンして、スナバコンデンサＣ２に充電されたエネルギーを電源ラインに放電する。図１に示したＲＣＤスナバ回路と比較して、スナバコンデンサＣ２に吸収したエネルギーを消費せずに回生するため、エネルギーロスを減らすことができる。

なお図１に示した電力変換装置２０のスナバ回路をアクティブクランプ回路で構成してもよいし、図４に示す電力変換装置２０のスナバ回路をＲＣＤスナバ回路で構成してもよい。またそれぞれにおいて、別のタイプのスナバ回路を使用してもよい。

図４に示す短絡スイッチ２１は、図１に示した短絡スイッチ２１と比較して第５整流ダイオードＤ１と短絡用スイッチング素子Ｑ１の順番が逆であるが、作用は同一である。

図４に示す電力変換装置２０において、直流電源１０から供給される直流電力を交流電力に変換して系統４０に逆潮流する場合、制御部２５はインバータ回路２３ａに含まれる第５スイッチング素子Ｑ２１〜第８スイッチング素子Ｑ２４を全てオフ状態に制御する。これによりインバータ回路２３ａは、図１に示したダイオードブリッジ回路で構成される整流回路２３と同様の回路構成となる。ＤＣ−ＡＣコンバータ２６と系統４０を図１に示した直流負荷３０とみなすことにより、図１に示した電力変換装置２０の処理の説明が、図４に示す電力変換装置２０の処理にそのままあてはまる。なお系統４０の代わりに交流負荷をＤＣ−ＡＣコンバータ２６の交流側に接続してもよい。

系統４０から供給される交流電力を直流電力に変換して直流電源１０としての蓄電池に充電する場合、制御部２５はインバータ回路２３ａに含まれる第５スイッチング素子Ｑ２１〜第８スイッチング素子Ｑ２４を相補的に駆動し、インバータ回路２２に含まれる第１スイッチング素子Ｑ１１〜第４スイッチング素子Ｑ１４を全てオフ状態に制御する。制御部２５は短絡用スイッチング素子Ｑ１をオン状態に制御してリアクトルＬ１をバイパスさせてもよいし、短絡用スイッチング素子Ｑ１をオフ状態に制御してリアクトルＬ１をフィルタとして使用してもよい。

以上説明したように実施の形態２によれば、双方向の絶縁型昇圧コンバータにおいても、実施の形態１と同様の効果を奏する。なお実施の形態２では絶縁型双方向ＤＣ−ＡＣコンバータの例を説明したが、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであってもよい。この場合、図４のＤＣ−ＡＣコンバータ２６及び系統４０が直流電源に置き換わる。車載用途では補機バッテリと走行用バッテリが双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを介して接続される場合があり、実施の形態２の変形例に係る絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは例えば、当該用途に使用することができる。

以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

上述の実施の形態１、２では短絡スイッチ２１として、第５整流ダイオードＤ１と短絡用スイッチング素子Ｑ１の直列回路を使用する例を説明した。この点、他の構成も可能である。

図５は、短絡スイッチ２１の変形例１を示す図である。変形例１は短絡スイッチ２１として、逆阻止ＩＧＢＴ（Ｑ１ａ）を使用する例である。逆阻止ＩＧＢＴ（Ｑ１ａ）のエミッタ端子がリアクトルＬ１の入力端子に接続され、コレクタ端子がリアクトルＬ１の出力端子に接続される。逆阻止ＩＧＢＴ（Ｑ１ａ）は、逆耐圧保護用の逆阻止直列ダイオードを接続しなくても、逆バイアス電圧に対して十分な耐圧性能を有する素子である。

図６は、短絡スイッチ２１の変形例２を示す図である。変形例２では短絡スイッチ２１としてリレーＲＹを使用する例である。スナバ回路にアクティブクランプ回路を使用する場合、ＲＣＤスナバ回路を使用した場合のようにリアクトルＬ１の入力端子側に、抵抗Ｒ１を介して放電電流が流入しないため逆阻止型スイッチではなく、リレーＲＹのような双方向スイッチを使用しても、リアクトルＬ１の還流電流が影響を受けることはない。

上述の実施の形態１、２ではインバータ回路２２としてフルブリッジ回路を使用する例を説明したがプッシュプル回路を使用してもよい。

なお、実施の形態は、以下の項目によって特定されてもよい。

［項目１］
直流電源（１０）に接続されたリアクトル（Ｌ１）と、
前記リアクトル（Ｌ１）を介して入力される直流電圧を昇圧しつつ交流電圧に変換するインバータ回路（２２）と、
一次側に設けられた前記インバータ回路（２２）の出力電力を二次側に伝達するトランス（Ｔ）と、
前記リアクトル（Ｌ１）の両端を短絡させるための短絡スイッチ（２１）と、
を備えることを特徴とする電力変換装置（２０）。
これによれば、絶縁型昇圧コンバータにおいて、短絡スイッチ（２１）を追加することにより、サージ電圧からの素子保護と起動時の突入電流の抑制に寄与する回路構成を実現できる。
［項目２］
前記インバータ回路（２２）は、第１スイッチング素子（Ｑ１１）と第２スイッチング素子（Ｑ１２）が直列に接続された第１レグと、第３スイッチング素子（Ｑ１３）と第４スイッチング素子（Ｑ１４）が直列に接続された第２レグとが並列に接続されるフルブリッジ回路を含み、
前記電力変換装置（２０）は、
前記第１スイッチング素子（Ｑ１１）および前記第４スイッチング素子（Ｑ１４）と、前記第２スイッチング素子（Ｑ１２）および前記第３スイッチング素子（Ｑ１３）とを相補的に駆動する制御部（２５）をさらに備え、
前記制御部（２５）は、前記インバータ回路（２２）を動作させる際、前記第１スイッチング素子（Ｑ１１）〜前記第４スイッチング素子（Ｑ１４）を全てオン状態に制御して前記リアクトル（Ｌ１）にエネルギーを蓄える期間を設けることを特徴とする項目１に記載の電力変換装置（２０）。
これによれば、リアクトル（Ｌ１）とフルブリッジ回路により昇圧しつつ直流電圧を交流電圧に変換してトランス（Ｔ）の一次巻線に供給することができる。
［項目３］
前記トランス（Ｔ）の二次側に設けられ、前記インバータ回路（２２）の出力電力を整流して直流負荷（３０）に供給する整流回路（２３）をさらに備え、
前記制御部（２５）は、前記直流負荷（３０）が所定値を下回ると、前記第１スイッチング素子（Ｑ１１）〜前記第４スイッチング素子（Ｑ１４）を全てオフ状態に制御し、前記短絡スイッチ（２１）をオン状態に制御することを特徴とする項目２に記載の電力変換装置（２０）。
無負荷または軽負荷時にリアクトル（Ｌ１）の両端を短絡させることにより、無負荷または軽負荷に遷移する際に発生するサージ電圧から第１スイッチング素子（Ｑ１１）〜第４スイッチング素子（Ｑ１４）を保護することができる。
［項目４］
前記直流負荷（３０）と並列に設けられるコンデンサ（Ｃ３）をさらに備え、
前記制御部（２５）は、前記電力変換装置（２０）の起動時において、前記短絡スイッチ（２１）をオン状態に制御し、前記コンデンサ（Ｃ３）の電圧が設定値を超えると前記短絡スイッチ（２１）をオフ状態に制御することを特徴とする項目２または３に記載の電力変換装置（２０）。
起動時に短絡スイッチ（２１）をオン状態に制御することにより、リアクトル（Ｌ１）を無効化することができ、ソフトスタートを実現することができる。
［項目５］
前記制御部（２５）は、前記電力変換装置（２０）の起動時において、前記コンデンサ（Ｃ３）の電圧上昇に応じて、前記第１スイッチング素子（Ｑ１１）〜前記第４スイッチング素子（Ｑ１４）のデューティ比を上げることを特徴とする項目４に記載の電力変換装置（２０）。
これによれば、コンデンサ（Ｃ３）をプリチャージするためのプリチャージ回路を別途に設けなくても、ソフトスタートを実現することができる。
［項目６］
前記短絡スイッチ（２１）は、前記リアクトル（Ｌ１）の前記直流電源（１０）側の端子から前記インバータ回路（２２）側の端子への電流を阻止し、前記インバータ回路（２２）側の端子から前記直流電源（１０）側の端子への電流を駆動信号に応じて導通または非導通する逆阻止型スイッチであることを特徴とする項目１から５のいずれかに記載の電力変換装置（２０）。
これによれば、リアクトル（Ｌ１）に残留する直流電流が閉ループを、阻害されることなく還流することができる。

１０直流電源、２０電力変換装置、Ｌ１リアクトル、Ｃ１第１平滑コンデンサ、２１短絡スイッチ、Ｄ１第５整流ダイオード、Ｑ１短絡用スイッチング素子、Ｄ２第１内蔵ダイオード、Ｒ１抵抗、Ｄ３スナバダイオード、Ｃ２スナバコンデンサ、２２インバータ回路、Ｑ１１第１スイッチング素子、Ｑ１２第２スイッチング素子、Ｑ１３第３スイッチング素子、Ｑ１４第４スイッチング素子、Ｄ１１第１還流ダイオード、Ｄ１２第２還流ダイオード、Ｄ１３第３還流ダイオード、Ｄ１４第４還流ダイオード、Ｌ_Ｌ漏れインダクタンス、Ｔ高周波トランス、２３整流回路、Ｄ１５第１整流ダイオード、Ｄ１６第２整流ダイオード、Ｄ１７第３整流ダイオード、Ｄ１８第４整流ダイオード、Ｃ３第２平滑コンデンサ、２４電圧検出部、２５制御部、３０直流負荷、Ｑ２クランプ用スイッチング素子、Ｄ４第２内蔵ダイオード、２３ａインバータ回路、Ｑ２１第５スイッチング素子、Ｑ２２第６スイッチング素子、Ｑ２３第７スイッチング素子、Ｑ２４第８スイッチング素子、Ｄ２１第５還流ダイオード、Ｄ２２第６還流ダイオード、Ｄ２３第７還流ダイオード、Ｄ２４第８還流ダイオード、２６ＤＣ−ＡＣコンバータ、４０系統。

Claims

直流電源に接続されたリアクトルと、
前記リアクトルを介して入力される直流電圧を昇圧しつつ交流電圧に変換するインバータ回路と、
一次側に設けられた前記インバータ回路の出力電力を二次側に伝達するトランスと、
前記リアクトルの両端を短絡させるための短絡スイッチと、
を備えることを特徴とする電力変換装置。
前記インバータ回路は、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子が直列に接続された第１レグと、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子が直列に接続された第２レグとが並列に接続されるフルブリッジ回路を含み、
前記電力変換装置は、
前記第１スイッチング素子および前記第４スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子および前記第３スイッチング素子とを相補的に駆動する制御部をさらに備え、
前記制御部は、前記インバータ回路を動作させる際、前記第１スイッチング素子〜前記第４スイッチング素子を全てオン状態に制御して前記リアクトルにエネルギーを蓄える期間を設けることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記トランスの二次側に設けられ、前記インバータ回路の出力電力を整流して直流負荷に供給する整流回路をさらに備え、
前記制御部は、前記直流負荷が所定値を下回ると、前記第１スイッチング素子〜前記第４スイッチング素子を全てオフ状態に制御し、前記短絡スイッチをオン状態に制御することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
直流負荷と並列に設けられるコンデンサをさらに備え、
前記制御部は、前記電力変換装置の起動時において、前記短絡スイッチをオン状態に制御し、前記コンデンサの電圧が設定値を超えると前記短絡スイッチをオフ状態に制御することを特徴とする請求項２または３に記載の電力変換装置。
前記制御部は、前記電力変換装置の起動時において、前記コンデンサの電圧上昇に応じて、前記第１スイッチング素子〜前記第４スイッチング素子のデューティ比を上げることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
前記短絡スイッチは、前記リアクトルの前記直流電源側の端子から前記インバータ回路側の端子への電流を阻止し、前記インバータ回路側の端子から前記直流電源側の端子への電流を駆動信号に応じて導通または非導通する逆阻止型スイッチであることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の電力変換装置。