JPH0746861A - ブリッジ型インバ−タ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ブリッジ型インバータの電力損失を低減させ
る。 【構成】 ブリッジ型インバータのスイッチング素子Ｓ
Ｗ1 〜ＳＷ4 に対してにリアクトルＬ1 〜Ｌ4 を直列に
接続する。主スイッチング素子ＳＷ1 とＳＷ2 の接続中
点Ｐ2 及びＳＷ3 とＳＷ4 の接続中点Ｐ3 と電源の中点
Ｐ1 との間にコンデンサＣ1 、Ｃ2 を接続する。スイッ
チング素子ＳＷ1 とＳＷ2 及びＳＷ3 とＳＷ4 は重複期
間を有して交互にオン・オフ制御する。。これにより、
ゼロボルトスイッチングが達成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング素子をブ
リッジ接続した構成の単相又は多相のインバータ装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】直流を
交流に変換するためのブリッジ型インバータのスイッチ
ング素子をオン・オフ動作させると、スイッチング素子
においてスイッチング損失が生じる。

【０００３】そこで、本発明の目的は比較的簡単な回路
構成によってスイッチング損失を少なくすることができ
るブリッジ型インバータ装置を提供することにある。

【０００４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、実施例を示す図面の符号を参照して説明す
ると、正側端子と負側端子とを有する第１の直流電源１
ａと、正側端子と負側端子とを有し、この正側端子が前
記第１の直流電源１ａの負側端子に接続された第２の直
流電源１ｂと、前記第１の直流電源１ａの正側端子と負
荷２の一端との間に接続された第１のスイッチング素子
ＳＷ1 と、前記第２の直流電源１ｂの負側端子と前記負
荷２の一端との間に接続された第２のスッチング素子Ｓ
Ｗ2 と、前記第１及び第２のスッチング素子ＳＷ1 、Ｓ
Ｗ2 に逆方向並列にそれぞれ接続された第１及び第２の
主ダイオードＤ1 、Ｄ2 とを有して負荷２に交流電力を
供給する単相又は多相のブリッジ型又はハ−フブリッジ
型インバータ装置において、前記第１及び第２のスッチ
ング素子ＳＷ1 、ＳＷ2 に対してそれぞれ逆方向並列接
続された第１及び第２の補助ダイオ−ドＤＬ1 、ＤＬ2
と、前記第１及び第２のスイッチング素子ＳＷ1 、ＳＷ
2 と前記第１及び第２の補助ダイオ−ドＤＬ1 、ＤＬ2
に対して直列となり、前記第１及び第２の主ダイオ−ド
Ｄ1 、Ｄ2 に対して並列となるようにそれぞれ接続され
た且つ互いに電磁結合されている第１及び第２のリアク
トルＬ1 、Ｌ2 と、前記第１の直流電源１ａと前記第２
の直流電源１ｂとの接続中点と前記第１の主ダイオ−ド
Ｄ1 と前記第２の主ダイオ−ドＤ2 との接続中点との間
に接続されたコンデンサＣ1 と、前記第１及び第２のス
ッチング素子ＳＷ1 、ＳＷ2 をオン駆動するための第１
及び第２の制御パルスを発生するものであり、前記第１
及び第２の制御パルスが一部において重なる期間を有し
て交互に発生するように設定されているスイッチ制御回
路とを備えていることを特徴とする単相又は多相のブリ
ッジ型又はハ−フブリッジ型インバータ装置に係わるも
のである。また、請求項２〜８に示すようにインバ−タ
装置を構成することができる。

【０００５】

【発明の作用及び効果】各請求項の発明においてはコン
デンサＣ1 又は補助コンデンサＣs1、Ｃs2とリアクトル
Ｌ1 又はＬ1 及びＬ2 との共振動作によって主スイッチ
ング素子ＳＷ1、ＳＷ2 のターンオフ時又はターンオン
時のゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）又はゼロ電流ス
イッチング（ＺＣＳ）が可能になり、電力損失が小さく
なる。また、特別なスイッチを設けない簡単な回路構成
でＺＶＳ又はＺＣＳが可能になる。

【０００６】

【第１の実施例】次に、図１〜図４を参照して本発明の
第１の実施例のブリッジ型インバータ装置を説明する。
このインバータ装置は図１に示すように、直流電源１の
直流電圧をブリッジ型インバータ回路によって交流に変
換して負荷２に供給するように構成されている。直流電
源１は整流回路又は電池から成り、電源電圧Ｖを供給す
る。この電源１には第１及び第２の電源用コンデンサ１
ａ、１ｂ接続されている。各電源用コンデンサ１ａ、１
ｂは正側端子と負側端子とを有し、第１の電源用コンデ
ンサ１ａの正側端子が電源１の正側端子に接続され、第
２の電源用コンデンサ１ｂの負側端子が電源１の負側端
子に接続されている。第１の電源用コンデンサ１ａの負
側端子と第２の電源用コンデンサ１ｂの正側端子とが接
続中点Ｐ1 が得られるように相互に接続されている。各
電源用コンデンサＣ1 及びＣ2 は同一容量であるので、
電源１の電圧Ｖの１／２の電圧の電源として機能する。
負荷２は例えば出力トランス３とこの２次側に接続され
た負荷回路４とから成る。

【０００７】インバータ回路は、典型的なインバータと
同様に第１、第２、第３及び第４のスイッチング素子Ｓ
Ｗ1 、ＳＷ2 、ＳＷ3 、ＳＷ4 と、第１、第２、第３及
び第４の主ダイオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 を有する
他に、第１、第２、第３及び第４の補助ダイオードＤＬ
1 、ＤＬ2 、ＤＬ3 、ＤＬ4 と、第１及び第２のコンデ
ンサＣ1 、Ｃ2 と、第１、第２、第３及び第４のリアク
トルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3、Ｌ4 とを有する。なお、以下に
おいて各回路要素を記号のみで示すこともある。

【０００８】第１、第２、第３及び第４のスイッチング
素子ＳＷ1 、ＳＷ2 、ＳＷ3 、ＳＷ4 はバイポーラトラ
ンジスタで構成されている。しかし、スイッチング素子
ＳＷ1 〜ＳＷ4 を電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）にす
ることができる。第１のスイッチング素子ＳＷ1 は第１
の電源用コンデンサ１ａの正側端子と負荷２の一端との
間に第１のリアクトルＬ1 を介して接続され、第２のス
イッチング素子ＳＷ2は負荷２の一端と第２の電源用コ
ンデンサ１ｂの負側端子との間に第２のリアクトルＬ2
を介して接続され、第３のスイッチング素子ＳＷ3 は第
１の電源用コンデンサ１ａの正側端子と負荷２の他端と
の間に第３のリアクトルＬ3 を介して接続され、第４の
スイッチング素子ＳＷ4 は負荷２の他端と第２電源用コ
ンデンサ１ｂの負側端子との間にリアクトルＬ4 を介し
て接続されている。

【０００９】第１、第２、第３及び第４の主ダイオード
Ｄ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 は第１、第２、第３及び第４の
スイッチング素子ＳＷ1 、ＳＷ2 、ＳＷ3 、ＳＷ4 に第
１〜第４のリアクトルＬ1 〜Ｌ4 を介してそれぞれ逆方
向並列に接続されている。第１第４の補助ダイオ−ドＤ
Ｌ1 〜ＤＬ4 はリアクトルＬ1 〜Ｌ4 を介さないで第１
〜第４のスイッチング素子ＳＷ1 〜ＳＷ4 に逆並列接続
されている。なお、第１〜第４のスイッチング素子ＳＷ
1 〜ＳＷ4 を、ソースがサブストレートに接続された構
造の絶縁ゲート型（ＭＯＳ型）電界効果トランジスタと
した場合には、これに内蔵されたダイオードを補助ダイ
オードＤＬ1 〜ＤＬ4 とすることができる。

【００１０】第１のコンデンサＣ1 は第１及び第２の電
源用コンデンサ１ａ、１ｂの接続中点Ｐ1 と第１及び第
２の主ダイオ−ドＤ1 、Ｄ2 の接続中点Ｐ2 との間に接
続されている。第２のコンデンサＣ2 は第１及び第２の
電源用コンデンサ１ａ、１ｂの接続中点Ｐ1 と第３及び
第４の主ダイオ−ドＤ3 、Ｄ4 の接続中点Ｐ3 との間に
接続されている。

【００１１】各スイッチング素子ＳＷ1 〜ＳＷ4 の制御
端子（ベース）は制御回路５に接続されている。制御回
路５は図２に原理的に示すように、第１、第２、第３及
び第４の制御パルス発生回路６、７、８、９と、発振器
１４と、位相制御回路１５とを有する。第１〜第４の制
御パルス発生回路６〜９は発振器１４と位相制御回路１
５に制御されて図３の（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）に示す
第１〜第４の制御パルスを発生し、これを第１〜第４の
スイッチング素子ＳＷ1 〜ＳＷ4 に供給する。

【００１２】図３（Ａ）（Ｂ）の第１及び第２の制御パ
ルスは相互に重なる区間Ｔ3 〜ｔ4、ｔ7 〜ｔ8 を有し
且つ約１８０度の位相差を有して交互に発生し、図３
（Ｃ）（Ｄ）の第３及び第４の制御パルスも同様に発生
する。

【００１３】図１のインバータ回路の基本的動作は周知
のインバータと同一である。即ち、第１及び第４のスイ
ッチング素子ＳＷ1 、ＳＷ4 が同時にオンの期間に電源
１と第１のスイッチング素子ＳＷ1 と負荷２と第４の主
スイッチング素子ＳＷ4 とから成る回路で第１の方向の
電流が負荷２に流れ、第２及び第３の主スイッチング素
子ＳＷ2 、ＳＷ3 が同時にオンの期間に電源１と第３の
スイッチング素子ＳＷ3 と負荷２と第２のスイッチング
素子ＳＷ2 とから成る回路で負荷２に第２の方向の電流
が流れる。

【００１４】図４は負荷４を無負荷とし、負荷回路２を
トランスのみの遅れ負荷とした場合における図３のｔ3
〜ｔ4 区間及びこの近傍における図１の各部の状態を示
す。第１のコンデンサＣ1 がほぼ電源電圧Ｖの１／２に
充電されている状態において、ｔ3 時点で第２のスイッ
チング素子ＳＷ2 がオンにななると、第１のコンデンサ
Ｃ1 と第２のリアクトルＬ2 と第２のスイッチング素子
ＳＷ2 と第２の電源用コンデンサ１ｂとから成る共振回
路が形成され、第１のコンデンサＣ1 の電流Ｉ_C1及び第
２のリアクトルＬ2 の電流Ｉ_L2が図４に示すように正弦
波状に流れる。これにより、第１のコンデンサＣ1 の電
圧ＶC1は徐々に低下し、ｔ4 ′時点では−Ｖ／２にな
る。第２の主ダイオ−ドＤ2 の両端子間電圧Ｖ2 はリア
クトルＬ2の電圧とほぼ同一であり、リアクトルＬ2 の
電圧は１／２｛Ｖ（１＋cos ωｔ）｝でＶから０まで変
化するので、第２の主ダイオ−ドＤ2 との電圧Ｖ2 も図
４に示すようにＶから０まで徐々に低下する。一方、第
１の主ダイオ−ドＤ1 の電圧Ｖ1 は第１の電源用コンデ
ンサ１ａの電圧Ｖ／２と第１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖ
C1との和であるので、第１のコンデンサＣ1 の電圧ＶC1
の＋Ｖ／２から−Ｖ／２までの正弦波状の変化に従って
図４に示すように徐々に上昇する。なお、ｔ3〜ｔ4 ′
区間において、第１のコンテンサＣ1 と第１のリアクト
ルＬ1 と第１の補助ダイオ−ドＤＬ1 と第１の電源用コ
ンデンサ１ａとから成る回路によって第１のリアクトル
Ｌ1 を通る電流Ｉ_L1が流れる。また、ＳＷ1 はＴ1 〜ｔ
4 ′の共振電流が流れている間にオフにする。これによ
り、ＳＷ1 の実質的にＺＶＳ及びＺＣＳが可能になり、
ＳＷ2 のＺＣＳが可能になる。

【００１５】図３のｔ7 〜ｔ8 近傍区間においてもｔ3
〜ｔ4 近傍区間と同様な動作が生じる。なお、図４では
Ｌ1 、Ｌ2 の直流励磁電流が無視されている。

【００１６】

【第２の実施例】次に、図５及び図６を参照して本発明
の第２の実施例に係わるブリッジ型インバータ装置を説
明する。但し、図５において図１と共通する部分には同
一の符号を付してその説明を省略する。図５のインバー
タ回路は図１では第１〜第４のスイッチング素子ＳＷ1
〜ＳＷ4 に逆方向並列に接続されていた第１〜第４の補
助ダイオードＤＬ1 〜ＤＬ4 の接続が変更されている。
即ち、図５では第１の補助ダイオードＤＬ1 が第２の電
源用コンデンサ１ｂの負側端子と第１のリアクトルＬ1
の上端との間に接続され、第２の補助ダイオードＤＬ2
が第２のリアクトルＬ2 の下端と第１の電源用コンデン
サ１ａの正側端子との間に接続され、第３の補助ダイオ
ードＤＬ3 が第２の電源用コンデンサ１ｂの負側端子と
第３のリアクトルＬ3 の上端との間に接続され、第４の
補助ダイオードＤＬ4 が第４のリアクトルＬ4 の下端と
第１の電源用コンデンサ１ａの正側端子との間に接続さ
れている。なお、第１及び第２のリアクトルＬ1 、Ｌ2
の相互間、及び第３及び第４のリアクトルＬ3 、Ｌ4 の
相互間は電磁結合されていない。

【００１７】図５のスイッチング素子ＳＷ1 〜ＳＷ4 の
制御パルスは図６（Ａ）〜（Ｄ）に示す通りであって、
ＳＷ1 とＳＷ2 、及びＳＷ3 とＳＷ4 は１８０度の位相
差を有して交互にオン・オフ制御される。図７は負荷４
を無負荷とし、負荷回路２をトランスのみの遅れ負荷と
した場合の図６のｔ3 近傍に対応する区間における第１
及び第２のスイッチング素子ＳＷ1 、ＳＷ2 のオン・オ
フ状態及びＩ_L1、Ｉ_L2、ＳＷ1 とＳＷ2 との電圧
Ｖ_sw1 、Ｖ_sw2 、Ｖ2 を示す。図５ではＳＷ1 のオン期
間にＣ2 がＶ／２まで充電されている。ＳＷ1 のオフと
同時にＳＷ2 をオンにする。ＳＷ1 がオフすると、Ｌ1
の電流はＳＷ1 からＤＬ1 へ転流し、Ｌ1 とＣ1 と第２
の電源１ｂとＤＬ1 との共振回路及びＣ1 とＬ2 とＳＷ
2 と電源１ｂとの共振回路に正弦波電流Ｉ_L1、Ｉ_L2が流
れる。Ｌ2 の電圧波形即ちＤ2 の電圧Ｖ2 は余弦波状に
変化し、これが０となる時にＩ_L2はピ−ク値に達し、そ
の後、循環電流となって流れ続ける。ＳＷ2 はオン時に
Ｉ_L2が０より立上るためにＺＣＳとなる。又、ＳＷ1 は
オフ時にＳＷ1 の寄生コンデンサ（ストレ−キャパシタ
ンス）によるＶ_sw1 の立上りの遅れによるＺＶＳとな
る。

【００１８】

【第３の実施例】次に、図８及び図９を参照して第３の
実施例のインバータ装置を説明する。但し、図８におい
て図１、図５と共通する部分には同一の符号を付してそ
の説明を省略する。図８の回路は図５の回路の第１第４
のスッチング素子ＳＷ3 〜ＳＷ4に並列に第１〜第４の
補助コンデサＣs1〜Ｃs4を接続したものである。

【００１９】図５の寄生コンデンサに比べて１〜第４の
補助コンデンサＣs1〜Ｃs4を接続した場合に図９に示す
ように、ＳＷ1 のＺＶＳが確実になる。

【００２０】なお、Ｃs1〜Ｃs4によるロスが生じるが、
Ｃs1〜Ｃs4の容量をＣ1 〜Ｃ4 に比べて小さく設定する
ことによってこれを少なくすることができる。

【００２１】

【第４の実施例】次に、図１０に示すハーフブリッジ型
インバータ装置を説明する。但し、図１０において図１
と共通する部分には同一の符号を付してその説明を省略
する。図１０のインバータ回路は図１のインバータ回路
の右半分を同一容量の第１及び第２の電力供給用コンデ
ンサＣａ、Ｃｂに置き換えた構成になっている。即ち、
電源１の一端と他端との間に第１及び第２の電力供給用
コンデンサＣａ、Ｃｂの直列回路が接続され、これ等の
接続中点に負荷２の他端（右端）が接続されている。

【００２２】このハーフブリッジ型インバータ回路で
は、最初に第１及び第２の電力供給用コンデンサＣａ、
Ｃｂが電源１の電圧Ｖの１／２の値にそれぞれ充電され
ている。この状態で第１のスッチング素子ＳＷ1 をオ
ン、第２のスッチング素子ＳＷ2をオフにすると、電源
１と第１のスッチング素子ＳＷ1 と負荷２と第２の電力
供給用コンデンサＣｂとの回路で第１の方向の電流が流
れて第２の電力供給用コンデンサＣｂを充電する。ま
た、第１の電力供給用コンデンサＣａと第１のスッチン
グ素子ＳＷ1 と負荷２の回路で第１の方向の放電電流が
流れる。この時、負荷２にはＶ／２の電圧が印加され
る。次に、第２のスッチング素子ＳＷ2 のオン期間に
は、電源１と第１の電力供給用コンデンサＣａと負荷２
と第２のスッチング素子ＳＷ2 とから成る回路で第２の
方向の電流が流れると共に、第２の電力供給用コンデン
サＣｂと負荷２と第２のスッチング素子ＳＷ2 とから成
る回路で第２の方向の放電電流が流れる。図１０のハー
フブリッジ型インバータにおいても、コンデンサＣ1 、
ダイオードＤＬ1 、ＤＬ2 、リアクトルＬ1 、Ｌ2 、が
図１と同様に設けられているので、図１と同様な効果が
得られる。

【００２３】なお、図１０においても、負荷２よりも左
側部分を図５又は図８又は後述の別の実施例の左半分と
同一にすることができる。

【００２４】

【第５の実施例】次に、図１１に示す３相ブリッジ型イ
ンバータ装置を示す。但し、図１と共通する部分には同
一の符号を付してその説明を省略する。この実施例では
電源１、１ａ、１ｂと３相負荷２との間に第１、第２及
び第３の相のスイッチ回路Ｓu 、Ｓv 、Ｓw が接続され
ている。各スイッチ回路Ｓu 、Ｓv 、Ｓw は図１の左半
分のスイッチ回路とそれぞれ同一である。各スイッチ回
路Ｓu 、Ｓv 、Ｓw における第１及び第２のスッチング
素子ＳＷ1 、ＳＷ2 の接続中点から各相の出力ライン２
１、２２、２３が導出され、３相負荷２に接続されてい
る。第１〜第３相のスイッチ回路Ｓu 、Ｓv 、Ｓw は周
知のように１２０度の角度間隔を有して駆動される。こ
の３相インバータにおいても、各相のスイッチ回路は図
１の単相のスイッチング回路と同一に構成されているの
で、同一の作用効果を有する。

【００２５】なお、図１１において、スイッチ回路を図
５又は図８又は後述する別の実施例の左半分と同一にす
ることができる。

【００２６】

【第６の実施例】次に、図１２及び図１３を参照して第
６の実施例のインバータ装置を説明する。但し、図１２
及び図１３、更に後述する図１４〜図２２において、図
１〜図９と共通する部分には同一の符号を付してその説
明を省略する。図１２では第１及び第２のスイッチング
素子ＳＷ1 、ＳＷ2 と負荷２との間の共通のラインに第
１のリアクトルＬ1 が接続され、同様に第３及び第４の
スイッチング素子ＳＷ3 、ＳＷ4 と負荷との間の共通の
ラインに第２のリアクトルＬ2が接続されている。ま
た、第１〜第４のスイッチング素子ＳＷ1 〜ＳＷ4 に対
して第１及び第２のリアクトルＬ1 、Ｌ2 を介して並列
に接続された第１〜第４の補助コンデンサＣS1〜ＣS4及
び第１〜第４の補助ダイオードＤＬ1 〜ＤＬ4 が設けら
れている。ＣS1〜ＣS4及びＤＬ1 〜ＤＬ4 はリアクトル
Ｌ1 、Ｌ2 よりも負荷側に配置されている。

【００２７】図１３に示すように第１及び第２のスイッ
チング素子ＳＷ1 、ＳＷ2 の制御パルスの相互間及び第
３及び第４のスイッチング素子ＳＷ3 、ＳＷ4 の制御パ
ルスの相互間には休止期間即ち時間間隙Ｔa が設けられ
ている。

【００２８】図１２の各部の波形は図１４となる。ＳＷ
1 がオン、ＳＷ2 がオフの期間には、リアクトルＬ1 に
はＳＷ1 −Ｌ1 −ＤＬ1 のループで循環電流Ｉp が流れ
ている。そして、ＣS2は図の極性にＶまで充電されてい
る。またＣはＶ／２に充電されている。ｔ3 でＳＷ1 を
オフにすると、Ｌ1 の電流ＩL1はＣ1 へただちに転流す
る。この電流によってＣ1 は逆方向にＶ／２まで充電さ
れる。これにより、Ｄ2 が順バイアスとなり、Ｌ1 の電
流はＤ2 を通って流れる。Ｄ2 が順バイアスとなってか
らＳＷ2 にオン信号を印加すれば、ＺＶＳが可能とな
る。Ｌ1 の電流はＤ2 −Ｌ1 −ＤＬ1 ループで電源へ帰
還され、直線的に減少する。この電流が０となると、Ｃ
S2がＶまで充電され、更にＳＷ2 にオン信号が印加され
ているために、ＣS1、ＣS2、Ｌ1 による共振電流が流れ
る。共振電流が正弦波の９０度の期間流れると、ＤＬ2
が順バイアスとなり、このとき共振電流のほぼピーク電
流Ｉp に達していたＬ1 の電流はＤＬ2 −Ｌ1 −ＳＷ2
の循環電流となる。以上の動作でＳＷ1 のターンオフは
Ｃの充電電圧の効果でＺＶＳとなる。リアクトルＬ1 の
電流が循環電流となって流れ、導通ロスとなるがＳＷ1
、ＳＷ2 のスイッチングはソフトスイッチングが達成
される。なお、ＳＷ2 のオン信号はＤ2 が導通している
期間に印加する。

【００２９】

【第７の実施例】図１５に示す第７の実施例のインバー
タ装置では、図１２の補助コンデンサＣs1、ＣS2及びＣ
S3、ＣS4を補助ダイオードＤＬ1 、ＤＬ2 及びＤＬ3 、
ＤＬ4 に並列に接続する代りに、第１及び第２の直流電
源１ａ、１ｂの接続中点Ｐ1 と第１及び第２の補助ダイ
オードＤＬ1 、ＤＬ2 の接続中点Ｐ2 及び第３及び第４
の補助ダイオードＤＬ3 、ＤＬ4 の接続中点Ｐ3 との間
に補助コンデンサＣs1、ＣS2が接続されている。

【００３０】ＳＷ1 がＯＮ、ＳＷ2 がＯＦＦの状態でＬ
1 にはＳＷ1 −Ｌ1 −ＤＬ1 のループで循環電流Ｉp が
流れている。そして、ＣS1には図の極性にＶ／２まで、
またＣ1 には同じくＶ／２まで充電されている。この状
態でＳＷ1 をＯＦＦとすると、Ｌ1 の電流はＣ1 へただ
ちに転流する。この電流によってＣ1 は逆方向にＶ／２
まで充電される。Ｖ／２まで充電がすすむと、Ｄ2 が順
バイアスとなり、Ｌ1の電流はＤ2 へ転流する。ＳＷ1
のＯＦＦ動作はＣ1 の充電電圧によりＺＶＳとなる。そ
してＤ2 が導通してからＳＷ2 にＯＮ信号を印加すれ
ば、ＳＷ2 もＺＶＳが可能となる。Ｄ2 へ転流したＬ1
の電流はＤ2 −Ｌ1 −ＤＬ1 のループで電源へ帰還さ
れ、直線的に減少する電流となって流れる。この電流が
０となると、ＤＬ1 はカットオフし、ＣS1のＶ／２まで
充電された電圧源によってＣS1−Ｌ1−ＳＷ2 のループ
でＣS1、Ｌ1 による共振電流が流れる。共振電流が正弦
波の９０度の期間流れると、ＤＬ2 が順バイアスの電圧
となり、このとき共振電流のほぼピーク電流Ｉp に達し
ていたＬ1 の電流はＤＬ2 −Ｌ1 −ＳＷ2 の短絡回路で
循環電流となって流れつづける。以上のようにリアクト
ルの電流は循環電流となって流れ、半導体素子やリアク
トルの導通ロスとなるが、ＳＷ1 、ＳＷ2 のスイッチン
グはソフトスイッチングとなる。また共振のための補助
スイッチが不要になる。なお、ＳＷ2 のＯＮ信号はＤ2
が導通している期間（ｔ3 〜ｔ4 ′）中に加える。

【００３１】

【第８の実施例】図１７の回路は、図１２において、第
１〜第４の補助ダイオードＤＬ1 〜ＤＬ4 の位置と第１
〜第４のスイッチング素子ＳＷ1 〜ＳＷ4 及び第１〜第
４の主ダイオードＤ1 〜Ｄ4 の位置の入れ替えを行った
ものに相当する。従って、図１７では第１及び第２のリ
アクトルＬ1 、Ｌ2 と負荷２との間に第１〜第４のスイ
ッチング素子ＳＷ1 〜ＳＷ4 及び第１〜第４の主ダイオ
ードＤ1 〜Ｄ4 が配置され、第１及び第２のリアクトル
Ｌ1 、Ｌ2 と電源１ａ、１ｂとの間に第１及び第２の補
助ダイオードＤＬ1 、ＤＬ2 が配置されている。

【００３２】図１８は図１７の回路の各部の状態を示
す。図１７のＳＷ1 がＯＮ、ＳＷ2 がＯＦＦの状態にお
いては、リアクトルＬ1 の電流はＳＷ1 −Ｌ1 −ＤＬ1
のループで循環電流となって流れている。このときＣS1
には図の極性にＶ／２の電圧が、またＣ2 にはＶの電圧
が充電されている。この状態でＳＷ1 をＯＦＦとする
と、ＳＷ1 の電流はＣ1 、Ｃ2 へ転流する。この電流に
よってＣ2 は直線的に放電し、Ｃ1 は直線的に充電され
る。Ｃ2 の電圧が０となると、Ｄ2 が順バイアスとな
り、Ｌ1 の電流はＤ2 へ転流し、Ｄ2 −Ｌ1 −ＤＬ1 に
て電源へ帰還され、直線的に減少して０となる。Ｄ2 が
ＯＮしている間にＳＷ2 にＯＮ信号を印加しておくと、
ＳＷ2 はＺＶＳが可能となる。Ｌ1 の電流が０となり、
ＤＬ1 がカットオフすると、ＣS1に充電されていた電圧
Ｖ／２によって、ＣS1、Ｌ1 にて共振現象が発生し、Ｃ
S1−Ｌ1 −ＳＷ2 のループで共振電流が流れる。この共
振電流が正弦波の９０度の帰還流れると、ＤＬ2 が順バ
イアスとなり、ほぼ共振電流のピーク値Ｉp に達してい
たＬ1 の電流ＩL1はＤＬ2 へ転流し、ＤＬ2 −Ｌ1 −Ｓ
Ｗ2 のループにて循環電流となって流れつづける。前述
のＳＷ1 のＯＦＦはＣ1 の充電電圧によりＺＶＳとな
る。以上の動作において、リアクトル電流ＩL1は循環電
流となって流れつづけ、半導体素子やリアクトルの導通
ロスとなるが、ＳＷ1 、ＳＷ2 のスイッチングはソフト
スイッチング化が達成される。また補助スイッチをもつ
ことなく回路構成が簡単である。なお、ＳＷ2 のＯＮ信
号はＤ2 が導通している期間即ちｔ3 〜ｔ4′期間中に
印加する。

【００３３】

【第９の実施例】図１９の回路は、図１５の回路におい
て第１〜第４の補助ダイオードＤＬ1 〜ＤＬ4 の位置と
第１〜第４のスイッチング素子ＳＷ1 〜ＳＷ4 及び第１
〜第４の主ダイオードＤ1 〜Ｄ4 の位置との交換を行っ
たものに相当する。即ち、図１９ではＳＷ1 〜ＳＷ4 と
Ｄ1 〜Ｄ4 がリアクトルＬ1 、Ｌ2 よりも負荷側に配置
され、ＤＬ1 〜ＤＬ4 がリアクトルＬ1 、Ｌ2 よりも電
源側に配置されている。

【００３４】図２０は図１９の各部の状態を示す。ＳＷ
1 のターンオフ時、ＳＷ2 のターンオン時の波形図であ
る。図１９の回路において、ＳＷ1 にＯＮ、ＳＷ2 にＯ
ＦＦの信号が印加されている状態では、ＳＷ1 にはリア
クトルＬ1 の循環電流Ｉp がＳＷ1 −Ｌ1 −ＤＬ1 のル
ープで流れている。このとき、ＣS1は図の極性にＶ／２
まで、またＣ1 は同じくＶ／２の電圧まで充電されてい
る。この状態でＳＷ1をＯＦＦにすると、ＳＷ1 の電流
はＣ1 へ転流し、Ｃ1 は逆方向へ向けて充電され、この
電圧が直線的に変化し−Ｖ／２になるとＤ2 が導通し、
Ｌ1 の電流はＤ2 −Ｌ1 −ＤＬ1 のループで電源へ帰還
される。この電流がＩp より直線的に減少して０となる
と、ＤＬ1 はカットオフする。Ｄ2 が導通している期間
にＳＷ2にＯＮ信号を印加しておけば、ＳＷ2 のＺＶＳ
が可能となる。なおＳＷ1 のＯＦＦ時はＣ1 の充電電圧
によりＺＶＳ動作する。ＤＬ1 がカットオフすると、Ｃ
S1に充電されている電圧Ｖ／２によりＣS1、Ｌ1 で共振
現象が発生し、共振電流がＣS1−Ｌ1 −ＳＷ2 を通って
流れる。正弦波状の共振電流が９０度の期間流れると、
ＤＬ2 が順バイアスとなり、このときリアクトルＬ1 の
共振電流のピーク値Ｉp に達していた電流はＤＬ2 −Ｌ
2 −ＳＷ2 の循環電流となって流れつづける。以上の動
作においてリアクトル電流は循環電流となって流れつづ
け半導体素子やリアクトルの導通ロスとなるが、ＳＷ1
、ＳＷ2 のスイッチングはソフトスイッチングとな
る。また補助スイッチを有するＺＶＳ方式に比べて回路
構成が簡単になる。

【００３５】

【第１０の実施例】図２１の回路では、第１〜第４のス
イッチング素子ＳＷ1 〜ＳＷ4 及び第１〜第４の主ダイ
オードＤ1 〜Ｄ4 がリアクトルＬ1 〜Ｌ4 を介さないで
電源１ａ、１ｂと負荷２との間にブリッジ接続されてい
る。第１〜第４の補助ダイオードＤＬ1 〜ＤＬ4 及び第
１〜第４の補助コンデンサＣS1〜ＣS4はリアクトルＬ1
〜Ｌ4 を介して電源１ａ、１ｂと負荷２との間に接続さ
れている。

【００３６】図２２はＳＷ1 のターンオフ時及びＳＷ2
のターンオン時を説明するために図２１の各部の状態を
示す。図２１の回路において、ＳＷ1 にＯＮ信号、ＳＷ
2 にＯＦＦ信号が印加されている状態で、リアクトルＬ
1 の電流がＳＷ1 −Ｌ1 −ＤＬ1 のループで循環電流と
なって流れている。この状態でＣ1 には図の極性にＶ／
２まで、またＣS2にはＶの電圧が充電されている。この
状態でＳＷ1 をＯＦＦとすると、ＳＷ1 の電流はＣ1 へ
転流し、Ｃ1 は逆方向へ直線的に充電され、−Ｖ／２ま
で充電されるとＤ2 が導通し、Ｌ1 の電流はＤ2 −Ｌ1
−ＤＬ1 のループで電源へ帰還される電流となって直線
的に減少していく。Ｄ2 が導通している間にＳＷ2 にＯ
Ｎ信号を印加しておけば、ＳＷ2 のＺＶＳが可能とな
る。電源へ帰還されている電流が０となると、ＤＬ1 は
カットオフし、このときＣS2はＶまで充電されていてＳ
Ｗ2 がＯＮのためにこの電圧によってＬ2 、ＣS2の共振
現象が発生し、ＣS2−Ｌ2 −ＳＷ2 のループで共振電流
が流れる。この共振電流が正弦波状で９０度の期間流れ
ると、ＤＬ2 が順バイアスとなる。このときＬ1 の電流
は共振電流のほぼピーク値Ｉp に達しており、その後は
Ｌ1 の電流はＤＬ2 −Ｌ2 −ＳＷ2 の循環電流となって
流れつづける。以上、リアクトルの電流は循環電流とな
って流れつづけ、半導体やリアクトルの導通ロスが増大
することにはなるが、ＳＷ1 、ＳＷ2 のソフトスイッチ
ング化が達成される。また補助スイッチを設ける必要が
あるＺＶＳ方式に比べて回路構成が簡単になる。

【００３７】なお、図１５、図１７、図１９、図２１の
第１〜第４のスイッチング素子ＳＷ1 〜ＳＷ4 の制御パ
ルスは図１３と同様に形成する。また、いずれの実施例
においても、特別なスイッチング素子を使用しない簡単
な回路構成でＺＶＳ又はＺＣＳの効果を得ることができ
る。

【００３８】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 第１〜第４の主スイッチング素子ＳＷ1 〜ＳＷ
4 を１８０度区間中に複数回オン・オフする形式のＰＷ
Ｍ制御に従って駆動することができる。 （２） 図１２、図１５、図１７、図１９の回路におい
て、第１〜第４のスイッチング素子ＳＷ1 〜ＳＷ4 をダ
イオード内蔵のＭＯＳＦＥＴとして、この内蔵ダイオー
ドを第１〜第４の主ダイオードＤ1 〜Ｄ4 のとして使用
することができる。 （３） 図５、図８、図１２、図１５、図１７、図１
９、図２１の回路の場合には、Ｃ3 、Ｃ4 、Ｌ3 、Ｌ4
、ＤＬ3 、ＤＬ4 を省くことができる。このようにし
ても左半分でＺＶＳ、ＺＣＳの効果を得ることができ
る。 （４） 図５のＳＷ1 〜ＳＷ4 に逆並列にダイオードを
付加することができる。 （５） 図１以外の回路ではＬ1 とＬ2 、Ｌ3 とＬ4 が
特に電磁結合されていない。しかし、これ等を必要に応
じて電磁結合することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例のインバータ装置を示す
回路図である。

【図２】図１の制御回路を原理的に示すブロック図であ
る。

【図３】図２のＡ〜Ｄ点の状態を示す電圧波形図であ
る。

【図４】図１の各部の状態を示す図である。

【図５】第２の実施例のインバータ装置を示す回路図で
ある。

【図６】図５のスイッチング素子の制御パルスを示す図
である。

【図７】図５の各部の状態を示す図である。

【図８】第３の実施例のブリッジ型インバ−タ装置を示
す回路図である。

【図９】図８の各部の状態を示す図である。

【図１０】第４の実施例のハ−フブリッジ型インバ−タ
装置を示す回路図である。

【図１１】第５の実施例のインバ−タ装置を示す図であ
る。

【図１２】第６の実施例のインバ−タ装置を示す回路図
である。

【図１３】図１２のスイッチング素子の制御パルスを示
す図である。

【図１４】図２の各部の状態を示す図である。

【図１５】本発明の第７の実施例のインバ−タ装置を示
す回路図である。

【図１６】図１５の各部の状態を示す波形図である。

【図１７】図８の実施例のインバ−タ装置を示す回路図
である。

【図１８】図１７の各部の状態を示す波形図である。

【図１９】第９の実施例のインバ−タ装置を示す回路図
である。

【図２０】図１９の各部の状態を示す波形図である。

【図２１】図１０の実施径のインバ−タ装置を示す図で
ある。

【図２２】図２１の各部の状態を示す波形図である。

【符号の説明】

ＳＷ1 〜ＳＷ4 補助スイッチング素子 Ｃ1 、Ｃ2 コンデンサ Ｌ1 〜Ｌ4 リアクトル

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 正側端子と負側端子とを有する第１の直
   流電源（１ａ）と、 正側端子と負側端子とを有し、この正側端子が前記第１
   の直流電源（１ａ）の負側端子に接続された第２の直流
   電源（１ｂ）と、 前記第１の直流電源（１ａ）の正側端子と負荷（２）の
   一端との間に接続された第１のスイッチング素子（ＳＷ
   1 ）と、 前記第２の直流電源（１ｂ）の負側端子と前記負荷
   （２）の一端との間に接続された第２のスッチング素子
   （ＳＷ2 ）と、 前記第１及び第２のスッチング素子（ＳＷ1 、ＳＷ2 ）
   に逆方向並列にそれぞれ接続された第１及び第２の主ダ
   イオード（Ｄ1 、Ｄ2 ）と、 を有して負荷（２）に交流電力を供給する単相又は多相
   のブリッジ型又はハ−フブリッジ型インバータ装置にお
   いて、 前記第１及び第２のスッチング素子（ＳＷ1 、ＳＷ2 ）
   に対してそれぞれ逆方向並列に接続された第１及び第２
   の補助ダイオ−ド（ＤＬ1 、ＤＬ2 ）と、 前記第１及び第２のスイッチング素子（ＳＷ1 、ＳＷ2
   ）と前記第１及び第２の補助ダイオ−ド（ＤＬ1 、Ｄ
   Ｌ2 ）に対して直列となり、前記第１及び第２の主ダイ
   オ−ド（Ｄ1 、Ｄ2 ）に対して並列となるようにそれぞ
   れ接続された且つ互いに電磁結合されている第１及び第
   ２のリアクトル（Ｌ1 、Ｌ2 ）と、 前記第１の直流電源（１ａ）と前記第２の直流電源（１
   ｂ）との接続中点と前記第１の主ダイオ−ド（Ｄ1)と前
   記第２の主ダイオ−ド（Ｄ2 ）との接続中点との間に接
   続されたコンデンサ（Ｃ1 ）と、 前記第１及び第２のスッチング素子（ＳＷ1 、ＳＷ2 ）
   をオン駆動するための第１及び第２の制御パルスを発生
   するものであり、前記第１及び第２の制御パルスが一部
   において重なる期間を有して交互に発生するように設定
   されているスイッチ制御回路とを備えていることを特徴
   とする単相又は多相のブリッジ型又はハ−フブリッジ型
   インバータ装置。
2. 【請求項２】 正側端子と負側端子とを有する第１の直
   流電源（１ａ）と、 正側端子と負側端子とを有し、この正側端子が前記第１
   の直流電源（１ａ）の負側端子に接続された第２の直流
   電源（１ｂ）と、 前記第１の直流電源（１ａ）の正側端子と負荷（２）の
   一端との間に接続された第１のスイッチング素子（ＳＷ
   1 ）と、 前記第２の直流電源（１ｂ）の負側端子と前記負荷
   （２）の一端との間に接続された第２のスッチング素子
   （ＳＷ2 ）と、 前記第１及び第２のスッチング素子（ＳＷ1 、ＳＷ2 ）
   に逆方向並列にそれぞれ接続された第１及び第２の主ダ
   イオード（Ｄ1 、Ｄ2 ）と、 を有して負荷（２）に交流電力を供給する単相又は多相
   のブリッジ型又はハ−フブリッジ型インバータ装置にお
   いて、 前記第１及び第２のスイッチング素子（ＳＷ1 、ＳＷ2
   ）に対して直列となり、前記第１及び第２の主ダイオ
   −ド（Ｄ1 、Ｄ2 ）に対して並列となるようにそれぞれ
   接続された第１及び第２のリアクトル（Ｌ1 、Ｌ2 ）
   と、 前記第１の直流電源（１ａ）と前記第２の直流電源（１
   ｂ）との接続中点と前記第１の主ダイオ−ド（Ｄ1)と前
   記第２の主ダイオ−ド（Ｄ2 ）との接続中点との間に接
   続されたコンデンサ（Ｃ1 ）と、 その一端が前記第２の直流電源（１ｂ）の負側端子に接
   続され、その他端が前記第１のスイッチング素子（ＳＷ
   1 ）と前記第１のリアクトル（Ｌ1)との接続点に接続さ
   れた第１の補助ダイオ−ド（ＤＬ1 ）と、 その一端が前記第２のリアクトル（Ｌ2 ）と前記第２の
   スイッチング素子（ＳＷ2 ）との接続点に接続され、そ
   の他端が前記第１の直流電源（１ａ）の正側端子に接続
   された第２の補助ダイオ−ド（ＤＬ2 ）と、 前記第１及び第２のスッチング素子（ＳＷ1 、ＳＷ2 ）
   をオン駆動するための第１及び第２の制御パルスを交互
   に発生するように設定されているスイッチ制御回路とを
   備えていることを特徴とする単相又は多相のブリッジ型
   又はハ−フブリッジ型インバータ装置。
3. 【請求項３】 更に、前記第１及び第２のスイッチング
   素子（ＳＷ1 、ＳＷ2 ）に並列に第１及び第２の補助コ
   ンデンサ（Ｃs1、Ｃs2）が接続されていることを特徴と
   する請求項２記載のインバータ装置。
4. 【請求項４】 正側端子と負側端子とを有する第１の直
   流電源（１ａ）と、 正側端子と負側端子とを有し、この正側端子が前記第１
   の直流電源（１ａ）の負側端子に接続された第２の直流
   電源（１ｂ）と、 前記第１の直流電源（１ａ）の正側端子と負荷（２）の
   一端との間に接続された第１の主スイッチング素子（Ｓ
   Ｗ1 ）と、 前記第２の直流電源（１ｂ）の負側端子と前記負荷
   （２）の一端との間に接続された第２のスイッチング素
   子（ＳＷ2 ）と、 前記第１及び第２のスイッチング素子（ＳＷ1 、ＳＷ2
   ）に逆方向並列にそれぞれ接続された第１及び第２の
   主ダイオ−ド（Ｄ1 、Ｄ2 ）と、 を有して負荷（２）に交流電力を供給する単相又は多相
   のブリッジ型又はハ−フブリッジ型インバ−タ装置にお
   いて、 前記第１及び第２のスイッチング素子（ＳＷ1 、ＳＷ2
   ）の接続中点及び第１第２の主ダイオ−ドの接続中点
   と前記負荷の一端との間に接続されたリアクトル（Ｌ1
   ）と、 前記第１及び第２のスイッチング素子（ＳＷ1 、ＳＷ2
   ）の接続中点と前記第１及び第２の直流電源（１ａ、
   １ｂ）の接続中点との間に接続された主コンデンサ（Ｃ
   1 ）と、 前記第１及び第２のスイッチング素子（ＳＷ1 、ＳＷ2
   ）に対して前記リアクトル（Ｌ1 ）を介して並列に接
   続された第１及び第２の補助コンデンサ（Ｃs1、Ｃs2）
   と、 前記第１及び第２のスイッチング素子（ＳＷ1 、ＳＷ2
   ）に対して前記リアクトル（Ｌ1 ）を介して逆方向並
   列に接続された第１及び第２の補助ダイオ−ド（ＤＬ1
   、ＤＬ2 ）と、 前記第１のスイッチング素子（ＳＷ1 、ＳＷ2 ）をオン
   駆動するための第１及び第２の制御パルスを所定の時間
   間隙を有して交互に発生するスイッチ制御回路とを備え
   ていることを特徴とする単相又は多相のブリッジ型イン
   バ−タ装置。
5. 【請求項５】 請求項４における第１及び第２の補助コ
   ンデンサ（Ｃs1、Ｃs2）の代りに、前記第１及び第２の
   直流電源（１ａ、１ｂ）の接続中点と前記第１及び第２
   の補助ダイオ−ド（ＤＬ1 、ＤＬ2 ）の接続中点との間
   に補助コンデンサ（Ｃs1）を接続したことを特徴とする
   インバ−タ装置。
6. 【請求項６】 請求項４のインバ−タ装置において、前
   記第１及び第２の補助ダイオ−ド（ＤＬ1 、ＤＬ2 ）の
   接続位置と前記第１及び第２のスイッチング素子（ＳＷ
   1 、ＳＷ2 ）及び前記第１及び第２の主ダイオ−ド（Ｄ
   1 、Ｄ2 ）の接続位置の交換を行ったことを特徴とする
   インバ−タ装置。
7. 【請求項７】 請求項６のインバ−タ装置おいて、前記
   第１及び第２の補助コンデンサ（Ｃs1、Ｃs2）の代り
   に、前記第１及び第２の直流電源（１ａ、１ｂ）の接続
   中点と前記第１及び第２の補助ダイオ−ド（ＤＬ1 、Ｄ
   Ｌ2)の接続中点との間に補助コンデンサ（Ｃs1）を接続
   したことを特徴とするインバ−タ装置。
8. 【請求項８】 正側端子と負側端子とを有する第１の直
   流電源（１ａ）と、 正側端子と負側端子とを有し、この正側端子が前記第１
   の直流電源（１ａ）の負側端子に接続された第２の直流
   電源（１ｂ）と、 前記第１の直流電源（１ａ）の正側端子と負荷（２）の
   一端との間に接続された第１のスイッチング素子（ＳＷ
   1 ）と、 前記第２の直流電源（１ｂ）の負側端子と前記負荷
   （２）の一端との間に接続された第２のスッチング素子
   （ＳＷ2 ）と、 前記第１及び第２のスッチング素子（ＳＷ1 、ＳＷ2 ）
   に逆方向並列にそれぞれ接続された第１及び第２の主ダ
   イオード（Ｄ1 、Ｄ2 ）と、 を有して負荷（２）に交流電力を供給する単相又は多相
   のブリッジ型又はハ−フブリッジ型インバータ装置にお
   いて、 前記第１及び第２のスッチング素子（ＳＷ1 、ＳＷ2 ）
   に対してそれぞれ逆方向並列に接続された第１及び第２
   の補助ダイオ−ド（ＤＬ1 、ＤＬ2 ）と、 前記第１及び第２の補助ダイオ−ド（ＤＬ1 、ＤＬ2 ）
   に対して直列となり、前記第１及び第２の主ダイオ−ド
   （Ｄ1 、Ｄ2 ）に対して並列となるようにそれぞれ接続
   され第１及び第２のリアクトル（Ｌ1 、Ｌ2 ）と、 前記第１の直流電源（１ａ）と前記第２の直流電源（１
   ｂ）との接続中点と前記第１の主ダイオ−ド（Ｄ1 ）と
   前記第２の主ダイオ−ド（Ｄ2 ）との接続中点との間に
   接続されたコンデンサ（Ｃ1 ）と、 前記第１及び第２の補助ダイオ−ド（ＤＬ1 、ＤＬ2 ）
   に対して並列接続され、前記第１及び第２のリアクトル
   （Ｌ1 、Ｌ2 ）に対して直列に接続された第１及び第２
   の補助コンデンサ（Ｃs1、Ｃs2）と、 前記第１及び第２のスイッチング素子（ＳＷ1 、ＳＷ2
   ）をオン駆動するための第１及び第２の制御パルスを
   所定の時間間隙を有して発生するスイッチ制御回路とを
   備えていることを特徴とする単相又は多相のブリッジ型
   又はハ−フブリッジ型インバ−タ装置。