JP2016530853A - 電源アダプタ - Google Patents

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Abstract

【課題】電源アダプタを提供する。【解決手段】電源アダプタは交流電源に接続するための入力と、負荷(LCL)を駆動するのに適した出力を提供する入力に結合された共振回路(LCL)と、共振回路に駆動信号を提供する少なくとも1つのハーフブリッジ駆動回路(Q1、Q2)と、ハーフブリッジ駆動回路のためのスイッチコントローラ(IC1)とを備える。スイッチコントローラ(IC1)は、(i)ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに異なる継続期間のオン時間を提供するモード、(ii)ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに重複するオン時間を提供するモード、(iii)ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに同期のオン時間を提供するモード、のうち少なくとも一つのモードを有する。【選択図】図1

Description

本発明は電源アダプタに関し、特に固体光源のための電源アダプタの改良に関する。
LEDは、よりエネルギー効率の良いシステムを提供するため、例えば蛍光灯及び白熱電灯等の従来の照明装置と置き換えられるように開発された光源である。白熱光源は通常60から100Wを消費して寿命が短いため、LED電球が電力消失を大幅に減らして寿命を長くする優れた代替物になるであろう。よって、照明装置に普及しているトライアック調光器に対応するLED電球の開発に多大な研究が行われてきた。
トライアック調光可能なLED電球の主な課題は調光器の適合性である。従来のトライアック調光器は白熱電球により誘導されて何百ワットの電気を処理するよう設計されていた。ずっと少ない電力を消費するLED電球は高電力の装置から成るそれらの調光器と相互作用するであろう。調光器とLED電球の間の相互作用が安定しないと、可視のちらつきが感知される。
可視のちらつきを防止するため、従来のトライアック調光器は点火時のラッチ電流と点火後のトライアックがオンになる間の保持電流を必要とする。これら2つの電流が満たされないと、トライアック調光器は不発に終わりLED光源はちらつきを生じる。
ラッチ電流と保持電流は異なる調光器モデルの間で異なっている。典型的なラッチ電流と保持電流の範囲は約5から50mAである。これらの操作要件は、白熱電球の高い電力消費のため、白熱電球が使用される時は課題を生じない。しかし、ずっと少ない出力電力を有するLED電球は、追加の回路無しでは全体の回路サイクルに亘りこの電流の量を保持することが出来ない。
もう一つの課題は、一般に電流突入と呼ばれる従来のトライアック調光器の点火の際に生じる大きな電流のスパイクである。その様な電流のスパイクは、電源アダプタのコンデンサの急速な充電の結果として生じ、且つ回路電流の振動を生じるという欠点を有する。上記に論ずるように、トライアック調光器は点火の間のラッチ電流と点火後の保持電流を必要とし、これらの電流レベルが満たされないと調光器は不発に終わり、結果として固体光源のちらつきを生じる。よって、そのような回路電流の振動は要求された電力レベルが満たされず、調光器が不発に終わる結果になり得、又はトライアック調光器に損害を与えることにさえなり得る。
国際公開第2008/120019号明細書 国際公開第2010/040167号明細書 国際公開第2010/139992号明細書 国際公開第2011/083336号明細書 国際公開第2012/010900号明細書 英国特許第2449616号明細書
本発明の目的は、従来技術に関連する上述の及び/又は他の欠点を克服する又は実質的に緩和する改良された電源アダプタを提供することにある。
本発明の第1の態様による電源アダプタは、交流電源に接続するための入力と、負荷を駆動するのに適した出力を提供する入力に結合された共振回路と、駆動信号を共振回路に提供する少なくとも1つのハーフブリッジ駆動回路と、ハーフブリッジ駆動回路のためのスイッチコントローラとを備える。ハーフブリッジ駆動回路はハイサイドスイッチとローサイドスイッチを有する。スイッチコントローラは、(i)ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに異なる継続期間のオン時間を提供するモード、(ii)ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに重複するオン時間を提供するモード、及び(iii)ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに同期のオン時間を提供するモード、のうち少なくとも一つのモードを有する。
本発明は主に、スイッチコントローラが、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに異なる継続時間のオン時間、重複するオン時間及び/又は同期のオン時間を提供し、且つ共振回路が駆動される周波数を変更する必要なしに出力に搬送される電流を制御するのに使用され得るという理由で有利である。このことは出力の電流が、共振回路が駆動される周波数を変更せずに、よって共振回路自体を変更させずに制御されることを可能にする。
異なる継続時間のオン時間を有するハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチは入力から引き出される電流を制御するのに使用され得る。特に、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチは異なる継続時間のオン時間、即ち非対称のオン時間を有し得、その結果ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの非対称の程度は入力から引き出される電流を決定する。ハイサイドスイッチとローサイドスイッチのオン時間の非対称の程度が大きいほど、入力から引き出される電流は少なくなることが分かった。
例えばハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのオン時間の重複が無い場合、入力で引き出される電流は出力で提供される電流とほぼ等しくなり得る。このことは共振回路が駆動される周波数を変更する必要なしに、よって共振回路自体を変更する必要なしにスイッチコントローラにより達成される調光操作を可能とする。特に、入力から引き出される電流及び出力で提供される電流を減らすため、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのオン時間は互いに変化され得、例えばその結果ハイサイドスイッチのオン時間はローサイドスイッチのオン時間より短くなる。
異なる継続時間のオン時間、即ち非対称のオン時間を有するハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチは、例えば調光器の互換性を提供する及び/又は高調波ひずみを減らすため入力で引き出される電流の波形を決定するために使用され得る。特に、このことはハイサイドスイッチとローサイドスイッチに異なる継続時間のオン時間、即ち非対称のオン時間を提供し、且つ各入力サイクルの間にハイサイドスイッチとローサイドスイッチの非対称の程度を変化させて入力から引き出される電流の波形を決定するスイッチコントローラにより達成され得る。
ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのオン時間の重複は各入力サイクルにおいて重複期間の負荷状態を生成するのに使用され得、そのことは各入力サイクルにおいて重複期間の出力に搬送される電流に対して入力で引き出される電流を増加させ得る。このことは例えば入力で引き出される電流を減少させずに出力の電流を減少可能とする。加えて、それは重複期間において、減光スイッチのラッチ電流が各入力サイクルにおいて引き出され、その後、共振回路が駆動される周波数を変化させる必要なしに低い保持電流が各入力サイクルにおいて引き出されることを可能にする。主電源(例えば85mA)における従来の減光スイッチのためのラッチ電流は、通常数msで引き出される保持電流(例えば50mA)に対して通常数百μsだけ引き出されれば良いため、出力に提供されない追加の電流(35mA)は例えば230Vの主電源で100から200mWの受け入れ可能な小さな損失になるであろう。この制御はまた従来の減光スイッチのトライアックが点火した直後に見られる電圧減少の問題を軽減し、よってスナバ回路の必要性及びそれらに関連する損失を否定する。
電源アダプタは出力において電力が提供されないモードも有し得るが、電源アダプタは、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに同時のオン時間を提供するスイッチコントローラにより入力に負荷状態を提供する。
オン時間の重複期間又は同時のオン時間の期間が長いほど、抵抗又は負荷の動的インピーダンスは低くなる。これは例えばLEDのような固体光源に特に有利である。特に、この負荷状態は偽の起動状態を防止する直流通路を提供し得る。これは調光器と共に使用することを可能にし、またピックアップ供給から生じるグローを防止する。
スイッチコントローラはオン時間の上記の構成の組合せを使用可能であり、入力において望ましい電流の引き出しと、出力において必要な電流を提供する。
電源アダプタが、負荷状態がスイッチの重複する又は同期のオン時間により生成されるモードを有する場合、コントローラは負荷状態のインピーダンスが電源の電圧にとって許容可能であるかを決定するようになされ得る。よってコントローラは好ましくは電源の電圧を監視するようになされる。
電源アダプタは2つ以上のモードを切り替えるようになされ得、2つ以上のモードのそれぞれはハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのためのオン時間の異なる構成を提供する。本発明は共振回路が駆動される周波数を変更せずに異なるモードを可能にするため、共振回路は好ましくは、共振回路の共振周波数もしくは各モードにおける共振周波数の分数調波、又はその近似で駆動される。
電源アダプタは入力電圧を監視するようになされ得、入力電圧に基づいて出力で提供される電流と入力に亘る抵抗の比率を変更する。特に、この比率は入力電圧に基づいて比例的に変化され得、その結果電流及び/又は入力抵抗の急激な変化はモードを切り替える時に生成されない。電源アダプタが主電源及び固体光源と共に使用されるようなされた場合、これらの電流及び/又は入力抵抗の急激な変化はリンギング又は主電源での高調波、出力でのちらつきの可能性を生じ得、その結果調光器の不適合性につながり得る。その割合はハイサイドスイッチとローサイドスイッチのオン時間の重複の量を変化させることにより変えられ得る。
ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチは好ましくは、通常電界効果トランジスタ(FETs)より安価なバイポーラ接合トランジスタ(BJTs)である。更に、BJTsは制限された利得を有するため、無限の利得を有し減衰回路を必要とするFETに対し、電流突入からの切り替えに対する損害の危険性が少なくなる。
例えば、従来の減光スイッチ(例えばトライアック及びSCRスイッチ)と互換性のあるLED等の固体光源を駆動する電源アダプタのいくつかの応用のため、電源アダプタは入力電圧を変えるほぼ定電流の入力を保持することが好ましい。
よって共振回路はLCL直並列共振回路であっても良い。LCL直並列共振回路は、直列に接続された第1のインダクタL1並びに第1のコンデンサC1、及び第2のインダクタL2を含む並列の負荷脚を備える。第1のインダクタL1と第1のコンデンサC1は共振回路の2つの入力端末の間に直列に接続され、負荷脚は第1のコンデンサC1を越えて並列に接続され、負荷脚は直列に接続された第2のインダクタL2と負荷を駆動する出力を備える。
LCL直並列共振回路を使用する電源アダプタは国際公開第2008/120019号、国際公開第2010/041067号、国際公開第2010/139992号、国際公開第2011/083336号及び国際公開第2012/010900号に記載されており、それぞれの教示が全体として本明細書に使用される。
LCL直並列の共振回路の使用はほぼ定電流の引き出し及び高い効率を有する、例えばLEDのような固体光源に適した電源アダプタを提供する。特に、出力電流は出力電圧から独立しており、もし電源アダプタが低周波正弦電圧入力により電力供給され、且つ出力電圧が一定、即ち、LED負荷である場合、入力電流はトライアック調光器による駆動に理想的な低周波の、ほぼ方形波となる。その理由は、電源アダプタは保持電流を可能な限り低い電力で保持し、一方LEDに低周波の入力電圧に関して輝度を変化させる電流源を提供する、即ち、電源アダプタはLEDに電球のように動作させ、トライアック調光器による、他の電源アダプタ技術に対して大幅に減少された電力及び高い力率で制御することを可能にするためである。
よって負荷は1つ以上のLEDであっても良く、入力はトライアック又はSCR調光器から引き出されても良い。
高電圧のLEDが使用される場合、LCL直並列共振回路の第2のインダクタは大幅に減らされる、又は除去され得ることも分かった。よって共振回路は固体光源を駆動するのに適した出力を提供するLC共振回路であっても良く、LC共振回路は、LC共振回路が交流電源からほぼ定電流を引き出し可能とするある周波数で、又は任意にデッドバンドと共に駆動される。交流電源に関して「ほぼ定電流」とは、ほぼ方形波の電流の引き出しを意味する。
LC共振回路は駆動されて上記に論じたLCL直並列共振回路のものと同じ特性を提供し得るが、LEDが例えば少なくとも+/−50%、又は好ましくは+/−25%の交流電源のrms電圧に相当する電圧を有する場合に限ることが分かった。
所定の市場及び/又は電灯の種類のため、例えば15%未満の低い主電流合計高調波ひずみ(ITHD)を提供することが望ましい。これらの実施形態では、主電源からのほぼ定電流の引き出しではなく、電源アダプタは主電源からほぼ正弦電流波形を引き出すようになされても良い。このことはハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに異なる継続時間のオン時間、即ち非対称のオン時間を提供し、各入力サイクルの間、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの非対称の程度を変更し、入力から引き出される電流の波形を決定するスイッチコントローラにより達成される。特に、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチのオン時間の非対称の程度が大きいほど、入力から引き出される電流が少ないことが分かった。更に、共振回路が主電源の入力サイクルの増加する半分で充電される直流リンクコンデンサを含む場合、より多くの電流が主電源入力サイクルの増加する端部で引き出されるであろう。そのようであるため、これを補償するためハーフサイクルの増加する側での電力増加を遅らせることが必要であり、一方主電圧の下降側において、電力は電圧が減少するにつれ減少する。
現在好ましい実施形態において、ハーフブリッジ駆動回路のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチはハーフブリッジの中央で接続されたそれぞれのエミッタ又はソース端末と共に配置される。
この実施形態において、トランジスタのベース又はゲート端末に付与される切り替え電圧はエミッタ又はソース端末の電圧に対して参照されるため、これは浮動接地の形式の共通の参照を可能にする。このことは、通常高価であり電力損失を生じ、よって効率を下げる高電圧回路であるレベルシフタ回路の必要性を除去する。よって本発明はコストを減らし、従来技術に対する効率を高める。加えて、本発明は駆動回路を低電圧にすることが出来、同じ駆動回路がハイサイドスイッチとローサイドスイッチの両方を駆動できるようにする。実際、本発明の更なる態様によれば、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを含むハーフブリッジ駆動回路であって、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのそれぞれはエミッタ又はソース端末を有し、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチはハーフブリッジの中央で接続されたそれぞれのエミッタ又はソース端末と共に配置される、ハーフブリッジ駆動回路が提供される。
ハイサイドスイッチは好ましくはNPNバイポーラ接合トランジスタ(BJT)か、又は同様に機能するトランジスタである。ローサイドスイッチは好ましくはPNPバイポーラ接合トランジスタ(BJT)か、又は同様に機能するトランジスタである。バイポーラ接合トランジスタ(BJTs)であるトランジスタはスイッチコントローラを例えば5V未満、例えば2Vのような低い電圧にすることが出来得る。集積回路が提供される場合、低電圧の電源が1つ以上のダイオードと、例えばコンデンサのようなエネルギー保存装置により形成され得る。
スイッチは通常エミッタ又はソース端末の電圧に関連して決定されるベース又はゲート端末での切り替え電圧を有して構成される。よってハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのエミッタ又はソース端末の接続は浮動接地の形式のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチの切り替え電圧に共通の参照を提供する。ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのコレクタ又はドレン端子は回路の正の供給電圧及び例えば0Vの通常接地にそれぞれ接続され得る。
ローサイドスイッチは好ましくは浮動接地の形式の共通の参照に関連して決定されたスイッチのベース/ゲートでの負の切り替え電圧を有する。負の切り替え電圧は例えば電荷ポンプにより生成され得る。
スイッチコントローラは集積回路の形式を取る。好ましくはスイッチコントローラの接地接続はハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのエミッタ又はソース端末に接続され、その結果スイッチコントローラの接地接続は浮動接地の形式のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに共通の参照を有する。
好ましくは、スイッチコントローラはローカル電源又は通常接地からのブートストラップを備え、又は通常ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに亘って接続されるコンデンサがスイッチコントローラに電力供給するために適用されても良く、これらはマイクロプロセッサの電荷ポンプダイオードに電力供給し得る。
本発明のこの実施形態は、LCL直並列共振回路を駆動するのに使用される時、特に有利である。この配置はハーフブリッジ駆動回路に、例えばインダクタから発振器ドライブへ等のフィードバック無しで機能することを可能にする。この配置はまた大型で高価なフィードバック変圧器の必要性を除去する。また、本発明はLCL回路に対して特に有利である。その理由はLCL回路が低圧プロセスの使用を可能にするためである。
スイッチコントローラは低圧プロセス集積回路を含み得、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチは集積回路の外側にあっても良い。スイッチコントローラはマイクロプロセッサを含み得、マイクロプロセッサのポートのESDダイオードはマイクロプロセッサのための電源の提供における電荷ポンプダイオードとして使用される。
スイッチコントローラは例えば国際公開第2011/083336A2号及び国際公開第2012/010900A2号に記載される多数の動作モードを有する整流器回路のような出力段階も制御するように構成され得る。スイッチコントローラは出力段階の参照と同様の、又は同一の電位を有する例えば浮動接地のようなハーフブリッジ駆動回路の中央点で参照されるため、上記のことは本発明のこの実施形態により可能となる。
共振回路は、共振の中又はその近くにある時大量のオーバーシュート電流を引き出し得るため、駆動トランジスタに亘る逆並列ダイオードは存在しなくても良い。逆並列ダイオードは高圧ダイオードでなければならないため、このことは有利である。しかし、逆並列ダイオードを有しない影響を最小限にするため、トランジスタの共通ポイントとトランジスタのベース端末との間に接続されるダイオードが迅速なスイッチオフのためのベース抽出電流を提供するために使用され得る。
本発明による電源アダプタは、従来の減光スイッチを含む主電源からの固体光源の駆動に関して特に有利である。しかし、更に上記に論じた制御は例えばモータ制御に関連する他の分野で使用され得る。特に、本発明は例えば双方向のモータ制御、及び例えば直流モータ及び高周波交流モータの駆動を可能にする。
その教示の全体が本明細書に参照として使用される国際公開第2011/040167号は、LED固体照明装置の駆動回路に有用な電源アダプタの改良を開示する。その様なシステムは「RAIS」技術と呼ばれ、直列に接続された第1のインダクタL1と第1のコンデンサC1、及び第2のインダクタL2を含む平行負荷脚を備えるLCL直並列共振回路を組み込む。第1のインダクタL1と第1のコンデンサC1は共振回路の2つの入力端子の間に直列に接続され、負荷脚が第1のコンデンサC1に亘って並列に接続され、負荷脚は直列に接続された第2のインダクタL2と負荷を駆動する出力を備える。LCL回路は出力整流器ブリッジに接続される(国際公開第2010/040167号の図4の24に示される)。
減光した固体照明装置のちらつきを防止するため、RAIS技術は使用中の調光器の種類に理想的な波形を提供する。RAISはどちらの種類の調光器が使用中であるかに応じて2つの異なる動作モードを有し、これら2つのモードは「ダブルホールド」及び「ハーフパワー」と呼ばれる。
例えばトライアックのような前縁の調光器にとって、動作のための電流が180°の主電源サイクルのうち最初の90°のためのみに全出力で引き出され、これはRAISのダブルホールドの適用である。調光器がスイッチオンされると、RAIS技術は出力ブリッジに共振波形を送信し、このプロセスは調光器のオン時間の継続時間の間持続する。しかし、修正された出力ブリッジは、異なる減光曲線が必要な場合にこの信号をおよそ第2の半分またはそれより長くショートし、結果として電流は予期した時間のおよそ半分の入力で引き出される。
しかし、後端の調光器は全体の主サイクルにハーフパワーで動作する電流を引き出し、これはRAISの動作のハーフパワーモードである。この動作モードを実施可能とする整流器回路は国際公開第2011/083336号に記載され、その全体の教示が本明細書に参照として使用される。
明らかに、適切な動作モードが選択されるため、どの種類の調光器が使用中であるかを識別できることが必要である。これを達成する知られた方法は入力電圧波形を監視することを必要とする。特に、そのような方法はVDC(整流された主交流電流)への接続を必要とする。入力電圧波形は監視され、速い端部が検知されれば、使用中の調光器はトライアック調光器であると判断される。これはRAIS技術にダブルホールドの動作モードを使用することを促す。速い端部が検知されなければ、調光器は後端であると判断されハーフパワーの動作モードが使用される。
調光器の種類、よって必要な動作モードを、入力電圧波形を監視せずに識別することが可能であると分かった。
本発明の更なる態様によると、交流電源に接続するための入力と、負荷を駆動するのに適した出力を提供する入力に結合された共振回路を含む電源アダプタであって、共振回路は共振波形を生成し、電源アダプタは共振波形を監視して共振波形の変化を検知するようになされる、電源アダプタが提供される。
共振波形の変化は隙間、速い変化又は他の変形の形式を有し得る。波形は例えばAC1の信号を適切なプロセッサ、タイミング回路等に結合するといった当業者に自明な様々な手段により監視され得る。波形は一連のパルスの形式を取り得る。
共振波形の変化の有無は電源アダプタが接続される電力減少装置の種類を示し得る。共振波形における隙間、変形又は速い変化の存在は、調光器の再起動及び前端(例えばトライアック)の調光器の存在を示し得る。これはその後、ダブルホールドの動作モードの起動につながる。
共振波形のその様な変形が検知されない場合は、電源アダプタはハーフパワーモードで動作する。これを実施するため、電源アダプタは国際公開第2011/083336号に記載された種類の整流器を備え得る。
本発明の利点はモニタ回路との接続を必要としないことであり、よってモニタ回路は省いても良い。よって図1のVDC接続3は本発明のこの態様では必要でなく、代わりに共振波形がAC1及び/又はAC2で監視される。よってシステムは絶縁回路にはるかに良く適する。
本発明は更に、共振波形の隙間、変形又は速い変化が1から3の主ハーフサイクルで検知できる点で有利である。よって、ダブルホールドの動作モードが迅速に起動され、その結果固体照明装置のちらつきが人間の眼により感知されない。
更に、一つの低電力電灯が調光器に接続された場合、調光器が不安定で偽のトリガとなる場合、電灯は上記のようにダブルホールドの方法で電力を引き出す。本発明において、電灯の数が追加されるにつれ、調光器は安定し全体のサイクルに亘って電流を引き出し、回路により良い力率(PF)を提供する。これは僅かに低い力率を引き出す単一の電灯システムの力率を相殺するであろう。
交流電源に接続される入力及び負荷を駆動するのに適した出力を提供する入力に結合された共振回路を備える電源アダプタであって、共振回路は第1の動作モードを有し、共振回路の少なくとも1つのインダクタンスと容量性成分が修正又は除去される第2の動作モードが提供される。
本発明による電源アダプタは、主に共振回路が2つの異なるレベルで電力供給し、一方両方の動作モードの効率を最適化する理由で有利である。
共振回路は好ましくはLCL直並列共振回路である。LCL直並列共振回路は、直列に接続された第1のインダクタL1並びに第1のコンデンサC1、及び第2のインダクタL2を含む並列の負荷脚を備える。第1のインダクタL1と第1のコンデンサC1は共振回路の2つの入力端末の間に直列に接続され、負荷脚は第1のコンデンサC1を越えて並列に接続され、負荷脚は直列に接続された第2のインダクタL2と負荷を駆動する出力を備える。
LCL直並列共振回路を使用する電源アダプタは国際公開第2008/120019号、国際公開第2010/041067号、国際公開第2010/139992号、国際公開第2011/083336号及び国際公開第2012/010900号に記載されており、それぞれの教示が全体として本明細書に使用される。
LCL直並列の共振回路の使用はほぼ定電流の引き出し及び高い効率を有する、例えばLEDのような固体光源に適した電源アダプタを提供する。特に、出力電流は出力電圧から独立しており、もし電源アダプタが低周波正弦電圧入力により電力供給され、且つ出力電圧が一定、即ち、LED負荷である場合、入力電流はトライアック調光器による駆動に理想的な低周波の、ほぼ方形波となる。その理由は、電源アダプタは保持電流を可能な限り低い電力で保持し、一方LEDに低周波の入力電圧に関して輝度を変化させる電流源を提供する、即ち、電源アダプタはLEDに電球のように動作させ、トライアック調光器による、他の電源アダプタ技術に対して大幅に減少された電力及び高い力率で制御することを可能にするためである。
よって負荷は好ましくは1つ以上のLEDであり、入力はトライアック調光器から引き出されても良い。
電源アダプタは共振回路の容量性成分が減少される第2の動作モードを有し得る。このことはコンデンサを共振回路から除去する例えばトランジスタ又はサイリスタ等の電気スイッチを使用することにより達成され得る。例えば、共振回路の容量性成分は並列の少なくとも2つのコンデンサにより提供され得、その内少なくとも1つのコンデンサは電気スイッチを使用して共振回路から除去される。電気スイッチは例えば集積回路のようなコントローラにより制御され得る。この第2の動作モードは第1の動作モードに対して、負荷に少ない電力を提供するのに使用され得る。
よって第1の動作モードは高い電流引き出しを提供し、それゆえ第2の動作モードに対して高い電力引き出しを提供するように構成され得る。よって第1の動作モードはトライアック調光器のラッチ電流を引き出すのに使用され得、共振回路の駆動信号のデッドバンドがトライアック調光器の(通常低い)保持電流を引き出すため誘導及び/又は変化され得る。しかし、安定した低電力の電灯のため、第2のモードが使用されても良い。
第2の動作モードに入る際、共振回路の駆動信号の周波数は通常変化される必要があり、及び/又は修正された共振回路を機能させるため、任意のデッドバンドが通常変化される必要がある。
この第2の動作モードは低電力電灯による使用のためのずっと低い電力を可能にし、共振回路が主電源と、電灯が安定する前縁及び後縁の調光器と共に使用されるダブルホールド原理を使用可能とする。不安定性が検知される、又は前縁の検知においてモードを切り替えることが好ましい場合、モードは第1の動作モードに戻り、よってかなり大量の電力と必要とされる保持電流を引き出す。
他の構成はその出力に亘ってコンデンサを有するLCL直並列共振回路を備える。このコンデンサは例えばLEDのような固体光源を駆動する時に伝導性放射の減少を提示するものとして国際公開第2011/083336号に記載される。この構成において、電源アダプタはLCL共振回路の容量性成分が除去される第2の動作モードを有し得る。この第2の動作モードにおいて、LCL共振回路はその出力に亘る静電容量と直列のLCL共振回路の残りのインダクタから成るLC共振回路に変化する。LC共振回路は駆動されて上記に論じたLCL直並列共振回路のものと同じ特性を提供し得るが、LEDが例えば少なくとも+/−50%、又は好ましくは+/−25%の交流電源のrms電圧に相当する電圧を有する場合に限ることが分かった。
以下の特徴は、上記に論じた2つのモードの構成だけでなく、共振回路を備える電源アダプタに関して有利であると考えられる。よって、本発明の更なる態様によると、交流電源に接続するための入力と、負荷を駆動するのに適した出力を提供する入力に結合された共振回路を備え、以下に記載する1つ以上の特徴を含む電源アダプタが提供される。
電源アダプタは例えばLEDへの電力を減少させ、なお同じ電流を引き出す共振回路の駆動信号へのデッドバンドを誘導し得る。よってデッドバンドは、しばしば保持電流より高いラッチ電流を引き出し可能とするために全体の電力が増加される場合に、LEDへの低量電力を可能とするのに使用され得る。このことはRCブリーダー回路の必要性を除去する。
共振回路は1つ以上の駆動トランジスタ、好ましくは2つのトランジスタ―ハイサイドトランジスタ及びローサイドトランジスタにより駆動され得る。トランジスタは通常発振器を含む適切な駆動回路により駆動されても良いが、好ましくは例えば集積回路のようなコントローラにより駆動される。トランジスタはバイポーラ接合トランジスタ(BJTs)であっても良く、その特徴は駆動回路を例えば5V未満、例えば2V等の低電圧にすることを可能にする。集積回路が提供される場合、低電圧の電源が1つ以上のダイオード及び例えばコンデンサ等のエネルギー保存装置により形成され得る。
駆動トランジスタの利得は効率の高い迅速なスタートを提供するために使用され得、抵抗は駆動トランジスタのベース端末に電力供給し、そのことは例えばコンデンサ等のエネルギー保存装置に抵抗及び駆動トランジスタの利得が決定した速度で充電する。
ハイサイドトランジスタ及びローサイドトランジスタのパルス幅は例えばNPNとPNPトランジスタとの間の異なるスイッチオフ時間を説明するために異なっていても良い。例えば、ハイサイド駆動トランジスタのパルス幅は、ローサイドPNPトランジスタのより長いベース保存時間に対応するため、ローサイド駆動トランジスタのパルス幅より広くても良い。
共振回路は、共振の中又はその近くにある時大量のオーバーシュート電流を引き出すため、駆動トランジスタに亘る逆並列ダイオードは存在しなくても良い。逆並列ダイオードは高圧ダイオードでなければならないため、このことは有利である。しかし、逆並列ダイオードを有しない影響を最小限にするため、トランジスタの共通ポイントとトランジスタのベース端末との間に接続されるダイオードが迅速なスイッチオフのためのベース抽出電流を提供するために使用され得る。
上記に論じたように、高電圧のLEDが使用される場合、LCL直並列共振回路の第2のインダクタは大幅に減らされる、又は除去され得ることが分かった。よって、本発明の更なる態様によると、交流電源に接続するための入力と、固体光源を駆動するのに適した出力を提供する入力に結合されたLC共振回路を備える電源アダプタであって、LC共振回路は、LC共振回路が交流電源からほぼ定電流を引き出し可能とするある周波数で、又は任意にデッドバンドと共に駆動される、電源アダプタが提供される。
交流電源に関して「ほぼ定電流」とは、ほぼ方形波の電流の引き出しを意味する。
LC共振回路は駆動されて上記に論じたLCL直並列共振回路のものと同じ特性を提供し得るが、LEDが例えば少なくとも+/−50%、又は好ましくは+/−25%の交流電源のrms電圧に相当する電圧を有する場合に限ることが分かった。
本発明の更なる態様によると、活性の減衰回路を備える固体光源のための電源アダプタであって、活性の減衰回路は定電流回路と並列の抵抗負荷を有する、電源アダプタが提供される。
本発明のこの態様による電源アダプタは主に、活性の減衰回路がトライアック調光器内のトライアックの点火に関連した電流のスパイク又は電流突入を減衰し、一方電流スパイク又は電流突入が存在しない場合は定電流回路により高い効率を保持するという理由で有利である。これは主に、連続して活性の2つの減衰回路が存在し、それらの活性化に点火時調整又は遅延が存在せず、高い効率の保持に結びつく点で従来技術に対して有利である。更に、抵抗負荷に亘るFETを備える従来技術の配置はスイッチが作動する際の電流のリンギングの被害を受けることが分かった―本発明はこの課題を解決する。
電流のスパイク又は電流の突入が存在する時、電流は抵抗負荷及び定電流回路からの定電流により制限される。電流のスパイク又は電流の突入が存在しない時、定電流回路は電源アダプタに電力供給する。本発明のこの態様は上記に論じたように例えばLCL直並列共振回路又はLC共振回路を使用する等のほぼ定電流を引き出す電源アダプタに対して有利である。定電流回路は例えばLCL共振回路等の電源アダプタの共振回路に共振回路が必要とするよりも大きな電流で電源供給するようになされ、その結果定電流回路に亘る電圧降下は最少になる。
本発明による電源アダプタの第1実施例のスイッチコントローラ及びハーフブリッジ駆動回路を示す図である。 本発明による電源アダプタの第1実施例のLCL直並列共振回路及び直流リンクコンデンサを示す図である。 本発明による電源アダプタの一実施例のハーフブリッジ駆動回路のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに対する異なる波形の例を示す図である。 本発明による電源アダプタの一実施例のハーフブリッジ駆動回路のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに対する異なる波形の例を示す図である。 本発明による電源アダプタの一実施例のハーフブリッジ駆動回路のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに対する異なる波形の例を示す図である。 本発明による電源アダプタの一実施例のハーフブリッジ駆動回路のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに対する異なる波形の例を示す図である。 本発明による電源アダプタの一実施例のハーフブリッジ駆動回路のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに対する異なる波形の例を示す図である。 本発明による電源アダプタの一実施例のハーフブリッジ駆動回路のハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに対する異なる波形の例を示す図である。 本発明による電源アダプタの第2実施例を示す図である。 図5の回路をIC1として使用するのに適する低電圧プロセスハーフブリッジ駆動集積回路(IC)の例を示す図である。 本発明による電源アダプタの第3実施例を示す図である。 本発明による電源アダプタの第4実施例の回路である。 本発明による電源アダプタの第5実施例の回路である。
本発明の例示的な実施形態は、添付の図面を参照して、例示の目的のみで以下に詳細に記載される。
本発明による電源アダプタの実施形態は入力整流器段階(図示せず)、スイッチコントローラ(RAIS‐DH)及びハーフブリッジ駆動回路(HSD、LSD)(図1に示す)、並びにLCL直並列共振回路(L1、C1及びL2)及び出力整流器段階(図2に示す)を備える。ハイサイドスイッチであるQ1はNPN BJTトランジスタであり、ローサイドスイッチであるQ2はPNP BJTトランジスタである。Q1及びQ2は、Q1とQ2の両方のための浮動接地を形成する共通ポイントに接続されるエミッタ/ソースと共に配置される。この共通ポイントはまたハーフブリッジ駆動回路の出力を提供し、ハーフブリッジ駆動回路の出力は本実施形態において固体光源(英国特許第2449616B8号及び国際公開第2010/040167A1号に詳細に記載された形式のもの)を駆動するのに適したLCL直並列共振回路に供給される。
Q1及びQ2のそれぞれは、切り替えパルスをそれぞれのベース/ゲートに提供することにより切り替えられ、切り替えパルスの電圧はスイッチのエミッタ/ソースに参照される。Q1の電源がオンされると、浮動接地は例えば330Vの正の供給電圧になり、Q1のベース/ゲートの電圧は浮動接地、よってエミッタ/ソース電圧に関して正となる。Q2の電源がオンされると、浮動接地は例えば0Vの通常接地となり、Q1のベース/ゲートの電圧は浮動接地、よってエミッタ/ソース電圧に関して負となる。
ハイサイドスイッチQ1及びローサイドスイッチQ2は、これも浮動接地に参照されるRAIS‐DHを指定した集積回路であるスイッチコントローラにより駆動される。スイッチコントローラRAIS‐DHは+−0.7Vを要するBJTトランジスタを駆動しているため、スイッチコントローラは2Vで電力供給される。Q1をスイッチオンするため、スイッチコントローラは浮動接地(例えば330Vの正の供給電圧)、よってエミッタ/ソース電圧に関してQ1のベース/ゲートに対して正のパルスを提供する。Q2をスイッチオンするため、スイッチコントローラは浮動接地(例えば0Vの通常接地)、よってエミッタ/ソース電圧に関してQ2のベース/ゲートに対して負のパルスを提供する。
Q1はLCL直並列共振回路(図2に示す)のためのハイサイドドライブ(HSD)を形成し、Q2はローサイドドライブ(LSD)を形成し、そのことは固体光源を駆動するのに適した出力を提供する。スイッチコントローラはハイサイドドライブ(HSD)とローサイドドライブ(LSD)のオン時間を制御することにより入力で引き出される電流、出力で搬送される電流及び/又は電源アダプタのインピーダンスを操作するように構成される。これは上記に詳しく記載される。
ハイサイドドライブ(HSD)及びローサイドドライブ(LSD)の波形の例は図3に示される。図3aは重複の無い従来の対称な駆動信号を示し、図3bから図3fは本発明による駆動波形を示す。
図3bは異なる継続時間のオン時間、即ち非対称のオン時間を有するハイサイドドライブ(HSD)及びローサイドドライブ(LSD)を示す。ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの非対称の程度は入力から引き出された電流を決定する。ハイサイドスイッチとローサイドスイッチのオン時間の非対称の程度が大きいほど、入力から引き出される電流が少ないことが分かった。よって、図3bの波形は図3aの波形より入力で引き出される電流が少なくなる。更に、ハイサイドドライブ(HSD)とローサイドドライブ(LSD)のオン時間は重複しないため、出力においてほぼ同じ電流が提供される。
図3cは異なる継続時間のオン時間、即ち非対称のオン時間を有するハイサイドドライブ(HSD)及びローサイドドライブ(LSD)であるが、重複期間も有するものを示す。このスイッチのオン時間の重複は各入力サイクルにおいて重複期間の負荷状態を生成し、これは各入力サイクルにおける重複期間に出力へ搬送される電流に対する入力で引き出される電流を増加させる。このことは共振回路が駆動される周波数を変化させる必要なしに、重複期間に各入力サイクルで減光スイッチのラッチ電流が引き出され、その後に各入力サイクルで低い保持電流が引き出されることを可能にする。主電源(例えば85mA)における従来の減光スイッチのためのラッチ電流は、通常数msで引き出される保持電流(例えば50mA)に対して通常数百μsだけ引き出されれば良いため、出力に提供されない追加の電流(35mA)は例えば230Vの主電源で100から200mWの受け入れ可能な小さな損失になるであろう。この制御はまた従来の減光スイッチのトライアックが点火した直後に見られる電圧減少の問題を軽減し、よってスナバ回路の必要性及びそれらに関連する損失を否定する。
図3dは図3cの波形と同じ重複期間を有するが、スイッチのオン時間にかなり大きな非対称性を有するハイサイドドライブ(HSD)及びローサイドドライブ(LSD)を示す。よって、図3dの波形は各入力サイクルにおいて高いラッチ電流と低い保持電流の間に同じ変化を提供するが、ハイサイドドライブ(HSD)とローサイドドライブ(LSD)の間の大きな非対称性のため、図3cの波形に関連して、全体の入力サイクルに亘って入力時に少ない電流が引き出され、それに対応して出力時に少ない電流が提供される。
図3e及び図3fは、同時のオン時間を有するハイサイドドライブ(HSD)及びローサイドドライブ(LSD)であって、それぞれが入力に負荷状態を提供するものを示す。しかし、オン時間の重複期間又は同時のオン時間の期間が長くなるほど、抵抗又は負荷の動作インピーダンスが低くなる。よって、図3fの波形は図3eの波形より低い抵抗又は動作インピーダンスを提供する。これは例えばLEDのような固体光源に特に有利である。特に、この負荷状態は偽の起動状態を防止する直流通路を提供し得る。これは調光器と共に使用することを可能にし、またピックアップ供給から生じるグローを防止する。
本発明による電源アダプタは、従来の減光スイッチを含む主電源からの固体光源の駆動に関連して特に有利である。しかし、それに加えて、上記に論じた制御は例えばモータ制御に関連する他の分野において使用され得る。特に、本発明は例えば双方向のモータ制御、並びに例えば直流及び高周波交流モータを駆動することを可能にする。
本発明による電源アダプタの第2実施例が図4に示される。ハイサイドスイッチであるQ1はNPNトランジスタ(又はnチャンネルの電界効果トランジスタ)であり、ローサイドスイッチであるQ2はPNPトランジスタ(又はpチャンネルの電界効果トランジスタ)である。Q1及びQ2は、Q1及びQ2の両方に対する浮動接地を形成する共通ポイントに接続されたエミッタ/ソースと共に配置される。この共通ポイントはハーフブリッジ駆動回路の出力も提供し、ハーフブリッジ駆動回路は本実施形態において(英国特許第2449616B8号及び国際公開第2010/041067A1号に詳細に記載された形式の)固体光源を駆動するのに適したLCL直並列共振回路に電力供給される。
Q1及びQ2のそれぞれは切り替えパルスをそれぞれのベース/ゲートに提供することにより切り替えられ、切り替えパルスの電圧はスイッチのエミッタ/ソースに参照される。Q1の電源がオンされると、浮動接地は例えば330Vの正の供給電圧になり、Q1のベース/ゲートでの電圧は、浮動接地よってエミッタ/ソース電圧に対して通常1−20V、+5Vである正となる。Q2の電源がオンされると、浮動接地は例えば0Vの通常接地となり、Q1のベース/ゲートの電圧は浮動接地よってエミッタ/ソース電圧に対して通常1−20V、−5Vである負となる。
ハイサイドスイッチQ1及びローサイドスイッチQ2は集積回路IC1により駆動され、集積回路IC1も浮動接地に参照される。Q1の電源をオンするために、IC1は浮動接地(例えば330Vの正の供給電圧において)よってエミッタ/ソース電圧に対し、+5VのパルスをQ1のベース/ゲートに提供する。Q2の電源をオンするために、IC1は浮動接地(例えば0Vのような通常接地において)よってエミッタ/ソース電圧に対し、−5VのパルスをQ2のベース/ゲートに提供する。
Q2のベース/ゲートに提供された負の電圧切り替えパルスは、IC1により駆動され、C7、D1及びD2により形成される電荷ポンプにより生成される。電荷ポンプはIC1からの入力電圧が5Vから0Vに降下し、その後5Vに戻る時に−5Vの切り替えパルスを生成する。特に、IC1からの入力電圧が5Vから0Vに降下すると、C7にかかる電圧が5Vに保持され、それは電荷ポンプの出力を−5Vに引き下げる。IC1からの入力電圧が5Vに戻ると、出力は0Vに戻る。
浮動接地は例えば330Vの正の供給電圧と例えば0Vの通常接地の間のハーフブリッジ駆動回路の出力と共に変化する。IC1は最初にR1、C3及びR10により電力供給される。一たん出力が切り替えを始めると、出力はブートストラップ回路(C4、R6、Z1及びD3)を使用して、浮動する正の電力供給又はC10、C13を経由して供給される無効の容量性供給を提供できる。これらのコンデンサはいずれにしても、スイッチを越えて存在するものになり得る。
尚、バイポーラ接合トランジスタ(BJT)が使用される場合、PNP装置はずっと遅い電源オフ時間を有し得る。よって抵抗R5がこれに対処するためのベースの抽出電流を提供するために追加された。遅延NPN装置が使用されると、この技術もまたその装置に使用され得る。
従来技術に関し、本発明は通常高価であり電力損失を生じ、よって効率を下げる高電圧回路であるレベルシフタの必要性を除去する。よって本発明はコストを減らし、従来技術に対する効率を高める。加えて、本発明は駆動回路(IC1)を低電圧にすることが出来、同じ駆動回路がハイサイドスイッチとローサイドスイッチの両方を駆動できるようにする。
図5は図4の実施形態の単純な集積回路の実施を示す。
図6はマイクロプロセッサを含む発明の更なる実施形態を示し、その実施形態では、マイクロプロセッサのポートのESDダイオードがマイクロプロセッサへの電力供給の提供に使用される。
図7に示す回路は、入力整流器ブリッジ、集積回路U1及びトランジスタQ1、Q2により駆動されるLCL直並列回路(L1、L2m、C1b及びC11)、及び出力整流器ブリッジを備える電源アダプタである。このタイプの電源アダプタは国際公開第2008/120019号、国際公開第2010/041067号、国際公開第2010/139992号、国際公開第2011/083336号及び国際公開第2012/010900号に記載されている。
この構成は定電流の引き出し及び高い効率を有する、例えばLEDのような固体光源に適した電源アダプタを提供する。特に、出力電流は出力電圧から独立しており、もし電源アダプタが低周波正弦電圧入力により電力供給され、且つ出力電圧が一定、即ち、LED負荷である場合、入力電流はトライアック調光器による駆動に理想的な低周波の、ほぼ方形波となる。その理由は、電源アダプタは保持電流を可能な限り低い電力で保持し、一方LEDに低周波の入力電圧に関して輝度を変化させる電流源を提供する、即ち、電源アダプタはLEDに電球のように動作させ、トライアック調光器による、他の電源アダプタ技術に対して大幅に減少された電力及び高い力率で制御することを可能にするためである。
図1に示されたLCL直並列共振回路の静電容量は、並列に接続されたC1b及びC11により提供される。しかし、それに加えて、図7に示される回路は、レベルシフタQ3を経由して集積回路U1により制御されるサイリスタQ4を使用して回路からC11を切り替える可能性を提供する。C11が切り替えられると、LCL直並列共振回路の静電容量はC1bのみの静電容量へ大幅に減少される。
従って電源アダプタはLCL直並列共振回路の静電容量がC1b及びC11により提供される第1のモードと、LCL直並列共振回路の静電容量がC1bのみにより提供され、よってずっと低くなる第2のモードを有する。第1のモードは高い電流引き出しを提供し、よって第2のモードに対して高い電力引き出しを提供する。従って第1のモードはラッチ電流を引き出すのに使用され得、デッドバンドは(通常低い)保持電流を引き出すため変化され得る。しかし、安定した低電力の電灯のため、第2のモードが使用されても良い。
回路からC11を切り替えて第2のモードに入る際、集積回路U1は駆動周波数及びデッドバンドを、修正された共振回路が作動するのに必要なものに変化させる。このことは低電力の電灯により使用されるためのずっと低い電力を可能にし、共振回路が主電源と、電灯が安定している前縁及び後縁の調光器と共に使用される場合にダブルホールド原理が使用されることを可能にする。もし前縁の検知の際に不安定性が検知される、又はモードを切り替えることが好ましければ、モードはC11を回路へ切り替えることにより変化でき、よって非常に高い電力及び必要な保持電流を引き出すことが出来る。
図7に示される回路はLCL直並列共振回路の静電容量の全体的な切り替えを可能にするため修正され得、よってLC共振回路を残す。これはC1bを全体的に除去する、又は集積回路U1によりC1bを回路から切り替え可能とすることにより達成され得る。この修正された構成において、LCL共振回路はC9と直列のL1+L2から成るLC共振回路へ変化する。集積回路U1は駆動周波数及びデッドバンドを、LC共振回路が作動するのに必要なものに変化させる。LC共振回路は駆動されて上記に論じたLCL直並列共振回路のものと同じ特性を提供し得るが、LEDが例えば少なくとも+/−50%、又は好ましくは+/−25%の交流電源のrms電圧に相当する電圧を有する場合に限ることが分かった。
これらの変形例の両方のため、共振回路に電力供給される駆動信号におけるデッドバンドがLEDへの電力を減少させ、なお同じ電流を引き出すために使用され得る。従ってデッドバンドは、しばしば保持電流より高いラッチ電流を引き出し可能とするために全体の電力が増加される場合に、LEDへ低量の電力を供給可能とするのに使用され得る。このことはRCブリーダー回路の必要性を除去する。
集積回路U1は+−0.7Vを必要とするBJTトランジスタを駆動しているため、集積回路は2Vになり得る。従って集積回路の電力は3つの順方向バイアスのダイオードD11B、D12A及びD12Bにより抽出され得る。これらのダイオードに亘る電圧降下は集積回路U1のためのC3に保存される。
トランジスタQ1及びQ2の利得は効率の高い迅速なスタートのために使用され得る。特に、R6及びR7はQ1及びQ2のベースに電力供給し、それはC3をトランジスタQ1及びQ2の利得により増加されたR6及びR7により設定された速度で充電する。従って数マイクロアンペアの効率の損失が数ミリアンペアのC3の充電になる。
図7に示される回路の更なる可能な修正はL2のインダクタンスを大幅に減らす、又はL2全体を除去し、よってLC共振回路をL1及びC1b+C11により形成されたままにすることである。LC共振回路は駆動されて上記に論じたLCL直並列共振回路のものと同じ特性を提供し得るが、LEDが例えば少なくとも+/−50%、又は好ましくは+/−25%の交流電源のrms電圧に相当する電圧を有する場合に限ることが分かった。
図8に示される回路は集積回路IC1及びトランジスタQ1、Q2により駆動されるLCL直並列回路(L1、L2及びC1)と、出力整流器ブリッジを備える電源アダプタである。このタイプの電源アダプタは国際公開第2008/120019号、国際公開第2010/041067号、国際公開第2010/139992号、国際公開第2011/083336号及び国際公開第2012/010900号に記載されている。
この回路はまた高い突入電流が活性の場合に電流を制限するための活性の減衰回路を含む。活性の減衰回路はQ5、R10、D1及びD2により形成される定電流回路と共にトライアックの点火に関連付けられた電流のスパイク又は電流突入を減衰するための抵抗(R2)を備える。高い突入電流が活性の時、電流はR2と定電流回路からの定電流により制限される。回路が高い突入を見ない時、定電流回路はLCL共振回路に電力供給する。定電流回路は共振回路により必要とされるよりも大量の電流でLCL共振回路に電力供給するようになされ、その結果定電流回路に亘る電圧降下は最少になる。
Q1 ・・・ハイサイドスイッチ
Q2 ・・・ローサイドスイッチ
Q3 ・・・レベルシフタ
Q4 ・・・サイリスタ
IC1、U1 ・・・集積回路

Claims (46)

  1. 交流電源に接続するための入力と、
    負荷を駆動するのに適した出力を提供する前記入力に結合された共振回路と、
    駆動信号を前記共振回路に提供する少なくとも1つのハーフブリッジ駆動回路と、
    前記ハーフブリッジ駆動回路のためのスイッチコントローラと、を備え、
    前記ハーフブリッジ駆動回路はハイサイドスイッチとローサイドスイッチを有し、
    前記スイッチコントローラは、
    (i)前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチに異なる継続期間のオン時間を提供するモード、
    (ii)前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチに重複するオン時間を提供するモード、及び
    (iii)前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチに同期のオン時間を提供するモード、
    のうち少なくとも一つのモードを有する、電源アダプタ。
  2. 前記スイッチコントローラは前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチに異なる継続時間のオン時間、即ち非対称のオン時間を提供し、
    前記ハイサイドスイッチと前記ローサイドスイッチの非対称の程度は前記入力から引き出される電流を少なくとも部分的に決定する、請求項1に記載の電源アダプタ。
  3. 前記入力で引き出される電流は前記出力で提供される電流とほぼ等しい、請求項2に記載の電源アダプタ。
  4. 前記スイッチコントローラは各入力サイクルの間に前記ハイサイドスイッチと前記ローサイドスイッチの非対称の程度を変化させ、前記入力から引き出される電流の波形を決定するようになされる、請求項1又は2に記載の電源アダプタ。
  5. 前記スイッチコントローラは前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチに重複するオン時間を提供し、各入力サイクルにおいて重複期間の負荷状態を生成し、各入力サイクルにおいて重複期間の前記出力に搬送される電流に対して前記入力で引き出される電流を増加させる、請求項1から4の何れか一項に記載の電源アダプタ。
  6. 前記電源アダプタは固体光源を駆動するようになされ、重複期間において、減光スイッチのラッチ電流が各入力サイクルにおいて引き出され、低い保持電流が各入力サイクルにおいて引き出されるようになされ、
    前記共振回路はほぼ同じ周波数で駆動される、請求項5に記載の電源アダプタ。
  7. 前記電源アダプタは前記出力において電力が提供されないモードを有し、
    前記電源アダプタは、前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチに同時のオン時間を提供する前記スイッチコントローラにより前記入力に負荷状態を提供する、請求項1から6の何れか一項に記載の電源アダプタ。
  8. 前記電源アダプタは負荷状態が前記スイッチの重複する又は同期のオン時間により生成されるモードを有し、
    前記コントローラは、前記電源の電圧を監視し、負荷状態のインピーダンスが前記電源の電圧にとって許容可能であるかを決定するようになされる、請求項1から7の何れか一項に記載の電源アダプタ。
  9. 前記電源アダプタは2つ以上のモードを切り替えるようになされ、
    2つ以上の前記モードのそれぞれは前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチのためのオン時間の異なる構成を提供する、請求項1から8の何れか一項に記載の電源アダプタ。
  10. 前記共振回路は、前記共振回路の共振周波数もしくは各モードにおける前記共振周波数の分数調波、又は近似で駆動される、請求項9に記載の電源アダプタ。
  11. 前記電源アダプタは入力電圧を監視するようになされ、前記入力電圧に基づいて前記出力で提供される電流と前記入力に亘る抵抗の比率を変更する、請求項1から10の何れか一項に記載の電源アダプタ。
  12. 前記出力で提供される電流と前記入力に亘る抵抗の前記比率は前記入力電圧に基づいて比例的に変化され、電流及び/又は入力抵抗の急激な変化はモードを切り替える時に生成されない、請求項11に記載の電源アダプタ。
  13. 前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチはバイポーラ接合トランジスタ(BJTs)である、請求項1から12の何れか一項に記載の電源アダプタ。
  14. 前記共振回路はLCL直並列共振回路である、請求項1から13の何れか一項に記載の電源アダプタ。
  15. 前記電源アダプタは入力電圧を変化させるほぼ定電流の入力を保持するようになされる、請求項1から14の何れか一項に記載の電源アダプタ。
  16. 前記電源アダプタは、前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチに異なる継続時間のオン時間、即ち非対称のオン時間を提供し、各入力サイクルの間、前記ハイサイドスイッチと前記ローサイドスイッチの非対称の程度を変更し、前記入力から引き出される電流にほぼ正弦波形を提供するスイッチコントローラにより、主電源からほぼ正弦電流波形を引き出すようになされる、請求項1から14の何れか一項に記載の電源アダプタ。
  17. 前記ハーフブリッジ駆動回路の前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチは前記ハーフブリッジの中央で接続されたそれぞれのエミッタ又はソース端末と共に配置される、請求項1から16の何れか一項に記載の電源アダプタ。
  18. 前記ハイサイドスイッチはNPNバイポーラ接合トランジスタ(BJT)であり、ローサイドスイッチはPNPバイポーラ接合トランジスタ(BJT)である、請求項17に記載の電源アダプタ。
  19. 前記スイッチコントローラは集積回路の形式を取り、
    前記スイッチコントローラの接地接続は前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチの前記エミッタ又はソース端末に接続され、前記スイッチコントローラの前記接地接続は浮動接地の形式の前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチに共通の参照を有する、請求項1から18の何れか一項に記載の電源アダプタ。
  20. 前記電源アダプタは従来の減光スイッチを含む主電源からの固体光源を駆動するようになされる、請求項1から19の何れか一項に記載の電源アダプタ。
  21. 前記電源アダプタはモータを駆動するようになされる、請求項1から20の何れか一項に記載の電源アダプタ。
  22. ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを備えるハーフブリッジ駆動回路であって、
    前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチのそれぞれはエミッタ又はソース端末を有し、
    前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチは前記ハーフブリッジの中央で接続されたそれぞれのエミッタ又はソース端末と共に配置される、ハーフブリッジ駆動回路。
  23. 前記ハーフブリッジ駆動回路は前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチの両方を共にスイッチオンできるようにし、負荷が生成されるようになされる、請求項22に記載のハーフブリッジ駆動回路。
  24. 前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチは少なくとも発振器を含む駆動回路により駆動され、
    前記駆動回路は前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチの両方をスイッチオンし、
    (a)前記ハーフブリッジ駆動回路の起動時、
    (b)所定の期間に電力が存在しない時、
    (c)電力が存在しない時
    の何れか1つ、又は上記の重複の組合せにおいて負荷を生成するように構成される、請求項23に記載のハーフブリッジ駆動回路。
  25. LCL直並列共振回路を駆動する、請求項22から24の何れか一項に記載のハーフブリッジ駆動回路。
  26. 前記ハーフブリッジ駆動回路は発振器を使用して駆動され、前記発振器にフィードバックを送信しない、請求項25に記載のハーフブリッジ駆動回路。
  27. 前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチは少なくとも発振器を含む駆動回路により駆動され、
    前記駆動回路は一連のパルスを前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチの両方がスイッチオフされる期間と置換することにより減少した電力モードを提供するように構成される、請求項22から26の何れか一項に記載のハーフブリッジ駆動回路。
  28. ハーフパワーモードが一連のパルスを前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチの両方がスイッチオフされる期間と置換することにより提供され、前記期間は前記置換された一連のパルスの期間とほぼ同じである、請求項27に記載のハーフブリッジ駆動回路。
  29. 前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチは少なくとも発振器を含む駆動回路により駆動され、
    前記駆動回路は、電力が180°の主電力のうちの90°の交流入力サイクルの第1の部分のみのために引き出されるモードを提供するよう構成される、請求項22から28の何れか一項に記載のハーフブリッジ駆動回路。
  30. 電力は交流入力サイクルのおよそ第1の半分のために引き出される、請求項29に記載のハーフブリッジ駆動回路。
  31. 前記ハーフブリッジ駆動回路は低電圧プロセス集積回路を含み、
    前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチは前記低電圧プロセス集積回路の外部にある、請求項22から30の何れか一項に記載のハーフブリッジ駆動回路。
  32. 前記ハーフブリッジ駆動回路はマイクロプロセッサを含み、
    前記マイクロプロセッサの前記ポートの前記ESDダイオードは前記マイクロプロセッサへの電力供給の提供における電荷ポンプダイオードとして使用される、請求項22から31の何れか一項に記載のハーフブリッジ駆動回路。
  33. 前記ハイサイドスイッチはnチャンネルの電界効果トランジスタ(FET)、NPNバイポーラ接合トランジスタ(BJT)又は同様に機能するトランジスタである、請求項22から32の何れか一項に記載のハーフブリッジ駆動回路。
  34. 前記ローサイドスイッチはpチャンネルの電界効果トランジスタ(FET)、PNPバイポーラ接合トランジスタ(BJT)又は同様に機能するトランジスタである、請求項22から33の何れか一項に記載のハーフブリッジ駆動回路。
  35. 前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチは前記エミッタ又はソース端末の電圧に関連して決定される前記ベース又はゲート端末での切り替え電圧を有して構成され、前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチの前記エミッタ又はソース端末の接続は浮動接地の形式の前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチの前記切り替え電圧に共通の参照を提供する、請求項22から34の何れか一項に記載のハーフブリッジ駆動回路。
  36. 前記ローサイドスイッチは浮動接地の形式の共通の参照に関連して決定されるベース又はゲート端末での負の切り替え電圧を有する、請求項22から35の何れか一項に記載のハーフブリッジ駆動回路。
  37. 前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチは少なくとも発振器を含む駆動回路により駆動される、請求項22から36の何れか一項に記載のハーフブリッジ駆動回路。
  38. 前記駆動回路の前記接地接続は前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチの前記エミッタ又はソース端末に接続され、前記駆動回路の前記接地接続は、浮動接地の形式の前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチに共通の参照を有する、請求項22から37の何れか一項に記載のハーフブリッジ駆動回路。
  39. 前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチのそれぞれに亘って接続されるコンデンサは、一たん振動すると駆動回路に電力を提供する、請求項37又は38に記載のハーフブリッジ駆動回路。
  40. 前記駆動回路は前記ハーフブリッジ駆動回路の前記デッドバンドを変化させるようになされ、よって前記ハーフブリッジ駆動回路が同じ電流を引き出すが、効率の低い出力を提供することを可能にする、請求項37から39の何れか一項に記載のハーフブリッジ駆動回路。
  41. 負荷状態が、前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサイドスイッチの両方を同時にスイッチオンすることにより生成される、請求項40に記載のハーフブリッジ駆動回路。
  42. 前記駆動回路が、国際公開第2011/083336A2号明細書及び国際公開第2012/010900A2号明細書に記載される多数の動作モードを有する整流器回路のような出力段階も制御するように構成される、請求項22から41の何れか一項に記載のハーフブリッジ駆動回路。
  43. 請求項22から42の何れか一項に記載のハーフブリッジ駆動回路を備える電源アダプタ。
  44. 前記ハーフブリッジ駆動回路は、1つ以上のLED等の固体光源のような負荷に電力を提供するための共振回路を駆動する、請求項43に記載の電源アダプタ。
  45. 前記電源アダプタは出力整流器も含む、請求項44に記載の電源アダプタ。
  46. 前記電源アダプタは主電源に接続するための入力と、負荷を駆動するのに適した出力を提供する前記入力に結合されたLCL直並列共振回路とを備え、
    前記ハーフブリッジ駆動回路は前記LCL直並列共振回路を駆動する、請求項43から45の何れか一項に記載の電源アダプタ。
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