KR101659715B1 - Ｔｒｉａｃ 디머를 위한 ｌｅｄ들을 갖는 파워 인터페이스 - Google Patents

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Abstract

부착된 부하의 평균 전류 소비가 조절가능한 전력 공급 회로의 홀딩 전류 요건 아래에 있더라도 조절가능한 전력 공급 회로를 전도 상태에서 유지하는 파워 인터페이스가 제안된다. 파워 인터페이스는 조절가능한 전력 공급 회로의 동적 특성들을 이용한다. 조절가능한 전력 공급 회로의 회복 시간으로 인해, 그것은 잠시 동안 전류 흐름이 존재하지 않더라도 전도 상태에 머물 것이다. 파워 인터페이스는 조절가능한 전력 공급 회로로부터의 전류 흐름을 차단 및 재구축함으로써 이 효과를 이용한다.

Description

ＴＲＩＡＣ 디머를 위한 ＬＥＤ들을 갖는 파워 인터페이스{POWER INTERFACE WITH LEDS FOR A TRIAC DIMMER}
본 발명은 파워 인터페이스에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 시간 의존 홀딩 전류 레벨 또는 부하 전류에 대한 다른 제한들을 갖는 조절가능한 전력 공급 회로에 부하를 접속하기 위한 파워 인터페이스에 관한 것이다.
발광 다이오드(Light Emitting Diode; LED) 광원들과 같은 고체 상태 광원들의 높은 시장 침투를 위해, 현 시점에서, 레트로피트 램프들(retrofit lamps)이 상당히 중요하게 고려된다. 대부분의 소비자 조명기구(consumer luminaire)에 대해, 사용자/고객은 낮은 초기 비용으로 조명기구 내의 유일한 광원(예를 들어, 백열 전구)만을 현대의 LED 광원으로 대체할 수 있을 수 있다. 소켓과의 호환성뿐만 아니라 기존의 설비/회로와의 호환성도 매우 중요하다. 따라서, 광원은 기존의 소켓들 내로 들어맞아야 하고, 디머(dimmer)들을 포함한 기존의 전기 설비와 호환되어야 한다. 이것은 기존의 월 디머(wall dimmer)들과의 상호운용성을 포함한다.
특히, TRIAC(Triode for Alternating Current) 기반의 최첨단(leading edge) 디머들이 많은 가정에서 이용된다. 이들 디머들에 의하면, LED 광원의 부하가 디머와 적절하게 작동하기에 너무 작다는 문제가 자주 존재한다. 결과로서, LED 광원은 디밍 레벨이 너무 낮아질 때 깜빡거리기 시작하거나 또는 심지어 영구적으로 스위치 오프할 수 있다. 즉, 월 디머들이 존재하는 경우에, 고체 상태 광원의 낮은 전력 소비는 TRIAC의 래칭 및 홀딩 전류로 문제들을 일으킬 수 있다. 특히 40W 아래의 전력 소비를 갖는 낮은 전력량의 램프들에 의하면(예를 들어, E14 나사 소켓을 위한 2W 캔들 전구(candle light bulb)), TRIAC 디머 회로의 최소 부하에 도달되지 않는다. 따라서, 조명기구는 전혀 작동하지 않거나, 플래시들의 혼란 모드에서(in a chaotic mode of flashes) 작동할 수 있다.
TRIAC의 요구되는 홀딩 전류에 따라 램프의 전류 소비를 셰이프(shape)하기 위해 특수 스위치 모드 전력 공급을 이용하는 것이 제안되었다. 표준 TRIAC의 통상적인 50mA를 취하면, 최소 부하는 230V 시스템에서 10W보다 더 많을 수 있다. 그러나, 레트로피트 램프들의 의도된 전력 범위에 대해, 이것은 여전히 매우 많은 전력일 수 있다.
US 7,075,251은 킵얼라이브(keep-alive) 기능을 이용함으로써 위상 제어 디머들의 요건들을 만족시키기 위해 광범위한 소스 전압들로부터 연속 입력 전류를 드로(draw)하는 공진 피드백 회로를 갖는 밸러스트(ballast)를 개시한다. 입력 전압이 버스 캐패시터 전압보다 낮은 시간 중에, 입력 전류가 존재하지 않아, TRIAC가 오프 상태로 가게 된다. 이것을 방지하기 위해, 고주파수 전류가 연속하여 소비된다. 결과로서, TRIAC는 온 상태로 유지되지만, 부하는 여전히 TRIAC 홀딩 전류를 드로해야 한다.
US 2007/182347 A1은 TRIAC를 갖는 디머 스위치로부터의 가변 파워를 고상 조명에 결합가능한 스위칭 전원에 공급하기 위한 임피던스 매칭 회로를 제공한다. 예시적인 임피던스 매칭 회로는 스워칭 전원으로부터의 제1 전류를 받기 위해 결합된 제1 레지스터; 제2 레지스터; 및 제2 레지스터에 직렬로 결합된 트랜지스터를 포함하는데, 트랜지스터는 제1 레지스터에 흐르는 제1 전류의 검출된 레벨에 응답하여 제2 레지스터에 흐르는 제2 전류를 변경하기 위해 게이트 전압에 반응한다.
본 발명의 목적은 이러한 문제를 해결하기 위한 것이고, 부착된 부하의 평균 전류 소비가 조절가능한 전력 공급 회로의 홀딩 전류 요건 아래에 있더라도 조절가능한 전력 공급 회로를 전도 상태로 유지하는 파워 인터페이스를 제공하기 위한 것이다.
일반적으로, 위의 목적들은 첨부된 독립 청구항에 따른 파워 인터페이스에 의해 실현된다.
제1 양태에 따르면, 위의 목적들은 시간 의존 홀딩 전류 레벨(time-dependent holding current level)을 갖는 조절가능한 전력 공급 회로에 부하를 접속하기 위한 파워 인터페이스에 의해 실현되고, 상기 파워 인터페이스는, 상기 부하와 상기 조절가능한 전력 공급 회로 사이에 동작가능하게 접속되도록 배열되는 전류 셰이퍼(current shaper)를 포함하고, 상기 전류 셰이퍼는 상기 조절가능한 전력 공급 회로로부터의 전류 흐름을 차단 및 재구축하도록 구성되어, 주기적으로 상기 조절가능한 전력 공급 회로를 통한 전류가 상기 홀딩 전류 레벨 위에 있도록 보장하고, 이로써 상기 부하의 평균 전류 소비가 상기 홀딩 전류 레벨보다 낮을 때라도 상기 조절가능한 전력 공급 회로를 전도 상태로 유지하는 것을 특징으로 한다.
홀딩 전류는 그것이 전도 상태로 남아 있기 위해서 조절가능한 전력 공급 회로를 통과해야 하는 최소 전류를 의미한다. 다시 말해, 일단 트리거되면, 조절가능한 전력 공급 회로는 그것을 통하는 전류가 홀딩 전류 아래로 떨어질 때까지 계속해서 전도한다. 그러나, 조절가능한 전력 공급 회로의 회복 시간으로 인해, 그것은 사실상 단기간 동안 전류 흐름이 존재하지 않더라도 전도 상태에 머물 것이다. 아래에서 더 개시되는 바와 같이, 이 기간은 특히 조절가능한 전력 공급 회로의 컴포넌트들 및 공급된 전류에 의존한다. 홀딩 전류 레벨은 조절가능한 전력 공급 회로의 회로 토폴로지 및 조절가능한 전력 공급 회로에 포함되는 스위치에 의해 결정될 수 있다.
따라서, 파워 인터페이스의 하나의 이점은, 그것이 조절가능한 전력 공급 회로의 원래의 최소 부하 요건들 아래에서, 표준 월 디머와 같은, 조절가능한 전력 공급 회로로부터, 광원과 같은 부하를 동작하도록 배열된다는 점이다. 다른 이점은, 파워 인터페이스가 조절가능한 전력 공급 회로의 최소 홀딩 전류 아래에서도 조절가능한 전력 공급 회로로부터 부하를 동작하도록 배열된다는 점이다.
전류 셰이퍼는 주기적 펄스형 전류(periodically pulsed current)를 형성하도록 구성될 수 있고, 이로써 전류는 적어도 주기적으로 홀딩 전류 레벨보다 크도록 보장된다.
펄스형 전류는 전류 없는 펄스들(pulses of no current) 및 조절가능한 전력 공급 회로의 요구되는 홀딩 전류 레벨보다 높은 전류의 펄스들을 포함할 수 있고, 높은 전류의 펄스는 조절가능한 전력 공급 회로를 온(on)으로 유지하는 데 이용되고, 일시정지(즉, 전류 없는 기간)는 평균 전류를 낮추는 데 이용된다.
전류 셰이퍼의 기간(period)은 전류의 임의의 변동들이 전류에 의해 구동되는 광원에 의해 방출되는 광에서 인지되지 않도록 하는 것이 바람직하다. 예를 들어, 그것은 5-50㎲, 바람직하게는 15-30㎲일 수 있다.
전류 셰이퍼는 조절가능한 전력 공급이 전도 상태에 있도록 보장하기에 충분히 긴 기간의 지속시간 동안 활성화될 수 있다. 낮은 전류의 더 긴 기간은 조절가능한 전력 공급을 전도 상태로 유지하기 위해 더 높은 전류의 더 긴 기간을 요구할 것이기 때문에, 활성화의 지속시간은 통상적으로 전류 셰이퍼의 기간에 의존한다. 기간 및 활성화 시간의 적절한 제어에 의해, 향상된 동작이 실현될 수 있다. 대안적으로, 특정 조절가능한 전력 공급 회로들과의 동작을 향상시키기 위해 특수 파형을 갖도록, 2보다 많은 시간 간격들 및 2보다 많은 전류 레벨들이 정의되고 적용될 수 있다.
전류 셰이퍼는 부스트 컨버터(boost converter)일 수 있고, 이것은 본 발명의 실시예를 실현하기 위한 실제적인 방식이다. 부스트 컨버터를, 본선(mains) 전압의 피크 값보다 높은 최소 부하 전압과 결합하는 것은, 대부분의 시점들에서, 조절가능한 전력 공급 회로를 통해 드로되는(drawn) 전류가 전류 셰이퍼에 의해 설정될 수 있도록 보증한다.
부스트 컨버터는 회로 설계를 용이하게 하기 위해서, 고정된 피크 전류에 대해 구성될 수 있다. 다시 말해, 이것은 전류 셰이퍼의 제어 루프의 복잡도를 줄일 수 있다.
실시예에 따르면, 조절가능한 전력 공급 회로는 디머에 포함되고, 부하는 디머블(dimmable) 광원이다. 이 경우, 회로 컴포넌트들은 광원에 의해 출력되는 광에서의 깜빡거림(flicker)의 미리 결정된 최대량에 따라 결정될 수 있다.
파워 인터페이스는 부하를 통한 전류에서의 큰 변동들을 피하기 위해(즉, 부하에 전달되는 전력을 안정화하기 위해), 전류 셰이퍼와 부하 사이에 병렬로 배열되는 캐패시터를 더 포함할 수 있다. 높은 전류의 기간 동안, 캐패시터는 충전된다. 낮은 전류 또는 전류 없음의 기간들 동안, 캐패시터는 부하에 에너지를 제공한다.
부하가 광원인 경우, 캐패시터의 캐패시턴스는 광원에 의해 출력되는 광에서의 깜빡거림의 미리 결정된 최대량에 따라 결정될 수 있다.
하나의 이점은, 파워 인터페이스가 낮은 전력량에서 TRIAC 딤드 LED 광원들(TRIAC-dimmed LED light sources)을 가능하게 할 수 있다는 것일 수 있다.
본 발명은 청구항들에 기재된 특징들의 모든 가능한 결합들에 관한 것임에 주목한다.
본 발명의 이들 및 다른 양태들은 이제 본 발명의 하나 이상의 실시예들을 도시하는 첨부된 도면들을 참조하여 더 상세하게 설명될 것이다.
도 1은 종래 기술 회로의 개략도이다.
도 2a-2e는 실시예들에 따른 파워 인터페이스 회로들의 개략도이다.
도 3a-3e는 실시예들에 따른 전류 셰이퍼들의 개략도이다.
도 4a-4b는 실시예들에 따른 스위치 제어 신호 발생기들의 개략도이다.
도 5는 시간의 함수로서 전류를 예시한다.
도 6은 실시예들에 따른 테스트 회로의 개략도이다.
아래 실시예들은, 이 개시가 철저하고 완전해지고, 이 기술분야의 통상의 기술자에게 발명의 범위를 완전히 전달하도록, 예시적으로 제공된다. 동일한 번호들은 전체에 걸쳐서 동일한 요소들을 가리킨다. 예들은 시간 의존 홀딩 전류 레벨을 갖는 조절가능한 전력 공급 회로에 부하를 접속하기 위한 파워 인터페이스에 관한 것이다. 아래 예들에서, 조절가능한 전력 공급 회로는 때때로 디머의 부분일 수 있는 TRIAC로서 구체화된다. 그러나, 조절가능한 전력 공급 회로는 아래 설명되는 임의의 요건들을 충족하는 임의의 조절가능한 전력 공급 회로일 수 있다. 아래 예들에서, 부하는 때때로 (LED 기반의) 광원으로서 구체화된다. 그러나, 부하는 아래 설명되는 임의의 요건들을 충족하는 임의의 적절한 부하일 수 있다.
도 1은 전압원(102), 조절가능한 전력 공급 회로(104) 및 부하(106)를 포함하는 종래 기술 회로(100)를 예시한다. 조절가능한 전력 공급 회로는 시간 의존 홀딩 전류 레벨을 가질 수 있다. 예를 들어, 부하가 조절가능한 전력 공급 회로와 적절하게 작동하기에 너무 작은 경우, 회로를 동작시키는 데 문제가 있을 수 있다. 이것은 예를 들어, 조절가능한 전력 공급 회로가 월 디머이고, 부하가 광원인 경우, 특히 광원이 하나 이상의 발광 다이오드(LED)를 포함하는 경우일 수 있다. 결과로서, 광원은 디머에 의해 결정되는 디밍 레벨(dimming level)이 너무 낮아질 때 깜빡거림을 시작하거나 심지어 영구적으로 스위치 오프할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따르면, 전류 셰이퍼(110)는 도 2a의 파워 인터페이스 회로(108)에 도시된 바와 같이 부하(106)와 조절가능한 전력 공급 회로(104) 사이에 동작가능하게 접속되도록 배열된다. 파워 인터페이스는 따라서 조절가능한 전력 공급 회로에 부하를 접속하기 위해 제공된다. 아래에서 더 개시되는 바와 같이, 파워 인터페이스는 위에 언급된 문제들이 회피되거나, 또는 적어도 감소되도록 배열된다. 특히, 전류 셰이퍼는 조절가능한 전력 공급 회로로부터 부하로의 전류 흐름을 차단 및 재구축하도록 구성된다. 따라서, 전류 셰이퍼는 조절가능한 전력 공급 회로를 통한 전류가 적어도 주기적으로 조절가능한 전력 공급 회로의 홀딩 전류 레벨 위에 있도록 보장한다. 이로써, 전류 셰이퍼는 부하의 평균 전류 소비가 홀딩 전류 레벨보다 낮더라도 조절가능한 전력 공급 회로를 전도 상태로 유지한다. 전류 셰이퍼는 전압원에 의해 조절가능한 전력 공급 회로에 제공되는 본선 전압의 피크 값보다 높은 최소 포워드 전압을 부하에 공급하도록 구성될 수 있다. 홀딩 전류 레벨은 조절가능한 전력 공급 회로의 회로 토폴로지(전자 컴포넌트들 및 그의 값들을 포함함) 및 조절가능한 전력 공급 회로에 포함되는 스위치에 의해 결정될 수 있다.
도 2b는 본 발명의 실시예에 따른, 조절가능한 전력 공급 회로(202), 부하(204), 정류 회로(206), 전력 공급기(208) 및 전류 셰이퍼(210)를 포함하는 파워 인터페이스 회로의 제2 예이다. 예시적인 목적들을 위해, 도 2b의 조절가능한 전력 공급 회로(202)는 TRIAC(214) 회로로서 구체화된다. TRIAC는 통상적인 디머에 포함될 수 있다. 또한, 부하(204)는 통상적인 LED 기반의 광원(216)에 의해 표현된다. 그러나, 예를 들어 디머블 저전력량 CFL 램프들(dimmable low wattage CFL-lamps)을 위한 비-SSL 광원들로 개시된 파워 인터페이스를 이용하는 것도 가능할 수 있다. 도 2b에서, 다이오드들의 세트가 정류 회로(206)를 형성한다. 그것만으로의 정류 회로(206) 및/또는 정류 회로(206)에 포함되는 컴포넌트들의 존재는 일반적으로 전류 셰이퍼(210)의 실현에 의존한다.
파워 인터페이스 회로는 동작 상태에서 설명될 것이다. 그것이 활성화될 때, TRIAC(214)의 홀딩 전류 요건보다 높은 전류가 구축된다. 비활성화 기간 동안, 먼저 인덕터(218)(전류 셰이퍼(210)에 추가 인덕터들이 포함될 수 있음, 아래 참조)에 저장된 에너지가 일반적으로 (전압원(208)에 의해 공급되는 바와 같은) 본선 전압의 피크 값보다 높은 전압을 갖는 캐패시터(220) 내로 자유롭게 움직이고(freewheel), 다음으로 본선 공급 전류에 일시정지가 존재한다. 캐패시터(220)의 캐패시턴스는 광원에 의해 출력되는 광에서의 깜빡거림의 미리 결정된 최대량에 따라 결정될 수 있다. 단기간의 일시정지로 인해, TRIAC(214)는 온(on)으로 머물 것이고, 다음 활성화 간격 동안 추가의 전류 흐름이 가능하다. 저항(222)의 목적은 LED들에 걸친 전압을 줄이는 것이다. 다이오드(224)는 전류 셰이퍼에서의 스위치의 비활성화 후에 유도성 부하로부터의 전류 흐름의 연속을 허용하는 데 이용되는 자재륜(free-wheeling) 다이오드이고, 이로써 공급 전압이 갑자기 감소되거나 제거될 때 유도성 부하들에서 발생하는 갑작스런 전압 스파이크들을 제거할 수 있다.
전류 셰이퍼(210)는 특정 최소 동작 전압을 가질 수 있고, 즉, 제로 교차점(zero crossing) 둘레의 매우 낮은 입력 전압들에서 완전 요구된 피크 전류(full required peak current)를 드로(draw)하는 것이 가능할 수 있다. 결과로서, (포지티브 또는 네거티브) 본선 하프 사이클(mains half cycle)의 끝에서, 전류는 TRIAC(214)를 온으로 유지하도록 요구되는 값 아래로 떨어질 수 있다. 그러나, 이것은 들쑥날쑥한(indented) 동작 모드이다. 다음 하프 사이클 동안, 파워 인터페이스 회로(210)는 TRIAC(214)가 다시 활성화되자마자 본선 전압원으로부터 전력을 소비하기 시작할 것이다.
고정된 피크 전류를 갖는 전류 셰이퍼(그러나 출력 전압 조절을 갖지 않음)를 이용하면, 조절가능한 전력 공급 회로의 점호각(firing angle)에 따라 변하는 출력 전압을 야기할 수 있다. LED 기반의 광원의 최소 포워드 전압과 같은, 부하의 최소 포워드 전압은 본선 전압의 피크 값보다 높도록 선택되어야 한다. 그러나, 일부 전압 변환 비율(voltage translation ratio)을 포함하는 상이한 파워 인터페이스 회로 토폴로지를 이용할 때, 더 낮은 LED 버닝(burning) 전압들과 같은 부하의 더 낮은 포워드 전압이 또한 가능할 수 있다.
부하는 캐패시터(220)에 저장된 에너지로부터 항상 전력을 공급받는다. 이 캐패시터의 사이즈는 램프의 광 출력에서의 깜빡거림의 허용된 레벨에 따라 선택되어야 한다. 깜빡거림의 허용된 레벨은 미리 결정될 수 있다.
도 2c는 본 발명의 실시예에 따른 파워 인터페이스 회로의 제3 예이다. 도 2b에서와 같이, 도 2c의 회로는 조절가능한 전력 공급 회로(202), 부하(204), 정류 회로(206), 전력 공급기(208) 및 펄스형 전류를 생성하도록 배열되는 전류 셰이퍼(210)를 포함한다. 이들 요소들의 기능들은 일반적으로 도 2b의 대응하는 요소들의 기능들과 동일하고, 조절가능한 전력 공급 회로(202)는 TRIAC 회로(214)로서 구체화되고, 부하(204)는 LED 기반의 광원(216)으로서 구체화되고, 정류 회로(206)는 다수의 다이오드로서 구체화된다. 도 2b의 회로와 비교하여, 도 2c의 회로는 감소된 수의 정류 및 자재륜 다이오드들을 포함한다. 정류 회로의 요건 및/또는 자재륜 다이오드들의 수는 일반적으로 전류 셰이퍼에 의존할 수 있다. 도 2c의 실시예에 대해, 전류 셰이퍼는 정류 회로를 요구한다.
도 2d-2e는 본 발명의 실시예들에 따른 파워 인터페이스 회로의 추가 예들을 도시한다. 도 2d-2e의 파워 인터페이스 회로들 각각은 조절가능한 전력 공급 회로(202), 부하(204), 정류 회로(206), 전력 공급기(208) 및 펄스형 전류를 생성하도록 배열되는 전류 셰이퍼를 포함한다. 이들 요소들의 기능들은 일반적으로 도 2b의 대응하는 요소들의 기능들과 동일하고, 조절가능한 전력 공급 회로(202)는 TRIAC 회로(214)로서 구체화되고, 부하(204)는 LED 기반의 광원(216)으로서 구체화되고, 정류 회로(206)는 다수의 다이오드로서 구체화된다. 도 2d의 회로에서, 전류 셰이퍼는 인덕터(226), 다이오드(228) 및 스위치 제어 신호 발생기(232)에 의해 제어되는 스위치(230)에 의해 형성된다. 스위치 제어 신호 발생기(232)는 전류 셰이퍼의 스위치를 제어하도록 배열된다. 스위치(230)는 따라서 펄스형 전류가 발생되고 있을 때 활용된다. 도 2d의 파워 인터페이스 회로와 비교하여, 도 2e의 파워 인터페이스 회로는 2개의 부가적인 전류 감지 저항들(234, 236)을 포함한다. 도 2e에서, 스위치 제어 신호 발생기(232)는 부하 및 조절가능한 전력 공급 회로로부터 각각 피드백 신호들을 수신하도록 배열되고, 이로써 적응 스위치 제어 신호 발생기를 제공할 수 있다. 스위치 제어 신호 발생기들 및 그들의 내부 컴포넌트들의 예들은 도 4a-4b를 참조하여 아래에서 더 개시될 것이다.
일반적으로, 전류 셰이퍼는 2개의 상이한 임피던스들 사이에서 스위치할 수 있는 회로를 포함한다. 도 3a는 본 발명의 실시예에 따른 제1 전류 셰이퍼의 개략도이다. 전류 셰이퍼는 펄스형 전류를 제공하는 전기 회로에 의해 형성될 수 있다. 도 3a의 전류 셰이퍼는 인덕터(302), 다이오드(304) 및 스위치(306)를 포함한다. 충전될 때, 전류 셰이퍼는 부하로서 작용하고 에너지를 흡수하며, 방전될 때, 그것은 에너지원으로서 작용한다. 방전 페이즈 동안 전류 셰이퍼에 의해 생성되는 전압은 원래의 충전 전압이 아닌, 전류의 변경 레이트(rate of change)와 관련되며, 따라서 상이한 입력 및 출력 전압들을 허용한다. 전류 셰이퍼는 요구되는 펄스 반복 레이트에 따라 활성화 및 비활성화되는 부스트 컨버터(스텝업 컨버터(step-up converter)로도 알려짐)일 수 있다. 부스트 컨버터에 대해, 정류기 회로가 요구될 수 있지만, 다른 전류 셰이퍼들은 그러한 정류기를 요구하지 않을 수 있다. 전류 컨버터는 그에 따라 그의 컴포넌트들(및 그의 제어)을 선택함으로써 고정된 피크 전류에 대해 구성될 수 있다. 도 6을 참조하면, 전류 셰이퍼의 컴포넌트들의 값들을 선택하는 데 이용될 수 있는 테스트 회로에 대한 설명이 주어진다.
위에서 서술한 바와 같이, 전류 셰이퍼들의 다른 변형들이 존재할 수 있다. 도 3b-3e는 본 발명의 실시예들에 따른 전류 셰이퍼들의 추가 예들을 도시한다. 도 3b-3e의 전류 셰이퍼들은 회로 설계가 스위치로서 작용하는 트랜지스터에 기초한다는 공통점을 갖는다. 더욱 상세하게, 도 3b-3e의 전류 셰이퍼들의 스위치들은 스위치 제어 신호 발생기들(316, 318, 320, 322)에 의해 제어되는 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터(metal oxide semiconductor field-effect transistor; MOSFET)(308, 310) 또는 바이폴라 접합 트랜지스터(bipolar junction transistor; BJT)(312, 314)로서 구체화된다. 스위치 제어 신호 발생기들은 도 4a-4b를 참조하여 아래에서 더 개시될 것이다. 도 3b의 전류 셰이퍼의 스위치는 전류 셰이퍼의 다이오드의 애노드측과 인덕터 사이에서 그의 드레인을 접속하는 MOSFET(308)로서 구체화된다. MOSFET(308)의 소스는 접지한다. 대안적으로, 도 3c의 전류 셰이퍼에 도시된 바와 같이, 스위치는 전류 셰이퍼의 다이오드와 인덕터 사이에서 그의 소스를 접속하는 MOSFET(310)로서 구체화될 수 있다. 이 실시예에 대해, MOSFET(310)의 드레인은 접지한다. 도 3d의 전류 셰이퍼의 스위치는 전류 셰이퍼의 다이오드와 인덕터 사이에서 그의 콜렉터를 접속하는 NPN BJT(312)로서 구체화된다. NPN BJT(312)의 에미터는 접지한다. 도 3e에 도시된 바와 같은 추가의 대안에 따르면, 전류 셰이퍼의 스위치는 전류 셰이퍼의 다이오드와 인덕터 사이에서 그의 콜렉터를 접속하는 PNP BJT(314)로서 구체화될 수 있다. 이 실시예에 대해, PNP BJT(314)의 에미터는 접지한다.
대안적으로, 회로의 유효 기능을 변경하지 않고, 포지티브 포텐셜(positive potential)은 부하에 직접 접속될 수 있고, 인덕터 및 다이오드는 네거티브 경로에 배치된다.
위에서 언급한 바와 같이, 전류 셰이퍼는 스위치 제어 신호 발생기를 포함할 수 있다. 도 4a-4b는 실시예들에 따른 스위치 제어 신호 발생기들의 개략도이다. 스위치 제어 신호 발생기의 제1 예가 도 4a에 도시된다. 도 4a의 스위치 제어 신호 발생기에서, 기능은 문헌 및 이 기술분야의 통상의 기술자에게 잘 알려진, 표준 타이머 집적 회로(402)에 기초한다. 출력 신호의 하이(high) 및 로우(low) 기간들의 지속시간은 타이머 회로(402), 즉, 저항들(404, 406), 캐패시터들(408, 410) 및 다이오드(412)에 접속된 컴포넌트들에 의해 결정된다.
타이밍이 이용되는 컴포넌트들에 의해 고정되는, 도 4a의 스위치 제어 신호 발생기와 달리, 실제 측정된 또는 캡처된 데이터에 의존하여 타이밍 신호를 발생하는 것도 가능하다. 도 4b에서, 스위치 신호를 발생하기 위한 가능한 제어 루프가 도시된다. 제1 입력을 통해 정류된 입력 전압이 측정된다. 이것에 기초하여, 조절가능한 전력 공급 회로의 타입 및 조절가능한 전력 공급 회로의 현재의 설정이 (소위 디머 타입 및 설정 검출(414)에 의해) 검출된다. 스위치 전류 제어 루프(416)에서의 타이밍 신호들의 발생은 이 검출에 의해 영향을 받는다. 또한, 소위 딤 값(dim value)이 도출된다. 이 딤 값(설정점 커맨드임), 측정된 LED 전류(실제값임) 및 측정된 캐패시터 전압(피드 포워드 장애 보상임)에 기초하여, 원하는 스위치 전류 및 따라서 LED 전류가 LED 제어 루프(418)에서 계산된다. (설정점 커맨드로서) 블록(418)의 결과는, 소위 디머 타입 및 설정 검출(414)로부터의 결과에 의해 영향을 받는, 타이밍 신호들을 계산하기 위해 실제 스위치 전류(실제값임)와 비교된다. 마지막으로, 스위치 드라이버(420)를 이용하여 적절한 게이트 또는 베이스 드라이브 신호를 향해 타이밍 신호를 증폭한다.
도 5는 시간의 함수로서 전류 셰이퍼에 의해 발생되는 펄스형 전류(502)를 예시한다. 일반적으로, 도면은 펄스형 전류가 하이(high) 전류의 시간 간격들 및 전류 없음의 시간 간격들로 구성됨을 도시한다. 하이 전류의 하나의 시간 간격 및 전류 없음의 하나의 시간 간격을 포함하는 전류의 기간은 T1로 표시된다. 펄스형 전류의 거동(behavior)은 특히 전류 셰이퍼의 회로에 의존한다. 더욱 구체적으로, 전류 셰이퍼의 컴포넌트들 및 그의 제어 신호들은 전류 셰이퍼의 기간 T1이 일반적으로 5-50㎲, 바람직하게는 15-30㎲이도록 선택된다. 전류 셰이퍼의 활성화 시간은 T2로 표시된다. 더 긴 T1은 더 긴 T2를 의미할 수 있다. 일반적으로, 조절가능한 전력 공급 회로가 캐패시턴스를 포함하면, T1(및 따라서 또한 T2)은 이 캐패시턴스에 의존할 것이다. 따라서, 기간 T1은 특히 조절가능한 전력 공급 회로에서의 캐패시턴스에 의해 정의될 수 있다. 또한, 펄스형 전류의 피크값은 TRIAC의 요구되는 홀딩 전류 레벨보다 높아야 한다.
도 6은 실시예들에 따른 테스트 회로의 개략도이다. 따라서, 테스트 회로는 전류 셰이퍼의 설계 프로세스에서 활용될 수 있다. 따라서, 테스트 회로는 TRIAC 평가 회로(evaluation circuit)로서 생각될 수 있다. 다시 말해 테스트 회로는 주어진 TRIAC(602) 및 주어진 부하에 대해 전류 셰이퍼의 파라미터들을 찾는 데 이용될 수 있다. 도 6의 예에서, 부하는 저항들(604, 606, 608) 및 저항들(604, 606, 608)에 접속된 LED들(610, 612, 614)에 의해 표현된다. 즉, 저항들(604, 606, 608)은 소스(630)에 의해 제공되는 공급 전압 레벨과 결합하여, 전류 레벨을 설정하는 데 이용된다. 도 6에서, 전류 셰이퍼는 MOSFET(616) 및 저항(R1)에 의해 형성된다. R1의 하나의 목적은 MOSFET(616)의 스위칭 속도를 제한하는 것이다. 외부 펄스 발생기 Vpulse는 MOSFET(616)의 기간을 제어하는 데 활용된다. MOSFET(616)는, Vpulse에 의해 공급되는 펄스 트레인(pulse train)에 의존하여, 전류를 변조하는 데 이용된다(즉, MOSFET(616)는 펄스형 전류가 발생될 수 있게 한다). 저항(618)은 MOSFET(616)에 걸친 전압을 줄이기 위해 활용될 수 있다. 저항(618) 옆의 LED(620)는 펄스의 시각적 참조(visual reference)를 제공한다. 다이오드(622)는 자재륜 다이오드이다. 또한, 인덕터들(624 및 626)은 통상적인 월 디머 회로에 이용되는 인덕터들 및 설비의 기생 인덕턴스(parasitic inductance)를 각각 표현하고, 이러한 종류의 인덕턴스는 통상적으로 존재한다. 자재륜 다이오드들은 인덕터들의 소자화(demagnetisation)를 허용하기 위해서 이용될 수 있다. 도 2a-2e에 따른 의도된 파워 인터페이스 회로들에서, 이 소자화는 본선 전압보다 높은 포워드 전압을 제공하는 전류 셰이퍼에 의해 수행된다.
테스트 평가 중에, 도 6의 회로는 정적 온 신호(static on-signal)(듀티 사이클 = 100%)를 MOSFET(616)에 공급하면서, 트리거 전류를 공급하기 위해 버튼(628)을 수동으로 누름으로써 활성화될 수 있다. 그 다음, MOSFET 드라이브 신호의 듀티 사이클은 TRIAC(602)이 스위치 오프할 때까지 감소될 수 있다. 약간 더 높은 듀티 사이클에서, 전류를 다시 시작하고 그것을 임의의 원하는 기간 동안 전도 상태로 유지하는 것이 가능하다. 따라서, 전류 셰이퍼의 컴포넌트들의 값들을 조정함으로써, 적절한 듀티 사이클(즉, 여기서 TRIAC는 임의의 원하는 기간 동안 전도 상태로 유지된다)이 발견될 수 있다.
예로서, 13.2mA의 정적 DC 홀딩 전류를 갖는 TRIAC가 이용되었다. 본 예에 대해, 부하를 통한 전류 흐름은 ~23㎲마다 ~3㎲의 기간 동안 활성화되었다. 인덕턴스로 인해, 이 전류는 천천히 램핑 업 및 다운(ramped up and down)되었다. 전류 소비의 평균 값은 그 다음에 오직 ~8mA인 것으로 측정되었다. 이 전류는 위에서 서술한 바와 같이 13.2mA인 TRIAC의 DC 홀딩 전류와 비교된다. 따라서, 결과로서, 펄스형 모드(pulsed mode)에서 TRIAC를 온으로 유지하기 위한 최소 평균 전류는 DC 모드에서 보다 현저하게 더 작다. 230V 시스템에서, 8mA는 1.2W의 최대 전력 소비를 갖는 부하에 대응할 수 있다(조절가능한 전력 공급 회로에 의해 조절되지 않는 경우).
따라서, 반복 레이트, 활성화 기간 및 피크 전류(이 예에서, 각각, 23㎲, 3㎲ 및 55mA)의 결합은 회로의 요건들에 맞춰질 수 있다. 더 높은 반복 레이트, 더 긴 활성화 기간 및 더 높은 전류가 가능할 수 있는 반면, 예를 들어 더 느린 반복 레이트가 더 높은 피크 전류에서 가능할 수 있다.
이 기술분야의 통상의 기술자는 본 발명이 전술한 바람직한 실시예들로 한정되지 않는다는 것을 인식한다. 그렇지만, 첨부된 청구항들의 범위 내에서 많은 수정들 및 변형들이 가능하다.

Claims (13)

  1. 시간 의존 홀딩 전류 레벨(time-dependent holding current level)을 갖는 TRIAC 기반 디머(dimmer)(104, 202)에 저전력 광원(106, 204, 216)을 접속하기 위한 파워 인터페이스로서,
    상기 광원과 상기 디머 사이에 동작가능하게 접속되도록 구성된 전류 셰이퍼(current shaper)(110, 210)를 포함하고,
    상기 전류 셰이퍼는 TRIAC 전도(conduction) 동안 상기 디머로부터의 전류 흐름을 주기적으로 차단 및 재구축하도록 구성되어, 주기적 전류 펄스들(periodic current pulses)을 형성하여 주기적으로 상기 디머를 통한 전류가 상기 홀딩 전류 레벨보다 높도록 보장하고, 이로써 상기 광원의 평균 전류 소비가 상기 홀딩 전류 레벨보다 낮을 때라도 상기 디머를 전도 상태로 유지하는 것을 특징으로 하는 파워 인터페이스.
  2. 제1항에 있어서, 상기 전류 펄스들은 전류 없는 펄스들(pulses of no current) 및 상기 디머의 상기 요구되는 홀딩 전류 레벨보다 높은 전류의 펄스들을 포함하는 파워 인터페이스.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 전류 셰이퍼의 기간(period) T1은 5-50㎲인 파워 인터페이스.
  4. 제3항에 있어서, 상기 기간 T1은 상기 디머에서 캐패시턴스(capacitance)에 의해 정의되는 파워 인터페이스.
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 전류 셰이퍼는 상기 디머에 제공된 본선(mains) 전압의 피크 값보다 높은 최소 포워드 전압(minimum forward voltage)을 상기 광원에 공급하도록 구성되는 파워 인터페이스.
  6. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 전류 셰이퍼는 부스트 컨버터(boost converter)인 파워 인터페이스.
  7. 제6항에 있어서, 상기 부스트 컨버터는 고정된 피크 전류에 대해 구성되는 파워 인터페이스.
  8. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 홀딩 전류 레벨은 상기 디머의 회로 토폴로지 및 상기 디머에 포함되는 상기 TRIAC에 의해 결정되는 파워 인터페이스.
  9. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 전류 셰이퍼와 상기 광원 사이에 병렬로 배열된 캐패시터(220)를 더 포함하는 파워 인터페이스.
  10. 제9항에 있어서, 상기 캐패시터(220)의 캐패시턴스는 상기 광원(216)에 의해 출력된 광에서의 깜빡거림(flicker)의 미리 결정된 최대량에 따라 결정되는 파워 인터페이스.
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