KR101367383B1 - 교류 ｌｅｄ 조광장치 - Google Patents

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Abstract

교류 LED의 조광장치 및 조광방법이 개시된다. 그러한 교류 LED의 조광장치는, 교류 전원을 공급받아 전파정류하는 정류부와, 정류부에 의해 전파정류된 전압을 인가받아, 전파정류된 승압 전압을 생성하고, 펄스 인에이블 신호를 생성하는 전압변환부와, 전파정류된 승압 전압을 인가받아, 펄스 인에이블 신호 및 교류 LED의 조광을 위한 사용자 조작에 응답하여 교류 LED를 조광하기 위한 펄스폭변조 신호를 생성하는 제어부와, 펄스폭변조 신호의 제어하에 교류 LED를 구동하는 스위치부와, 교류 전원과 스위치부 사이에 연결되어 교류 전원에 포함되는 전자기간섭을 제거하기 위한 전자기간섭 필터부를 포함함으로써, 효율적이며 광범위한 선형적 조광 기능을 달성할 수 있으며, 고조파 발생을 억제할 수 있게 된다.

Description

교류 ＬＥＤ 조광장치{AC LED DIMMER}
본 발명은 교류 LED 조광장치 및 그에 의한 조광방법에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 교류 입력 전원 전압을 양방향 구동이 가능한 스위치를 펄스폭 변조 제어를 통해 고속으로 스위칭하여 교류 LED의 조광 기능을 효과적으로 달성하기 위한 교류 LED 조광장치 및 그에 의한 조광방법에 관한 것이다.
일반적으로, 램프의 조광(dimming) 기능은 램프의 밝기를 제어하여 사용자의 편의에 따라 사용하기 위한 기능으로서 그 사용이 매우 제한적이었다. 그러나, 현재 전기 에너지 사용량의 증가로 인해 에너지 소비 절약이 매우 중요한 문제로 대두되었고, 그에 따라 종래 단순한 사용자의 편의를 위한 선택적인 기능이었던 램프의 조광 기능은 전기 에너지 절약을 위한 필수적인 기능으로 부각되었다. 또한, 그러한 전기 에너지 절약의 필요성에 부합하고, 친환경 조명을 제공하는 LED(Light Emitting Diode)가 각광받고 있다.
종래의 대표적인 조광장치로서, 트라이악(Triac)과 같은 반도체 소자를 이용하여 교류 전원의 교류 위상 제어를 통해 교류 전원의 실효전압(Vrms)을 조절함으로써 교류 LED를 조광하는 방식이 있다.
트라이악은 2 개의 실리콘 제어 정류기(SCR)(또는 사이리스터(Thyristor))를 역병렬로 연결한 회로로 등가화될 수 있는 소자로서, 게이트 단자에 소정의 신호를 가하면, 애노드 단자와 캐소드 단자 간의 전원이 끊어지기 전까지 계속 온 상태를 유지하는 쌍방향 소자로서, 이러한 트라이악은 당해 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게는 잘 알려져 있으므로, 트라이악에 대한 상세한 설명은 생략한다.
이와 같이 위상 제어 방식은 입력 전압이 "0V" 인 시점(상승하거나 감소하기 시작하는 시점)을 기준으로 하여 일정한 시간 지연 이후에 트라이악 스위치를 구동하여 출력 전압의 실효치를 조절하게 된다. 그러나, 위상 제어 방식과 트라이악을 이용하는 종래의 조광방법은 트라이악 구동을 위해 적용되는 제어회로와 트라이악 스위치의 고유 특성으로 인해, 동작 범위에 있어서 제한이 많이 따른다.
이하에서는, 첨부된 도면을 참조하여 그러한 종래의 조광장치 또는 조광방법의 문제점을 상세히 살펴본다.
도 1은 트라이악을 이용한 종래의 조광장치의 일 예를 간략히 나타낸 블록도로서, 도 1을 참조하면, 조광장치(10)는 트라이악 스위치(14)와 R/C 위상 제어기(16)를 포함한다. 트라이악 스위치(14)는 교류 전원(12)으로부터 램프 부하 즉 교류 LED(18)로 교류 전압이 공급되거나 차단되도록 하는 기능을 수행하며, R/C 위상 제어기는 트라이악 스위치(14)를 제어한다. 따라서, 트라이악 스위치(14)는 R/C 위상 제어기로부터 제공되는 게이트 턴온 신호(IG)에 의해 턴온되어 교류 전압을 교류 LED(18)로 공급한다.
이러한 트라이악을 이용한 조광장치(10)의 동작은 교류 입력전압이 "0V" 인 시점에서, 저항(R)과 커패시터(C)를 이용하여 소정의 위상 제어 신호, 즉 게이트 턴온 신호(IG)를 발생시켜 트라이악 스위치(14)를 구동하게 된다. 상기 위상 제어 신호는, 교류 전압을 인가받아 저항과 커패시터의 시정수에 의해 지연된 신호이다.
여기서, 일반적인 트라이악의 동작 특성을 고려할 때, 조광장치(10)의 조광 범위는 트라이악의 구동 전압에 의해 제한된다.
도 2는 도 1에 예시된 종래의 조광장치에서 교류 입력 전압(v1)과 전류의 파형(i1)을 나타낸 그래프이다. 도 2를 참조하면, 이러한 트라이악 방식의 위상 제어 특성에 의해 전류 파형(i1)이 정현파형을 이루지 못한다.
이는 교류 입력전압이 "0V" 인 시점에서, 저항(R)과 커패시터(C)를 이용하여 소정의 위상 제어 신호, 즉 게이트 턴온 신호(도 1의 IG)를 발생시키고, 트라이악의 동작 특성상 게이트 턴온 신호(IG)에 의해 트라이악 스위치(도 1의 14)가 급작스럽게 전류를 흘리기 때문이다. 따라서, 참조부호 20으로 표시된 것과 같은 형태의 전류 파형(i1)이 나오게 된다.
*또한, 전류 파형(i1)에서 전류가 나타나는 시점은 R/C 위상 제어기(16)의 저항과 커패시터에 의해 정해질 수 있는 데, 이러한 위상 지연 시간의 결정에 있어, 저항과 커패시터의 동작 마진이 요구된다. 이러한 동작 마진이 부족한 경우에는 순간적으로 게이트 턴온 신호(도 1의 IG)가 흐르게 되어 교류 LED의 플리커링(flickering) 현상을 초래할 경우가 있다.
이와 같이, 최소 조광 범위와 최대 조광 범위가 트라이악의 구동 전압과 R/C 위상 제어기의 저항 및 커패시터의 특성에 의해 매우 제한적으로 동작하는 문제점이 있다.
또한, 트라이악 스위치를 이용하는 위상 제어 방식은 게이트 턴온 신호에 의해 트라이악이 급작스럽게 스위칭되는 형태이므로, 이러한 스위칭 과정(특히, 참조부호 20으로 표시된 턴온 시점)에서 고조파가 많이 발생하는 문제점이 있다.
따라서, 보다 폭넓은 제어범위와 선형적 조광 기능을 달성하기 위해서는 새로운 방식의 교류 전원 구동회로와 제어 회로가 절실히 요구된다.
따라서, 본 발명이 해결하고자 하는 과제는 조광 범위가 트라이악의 구동 전압과 R/C 위상 제어기의 저항 및 커패시터의 특성에 의해 제한되는 종래의 조광장치의 문제점을 해결하기 위한 개선된 교류 LED 조광장치 및 그에 의한 조광방법을 제공하는 것이다.
본 발명이 해결하고자 하는 다른 과제는, 종래의 조광장치에서 턴온 스위칭시 고조파가 많이 발생하는 문제점을 해결하기 위한 개선된 교류 LED 조광장치 및 그에 의한 조광방법을 제공하는 것이다.
본 발명이 해결하고자 하는 또 다른 과제는, 종래의 조광장치에서 R/C 위상 제어기의 저항 및 커패시터의 동작 마진이 요구되는 데, 그러한 동작 마진의 부족으로 인한 교류 LED의 플리커링 현상을 감소 또는 최소화할 수 있는 개선된 교류 LED 조광장치 및 그에 의한 조광방법을 제공하는 것이다.
상기의 과제들을 해결하기 위한 본 발명의 일 양상(aspect)에 따른, 교류 LED 조광장치는,
교류 전원을 공급받아 1차 전파정류하는 정류부와, 상기 정류부에 의해 1차 전파정류된 전압을 인가받아, 2차 전파정류되고 승압된 전압을 생성하고, 펄스 인에이블 신호를 생성하는 전압변환부와, 상기 2차 전파정류되고 승압된 전압을 인가받아, 상기 펄스 인에이블 신호 및 교류 LED의 조광을 위한 사용자 조작에 응답하여 교류 LED를 조광하기 위한 펄스폭변조 신호를 생성하는 펄스폭 변조 제어부와, 상기 펄스폭변조 신호의 제어하에 상기 교류 LED를 구동하는 스위치부를 포함한다.
바람직하게, 상기 펄스폭 변조 제어부는,
상기 사용자 조작에 따라 상기 펄스폭 변조 신호의 듀티비를 제어하는 듀티비 제어 회로와, 상기 펄스 인에이블 신호 및 상기 듀티비 제어 회로의 출력에 따라 구형파 펄스를 발생하는 구형파 펄스 발생부와, 상기 구형파 펄스를 증폭하여 상기 펄스폭 변조 신호를 생성하는 제2 증폭 회로를 포함한다.
바람직하게, 상기 듀티비 제어 회로는 상기 2차 전파정류되고 승압된 전압의 인가단 사이에 직렬 연결된 가변저항, 고정저항 및 커패시터를 포함한다.
바람직하게, 상기 듀티비 제어 회로는 상기 펄스 인에이블 신호에 의해 생성되는 상기 펄스폭변조 신호의 천이시점을 상기 가변저항, 고정저항 및 커패시터의 시정수로 결정한다.
바람직하게, 상기 구형파 펄스 발생부는 상기 펄스 인에이블 신호를 인가받아 상기 구형파 펄스를 제1 레벨로 천이시키고, 상기 듀티비 제어 회로의 제어에 의해 상기 구형파 펄스를 제2 레벨로 천이시킨다.
바람직하게, 상기 가변저항은 상기 사용자 조작부와 전기적으로 연결되며, 조광의 필요시 상기 사용자 조작부에 의해 상기 가변저항의 저항값이 조절된다.
바람직하게, 상기 펄스폭변조 신호의 듀티비는 1% 내지 100%의 범위 내에서 조절된다.
상기의 과제들을 해결하기 위한 본 발명의 다른 양상에 따른, 교류 LED 조광방법은,
교류 전원을 공급받아 1차 전파정류하는 단계와, 상기 1차 전파정류된 전압을 인가받아, 2차 전파정류된 승압 전압을 생성하고, 펄스 인에이블 신호를 생성하는 단계와, 상기 2차 전파정류된 승압 전압을 인가받아, 상기 펄스 인에이블 신호에 응답하여 펄스폭변조 신호를 생성하는 단계와, 상기 펄스폭변조 신호의 제어하에 상기 교류 전원에 상응하게 양방향 스위칭하여 교류 LED를 구동하는 단계와, 교류 LED의 조광을 위한 사용자 조작에 응답하여 상기 펄스폭변조 신호의 듀티비를 조절하여 상기 교류 LED를 조광하는 단계를 포함한다.
바람직하게, 상기 펄스 인에이블 신호에 의해 생성되는 상기 펄스폭변조 신호의 천이시점은 직렬 연결된 가변저항, 고정저항 및 커패시터의 시정수에 의해 결정된다.
바람직하게, 상기 가변저항은 교류 LED의 조광을 위한 사용자 조작부와 전기적으로 연결되며, 상기 사용자 조작부에 의해 상기 가변저항의 저항값이 조절된다.
상기의 과제들을 해결하기 위한 본 발명의 또 다른 양상에 따른, 교류 LED 조광장치는,
교류 전원을 공급받아 1차 전파정류하는 정류부와, 상기 정류부에 의해 1차 전파정류된 전압을 인가받아, 2차 전파정류되고 승압된 전압을 생성하고, 펄스 인에이블 신호를 생성하는 전압변환부와, 상기 2차 전파정류되고 승압된 전압을 인가받아, 상기 펄스 인에이블 신호에 응답하여 교류 LED를 조광하기 위한 펄스폭변조 신호를 생성하는 제어부와, 상기 펄스폭변조 신호의 제어하에 교류 LED를 구동하는 스위치부를 포함한다.
바람직하게는, 상기 교류 LED 조광장치는 상기 교류 전원과 상기 스위치부 사이에 연결되어 상기 교류 전원에 포함되는 전자기간섭을 제거하기 위한 전자기간섭 필터부를 더 포함하며, 상기 스위치부는 상기 전자기간섭이 제거된 전원을 공급받아 상기 교류 LED를 구동할 수 있다.
바람직하게는, 상기 전자기간섭 필터부는 필터 커패시터 및 공통모드 인덕터를 포함하는 라인필터일 수 있다.
바람직하게는, 상기 공통모드 인덕터는 2 단 이상으로 직렬 연결될 수 있다.
바람직하게는, 상기 정류부는, 상기 교류 전원의 전압을 분압하기 위한 분압 회로와, 상기 분압 회로에 의해 분압된 전압을 전파정류하기 위한 제1 전파정류 회로와, 상기 제1 전파정류 회로에 의해 전파정류된 전압을 안정화시키기 위한 제1 전압 안정화 회로를 포함할 수 있다.
바람직하게는, 상기 제1 전압 안정화 회로는 상기 정류부의 출력단에 병렬 연결된 커패시터일 수 있다.
바람직하게는, 상기 분압 회로는, 상기 교류 전원에 연결된 분압용 커패시터와, 상기 분압용 커패시터에 직렬 연결된 저항 소자를 포함하며, 상기 제1 전파정류회로는 상기 저항 소자와 상기 교류 전원 사이에 연결될 수 있다.
바람직하게는, 상기 분압 회로는, 상기 제1 전파정류 회로의 입력단에 병렬 연결되어 소정의 제너 전압을 제공하는 한 쌍의 제너 다이오드를 더 포함할 수 있다.
바람직하게는, 상기 전압변환부는, 상기 정류부의 출력 전압을 인가받아 펄스 신호를 생성하는 펄스발생회로와, 상기 펄스 신호를 인가받아 구형파 신호를 출력하기 위한 제1 증폭회로와, 1차측에서 상기 구형파 신호를 인가받아 2차측으로 승압된 전압을 유도하기 위한 변압기와, 상기 변압기의 2차측에 유도되는 전압을 전파정류하며, 상기 제어부로 인가될 펄스 인에이블 신호를 출력하는 제2 전파정류 회로와, 상기 제2 전파정류 회로에 의해 전파정류된 전압을 안정화시키기 위한 제2 전압 안정화 회로를 할 수 있다.
바람직하게는, 상기 제1 증폭회로는, 상기 펄스 발생회로의 출력이 공통 베이스 단자에 연결되고, 에미터 단자가 공통으로 연결되며, 각각의 콜렉터 단자가 상기 정류부의 출력단에 연결되는 한 쌍의 바이폴라 접합 트랜지스터를 포함하되, 상기 공통 에미터 단자는 상기 변압기의 1차측에 연결될 수 있다.
바람직하게는, 상기 제2 전압 안정화 회로는, 콜렉터 단자는 상기 제2 전파정류 회로의 출력단에 연결되고, 에미터 단자는 상기 펄스폭 제어부의 입력단과 연결되는 바이폴라 접합 트랜지스터와, 상기 콜렉터 단자와 상기 바이폴라 접합 트랜지스터의 베이스 단자 간에 연결되는 저항 소자와, 상기 베이스 단자에 소정의 기준 전압을 제공하는 제너다이오드와, 상기 전압변환부의 출력단에 병렬 연결되는 커패시터를 포함할 수 있다.
바람직하게는, 상기 변압기의 1차측 접지단과 상기 전압변환부의 출력단의 접지단 사이에는 노이즈 필터가 더 포함될 수 있다.
바람직하게는, 노이즈 필터는 100kΩ~1000kΩ의 저항 소자일 수 있다.
바람직하게는, 상기 제1 증폭회로의 출력단과 상기 변압기의 1차측 사이에 직류 차단 커패시터가 직렬로 더 연결될 수 있다.
바람직하게는, 상기 펄스폭 변조 제어부는, 구형파 펄스의 듀티비를 제어하기 위한 듀티비 제어 회로와, 상기 펄스 인에이블 신호를 인가받아 상기 구형파 펄스를 제1 레벨로 천이시키고, 상기 듀티비 제어 회로의 제어에 의해 상기 구형파 펄스를 제2 레벨로 천이시키는 구형파 펄스 발생부와, 상기 구형파 펄스 발생부의 출력을 인가받아 상기 펄스폭변조 신호를 출력하는 제2 증폭 회로를 포함할 수 있다.
바람직하게는, 상기 스위치부는, 상기 펄스폭변조 신호가 제1 레벨인 경우, 상기 교류 전원의 양의 반주기 동안은 제1 동작 모드를 가지며, 상기 교류 전원의 음의 반주기 동안은 제2 동작 모드를 가질 수 있다.
바람직하게는, 상기 스위치부는, 상기 펄스폭변조 신호에 의해 턴온 또는 턴오프되며 서로 간에 직렬 연결된 제1 및 제2 스위칭 트랜지스터와, 상기 제1 및 제2 스위칭 트랜지스터 각각에 상응하게 병렬 연결된 제1 및 제2 역방향 다이오드를 포함하되, 상기 제1 동작 모드에서는 상기 제1 스위칭 트랜지스터 및 상기 제2 역방향 다이오드를 경유하는 전류 경로를 가지며, 상기 제2 동작 모드에서는 상기 제2 스위칭 트랜지스터 및 상기 제1 역방향 다이오드를 경유하는 전류 경로를 가질 수 있다.
상기의 과제들을 해결하기 위한 본 발명의 또 다른 양상에 따른 교류 LED 조광방법은,
교류 전원을 공급받아 펄스폭변조 신호를 생성하는 단계와, 상기 펄스폭변조 신호의 제어하에 교류 LED를 구동하는 단계와, 상기 펄스폭변조 신호의 듀티비를 조절하여 상기 교류 LED를 조광하는 단계를 포함한다.
상기의 과제들을 해결하기 위한 본 발명의 다른 양상에 따른 교류 LED 조광방법은, 교류 전원을 공급받아 1차 전파정류하는 단계와, 상기 1차 전파정류된 전압을 인가받아, 2차 전파정류된 승압 전압을 생성하고, 펄스 인에이블 신호를 생성하는 단계와, 상기 2차 전파정류된 승압 전압을 인가받아, 상기 펄스 인에이블 신호에 응답하여 펄스폭변조 신호를 생성하는 단계와, 상기 펄스폭변조 신호의 제어하에 상기 교류 전원에 상응하게 양방향 스위칭하여 교류 LED를 구동하는 단계와, 상기 펄스폭변조 신호의 듀티비를 조절하여 상기 교류 LED를 조광하는 제어하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 교류 LED 조광방법은, 상기 교류 전원에 포함되는 전자기간섭을 제거하기 위한 전자기간섭 필터링 단계를 더 포함할 수 있다.
상기의 과제들을 해결하기 위한 본 발명의 또 다른 양상에 따른 교류 LED 조광장치는, 교류전원을 공급받아 1차 전파정류하는 정류부;
상기 정류부에 의해 1차 전파정류된 전압을 인가받아, 2차 전파정류되고 승압된 전압 생성하고, 펄스 인에이블 신호를 생성하는 전압변환부;
상기 2차 전파정류되고 승압된 전압을 인가받아, 상기 펄스 인에이블 신호 및 외부의 사용자 조작에 응답하여 교류 LED를 조광하기 위한 펄스폭 변조신호를 생성하는 펄스폭 변조 제어부; 및
상기 교류전원의 제1 반주기 동안 제1 방향으로 상기 펄스폭 변조신호에 대응하는 전류를 상기 교류 LED에 공급하고, 상기 교류전원의 제2 반주기 동안 상기 제1 방향과 반대의 제2 방향으로 상기 펄스폭 변조신호에 대응하는 전류를 상기 교류 LED에 공급하는 스위치부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
바람직하게는, 상기 펄스폭 변조 제어부는,
상기 사용자 조작에 따라 상기 펄스폭 변조 신호의 듀티비를 제어하는 듀티비 제어 회로;
상기 펄스 인에이블 신호 및 상기 듀티비 제어 회로의 출력에 따라 구형파 펄스를 발생하는 구형파 펄스 발생부; 및
상기 구형파 펄스를 증폭하여 상기 펄스폭 변조 신호를 생성하는 제2 증폭 회로를 포함할 수 있다.
바람직하게는, 상기 듀티비 제어 회로는 상기 2차 전파정류되고 승압된 전압의 인가단 사이에 직렬 연결된 가변저항, 고정저항 및 커패시터를 포함할 수 있다.
바람직하게는, 상기 듀티비 제어 회로는 상기 펄스 인에이블 신호에 의해 생성되는 상기 펄스폭변조 신호의 천이시점을 상기 가변저항, 고정저항 및 커패시터의 시정수로 결정하는 것을 특징으로 한다.
바람직하게는, 상기 구형파 펄스 발생부는 상기 펄스 인에이블 신호를 인가받아 상기 구형파 펄스를 제1 레벨로 천이시키고, 상기 듀티비 제어 회로의 제어에 의해 상기 구형파 펄스를 제2 레벨로 천이시키는 것을 특징으로 한다.
바람직하게는, 상기 가변저항은 사용자 조작부와 전기적으로 연결되며, 조광의 필요시 상기 사용자 조작부에 의해 상기 가변저항의 저항값이 조절될 수 있다.
바람직하게는, 상기 펄스폭변조 신호의 듀티비는 1% 내지 100%의 범위 내에서 조절될 수 있다.
바람직하게는, 상기 스위치부는 제1 및 제2 스위칭 트랜지스터와, 상기 제1 및 제2 스위칭 트랜지스터 각각에 상응하게 병렬로 연결된 제1 및 제2 역방향 다이오드를 포함할 수 있다.
본 발명은 펄스폭 변조 제어 방식을 이용한 교류 LED 조광장치 및 그에 의한 조광방법을 제공함으로써, 종래에 조광 범위가 트라이악의 구동 전압과 R/C 위상 제어기의 저항 및 커패시터의 특성에 의해 제한되었던 문제점을 개선하는 효과를 갖는다.
또한, 본 발명은 개선된 교류 LED 조광장치 및 그에 의한 조광방법을 제공함으로써, 종래의 조광장치에서 턴온 스위칭시 고조파가 많이 발생하는 문제점을 해결하고, 교류 LED의 플리커링 현상을 감소 또는 최소화할 수 있다.
도 1은 트라이악을 이용한 종래의 조광장치의 예를 간략히 나타낸 블록도,
도 2는 도 1에 예시된 종래의 조광장치에서 교류 입력 전압과 전류의 파형을 나타낸 그래프,
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 교류 LED의 조광장치의 구성 블록도,
도 4는 도 3의 교류 LED 조광장치를 이용한 경우의 교류 입력 전압과 전류의 파형을 개략적으로 나타낸 그래프,
도 5a 및 도 5b는 도 3의 전자기간섭 필터부의 예들을 나타낸 회로도,
도 6은 도 3의 정류부의 일 예를 나타낸 회로도,
도 7은 도 3의 전압변환부의 일 예를 나타낸 회로도,
도 8은 도 3의 제어부의 일 예를 나타낸 회로도,
도 9a는 펄스폭변조 신호(VPWM)가 최소 출력인 경우의 예를 개략적으로 나타낸 파형,
도9b는 펄스폭변조 신호(VPWM)의 듀티비가 70%인 경우의 예를 개략적으로 나타낸 파형,
도 9c는 펄스폭변조 신호(VPWM)의 듀티비가 100%인 경우의 예를 개략적으로 나타낸 파형,
도 10은 도 3의 스위치부의 일 예를 나타낸 회로도, 및
도 11a 내지 도 11c는 본 발명의 일 실시예에 따른 교류 LED 조광장치에서 펄스폭변조 신호(VPWM)의 여러가지 듀티비에 따른 교류 LED 양단간의 전압과 입력 전류 사이의 관계를 나타낸 파형들이다.
이하에서는 도면들을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예들을 상세히 설명한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 교류 LED 조광장치의 구성 블록도이다. 도 3을 참조하면, 조광장치(100)는 전자기간섭(ElectroMagnetic Interference; EMI) 필터부(102), 정류부(104), 전압변환부(106), 펄스폭 변조 제어부(108) 및 스위치부(110)를 포함한다.
전자기간섭 필터부(102)는 교류 전원(120)과 스위치부(110) 사이에 연결되어, 교류 전원(120)에 포함되는 전자기간섭을 제거한다. 즉, 전자기간섭 필터부(102)는 교류 전원(120)에서 교류 LED(180)까지의 전력선에 실리는 조광장치(100)의 내부 또는 외부의 전자기간섭으로 인한 임펄스성 노이즈, 고조파 등을 제거한다. 전자기간섭 필터부(102)의 사용은 선택적일 수 있으나, 전자기간섭으로 인한 영향을 줄이고, 역률을 개선하기 위해서는 포함되는 것이 더욱 바람직하다.
정류부(104)는 교류 전원(120)을 공급받아 전파정류하여 직류 전압(Vdc1)을 출력한다. 전자기간섭 필터부(102)가 사용되는 경우에는 전자기간섭 필터부(102)에 의해 전자기간섭이 제거된 전원(vout)이 정류부(104)로 공급된다.
전압변환부(106)는 정류부(104)에 의해 전파정류된 전압(Vdc1)을 인가받아, 전파정류되고 승압된 전압(Vdc2)을 출력하고, 펄스 인에이블 신호(Pen _ PWM)를 출력한다. 즉, 전압변환부(106)는 교류 전원(120)으로부터 절연된 직류 전압(Vdc2)을 출력하며, 펄스폭변조 신호(VPWM)의 생성에 사용될 펄스 인에이블 신호(Pen _ PWM)를 출력한다.
제어부(108)는 전압변환부(106)의 출력인 전파정류된 승압 전압(Vdc2)을 인가받아, 상기 펄스 인에이블 신호(Pen _ PWM)에 응답하여 펄스폭변조 신호(VPWM)를 생성한다.
스위치부(110)는 상기 펄스폭변조 신호(VPWM)의 제어하에 교류 LED(180)를 구동한다. 전자기간섭 필터부(102)가 사용되는 경우에는 스위치부(110)는 전자기간섭이 제거된 전원(vout)을 공급받아 교류 LED(180)를 구동한다.
이와 같이, 본 발명에 따른 조광장치는 상기 구성요소들을 포함함으로써, 종래 트라이악을 이용하는 조광 방식의 경우, 트라이악의 구동 전압과 R/C 위상 제어기의 저항 및 커패시터의 특성에 의해 조광 범위가 제한되는 문제점을 개선할 수 있고, 턴온 스위칭시 고조파가 발생되는 문제점을 개선할 수 있고, R/C 위상 제어기의 저항 및 커패시터의 마진 부족으로 인한 교류 LED의 플리커링 현상을 줄일 수 있게 된다.
도 4는 도 3의 교류 LED 조광장치를 이용한 경우의 교류 입력 전압(v4)과 전류(i4)의 파형의 일 예를 개략적으로 나타낸 그래프이다. 여기서, 입력 전압이라 함은 교류 LED(180)의 입력 전압을 의미하고, 입력 전압 및 전류의 그래프는 펄스폭변조 신호(VPWM)의 듀티비(duty ratio)가 100%인 경우를 예시한 것이다.
도 4의 파형을 도 2의 파형과 비교하여 보면, 전압 파형(v1 및 v4)은 서로 동일(동일한 교류 전원으로 가정)하지만, 전류 파형에 있어서는 도 4의 전류 파형(i4)이 정현파에 더 가까운 것을 알 수 있다. 또한 도 2에서의 전류 파형(i1)에서와 같이 급작스럽게 턴온되는 트라이악 스위치를 이용하는 경우에 발생할 수 있는 고조파도 억제될 수 있다.
도 5a 및 도 5b는 도 3의 전자기간섭 필터부(102)의 예들을 나타낸 회로도이다. 먼저, 도 5a를 참조하면, 전자기간섭 필터부(102)는 필터 커패시터(C1) 및 공통모드(common mode) 인덕터(L1, L2)를 포함하는 라인필터(line filter)(또는 AC 라인필터라고도 함)가 도시되어 있다. 이러한 라인필터는 LC 로우패스필터(low pass filter)로서, 이를 통해 전원에 포함되는 전자기간섭이 제거될 수 있다. 교류 전압 vout 는 전자기간섭이 제거된 전원이다.
전자기간섭 필터부(102), 즉 라인필터는 역률을 더욱 높이기 위해 필터 커패시터(C1)의 용량은 작게, 공통모드 인덕터(L1, L2)의 용량은 크게 설계하는 것이 바람직하다.
도 5a와 같이 공통모드 인덕터(L1, L2)의 용량을 단일 단으로 구성한 경우에는, 예를 들면, 권선수, 크기 문제 등의 물리적인 제약이 많다. 따라서, 그러한 물리적인 제약을 극복하고 공통모드 인덕터의 용량을 크게 하여 역률을 더욱 높이기 위해서는 2 단이나 그보다 많은 단수로 직렬 연결되는 것이 더 바람직하다.
따라서, 도 5b는 공통모드 인덕터(L3와 L4, L5와 L6)가 2단으로 직렬 연결된 경우로서, 이러한 도 5b는 그와 같은 물리적인 제약 및 역률 개선을 위해 2 단으로 직렬 연결된 경우의 일 예일 뿐, 이러한 직렬 연결 단 수로 한정되지는 않는다.
이와 같이, 전자기간섭 필터부(102)에 의해 정현파에 가까운 교류 LED(180)의 입력 전류를 생성할 수 있고, 고조파 억제, 기타 전자기간섭 제거 등을 달성할 수 있게 된다.
도 6은 도 3의 정류부(AC/DC Rectifier)(104)의 일 예를 나타낸 회로도이다. 도 6을 참조하면, 정류부(104)는 교류 전원(vin)의 전압을 분압하기 위한 분압 회로(114), 분압 회로(114)에 의해 분압된 전압을 전파정류하기 위한 제1 전파정류 회로(124), 및 제1 전파정류 회로(124)에 의해 전파정류된 전압을 안정화시키기 위한 제1 전압 안정화 회로(C62)를 포함한다.
여기서, 교류 전원(vin)은 전자기간섭 필터링 이전의 교류 전원(120)일 수도 있고, 전자기간섭 필터부(102)가 사용되는 경우에는 전자기간섭 필터링된 교류 전원(도 5a 또는 도 5b의 vout)일 수도 있다.
분압 회로(114)는 교류 전원(vin)에 직렬 연결된 분압용 커패시터(C61), 분압용 커패시터(C61)에 직렬 연결된 저항 소자(R61), 저항 소자(R61)에 직렬 연결된 한 쌍의 제너다이오드(ZD61, ZD62)을 포함한다. 그리고, 한 쌍의 제너다이오드(ZD61, ZD62) 양단의 소정의 제너 전압(VZD)은 제1 전파정류 회로(124)의 입력단에 병렬 연결된다.
한 쌍의 제너다이오드(ZD61, ZD62)의 역방향 직렬 연결은 교류 전원(vin) 하에서 소정의 제너 전압(VZD, -VZD)을 제공하기 위한 연결이다.
정류부(104)의 회로 동작을 살펴 보면, 직렬 연결된 분압용 커패시터(C61), 저항 소자(R61), 및 한 쌍의 제너다이오드(ZD61, ZD62)가 교류 전원(vin)에 연결되어 있고, 한 쌍의 제너다이오드(ZD61, ZD62) 양단이 제1 전파정류 회로(124)의 입력단에 연결되어 있으므로, 한 쌍의 제너다이오드(ZD61, ZD62)는 제1 전파정류 회로(124)의 입력 전압을 소정의 제너 전압(VZD)의 범위로 제한하는 역할을 한다.
또한, 분압용 커패시터(C61)의 양단 전압은 제1 전압 안정화 회로를 구성하는 커패시터(C62)의 소비 전력에 따라 가변될 수 있다. 이 경우, 분압용 커패시터(C61), 저항 소자(R61), 및 한 쌍의 제너다이오드 (ZD61, ZD62)의 직렬 연결 회로에서, 교류 전원(vin)의 전압은 소정의 비율로 전압 분배되고, 커패시터(C62)의 소비전력에 의존하여 다이오드들(D61, D62, D63, D64)로 구성된 제1 전파정류 회로(124)의 교류 입력 전압은 변하게 된다.
따라서, 커패시터(C62)의 소비 전력을 계산하여 분압용 커패시터(C61)의 용량을 설계할 수 있다. 예를 들면, 분압용 커패시터(C61)의 용량 값은 100nF ~ 330nF일 수 있다.
나아가, 커패시터(C62)의 소비 전력을 고려한 분압용 커패시터(C61)의 최적 설계 여부에 따라 한 쌍의 제너다이오드(ZD61, ZD62)의 사용은 선택적일 수 있다.
커패시터(C62)는 제1 전압 안정화 회로를 구성한다. 제1 전압 안정화 회로(C62)는 제1 전파정류 회로(124)에 의해 정류된 전압을 직류로 안정화시켜 후속단인 전압변환부(106)로 제공하는 역할을 한다.
도 7은 도 3의 전압변환부(DC/DC converter)(106)의 일 예를 나타낸 회로도이다. 도 7을 참조하면, 전압변환부(106)는, 정류부(104)의 출력 전압(Vdc1)을 인가받아 고주파 펄스 신호(P1)를 생성하는 펄스 발생회로(116)와, 고주파 펄스 신호(P1)를 인가받아 구형파 신호(P 2 )를 출력하기 위한 제1 증폭회로(146)와, 1차측에서 구형파 신호(P2)를 인가받아 2차측에 승압된 전압을 유도하기 위한 변압기(TR71)와, 변압기(TR71)의 2차측에 유도되는 전압(v2)을 전파정류하며, 제어부(108)로 인가될 펄스 인에이블 신호(Pen _ PWM)를 출력하는 제2 전파정류 회로(166)와, 제2 전파정류 회로(166)에 의해 전파정류된 전압(N73의 전압)을 안정화시키기 위한 제2 전압 안정화 회로(156)를 포함한다.
펄스 발생회로(116)는, 구형파를 발생시키기 위한 발진 회로로서, 듀티비 조절회로(126) 및 타이머 IC(136)를 포함한다. 도 7에서는 대표적으로 펄스 발생회로(116)의 타이머 IC(136)가 NE555 타이머 IC인 경우를 예로 들었으나, 고주파 펄스 신호를 생성할 수 있는 회로라면, 어떠한 IC가 사용되어도 무방하므로 타이머 IC는 예시된 NE555로 한정되는 것은 아니다.
예를 들어, 타이머 IC(136)의 GND(1번) 핀은 접지단에 연결되고, THR(2번), TRG(6번) 및 DIS(7번) 핀은 듀티비 조절을 위한 주변회로(126)(이하에서는 간단히 "듀티비 조절회로" 라 함)에 연결되며, VCC(4번) 및 RST(8번) 핀은 직류 전압(Vdc1) 단에 연결된다. 또한, CV(5번) 핀에는 타이머 IC(136)의 동작을 안정화를 위한 커패시터가 연결된다.
듀티비 조절회로(126)는 직렬 연결된 제1 저항 소자(R71), 제2 저항 소자(R72) 및 커패시터(C72)를 포함하며, 이들 간의 직렬 연결에 직류 전압(Vdc1)이 인가된다.
연결된 상태를 살펴보면, 제1 저항 소자(R71)와 제2 저항 소자(R72) 사이의 노드(N71)에 타이머 IC(136)의 7번 핀이 연결되고, 제2 저항 소자(R72)와 커패시터(C72) 사이의 노드(N72)에 타이머 IC(136)의 2번 및 6번 핀이 공통으로 연결된다. 그리하여, 제1 저항 소자(R71) 및 제2 저항 소자(R72)와 커패시터(C72)에 의해 결정되는 시정수와 타이머 IC(136)의 동작에 의해 듀티비가 결정된다.
바람직하게는, 듀티비가 50%인 고주파 펄스 신호(P1)를 생성하기 위해 도 7에 도시된 바와 같이 제2 저항 소자에 병렬로 커패시터 방향으로 순방향 연결되는 다이오드(D71)가 더 포함될 수 있다.
제1 증폭회로(146)는 고주파 펄스 신호(P1)를 인가받아, 구형파 신호(P2)를 변압기(TR71)의 1차측으로 제공한다.
예를 들면, 도 7에 도시된 바와 같이, 제1 증폭회로(146)는 한 쌍의 바이폴라 접합 트랜지스터(Q71, Q72)로 구현될 수 있다. 한 쌍의 바이폴라 접합 트랜지스터(Q71, Q72)의 베이스 단자는 펄스 발생회로의 출력단에 공통으로 연결되고, 에미터 단자가 공통으로 연결되며, 한 쌍의 바이폴라 접합 트랜지스터(Q71, Q72) 각각의 콜렉터 단자는 정류부의 출력단에 연결된다. 즉, 바이폴라 접합 트랜지스터(Q71)의 콜렉터 단자에는 직류 전압단(Vdc1)이 연결되고, 바이폴라 접합 트랜지스터(Q72)의 콜렉터 단자는 접지단에 연결되어, 직류 전압(Vdc1)에 의해 구동된다.
그리하여, 한 쌍의 바이폴라 접합 트랜지스터(Q71, Q72)의 공통 에미터 단자는 변압기(TR71)의 1차측에 연결되어, 공통 에미터 단자를 통해 출력되는 교류 형태의 구형파 신호(P2)는 변압기(TR71)로 제공된다.
바이폴라 접합 트랜지스터들(Q71, Q72)의 공통 에미터 단자와 변압기(TR71)의 1차측 사이에는 직류 차단 커패시터(C74)가 직렬로 추가 연결되어 직류 신호를 차단할 수 있다.
제2 전파정류 회로(166)는 네 개의 다이오드(D72, D73, D74, D75)를 포함하며, 변압기(TR71)의 2차측에 연결되어 변압기(TR71)에 의해 승압된 전압(즉, 변압기(TR71)의 2차측 전압)을 전파정류한다. 제2 전파정류 회로(166)의 출력단에는 커패시터(C75)가 병렬로 연결되어 직류 전압을 안정화시킨다.
제2 전압 안정화 회로(156)는, 예를 들면, 바이폴라 접합 트랜지스터(Q73), 저항 소자(R73), 제너다이오드(ZD71), 및 커패시터(C76)를 포함한다.
도시된 바이폴라 접합 트랜지스터(Q73)는 npn형 트랜지스터로서, 콜렉터 단자가, 제2 전파정류 회로(166)의 출력단에 연결되고, 에미터 단자는 제어부(108)의 입력단과 연결되며, 베이스 단자는 제너다이오드(ZD71)와 연결되어 있다. 바이폴라 접합 트랜지스터(Q73)의 콜렉터 단자와 베이스 단자 간에는 소정의 저항값을 갖는 저항 소자(R73)가 연결되고, 베이스 단자와 전압변환부(106)의 출력 접지단(N74) 사이에는 제너다이오드(ZD71)가 연결되어 베이스 단자에 소정의 제너 전압을 제공한다. 또한, 전압변환부(106)의 출력단에는 커패시터(C76)가 병렬 연결되어, 직류 전압(Vdc2)을 안정화시킨다.
제2 전압 안정화 회로(156)가 바이폴라 접합 트랜지스터(Q73), 특히 npn형인 경우를 예로 들어 설명하였으나, pnp형 바이폴라 접합 트랜지스터가 사용될 수도 있으며(물론, 바이폴라 접합 트랜지스터 이외의 다른 소자들의 설계도 그에 따라 달라져야 함), 나아가 직류 전압(Vdc2)을 안정화시킬 수 있는 다양한 회로가 사용될 수도 있다.
또한, 변압기(TR71)의 1차측 접지단(N75)과 전압변환부(106)의 출력 접지단(N74) 사이에는 노이즈 필터(176)가 추가될 수 있다. 이러한 노이즈 필터(176)는 변압기(TR71)의 2차측 접지(N74), 즉 전압변환부(106)의 출력단의 접지를 안정화시키고, 변압기(TR71)의 2차측에 연결된 회로의 노이즈 성분을 변압기(TR71)의 1차측으로 통과시킴으로써, 보다 안정적인 직류 전압(Vdc2)을 생성할 수 있다.
노이즈 필터(176)는 다양하게 구현될 수 있으나, 바람직하게는 커패시터, 저항 소자 등으로 구성될 수 있으며, 더욱 바람직하게는, 수백 kΩ 내지 수천 kΩ의 저항 소자일 수 있다.
도 7을 다시 참조하여, 상기 전압변환부(106)의 회로 동작을 전체적으로 살펴보면, 정류부(104)의 출력 전압(Vdc1)이 커패시터(C71)에 의해 충전 또는 안정화되고, 커패시터(C71) 양단의 직류 전원이 타이머 IC(136)와 제1 증폭회로(146)의 트랜지스터들(Q71, Q72)을 구동하게 된다.
타이머 IC(136)는 제1 저항 소자(R71)와 제2 저항소자(R72), 및 커패시터(C72)에 의해 결정되는 시정수 값에 따른 소정의 듀티비를 갖는 고주파 펄스 신호(P1)를 발생하고, 이러한 고주파 펄스 신호(P1)를 이용하여 제1 증폭회로(146)는 전류를 증폭하여, 직류 차단 커패시터(C74)를 거쳐 변압기(TR71)의 1차측에 교류 형태의 구형파 신호를 제공하게 된다. 변압기(TR71)의 1차측으로 제공된 전압에 따라 2차측에서 소정의 비율로 승압된 전압이 유도되고, 이러한 승압된 전압은 다이오드들(D72, D73, D74, D75)로 구성된 제2 전파정류 회로(166)에 의해 전파정류되고, 커패시터(C75)에 의해 직류 전압(N73의 전압)으로 안정화된다. 계속해서, 제2 전압 안정화 회로(156)에 의해 안정화된 직류 전압(Vdc2)을 생성하여 후속 단인 제어부(108)의 구동 전압으로 제공한다. 그와 함께, 제2 전파정류 회로(166)의 다이오드(D75)와 다이오드(D74) 사이의 노드에서 출력되는 펄스 인에이블 신호(Pen _ PWM)를 제어부(108)로 제공하여 펄스폭변조 신호(VPWM)의 생성하게 된다.
이러한 전압변환부(106)는 변압기(TR71)를 기준으로 하여 볼 때, 변압기(TR71)의 1차측에서는 교류 형태의 펄스 전압이 발생 가능한 회로를 구성하고, 2차측에서는 1차측과 전기적으로 절연시켜 1차측의 전압을 승압시켜 안정화된 직류 전압(Vdc2)을 생성할 수 있다.
도 8은 도 3의 제어부(108)의 일 예를 나타낸 회로도이다. 도 8을 참조하면, 펄스폭 변조 제어부(108)는 구형파 펄스(P3)의 듀티비를 제어하기 위한 듀티비 제어 회로(Rvar, R83, C82; 128), 구형파 펄스 발생부(118) 및 제2 증폭 회로(Q81, Q82; 138)를 포함한다.
듀티비 제어 회로(128)는 펄스 인에이블 신호(Pen _ PWM)에 의해 생성되는 펄스폭변조 신호(VPWM)의 천이시점을 Rvar, R83, 및 C82의 시정수로 결정하게 된다.
구형파 펄스 발생부(118)는 펄스 인에이블 신호(Pen _ PWM)를 인가받아 구형파 펄스(P3)를 제1 레벨로 천이시키고, 제1 레벨로 천이된 후 듀티비 제어 회로(128)의 제어에 의해 제2 레벨로 천이된다. 펄스 인에이블 신호(Pen _ PWM)도 또한 구형파이므로, 펄스폭변조 신호의 주파수(또는 주기)도 이러한 펄스 인에이블 신호(Pen _ PWM)에 의해 결정된다.
예를 들어, 제1 레벨이 하이 레벨이고, 제2 레벨이 로우 레벨인 경우, 구형파 펄스(P3)는 펄스 인에이블 신호(Pen _ PWM)를 인가받아 하이 레벨로 상승하고, 상승된 구형파 펄스(P3)는 듀티비 제어 회로(128)에 의해 결정되는 시정수에 의해 로우 레벨로 천이함으로써 구형파 펄스(P3)의 온 구간이 결정된다.
예를 들면, 구형파 펄스 발생부(118)는 4528 시리즈의 IC일 수 있다. 도 8에 도시된 바와 같이 4528 시리즈의 IC인 경우, 구형파 펄스 발생부(118)와, 그의 주변 회로인 듀티비 제어 회로(128)의 회로 연결을 살펴 보면, 구형파 펄스 발생부(118)의 RC 핀은 직렬 연결된 가변저항(Rvar) 및 고정저항(R83)과, 커패시터(C82) 사이의 노드(N81)에 연결된다. 직렬 연결된 가변저항(Rvar), 고정저항(R83), 및 커패시터(C82)의 양단으로 직류 전압(Vdc2)가 인가된다. 구형파 펄스 발생부(118)의 A 핀에는 펄스 인에이블 신호(Pen _ PWM)가 인가된다.
제2 증폭 회로(138)는 구형파 펄스 발생부(118)의 출력 펄스(P3)를 인가받아 펄스폭변조 신호(VPWM)를 출력한다. 제2 증폭 회로(138)는 직류 전압(Vdc2)을 제공받아 동작하며, 증폭을 위한 한 쌍의 바이폴라 접합 트랜지스터(Q81, Q82)로 구현될 수 있다. 제2 증폭 회로(138)의 구현은 앞서의 전압변환부(106)의 제1 증폭 회로(146)와 동일하므로, 중복 설명은 생략한다. 다만, 트랜지스터 각각의 특성은 제1 증폭 회로(146)와 제2 증폭 회로(138)에서 서로 다를 수 있다.
도 8을 다시 참조하여 제어부(108)의 전체적인 회로 동작을 살펴보면, 구형파 펄스 발생부(118) 및 제2 증폭 회로(138)는 전압변환부(106)로부터의 직류 전원(Vdc2)을 공급받아 동작하고, 구형파 펄스 발생부(118)는 전압변환부(106)에서 생성되는 펄스 인에이블 신호(Pen _ PWM)에 응답하여 구형파 펄스(P3)를 생성하며, 제2 증폭 회로(138)는 이러한 구형파 펄스(P3)를 인가받아 펄스폭변조 신호(VPWM)를 생성한다.
앞서 살펴본 바와 같이, 펄스폭변조 신호(VPWM)의 듀티비는 구형파 펄스 발생부(118)의 주변 회로인 듀티비 제어 회로(128)에 의해 결정되고, 펄스폭변조 신호(VPWM)의 온 시점 및 주파수는 펄스 인에이블 신호(Pen _ PWM)에 의해 결정된다.
제어부(108)의 출력, 즉 펄스폭변조 신호의 주파수는 20kHz 내지 100kHz 또는 그 이상의 구형파 신호일 수 있으며, 펄스폭변조의 제어는 듀티비 1% 내지 100%의 넓은 범위 내에서 수행될 수 있다.
듀티비 제어 회로(128)에서 가변저항(Rvar)은 교류 LED의 조광을 위한 조작부(미도시)와 직접적으로 결합되는 형태로 구현되어, 조광의 필요시 조작부에 의해 가변저항(Rvar)의 저항값을 조절함으로써 펄스폭변조 신호(VPWM)의 듀티비를 조절하여 교류 LED를 조광할 수 있다.
도 9a 내지 도 9c는 교류 LED를 조광하기 위한 펄스폭변조 신호(VPWM)의 여러가지 예들을 나타낸 도면들로서, 도 9a는 펄스폭변조 신호(VPWM)의 듀티비가 1%인 경우의 예이고, 도 9b는 펄스폭변조 신호(VPWM)의 듀티비가 70%인 경우의 예이며, 도 9c는 펄스폭변조 신호(VPWM)의 듀티비가 100%인 경우의 예이다.
먼저, 도 9a를 참조하면, 펄스 인에이블 신호(Pen _ PWM)는 소정의 주파수를 가지며, 앞서 설명한 바와 같이 펄스폭 변조 신호(VPWM)를 인에이블시킴과 동시에 펄스폭 변조 신호(VPWM)의 주파수를 결정한다.
도 8에서의 가변저항(Rvar)을 조절하여 펄스폭 변조 신호(VPWM)의 듀티비를 1%로 조정하는 경우에 도 9a에 도시된 바와 같은 펄스폭 변조 신호(VPWM)의 파형이 구현될 수 있는 데, 이러한 경우에는 이후에 상세히 설명될 스위치부(110)가 턴온되는 구간이 매우 짧으므로, 교류 LED의 광출력은 매우 적다.
도 9b를 참조하면, 펄스 인에이블 신호(Pen _ PWM)는 도 9a와 동일한 주파수를 갖도록 고정되고, 가변저항(Rvar)을 조절하여 펄스폭 변조 신호(VPWM)의 듀티비를 70%로 조정한 경우이다. 이 경우에는 도 9a의 경우보다는 긴 구간 동안 스위치부(110)가 턴온되므로, 교류 LED의 광출력은 도 9a의 경우보다는 상당히 증가할 수 있다.
도 9c를 참조하면, 펄스 인에이블 신호(Pen _ PWM)는 마찬가지로 도 9a와 동일한 주파수를 갖도록 고정되고, 가변저항(Rvar)을 조절하여 펄스폭 변조 신호(VPWM)의 듀티비를 100%로 조정한 경우이다. 이 경우에는 스위치부(110)가 항상 턴온되어 있는 상태이므로, 교류 LED의 광출력은 최대일 수 있다.
도 10은 도 3의 스위치부(110)의 일 예를 나타낸 회로도이다. 도 10을 참조하면, 스위치부(110)는 펄스폭변조 신호(VPWM)가 제1 레벨인 경우, 교류 전원의 양의 반주기 동안은 제1 동작 모드를 가지며, 교류 전원의 음의 반주기 동안은 제2 동작 모드를 갖는다. 이 경우, 전자기간섭 필터부(102)가 교류 전원(도 3의 120)의 후단에 사용되는 경우에는 양의 반주기 및 음의 반주기는 그러한 전자기간섭 필터부(102)에 의해 전자기간섭이 제거된 전압(도 5a 또는 도 5b의 vout)의 양의 반주기 및 음의 반주기일 수 있다.
예를 들어, 펄스폭변조 신호(VPWM)의 제1 레벨 및 제2 레벨은, 각각 스위치부(110)를 구성하는 트랜지스터(Q101, Q102)가 턴온될 수 있는 전압의 크기와 트랜지스터(Q101, Q102)가 턴오프될 수 있는 게이트 단자와 소오스 단자 간의 전압의 크기를 의미한다.
이와 같이, 스위치부(110)로 인가되는 전원이 교류 전원이고, 발광 소자가 교류 LED이므로 교류 전원에 상응하게 서로 다른 전류 경로를 갖는 두 개의 동작 모드를 갖는다.
스위치부(110)의 회로 구성 예는, 도 10에서와 같이 제1 및 제2 스위칭 트랜지스터(Q101, Q102)와 제1 및 제2 스위칭 트랜지스터(Q101, Q102) 각각에 상응하게 병렬로 연결된 제1 및 제2 역방향 다이오드(Qd101, Qd102)를 포함한다.
제1 및 제2 스위칭 트랜지스터(Q101, Q102)는 펄스폭변조 신호(VPWM)에 의해 턴온 또는 턴오프되며, 제1 스위칭 트랜지스터(Q101)와 제2 스위칭 트랜지스터(Q102)는 직렬 연결되어 있다.
제1 스위칭 트랜지스터(Q101)의 드레인과 소오스 단자 사이에는 제1 역방향 다이오드(Qd101)가 병렬로 연결되어 있고, 제2 스위칭 트랜지스터(Q102)의 드레인과 소오스 단자 사이에는 제2 역방향 다이오드(Qd102)가 병렬로 연결되어 있다.
도 10에서와 같은 회로 구성에 있어서는, 상기 제1 동작 모드에서는 제1 스위칭 트랜지스터(Q101)와 제2 역방향 다이오드(Qd102)를 경유하는 전류 경로를 가지며, 상기 제2 동작 모드에서는 제2 스위칭 트랜지스터(Q102)와 제1 역방향 다이오드(Qd101)를 경유하는 전류 경로를 갖는다. 즉, 펄스폭변조 신호(VPWM)가 스위칭 트랜지스터들(Q101, Q102)을 턴온시킬 수 있는 레벨이 되는 경우(위의 예에서 제1 레벨)를 가정해 보면, 이 경우에는 스위칭 트랜지스터들(Q101, Q102)은 모두 온 상태에 있고, 순방향으로 연결된 다이오드(제1 동작 모드에서는 Qd102, 제2 동작 모드에서는 Qd101)만 전류를 흘리므로, 서로 다른 전류 경로를 갖게 된다.
동작 모드 별로 상세히 살펴 보면, 교류 전압(v1)의 양의 반주기 구간인 제1 동작 모드의 경우에는, 제1 역방향 다이오드(Qd101) 측으로는 전류가 흐르지 않고, 따라서, 펄스폭변조 신호(VPWM)에 의해 제어되어 제1 스위칭 트랜지스터(Q101)의 드레인(N101)과 소오스(N102) 간에 전류가 흐르거나 차단된다. 이와 함께, 제2 역방향 다이오드(Qd102)는 순방향 연결되어 있으므로, 제2 스위칭 트랜지스터(Q102)의 소오스(N102)와 드레인(N103) 간은 제2 역방향 다이오드(Qd102)를 경유하는 전류 경로가 형성된다. 따라서, 결과적으로는 제1 동작 모드에서는 펄스폭변조 신호(VPWM)에 의해 제1 스위칭 트랜지스터(Q101)가 제어되어 그에 따라 교류 LED가 조광되는 형태이다.
반면, 교류 전압(v1)의 음의 반주기 구간인 제2 동작 모드의 경우에는, 제2 역방향 다이오드(Qd102) 측으로는 전류가 흐르지 않고, 따라서, 펄스폭변조 신호(VPWM)에 의해 제어되어 제2 스위칭 트랜지스터(Q102)의 드레인(N103)과 소오스(N102) 간에 전류가 흐르거나 차단된다. 이와 함께, 제1 역방향 다이오드(Qd101)는 순방향 연결되어 있으므로, 제1 스위칭 트랜지스터(Q101)의 소오스(N102)와 드레인(N101) 간은 제1 역방향 다이오드(Qd101)를 경유하는 전류 경로가 형성된다. 따라서, 결과적으로는 제2 동작 모드에서는 펄스폭변조 신호(VPWM)에 의해 제2 스위칭 트랜지스터(Q102)가 제어되어 그에 따라 교류 LED가 조광되는 형태이다.
도 10에서는 스위칭 트랜지스터들(Q101, Q102)로서 N형 MOSFET가 사용되는 예를 도시하였으나, 이들 스위칭 트랜지스터들(Q101, Q102)은 P형 MOSFET일 수도 있으며, 나아가 펄스폭변조 신호(VPWM)에 의해 고속으로 스위칭하여 교류 전력을 교류 LED로 인가할 수 있는 어떠한 형태의 스위칭 트랜지스터들이라도 무방하다.
도 11a 내지 도 11c는 본 발명의 일 실시예에 따른 교류 LED 조광장치에서 펄스폭변조 신호(VPWM)의 여러가지 듀티비에 따른 교류 LED의 입력 전압과 전류 사이의 관계를 나타낸 파형들이다.
도 11a은 펄스폭변조 신호(VPWM)의 듀티비가 1%인 경우이고, 도 11b는 펄스폭변조 신호(VPWM)의 듀티비가 70%인 경우이고, 도 11c는 펄스폭변조 신호(VPWM)의 듀티비가 100%인 경우이다. 따라서, 도 11a, 도 11b, 및 도 11c 각각은 도 9a, 도 9b, 도 9c에 상응하는 교류 LED의 입력 전압 및 전류 사이의 파형들로 볼 수 있다.도 11a 내지 도 11c의 그래프에서 x축은 시간축이고, y축은 전압 또는 전류축이다.
도 11a 및 도 11b의 경우에는 펄스폭변조 신호(VPWM)의 듀티비에 따라 펄스폭변조 신호(VPWM)의 주기 내에서 스위치부(110)가 온/오프되는 구간을 가지므로, 교류 LED의 입력 전압 및 전류가 그에 따라 변하게 된다. 따라서, 교류 LED의 입력 전압이 펄스폭변조 신호(VPWM)에 따라 변하는 구간에서의 내부 주기와, 입력 전류가 나타나는 구간에서의 내부 주기는 펄스폭변조 신호(VPWM)의 주기와 동일하다.
도 11c의 경우에는 펄스폭변조 신호(VPWM)의 듀티비가 100%이므로, 스위치부(110)가 항상 온 상태로 있게 되어 교류 전원의 전압 및 전류 파형과 동일하게 나타난다.
교류 LED의 광출력은 전압과 전류의 곱에 의존하므로, 도 11a 내지 도 11c에 보여지는 바와 같이, 펄스폭변조 신호(VPWM)의 듀티비가 증가함에 따라 첨두치들이 커지게 되어 교류 LED의 광출력은 펄스폭변조 신호(VPWM)의 듀티비가 증가함에 따라 커지게 된다.
펄스폭변조 신호(VPWM)는 소정의 범위 이내에서(예를 들면, 1%에서부터 100%까지) 듀티비를 조절함으로써 선형적으로 제어될 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 교류 LED 조광장치는 종래의 조광장치의 문제점을 개선하여 펄스폭변조 신호에 의해 효율적이고 광범위한 조광 기능을 달성할 수 있다. 특히, 본 발명에 따른 교류 LED 조광 장치는 전술한 바와 같이 종래의 트라이악 스위치를 이용하는 조광장치에서의 조광 범위 한계와 고조파 발생 문제를 개선할 수 있다.
다음으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 교류 LED 조광방법은, 1)교류 전원을 공급받아 펄스폭변조 신호를 생성하는 단계, 2)펄스폭변조 신호의 제어하에 교류 LED를 구동하는 단계, 3)펄스폭변조 신호의 듀티비를 조절하여 교류 LED를 조광하는 단계를 포함한다.
펄스폭변조 신호는 다양한 IC 및 주변회로들 등을 이용하여 생성할 수 있으며, 그 일 예는 앞서 도 6 내지 도 8, 및 도 10을 참조하여 설명된 교류 LED 조광장치에서 펄스폭변조 신호를 생성하는 회로일 수 있고, 이러한 회로에 의한 펄스폭변조 신호 생성에 대하여는 이미 충분히 설명되었으므로 부연 설명하지 않는다.
본 발명의 일 실시예에 따른 교류 LED 조광방법은, 펄스폭변조 신호의 듀티비를 조절함으로써, 교류 LED를 조광하게 되는 데, 여기서, 펄스폭변조 신호 생성을 위해 공급되는 교류 전원 또는 교류 LED를 구동하기 위해 공급되는 교류 전원에 포함되는 내부 또는 외부의 전자기간섭에 의한 발생하는 노이즈를 제거하기 위한 전자기간섭을 필터링하는 단계를 더 포함할 수 있다.
예를 들면, 상기 전자기간섭 필터링은 도 5a 또는 도 5b에 도시된 전자기간섭 필터를 이용하여 구현될 수 있다.
또한, 본 발명의 다른 실시예에 따른 교류 LED 조광방법은, 1)교류 전원을 공급받아 1차 전파정류하는 단계, 2)1차 전파정류된 전압을 인가받아, 2차 전파정류된 승압 전압을 생성하고, 펄스 인에이블 신호를 생성하는 단계, 3)2차 전파정류된 승압 전압을 인가받아, 펄스 인에이블 신호에 응답하여 펄스폭변조 신호를 생성하는 단계, 4)펄스폭변조 신호의 제어하에 상기 교류 전원에 상응하게 양방향 스위칭하여 교류 LED를 구동하는 단계, 5)펄스폭변조 신호의 듀티비를 조절하여 교류 LED를 조광하는 단계를 포함한다.
상기 교류 LED 조광방법에서의 각각의 단계들은, 예를 들면, 도 6 내지 도 8, 및 도 10을 참조하여 설명될 수 있다. 즉, 1차 전파정류는 도 6의 정류부(104)에 의해 구현될 수 있고, 2차 정류된 승압 전압 출력 및 펄스 인에이블 신호 출력은 도 7의 전압변환부(106)에 의해 구현될 수 있으며, 펄스폭변조 신호의 생성은 도 8의 제어부(108)에 의해 구현될 수 있으며, 양방향 스위칭을 통한 교류 LED의 구동은 도 10의 스위치부(110)에 의해 구현될 수 있다.
또한, 듀티비의 조절을 통한 교류 LED의 조광은, 앞서 설명한 바와 같이 듀티비 제어 회로(128)에서 가변저항(Rvar)은 교류 LED의 조광을 위한 조작부(미도시)와 직접적으로 결합되는 형태로 구현될 수 있다.
마찬가지로, 상기 교류 LED 조광방법은, 펄스폭변조 신호 생성을 위해 인가되는 교류 전원 또는 교류 LED를 구동하기 위해 공급되는 교류 전원에 포함되는 내부 또는 외부의 전자기간섭에 의한 발생하는 노이즈를 제거하기 위한 전자기간섭을 필터링하는 단계를 더 포함할 수 있다.
본 발명에 따른 교류 LED 조광방법은 펄스폭변조 제어 방법을 통해 교류 LED를 조광함으로써, 효율적이며 광범위한 선형적 조광 기능을 달성할 수 있으며, 고조파 발생을 억제할 수 있게 된다.
본 발명에 따른 교류 LED 조광장치 및 그에 의한 조광방법은, 상기 실시예들에 한정되지 않고, 본 발명의 기본 원리를 벗어나지 않는 범위에서 다양하게 설계되고 응용될 수 있음은 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가지는 자에게는 자명한 사실이라 할 것이다.
100 : 조광장치 102 : 전자기간섭 필터부
104 : 정류부 106 : 전압변환부
108 : 제어부 110 : 스위치부
VPWM : 펄스폭변조 신호 Pen _ PWM : 펄스 인에이블 신호
L1, L2, L3, L4, L5, L6 : 인덕터
C1, C61, C62, C71, C72, C74, C74, C75, C76 : 커패시터
D61, D62, D63, D64, D71, D72, D73, D74, D75 : 다이오드
114 : 분압 회로 124 : 제1 전파정류 회로
116 : 펄스 발생 회로 126 : 듀티비 조절 회로
136 : 타이머 IC 146 : 제1 증폭회로
156 : 제2 전압 안정화 회로 166 : 제2 전파정류 회로
176 : 노이즈 필터 118 : 구형파 펄스 발생부
128 : 듀티비 제어 회로 138 : 제2 증폭회로
Q101, Q102 : 스위칭 트랜지스터
Qd101, Qd102 : 역방향 다이오드

Claims (8)

  1. 교류전원을 공급받아 1차 전파정류하는 정류부;
    상기 정류부에 의해 1차 전파정류된 전압을 인가받아, 2차 전파정류되고 승압된 전압 생성하고, 펄스 인에이블 신호를 생성하는 전압변환부;
    상기 2차 전파정류되고 승압된 전압을 인가받아, 상기 펄스 인에이블 신호 및 외부의 사용자 조작에 응답하여 교류 LED를 조광하기 위한 펄스폭 변조신호를 생성하는 펄스폭 변조 제어부; 및
    상기 교류전원의 제1 반주기 동안 제1 방향으로 상기 펄스폭 변조신호에 대응하는 전류를 상기 교류 LED에 공급하고, 상기 교류전원의 제2 반주기 동안 상기 제1 방향과 반대의 제2 방향으로 상기 펄스폭 변조신호에 대응하는 전류를 상기 교류 LED에 공급하는 스위치부를 포함하는 것을 특징으로 하는 교류 LED 조광장치.
  2. 청구항 1에 있어서, 상기 펄스폭 변조 제어부는,
    상기 사용자 조작에 따라 상기 펄스폭 변조 신호의 듀티비를 제어하는 듀티비 제어 회로;
    상기 펄스 인에이블 신호 및 상기 듀티비 제어 회로의 출력에 따라 구형파 펄스를 발생하는 구형파 펄스 발생부; 및
    상기 구형파 펄스를 증폭하여 상기 펄스폭 변조 신호를 생성하는 제2 증폭 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 교류 LED 조광장치.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 듀티비 제어 회로는 상기 2차 전파정류되고 승압된 전압의 인가단 사이에 직렬 연결된 가변저항, 고정저항 및 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 교류 LED 조광장치.
  4. 청구항 3에 있어서,
    상기 듀티비 제어 회로는 상기 펄스 인에이블 신호에 의해 생성되는 상기 펄스폭변조 신호의 천이시점을 상기 가변저항, 고정저항 및 커패시터의 시정수로 결정하는 것을 특징으로 하는 교류 LED 조광장치.
  5. 청구항 2에 있어서,
    상기 구형파 펄스 발생부는 상기 펄스 인에이블 신호를 인가받아 상기 구형파 펄스를 제1 레벨로 천이시키고, 상기 듀티비 제어 회로의 제어에 의해 상기 구형파 펄스를 제2 레벨로 천이시키는 것을 특징으로 하는 교류 LED 조광장치.
  6. 청구항 3에 있어서,
    상기 가변저항은 사용자 조작부와 전기적으로 연결되며, 조광의 필요시 상기 사용자 조작부에 의해 상기 가변저항의 저항값이 조절되는 것을 특징으로 하는 교류 LED 조광장치.
  7. 청구항 6에 있어서,
    상기 펄스폭변조 신호의 듀티비는 1% 내지 100%의 범위 내에서 조절되는 것을 특징으로 하는 교류 LED 조광장치.
  8. 청구항 1에 있어서,
    상기 스위치부는 제1 및 제2 스위칭 트랜지스터와, 상기 제1 및 제2 스위칭 트랜지스터 각각에 상응하게 병렬로 연결된 제1 및 제2 역방향 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 교류 LED 조광장치.

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