TWI442676B

TWI442676B - 在返馳式轉換器中使用主要功率裝置的調光器控制漏電下拉

Info

Publication number: TWI442676B
Application number: TW098142372A
Authority: TW
Inventors: Michael George Negrete; Wei Gu
Original assignee: Linear Techn Inc
Priority date: 2008-12-10
Filing date: 2009-12-10
Publication date: 2014-06-21
Also published as: CN102246114B; TW201032445A; US20100141178A1; US8013544B2; WO2010068568A1; CN102246114A

Description

在返馳式轉換器中使用主要功率裝置的調光器控制漏電下拉

本揭示案係關於發光二極體(LEDs)、調光器控制、返馳式控制器及功率因數校正。

冷陰極螢光燈早已用於辦公室中且已在家中變得風行。與白熾燈相比，其每瓦特流明可極高，從而節省能量。然而，其可能需要高電壓AC反相器且可能含有有毒的汞。

發光二極體(LEDs)現亦能夠提供與冷陰極螢光燈相當的高的每瓦特光輸出。此外，與冷陰極螢光燈不同，其可能不需要高電壓且通常不含有汞。

然而，自通常可利用之110伏特交流線電流驅動LED可具有挑戰性。舉例而言，與白熾燈不同，LED之強度可與穿經其傳遞之電流成比例，並非與其上施加之電壓的量成比例。因此，可需要將線電壓轉換為恒定電流之電路。亦可能需要組態此電路以使得其可自習知調光器控制(諸如，使用三端雙向可控矽元件(triac)之調光器控制)之輸出驅動LED。

一種方法已使用返馳式轉換器將調光器控制之輸出轉換為恒定電流。然而，一些調光器控制在其三端雙向可控矽元件不點火之週期期間(亦即，在其斬波AC電壓輸出之切斷週期期間)洩漏電流。此漏電可導致在返馳式控制器中電壓積聚，其可導致雜訊、閃光及/或其他不良結果。

已增加具有低電流限制之專用釋抑電路以試圖解決此問題。此等電路可防止供應電壓增加至原本可能導致返馳式轉換器被激勵之點。然而，此等專用釋抑電路可需要額外高電壓主動裝置，諸如，雙極電晶體。此可增加成本、複雜性及大小。

返馳式控制器可產生切換信號，該切換信號致使返馳式轉換器中之切換系統在切換信號處於接通狀態時將電流傳遞至返馳式轉換器中之變壓器之初級繞組及在切換信號處於切斷狀態時停止傳遞該電流。返馳式控制器可包括調光器輸入，其經組態以接收反映斬波且整流AC電壓的調光器信號。調光器信號之每一循環可具有歸因於斬波AC電壓起源自之調光器控制的漏電而大體上衰減但並非始終為零之切斷週期。調光器信號之每一循環可具有大體上跟蹤AC電壓之接通週期。切斷週期與接通週期之比率可視調光器控制之設定而定。返馳式控制器可包括控制電路，其經組態以基於來自調光器輸入之調光器信號而產生切換信號。切換信號可在斬波且整流AC電壓之接通週期期間在其接通狀態與切斷狀態之間可控制地振盪以可控制地調節由變壓器之次級繞組傳遞的電流。切換信號可在斬波且整流AC電壓之切斷週期期間處於接通狀態，藉此防止由於調光器控制漏電導致之電壓積聚。

供電LED電路可包括返馳式轉換器。返馳式轉換器可包括整流系統，其經組態以藉由對來自調光器控制之斬波AC電壓整流而產生斬波且整流AC電壓。返馳式轉換器可包括具有初級繞組及次級繞組之變壓器、經組態以可控制地將電流傳遞至變壓器之初級繞組中的切換系統及所描述類型之返馳式控制器。供電LED電路可包括經組態以接收由變壓器之次級繞組傳遞之電流的一或多個LED。

此等以及其他組件、步驟、特徵結構、目標、益處及優點現將自下文實施方式、隨附圖式及申請專利範圍之研讀變得顯而易見。

現論述說明性實施例。可另外或替代地使用其他實施例。可省略可為明顯或不必要的細節以節省空間或用於更有效的陳述。相反地，可在不具有揭示之所有細節之情況下實踐一些實施例。

第1圖為由調光器控制及返馳式轉換器供電之LED電路的方塊圖。如第1圖中所圖示，LED 101可由接收AC功率之電源供應器103供電。

LED 101之數目可變化。舉例而言，可存在兩個、三個、五個、十個、二十五個或不同數目。雖然提及複數個，但可僅存在單一LED。

可串聯或並聯或以串聯與並聯之組合來連接LED 101。特定組態可視可用來驅動LED 101之電流及電壓的量而定。

LED 101可為任何類型。舉例而言，其可在任何電壓、任何電流下操作，及/或產生任何色彩或色彩之組合。LED 101可全部為相同類型或可為不同類型。

電源供應器103可為任何類型。舉例而言，電源供應器103可包括調光器控制105及返馳式轉換器107。

調光器控制105可為任何類型。舉例而言，調光器控制可包括三端雙向可控矽元件109，其用相關聯電路組態以基於調光器控制之設定(諸如，旋鈕之旋轉位置、滑塊之縱向位置及/或觸控板已被觸碰之時間的量)而提供斬波AC電壓輸出。

該三端雙向可控矽元件可經組態以充當切換器。當開啟時，除漏電以外，可基本上不存在來自三端雙向可控矽元件之輸出。當關閉時，可將AC電壓之全部量值傳遞至輸出。

可藉由將信號注入至三端雙向可控矽元件之閘極中而管理三端雙向可控矽元件自切斷切換至接通。與三端雙向可控矽元件相關聯之電路可致使在對應於交流電流之相位角的時間點將信號注入至閘極中，該交流電流對應於調光器控制之設定。

第2圖圖示來自調光器控制之斬波AC輸出。如第2圖中所圖示，斬波AC輸出201可在切斷週期203期間切斷。三端雙向可控矽元件可在其閘極處在對應於調光器控制之設定的相位角處(諸如在第2圖中所圖示之60度處)藉由信號來接通。來自調光器控制之斬波AC輸出可接著在接通週期205期間保持接通直至在180度之相位角處AC電壓之量值達到約零為止。一旦穿經三端雙向可控矽元件109之電流達到約零，則三端雙向可控矽元件109之內在特性可致使三端雙向可控矽元件109關掉。此舉可防止來自調光器控制105之任何進一步輸出直至三端雙向可控矽元件再次由其閘極之另一信號點火為止。

可基於調光器控制之設定，再次在由調光器控制105中之相關聯電路設定之相位角處，再次激勵三端雙向可控矽元件109之閘極。此舉可致使第2圖中所圖示之循環重複。然而，此可在關於AC循環之剩餘負半部分(其在第2圖中未圖示)致使重複。因此，下一循環可為負循環，但可在其他方面相同於第2圖中所圖示之循環。

可另外或替代地使用除三端雙向可控矽元件109以外的裝置。舉例而言，可替代地使用兩個SCR。甚至可使用單一SCR，但此舉可導致僅AC電壓之正或負部分自調光器控制105輸出。

返回至第1圖，返馳式轉換器107可為任何類型。返馳式轉換器107可包括整流系統111、輸出濾波器113、返馳式控制器115、切換系統117、變壓器119、整流系統121及/或輸出濾波器123。

整流系統111可為任何類型。舉例而言，其可包括全波橋式整流器。此全波橋式整流器可經組態以將AC電壓之由調光器控制105傳遞之正及負斬波部分轉換為所有正斬波部分或所有負斬波部分，亦即，轉換為斬波且整流AC電壓。可替代地使用半波橋式整流器，在此狀況下，來自調光器控制105之輸出的正或負斬波部分可丟失。

輸出濾波器113可為任何類型。輸出濾波器113可經組態以對來自整流系統111之斬波且整流AC電壓濾波。舉例而言，輸出濾波器113可為低通濾波器。為了最小化成本、大小及由於其他理由，由輸出濾波器113提供之濾波的量可為最小的。舉例而言，若使用低通濾波器，則低通濾波器可具有大體上高於來自整流系統111之斬波且整流AC電壓之漣波頻率的截止頻率。舉例而言，其可足以濾出斬波且整流AC電壓中之高頻雜訊，但不足以在斬波且整流AC電壓之切斷週期的實質部分期間維持輸出濾波器113之輸出。

輸出濾波器113可包括電容。電容可為任何值。其可小於1微法拉，諸如約.5微法拉或.1微法拉。

可將來自輸出濾波器113之輸出傳遞至返馳式控制器115及切換系統117。

返馳式控制器115可為任何類型。返馳式控制器115可經組態以產生用於控制將電流傳遞至變壓器119之初級繞組中的切換信號。返馳式控制器115可經組態以按致使將恒定平均輸出電流傳遞至LED 101之方式產生切換信號，該恒定平均輸出電流為斬波且整流AC電壓之平均值的函數。

為了實現此控制，返馳式控制器115可將切換信號傳遞至切換系統117。切換系統117可經組態以依照自返馳式控制器115接收之切換信號將變壓器119之初級繞組連接至來自輸出濾波器113之斬波且整流AC電壓。

切換系統117可為任何類型。舉例而言，其可包括一或多個電子切換，諸如，一或多個FET、MOSFET、IGBT及/或BJT。切換系統117可包括一或多個邏輯裝置，其可用以致使電子切換器基於來自返馳式控制器115之切換信號而在來自輸出濾波器113之輸出與接地之間切換變壓器119之初級繞組。

變壓器119可為任何類型。如所指示，其可具有基於切換信號經由切換系統117連接至輸出濾波器113之輸出的初級繞組。變壓器119可包括可連接至整流系統121之次級繞組。變壓器119可包括可用於其他目的之一或多個額外初級及/或次級繞組。變壓器119之匝數比及其他特性可變化。

整流系統可經組態以對來自變壓器119之次級繞組的輸出整流。舉例而言，整流系統121可包括一或多個二極體。可使用半波整流。

整流系統121之輸出可連接至輸出濾波器123。輸出濾波器可經組態以對來自整流系統121之輸出濾波。輸出濾波器可包括電容。在斬波且整流AC電壓之整個切斷週期，電容可能足以或可能不足以大體上維持來自整流系統121之輸出。

返馳式轉換器107可經組態以將來自輸出濾波器123之輸出傳遞至LED 101，LED 101與來自調光器控制105之斬波AC電壓DC隔離。返馳式轉換器107可經組態以如此執行而不使用任何光隔離器，諸如，提供指示來自變壓器119中之次級繞組之輸出電流之反饋的光隔離器。

第3圖圖示包括返馳式控制器之返馳式轉換器的一部分，該返馳式控制器包括輸出電流監視電路。可結合第1圖中所圖示之調光器供電LED電路、其他類型之調光器供電LED電路或其他類型之電路(諸如，經組態以產生恒定電流輸出之通用返馳式轉換器)來使用第3圖中所圖示之電路。類似地，第1圖中所圖示之調光器供電LED電路可用除第3圖中所圖示之電路外的電路來實施。

如第3圖中所圖示，變壓器301可具有初級繞組303及次級繞組305。變壓器301可對應於第1圖中所圖示之變壓器119。變壓器301可為任何類型。其可具有一或多個額外初級及/或次級繞組，且其可為任何匝數比。

變壓器301之初級繞組303可連接至電源。可使用任何類型之電源。舉例而言，該電源可為DC源、全波整流AC源、半波整流AC源或來自調光器控制之斬波且整流電源，諸如來自第1圖中所圖示之輸出濾波器113的輸出。

變壓器301之次級繞組305可由二極體307整流。二極體307可對應於第1圖中所圖示之整流系統121。來自二極體307之輸出可由電容器309濾波。電容器309可對應於第1圖中所圖示之輸出濾波器123。在斬波且整流AC電壓之整個切斷週期，電容器309可能足以或可能不足以大體上維持來自整流系統121之輸出。

諸如LED 311、313及315之一或多個LED可連接至電容器309之輸出。LED 311、313及315可對應於第1圖中所圖示之LED 101且可為上文結合第1圖所論述之任何類型。雖然圖示為串聯連接，但LED 311、313及315可並聯連接及/或以串聯與並聯之組合連接。可替代地使用任何不同數目之LED。

FET 317可用以經由感應電阻器319將初級繞組303之另一側可控制地連接至接地。FET 317可對應於第1圖中所圖示之切換系統117。可另外或替代地使用其他類型之切換系統。可替代地與變壓器301之初級繞組303之另一側串聯地插入切換系統。

如自以下論述更顯而易見，第3圖中所圖示之電路可經組態以使次級繞組305中之平均輸出電流維持大體上恒定。為了實現此舉，電路可監視次級繞組中之電流。

可藉由在次級繞組305正傳導電流之時段期間量測初級繞組303上之電壓來監視該電流。然而，在第3圖中採取不同方法。現呈現此不同方法的基礎理論。

在返馳式轉換器中，諸如在第3圖中部分地圖示，可經由切換系統(諸如，FET 317)將變壓器之初級繞組(諸如，變壓器301之初級繞組)連接至電流源。此舉可致使電流基於所施加之電壓的量及初級繞組中之電感的量而穩定地建置於初級繞組303中。可在變壓器之次級繞組(諸如，次級繞組305)上同時地產生相應電壓。然而，仍無電流可在次級繞組中流動，因為可反向地偏壓可附著至次級繞組之半波整流系統，諸如，二極體307。

初級繞組中之電流可繼續增長直至其達到所要峰值之時為止。在此時，可切斷切換系統。此舉可引起穿經初級繞組之電流停止。

歸因於初級繞組中之電流積聚於變壓器中之磁場現可開始轉移至次級繞組。此舉可引起次級繞組上之輸出電壓改變極性，從而致使半波切換系統(諸如，二極體307)被正向偏壓。又，此舉可致使電流在次級繞組中流動。

次級繞組中之電流可在峰值下開始且以大致線性方式減少至零。一旦其達到零，可再次接通初級繞組中的切換系統。接著，電流可再次建置於初級繞組中。此整個過程可重複。

在變壓器之次級繞組中流動之電流之前的初級繞組中之此傳遞電流可在極快頻率下重複。該頻率可大於100KHz，諸如，在約200KHz下。

如上文所指示，當電流在初級繞組中流動時，其可能不在次級繞組中流動。電流在次級繞組中流動之相對時間量比電流不在次級繞組中流動之時間量可稱作次級繞組中之電流的工作循環。

在次級繞組中流動之電流的平均量可與最初在次級繞組中流動之電流之峰值乘該電流之工作循環的乘積成比例。舉例而言，當峰值增加時，即使工作循環不改變，電流之平均量亦可增加。類似地，在工作循環增加之情況下，即使峰值保持相同，次級繞組中之電流的平均值亦可增加。

最初在次級繞組中流動之電流的峰值可與在初級繞組中之電流由切換系統關閉之前在初級繞組中達到之電流的峰值成比例。因此，在次級繞組中流動之電流的平均值可與在初級繞組中達到之電流的峰值乘次級繞組中之電流之工作循環成比例。

因此，輸出電流監視電路可經組態以基於初級繞組303中之峰值輸入電流及次級繞組305中之電流之工作循環而產生表示次級繞組305中之平均輸出電流的信號。任何電路可用以量測此等量並產生此信號。舉例而言，如第3圖中所圖示，輸出電流監視電路可包括感應電阻器319、峰值輸入電流感應電路321、脈衝寬度調變器323及由電阻器325及電容器327形成之低通濾波器。

感應電阻器319可產生輸入電流信號330，其具有表示變壓器301之初級繞組303中之電流的電壓。感應電阻器319可具有相對低的電阻以不浪費功率。由感應電阻器319產生之電壓可由峰值輸入電流感應電路321處理。該峰值輸入電流感應電路321可經組態以產生表示初級繞組303中之電流之峰值的輸出。為了實現此舉，峰值輸入電流感應電路321可包括取樣與保持電路。該取樣與保持電路可經組態以在電流在初級繞組303中流動時對來自感應電阻器319之輸出取樣並保持緊接在切斷FET 317之前流動之電流的值。歸因於電流可穩定地增加直至切斷FET 317為止之事實，此值可為初級繞組303中之電流的峰值。

工作循環信號329可指示次級繞組305中之電流的工作循環。工作循環信號329可來源於記憶體，諸如，D記憶體331。下文將描述D記憶體331之操作。

脈衝寬度調變器可經組態以產生表示來自峰值輸入電流感應電路321之峰值輸入電流乘以工作循環信號329之輸出，因而形成峰值輸入電流信號之脈衝寬度調變版本。由電阻器325及電容器327形成之低通濾波器可經組態以擷取脈衝寬度調變峰值輸入電流之平均值，因而形成平均輸出電流信號333。因此，平均輸出電流信號333可表示次級繞組305中之平均輸出電流，因為如上文所闡釋，次級繞組305中之平均輸出電流可與初級繞組303中之峰值輸入電流之平均值乘以次級繞組305中之輸出電流之工作循環成比例。

由電阻器325及電容器327形成之低通濾波器可具有比斬波且整流AC電壓之頻率低至少五倍(諸如，低約十倍)的截止頻率。舉例而言，當AC電壓之頻率為60赫茲時，斬波且整流AC電壓之頻率可為120赫茲。在此實例中，由電阻器325及電容器327形成之低通濾波器的截止頻率可因此為約12赫茲。此低截止頻率之淨效應可為產生在斬波且整流AC電壓之若干循環期間求次級繞組305中之輸出電流之平均值的平均輸出電流信號333。

放大器335可與電容器327及電阻器325一起組態以形成求所要平均輸出電流信號337與平均輸出電流信號333之間的差之積分的積分器。放大器335之輸出可在電路中被處理為所要峰值輸入電流信號339，亦即，表示在次級繞組305中提供所要平均輸出電流所需之初級繞組303中之峰值電流量的信號。

FET 317之狀態可由D記憶體331控制。當D記憶體331由信號設定為其設定S輸入時，D記憶體輸出之Q輸出可變高。當設定時，此舉可使FET 317接通，此舉又可開始將電流傳遞至變壓器301之初級繞組303中。

當將信號傳遞至D記憶體之重設R輸入時，D記憶體之Q輸出可變低。當重設時，此舉可致使FET 317切斷，此舉又可停止將電流傳遞至變壓器301之初級繞組303中。

D記憶體之輸出可表示與Q輸出互補之輸出。

邊界偵測電路341可用以設定D記憶體331。邊界偵測電路341可經組態以根據若干不同類型之時序方案中之任一者起始變壓器301之初級繞組303中的電流。舉例而言，邊界偵測電路341可經組態以在次級繞組305中之電流達到零之時刻起始初級繞組303中之電流。邊界偵測電路341可經組態以藉由在電流在次級繞組305中流動時監視在初級繞組303上之電壓來偵測次級繞組305中之電流何時停止。

比較器343可經組態以輸出信號，該信號重設D記憶體331且因此在輸入電流信號330達到所要峰值輸入電流信號339之位準時切斷FET 317。

當平均輸出電流信號333小於所要平均輸出電流信號337時，已論述之電路組態可因此致使所要峰值輸入電流信號339增長直至平均輸出電流信號333達到所要平均輸出電流信號337之位準時為止。相反地，當平均輸出電流信號333大於所要平均輸出電流信號337時，已論述之電路組態可致使所要峰值輸入電流信號339變得較小直至平均輸出電流信號333返回下至所要平均輸出電流信號337之位準時為止。

因此，剛才已描述之電路的整體效應可致使恒定平均電流由對應於所要平均輸出電流信號337之次級繞組305傳遞。該電路可在返馳式轉換器之輸出與AC電壓電隔離時如此執行，而全部不使用任何光隔離器，諸如，經組態以提供指示來自次級繞組305之輸出電流之反饋的光隔離器。

如上文所指示，可將來自輸出濾波器111之斬波且整流AC電壓用作初級繞組303之電源。在此組態中，邊界偵測電路341可經組態以在斬波且整流AC電壓之切斷週期期間不設定D記憶體331。相應地，可在此等切斷週期期間停用由放大器335、電阻器325及電容器327形成之積分器，以不允許積分之值由此等切斷週期改變。換言之，第3圖中所圖示之電路可經組態以在斬波且整流AC電壓之接通週期期間但不在其切斷週期期間致使次級繞組305中之輸出電流的平均值匹配由所要平均輸出電流信號337表示之值。

可提供獨立電源供應器電路以產生來自斬波且整流AC電壓之恒定DC電源，而不管此電壓之斬波性質。此獨立電源供應器電路之輸出可用以在斬波且整流AC電壓之切斷週期期間以及在其接通週期期間對包括在第3圖中所圖示之電路的返馳式控制器供電。

第4圖圖示可在含有第3圖中所圖示之類型之電路之返馳式轉換器的操作期間發現的選定波形。如第4圖中所圖示，輸入電流401可每次在接通FET 317之後開始增加。其可繼續增加直至其達到所要峰值輸入電流403為止。一旦輸入電流401達到所要峰值輸入電流403，比較器343便可將重設R輸入之信號發送至D記憶體331，從而致使FET 317切斷。

在此時，穿經次級繞組305之電流可開始流動。可在D記憶體331之輸出處反映在次級繞組305中流動之電流的工作循環。脈衝寬度調變器323可使來自峰值輸入電流感應電路321之峰值輸入電流信號乘以工作循環信號329，因而產生脈衝寬度調變峰值輸入電流信號405。接著，脈衝寬度調變峰值輸入電流信號405之平均值可由電阻器325及電容器327所形成之低通濾波器擷取，因而產生平均輸出電流信號333。若平均輸出電流信號333並不匹配所要平均輸出電流信號337，則由放大器335及電容器327形成之積分器可繼續調整所要峰值輸入電流信號339直至其匹配為止為止。

在第3圖中所圖示之電路可致使自AC電壓汲取之電流具有大體上不同於AC電壓之波形。舉例而言，在AC電壓之值下降時，諸如在AC電壓之相位角自90度變成180度(參見第2圖)時，第3圖中之電路可致使由返馳式轉換器汲取之平均電流保持大體上恒定。此舉可產生低功率因數，諸如，在.6與.7之間。此低功率因數可需要供應線電壓以提供比實際需要更多之電流的設施。歸因於尖銳的電流尖峰，其亦可引起電磁干擾之問題。

第5圖圖示在第3圖中所圖示之返馳式轉換器的一部分，該返馳式轉換器經組態以調整所要峰值輸入電流來實現功率因數校正。如可顯而易見，除已將乘法器501插入於放大器335之輸出中、已增加由電阻器503及505組成之分壓器網路及已增加斬波且整流AC電壓輸入507以外，第5圖中所圖示之電路與第3圖中所圖示之電路相同。

電路修改可引起由放大器335、電阻器325及電容器327形成之積分器的輸出乘以表示斬波且整流AC電壓之信號。此舉可引起所要峰值輸入電流信號339跟蹤斬波且整流AC電壓之瞬時值。因此，當斬波且整流AC電壓之瞬時值增加或減少時，所要峰值輸入電流信號339之值可隨著其而增加及減少。此舉可引起自斬波且整流AC電壓(諸如，自輸出濾波器113之輸出)汲取之平均電流的波形更接近地匹配斬波且整流AC電壓，因而增加電路之功率因數。同時，在第5圖中保持且上文已結合第3圖論述之反饋迴路可仍確保在斬波且整流AC電壓之每一接通週期期間，平均輸出電流匹配所要平均輸出電流信號337。

第6圖圖示第5圖中所圖示之電路可按照斬波AC電壓之相位角之函數提供的功率因數校正。如第6圖中所圖示，由返馳式轉換器汲取之輸入電流601可在可設定調光器控制之相位角的整個範圍上接近地跟蹤輸入電壓603。

第5圖中所圖示之電路的功率因數可視返馳式轉換器之輸出電壓而變化。第6圖中所圖示之曲線圖表示對於約50伏特之輸出電壓的輸入電流與輸入電壓之間的關係。當輸出處於此電壓位準時，功率因數可在可能調光器相位角中之每一者處為至少.8、至少.9、至少.95或至少.98。

第7圖圖示第5圖中所圖示之電路可按照返馳式轉換器之輸出電壓之函數提供的功率因數校正。如可自第7圖瞭解，功率因數可在輸出電壓之廣泛範圍上保持極高。

第5圖中之電路設法藉由引起所要峰值輸入電流跟蹤輸入電壓之變化而提供功率因數校正。然而，平均輸入電流可能不與所要峰值輸入電流成正比。平均輸入電流亦可為初級繞組303之輸入電流之工作循環的函數，該輸入電流之工作循環可按照輸入電壓之改變的函數而改變。因此，可藉由引起初級繞組303之所要平均輸入電流跟蹤輸入電壓而不是所要峰值輸入電流之變化來達成更多功率因數校正。

第8圖圖示在第5圖中所圖示之返馳式轉換器的部分，該返馳式轉換器經組態以調整所要平均峰值輸入電流來實現功率因數校正。如可顯而易見，除已增加由放大器801、電容器803及電阻器805組成之第二積分器以及第二脈衝寬度調變器807以外，第8圖中所圖示之電路與第6圖中所圖示之電路相同。

輸入電流監視電路可經組態以產生表示初級繞組之平均輸入電流的信號。如第8圖中所圖示，輸入電流監視電路可包括感應電阻器319、峰值輸入電流感應電路321、第二脈衝寬度調變器807及由電阻器805及電容器803形成之低通濾波器。在此狀況下，第二脈衝寬度調變器807可使由峰值輸入電流感應電路321感應之峰值輸入電流乘以表示初級繞組303中之電流之工作循環的工作循環信號815。工作循環信號815可來源於D記憶體331之Q輸出。此脈衝寬度調變信號可由電阻器805及電容器803所形成之低通濾波器來濾波，因而在放大器801之負輸入處產生平均輸入電流信號811。低通濾波器可經組態以具有在FET 317之切換信號之頻率與斬波且整流AC電壓之頻率之間的截止頻率。舉例而言，當切換信號處於約200KHz且斬波且整流AC電壓處於約120赫茲時，低通濾波器之截止頻率可為約10KHz。

此組態可改變來自乘法器501之輸出表示之物的性質。在第8圖中，來自乘法器501之輸出現可表示所要平均輸入電流信號815。放大器801、電容器803及電阻器805可形成求所要平均輸入電流815與平均輸入電流信號811之間的差之積分的第二積分器，因而產生所要峰值輸入電流信號339。

藉由引起所要平均輸入電流信號跟蹤輸入電壓而不是所要峰值輸入電流信號，可將功率因數增加至至少.99以用於調光器控制105之所有設定。

第1圖、第3圖、第5圖及第8圖中所圖示之電路可產生傳遞至LED之輸出電流中的漣波。此漣波之量可視用於輸出濾波器123中(諸如，在電容器309中)之輸出電容的量以及由LED需要之電壓及電流的量而定。

漣波可具有兩個分量。第一分量可歸因於來自返馳式控制器之切換信號。然而，此分量之頻率可極高，諸如在約200KHz下，且因此藉由輸出電容之小值容易地濾波。

第二分量可歸因於斬波且整流AC電壓。此第二分量之頻率可低得多，諸如在約120赫茲下，且可需要電容之非常大的值來濾波。舉例而言，在50伏特下操作之一組10瓦特LED可需要超過10,000微法拉之電容以充分地濾波120赫茲漣波。此電容可為昂貴的、龐大的且易於發生故障。

第9圖圖示電流漣波降低電路。可結合第1圖、第3圖、第5圖及第8圖中所圖示之電路以及結合其他類型之LED電路來使用第9圖中所圖示之電路。類似地，可結合其他類型之電流漣波降低電路來使用第1圖、第3圖、第5圖及第8圖中所圖示之電路。

電流漣波降低電路可連接至電源供應器。電源供應器可包括整流二極體，諸如，二極體906。

電流漣波降低電路可連接至串聯、並聯或串聯與並聯連接之一或多個LED。舉例而言，且如第9圖中所圖示，可使LED 901、903及905串聯連接。LED 901、903及905可為上文所論述之類型之LED中的任一者，且可替代地使用不同數目。

電流漣波降低電路可包括電容，諸如，電容器904。電容器904可經組態以在來自返馳式轉換器中之變壓器之次級繞組的輸出由二極體(諸如，二極體906)整流之後將該輸出濾波。電容之值可經選擇以對由返馳式轉換器中之切換信號引起的高頻電流漣波濾波，但僅部分地對由低頻斬波且整流AC電壓源之斬波引起的電流漣波濾波(諸如，由調光器控制裝置進行)。舉例而言，可使用1至1000微法拉或2至20微法拉之範圍中的值。電容器904之值可使得允許可歸因於斬波且整流AC電壓之在此電容上的輸出電壓中之漣波與輸出電壓之峰值的10%一樣多。

電流漣波降低電路可包括與LED串聯連接之電流調節器，諸如，電流調節器902。電流調節器902可經組態以大體上降低由於輸出電流之低頻漣波分量引起的流經LED之電流的波動，但並非降低由於輸出電流之平均值之改變引起的流經LED之電流的波動。

電流調節器902可包括可控制、恒定電流源，諸如，FET 908。FET 908可經組態以傳導來自源極907之與閘極911處之輸入電壓大致成比例的恒定量之電流穿經汲極909。可自可包括電阻及電容(諸如，分別地電阻器913及電容器915)之低通濾波器形成閘極911之輸入電壓。

低通濾波器可經組態以將電壓傳遞至FET 908之閘極911，其與具有大體上衰減之低頻漣波分量的輸出電流之平均值大體上成比例。為了實現此舉，低通濾波器可經組態以具有比斬波且整流AC電壓之低頻漣波至少小五倍(諸如，小約十倍)的截止頻率。

雖然LED 901、903及905圖示為與FET 908之源極串聯，但其可替代地與FET 908之汲極909串聯。又，可使用其他類型之電流調節器，而不是第9圖中所圖示之電流調節器。

第10圖圖示返馳式控制器之部分，該返馳式控制器可用於由調光器控制驅動之返馳式轉換器中以增強調光器控制之設定之改變與來自由返馳式轉換器驅動之一或多個LED的光強度之相應改變之間的感知線性度。可藉由用放大器1001替代放大器335且藉由增加第10圖中所圖示且現將描述之額外組件，結合第3圖、第5圖及第8圖中所圖示之電路來使用第10圖中所圖示之電路。

如第10圖中所圖示，跟蹤輸入1003可經組態以接收表示來自調光器控制之輸出之瞬時量值的調光器輸出跟蹤信號。調光器輸出跟蹤信號可(例如)為由第1圖中所圖示之整流系統111之輸出傳遞的斬波且整流AC電壓之按比例調整的版本。整流系統111可(例如)為全波橋式整流器。

平均電路可經組態以求跟蹤輸入1003處之調光器輸出跟蹤信號之平均值以產生表示調光器輸出跟蹤信號之平均值的平均調光器輸出信號1005。平均電路可包括低通濾波器，該低通濾波器可包括電阻器1007、電阻器1009及電容器1011。低通濾波器可經組態以具有比調光器輸出跟蹤信號之頻率小至少五倍(諸如，比此頻率小約10倍)的截止頻率。舉例而言，調光器輸出跟蹤信號可具有約120赫茲之頻率，在此情況下，低通濾波器可具有約12赫茲之截止頻率。

放大器1001可用電阻器325及電容器327組態以充當積分器。放大器1001可包括最小值電路1013，其經組態以輸出所要平均輸出電流信號337及平均調光器輸出信號1005中之較小者。放大器1001可經組態以求最小值電路1013之輸出與平均輸出電流信號333之間的差之積分。

此電路修改之淨效應可為在平均調光器輸出信號1005小於所要平均輸出電流信號337之時間以平均調光器輸出信號1005替代所要平均輸出電流信號337。此舉可有助於確保返馳式轉換器在已調整調光器控制上之設定以需要較低電流輸出之後不在高位準下嘗試及維持輸出電流。

所要平均輸出電流信號337可充當與來自調光器控制105之斬波AC電壓之相位角相關的臨限值。舉例而言，所要平均輸出電流信號337可設定成在0度相位角處超過平均調光器信號1005。此舉可引起平均調光器信號1005遍及調光器控制之所有各種相位角設定控制返馳式轉換器之平均電流輸出。

可替代地將所要平均輸出電流信號337設定為在0度與180度之間的相位角處(諸如，在約90度處)等於平均調光器信號1005。藉由此設定，所要平均輸出電流信號337可控制對於小於90度之所有相位角的所要平均輸出電流，而平均調光器信號1005可控制在所有較大相位角處之所要平均輸出電流。可替代地將所要平均輸出電流信號337設定為在其他相位角處(諸如，在45度處)等於平均調光器信號1005。

第11圖為按照各種返馳式轉換器設計之調光器控制設定之函數的輸出電流之曲線圖。缺乏第10圖中所圖示之電路的返馳式轉換器設計可具有其輸出電流與調光器控制設定之相位角之間的線性關係，如由第11圖中之直線1101所圖示。若所要平均輸出電流信號337被設定為在0度相位角處超過平均調光器信號1005，則扇形曲線1103可圖示調光器之設定與返馳式轉換器之電流輸出之間的關係。若替代地將所要平均輸出電流信號337設定為在約90度之相位角處等於平均調光器控制信號1005，則分叉曲線1105可圖示調光器控制之設定與輸出電流之間的關係。

使用此「交越」設定可在調光器控制之低相位角設定期間提供對線電壓中之雜訊的較大抗擾性。在約90度處設定交越點亦可引起來自LED之光的強度顯現於人眼以用隨調光器控制之設定更線性地變化的方式跟蹤對於大於90度之相位角之調光器控制之設定的變化。此舉由於人腦以亮度級解譯改變的非線性方式而可發生。

如上述先前技術中所指示，調光器控制可在其三端雙向可控矽元件不點火時洩漏電流。此舉可在斬波且整流AC電壓之切斷週期期間引起返馳式轉換器中之電壓增加。又，此舉可形成雜訊、閃光及/或其他問題或顧慮。

第12圖圖示返馳式控制器，其經組態以防止在正由調光器控制驅動之返馳式轉換器中由於調光器控制中之漏電導致的電壓積聚。可結合在第1圖、第3圖、第5圖、第8圖及第10圖中所圖示之返馳式控制器或其部分或任何其他類型之返馳式控制器來使用第12圖中所圖示且現將論述之特徵結構。類似地，可結合其他類型之電路來使用在第1圖、第3圖、第5圖、第8圖及第10圖中所圖示之返馳式控制器或其部分以防止由於調光器控制中之漏電導致的電壓積聚。

如第12圖中所圖示，返馳式控制器1201可經組態以產生可傳遞至切換系統之切換信號1203(諸如上文結合第1圖、第3圖、第5圖及/或第8圖所描述)。返馳式控制器可具有切換信號產生器電路1204，其可經組態以產生切換信號1203以符合任何所要返馳式控制器切換信號時序，諸如上文結合第1圖至第10圖所論述之時序中的一者。切換信號產生器電路1204可包括任何類型之電路，諸如上文結合第1圖至第10圖所論述之類型之電路中的一者。

返馳式控制器1201可具有控制電路1205。該控制電路可具有比較器1207、臨限值產生器電路1209及OR閘1211。臨限值產生器電路1209可經組態以產生臨限值，超過該臨限值，表示斬波且整流AC電壓之信號可視為處於接通週期，且低於該臨限值，表示斬波且整流AC電壓之信號可視為處於切斷週期。舉例而言，可將臨限值設定為小於表示斬波且整流AC電壓之信號之峰值的10%、小於此峰值之5%或某一其他值。

比較器1207可經組態以比較表示斬波且整流AC電壓之信號的瞬時值與由臨限值產生器電路1209產生之臨限值。在表示斬波且整流AC電壓之信號高於臨限值之時間期間，無信號可被傳遞至OR閘1211，從而引起切換信號1203由來自切換信號產生器電路1204之輸出來管理。然而，在表示斬波且整流AC電壓之信號小於臨限值之時間期間，比較器1207可產生正輸出，從而引起切換信號1203處於其接通狀態，而不管來自切換信號產生器電路1204之信號。

第13圖圖示可存在於第12圖中所圖示之返馳式控制器中的波形。如第13圖中所圖示，切換信號1203可在斬波且整流AC電壓1301切斷之週期1303期間保持高。另一方面，當斬波且整流AC電壓1301在週期1305期間點火時，切換信號1203可在其正常地如此執行時振盪以引起返馳式控制器之次級繞組中的平均輸出電流處於所要位準。

亦如第13圖中所圖示，切換信號1203可在週期1305之開始時保持高，藉此在斬波且整流AC電壓自切斷週期切換至接通週期之後開始切換信號之第一振盪。

第12圖中所圖示之電路的淨效應可為在調光器控制未點火之時間給調光器控制裝上變壓器之初級繞組。此舉可洩漏任何漏電電流且因此防止在此等切斷週期期間電壓積聚，而不需要任何一或多個額外主動高電壓裝置。可另外或替代地使用用於實現切換系統之同一類型之信號控制的其他電路技術。

可以任何方式封裝已描述之各種組件。舉例而言，可將包含返馳式控制器之組件封裝於具有其他主動及被動組件之單一積體電路、具有其他主動及被動組件之一組積體電路或具有其他主動及被動組件之一組離散電晶體電路中。

可以任何及所有組合結合彼此來使用已描述之所有各種電路。

已論述之組件、步驟、特徵結構、目標、益處及優點僅為說明性的。上述各者中無一者或與其相關之論述意欲以任何方式限制保護範疇。亦預期許多其他實施例，包括具有較少、額外及/或不同組件、步驟、特徵結構、目標、益處及優點之實施例。亦可不同地配置組件及步驟並對其排序。

當在申請專利範圍中使用時，片語「用於......的構件」包含已描述之相應結構及材料及其等效物。類似地，當在申請專利範圍中使用時，片語「用於......的步驟」包含已描述之相應動作及其等效物。此等片語之缺乏意謂申請專利範圍不限於相應結構、材料或片語中之任一者或其等效物。

已陳述或說明之任何內容並非意欲引起將任何組件、步驟、特徵結構、目標、益處、優點或等效物獻給公眾，而不管其是否在申請專利範圍中加以敍述。

簡而言之，保護範疇僅受限附於下文之申請專利範圍限制。該範疇意欲如合理地符合用於申請專利範圍中之語言一般廣泛且意欲包含所有結構及功能等效物。

101．．．LED

103．．．電源供應器

105．．．調光器控制

107．．．返馳式轉換器

109．．．三端雙向可控矽元件

111．．．整流系統

113．．．輸出濾波器

115．．．返馳式控制器

117．．．切換系統

119．．．變壓器

121．．．整流系統

123．．．輸出濾波器

201．．．斬波AC輸出

203．．．切斷週期

205．．．接通週期

301．．．變壓器

303．．．初級繞組

305．．．次級繞組

307．．．二極體

309．．．電容器

311．．．LED

313．．．LED

315．．．LED

317．．．FET

319．．．感應電阻器

321．．．峰值輸入電流感應電路

323．．．脈衝寬度調變器

325．．．電阻器

327．．．電容器

329．．．工作循環信號

330．．．輸入電流信號

331．．．D記憶體

333．．．平均輸出電流信號

335．．．放大器

337．．．所要平均輸出電流信號

339．．．所要峰值輸入電流信號

341．．．邊界偵測電路

343．．．比較器

401．．．輸入電流

403．．．所要峰值輸入電流

405．．．脈衝寬度調變峰值輸入電流信號

501．．．乘法器

503．．．電阻器

505．．．電阻器

507．．．斬波且整流AC電壓輸入

601．．．輸入電流

603．．．輸入電壓

801．．．放大器

803．．．電容器

805．．．電阻器

807．．．第二脈衝寬度調變器

811．．．平均輸入電流信號

901．．．LED

902．．．電流調節器

903．．．LED

904．．．電容器

905．．．LED

907．．．源極

908．．．FET

909．．．汲極

911．．．閘極

913．．．電阻器

915．．．電容器

1001．．．放大器

1003．．．跟蹤輸入

1005．．．平均調光器輸出信號

1007．．．電阻器

1009．．．電阻器

1011．．．電容器

1013．．．最小值電路

1101．．．直線

1103．．．扇形曲線

1105．．．分叉曲線

1201．．．返馳式控制器

1203．．．切換信號

1204．．．切換信號產生器電路

1205．．．控制電路

1207．．．比較器

1209．．．臨限值產生器電路

1211．．．OR閘

1301．．．斬波且整流AC電壓

1303．．．週期

1305．．．週期

圖式揭示說明性實施例。其並非陳述所有實施例。可另外或替代地使用其他實施例。可省略可為明顯或不必要的細節以節省空間或用於更有效的說明。相反地，可在不具有揭示之所有細節之情況下實踐一些實施例。當相同數字出現在不同圖式中時，其意欲指代相同或相似組件或步驟。

第1圖為由調光器控制及返馳式轉換器供電之LED電路的方塊圖。

第2圖圖示來自調光器控制之斬波AC輸出。

第3圖圖示包括返馳式控制器之返馳式轉換器的一部分，該返馳式控制器包括輸出電流監視電路。

第4圖圖示可在含有第3圖中所圖示之電路之返馳式轉換器的操作期間發現的選定波形。

第5圖圖示在第3圖中所圖示之返馳式轉換器的一部分，該返馳式轉換器經組態以調整所要峰值輸入電流來實現功率因數校正。

第6圖圖示第5圖中所圖示之電路可按照斬波AC電壓之相位角之函數提供的功率因數校正。

第7圖圖示第5圖中所圖示之電路可按照返馳式轉換器之輸出電壓之函數提供的功率因數校正。

第8圖圖示在第5圖中所圖示之返馳式轉換器的部分，該返馳式轉換器經組態以調整所要平均峰值輸入電流來實現功率因數校正。

第9圖圖示電流漣波降低電路。

第10圖圖示返馳式控制器之部分，該返馳式控制器可用於由調光器控制驅動之返馳式轉換器中以增強調光器控制之設定之改變與來自由返馳式轉換器驅動之一或多個LED的光強度之相應改變之間的感知線性度。

第11圖為按照各種返馳式轉換器設計之調光器控制設定之函數的輸出電流之曲線圖。

第12圖圖示返馳式控制器，其經組態以防止在正由調光器控制驅動之返馳式轉換器中由於調光器控制中之漏電導致的電壓積聚。

第13圖圖示可存在於第12圖中所圖示之返馳式控制器中的波形。