JP2010521946A - 電源供給回路 - Google Patents

Abstract

ブリッジ回路2と、ブリッジ回路2へ結合されるべき一次部分及び負荷回路4へ結合されるべき二次部分を含む共振回路3とを含む電源供給回路6において、前記二次部分は、異なる負荷回路4及び／又は負荷回路4毎の異なる負荷41-42を個別に電源供給供給することが可能であるようにするために、共振周波数及び共振インピーダンスを規定する要素32-34を具備される。要素32-34はコンデンサ34及びインダクタ32-34を含み得る。前記共振周波数は、電圧信号のパルスのパルス幅及び／又は電圧信号のパルス周波数などの、ブリッジ回路2から共振回路3へ供給されるべき一次信号の特徴を規定する。前記共振インピーダンスは、電流信号の値又は平均値などの、共振回路3から負荷回路4へ供給されるべき二次信号の特徴を規定する。

Description

本発明は、電源供給回路に関し、更に、電源供給回路及び負荷回路を含む装置にも関する。

このような電源供給回路の例は、切り替えモード電源であるが、他の電源供給回路を除外しない。このような装置の例は、消費者製品及び非消費者製品である。このような負荷回路の例は、１つの発光ダイオード、２つ以上の直列の発光ダイオード、及び２つ以上の並列の発光ダイオードであるが、他の負荷回路を除外しない。

従来技術の電源供給回路は、輝度及び色の制御を有する共振電源発光ダイオード制御回路を開示する国際特許公報第2005/048658号から知られている。この従来技術の電源供給回路は、ハーフブリッジ又はフルブリッジを含むブリッジ回路を有し、そして、変圧器を含む共振回路を含む。変圧器の一次側は、コンデンサを介してブリッジ回路へ結合される。コンデンサ及び変圧器の一次側は、一緒になって共振周波数（又は期間）及び共振インピーダンスを規定する要素を形成する。変圧器の二次側は負荷回路へ結合される。

この従来技術の電源供給回路は、負荷依存出力電流などの負荷依存出力信号を負荷回路へ供給し、負荷回路からの検出光又は負荷回路を通じて流れる測定電流に応答して、ブリッジ回路を制御するためのフィードバックループを必要とする。

本発明の目的は、とりわけ、異なる負荷回路を個別に電源供給供給することが可能である電源供給回路を提供することである。

本発明の更なる目的は、とりわけ、異なる負荷回路を個別に電源供給供給することが可能である電源供給回路を含む装置を提供することである。

本発明に従うと、電源供給回路は、ブリッジ回路及び共振回路を含み、前記共振回路が前記ブリッジ回路へ結合されるべき一次部分及び負荷回路へ結合されるべき二次部分を含み、前記二次部分が共振周波数及び共振インピーダンスを規定する要素を含む。

共振回路の二次側において共振周波数（又は期間）及び共振インピーダンスを規定する要素を配置することによって、異なる負荷回路が、第１負荷回路に関して共振回路の第１の一次部分を用いることによって、且つ、第２負荷回路に関して共振回路の第２の二次部分を用いることによって、同一の電源供給回路を介して個別に電源供給され得る。この共振回路は、互いに並列に結合される第１の及び第２の一次部分を有し、且つ、それぞれの自身の負荷回路へそれぞれ結合される第１の及び第２の二次部分を有する。代替的に、同一の一次部分が、２つ又はそれ以上の二次部分へ結合され得る。結果として、電源供給回路は、異なる負荷回路へ個別に電源供給することが可能である。同一の負荷回路が、共振回路の同一の二次部分へ並列に結合され得る、又は共振回路の同一又は非同一の二次部分を介してブリッジ回路へ結合され得る。非同一の負荷回路は、共振回路の非同一の二次部分を介してブリッジ回路へ通常結合される。

本発明に従う電源供給回路は、とりわけ、負荷回路における異なる負荷に個別に電源供給することが可能であることにおいて、更に有利である。負荷回路における負荷が別の異なる負荷によって置換されるべき場合、共振回路の二次部分における要素は、他の異なる要素によって置換される必要があり得る。これらの要素は共振回路の二次部分において配置されていたという事実により、このような要素を置換することはより容易及び／又はより安全になり得る。

したがって、異なる負荷回路を個別に電源供給することが可能である及び／又は負荷回路における異なる負荷に個別に電源供給することが可能である電源供給回路を提供する課題が解決された。更に、電源供給回路は、負荷独立出力電流などの負荷独立出力信号を各負荷回路に供給し、ブリッジ回路を制御するためのフィードバックループを必要としない。ブリッジ回路の切り替え周波数は、例えば、要素の共振周波数の50%より高くないようなどに選択され、好ましくは、切り替え周波数は、この共振周波数の正確に50%である。

共振回路は、インダクタを含み得る。インダクタ全体又はその一部はブリッジ回路へ結合され、インダクタ全体又はその一部は直列コンデンサを介して負荷回路へ結合される。この場合、インダクタ及び直列コンデンサは、共振周波数（又は期間）及び共振インピーダンスを規定する要素を形成する。一次部分は、インダクタ又はその一部を含み、二次部分は、インダクタ又はその一部及びコンデンサを含む。

代替的に、共振回路は、変圧器を含み得る。変圧器の一次側は、ブリッジ回路へ結合され、変圧器の二次側は、直列コンデンサを介して負荷回路へ結合される。この場合、変圧器（及び／又は変圧器の漏れインダクタンス）の二次側及び直列コンデンサは、共振周波数（又は期間）及び共振インピーダンスを規定する要素を形成する。
一次部分は一次巻き線を含み、二次部分は二次巻き線及びコンデンサを含む。

本発明に従う電源供給回路の一実施例は、前記要素がコンデンサ及びインダクタを含み、前記共振周波数が前記ブリッジ回路から前記共振回路へ供給されるべき一次信号の特徴を規定し、前記共振インピーダンスが前記共振回路から前記負荷回路へ供給されるべき二次信号の特徴を規定することによって規定される。インダクタは、変圧器及び又は変圧器の漏れインダクタンスの、及び／又は実際のインダクタンスの巻き線であり得る。

本発明に従う電源供給回路の一実施例は、前記一次信号が電圧信号であり、前記一次信号の前記特徴が前記電圧信号のパルスのパルス幅及び／又は前記電圧信号のパルス周波数であり、前記二次信号が電流信号であり、前記二次信号の前記特徴が前記電流信号の値及び／又は前記電流信号の平均値である、ことによって規定される。

本発明に従う電源供給回路の一実施例は、前記共振回路が、更に、更なる負荷回路へ結合される更なる二次部分を含み、前記更なる二次部分が更なる共振周波数及び更なる共振インピーダンスを規定する更なる要素を含む、ことによって規定される。

本発明に従う電源供給回路の一実施例は、前記更なる共振周波数が前記共振周波数に実質的に等しく、前記更なる共振インピーダンスが前記共振インピーダンスとは実質的に異なる、ことによって規定される。例えば、異なる共振インピーダンスは、同一の負荷回路に関して設定されるべき電流信号の異なる（平均）値を可能にし、そして、異なる負荷回路に関して設定されるべき電流信号の同一（平均）値を可能にする。

本発明に従う電源供給回路の一実施例は、更に、前記負荷回路の一群の発光ダイオードを減光させるスイッチを含む、ことによって規定される。このようなスイッチは、例えば、トランジスタ又はサイリスタ又はトライアックを含み得、そして、例えば、実質的に一定である電流信号を受ける負荷の場合に負荷へ並列に配置され得、そして、例えば、実質的に一定である電圧信号を受ける負荷の場合に負荷へ直列に配置され得る。

本発明に従う電源供給回路の一実施例は、更に、前記スイッチを、前記ブリッジ回路と同期させて制御する制御器を含む、ことによって規定される。ブリッジ回路及びスイッチを０電流に切り替えることによって、電磁気干渉は最小化される。

本発明に従う電源供給回路の一実施例は、更に、前記負荷回路の発光ダイオードに関する入力信号を平滑化させる平滑化コンデンサを含む、ことによって規定される。入力信号は、例えば、負荷回路の一続きの発光ダイオードを通じて流れる電流信号などである。

本発明に従う電源供給回路の一実施例は、前記負荷回路の発光ダイオードの２つの逆並列の群を、互いにデカップリングするデカップリングダイオードを含む、ことによって規定される。

本発明に従う装置の実施例は、本発明に従う電源供給回路の実施例に対応する。

本発明は、とりわけ、異なる負荷回路及び／又は負荷回路における異なる負荷が、個別に電源供給される必要があり得るという洞察に基づくとともに、とりわけ、共振回路において、共振周波数及び共振インピーダンスを規定する要素が負荷回路に相対的に近くに、且つ、ブリッジ回路から相対的に離れて位置されるべきであるという基本思想に基づく。

本発明のこれら及び他の態様は、以下に記載の実施例から明らかであり、これらを参照して説明される。

図１は、ブリッジ回路及び共振回路を含む、本発明に従う全般的な電源供給回路を概略的に示す。 図２は、供給源に結合されるブリッジ回路の第１の実施例を概略的に示す。 図３は、図２のブリッジ回路によって生成される電圧信号を示す。 図４は、図２のブリッジ回路によって生成される電圧信号及び電流信号を示す。 図５は、供給源に結合されるブリッジ回路の第２の実施例を概略的に示す。 図６は、図５のブリッジ回路によって生成される電圧信号を示す。 図７は、図５のブリッジ回路によって生成される電圧信号及び電流信号を示す。 図８は、供給源へ及び負荷へ結合される電源供給回路の第１の実施例を示す。 図９は、供給源へ及び負荷へ結合される電源供給回路の第２の実施例を示す。 図１０は、供給源へ及び負荷へ結合される電源供給回路の第３の実施例を示す。 図１１は、供給源へ及び負荷へ結合される電源供給回路の第４の実施例を示す。 図１２は、供給源へ及び負荷へ結合される電源供給回路の第５の実施例を示す。 図１３は、供給源へ及び負荷へ結合される電源供給回路の第６の実施例を示す。 図１４は、供給源へ及び負荷へ結合される電源供給回路の第７の実施例を示す。 図１５は、供給源へ及び負荷へ結合される電源供給回路の第８の実施例を示す。 図１６は、供給源に結合されるブリッジ回路の第３の実施例を概略的に示す。 図１７は、供給源に結合されるブリッジ回路の第４の実施例を概略的に示す。 図１８は、一般的なダイオードコンデンサネットワークを含む共振回路の第１の実施例を概略的に示す。 図１９は、一般的なダイオードコンデンサネットワークを含む共振回路の第２の実施例を概略的に示す。 図２０は、追加的なコンデンサ及びインダクタを含む容量的スナバ回路によって拡張されたブリッジ回路を概略的に示す。 図２１は、スナバ回路によって生成される追加的な電流Imを示す。

図1に示される本発明に従う電源供給回路(supply circuit)６は、供給源回路(source circuit)１の直流供給源に結合され且つ制御器５によって制御されるブリッジ回路２と、ブリッジ回路２へ及び１つ以上の負荷を含む負荷回路４及び４'へ結合された共振回路３と、を含む。共振回路３は、少なくとも、変圧器３２の一次巻き線を含む第１一次部分を含み、そして、少なくとも、漏れインダクタンス３３及びコンデンサ３４へ直列に結合される変圧器３２の二次巻き線を含む第１二次部分を含む。漏れインダクタンス３３及び二次巻き線は、１つのインダクタ又は２つのインダクタであるように考慮され得る。第１二次部分は、負荷回路４へ結合される。共振回路３は、更に、少なくとも、変圧器３６の一次巻き線を含む第２一次部分を含み、そして、少なくとも、漏れインダクタンス３７及びコンデンサ３８へ直列に結合される変圧器３６の二次巻き線を含む第２二次部分を含む。漏れインダクタンス３７及び二次巻き線は、１つのインダクタ又は２つのインダクタであるように考慮され得る。第２二次部分は、負荷回路４'へ結合される。第１変圧器３２の一次巻き線は、カップリングコンデンサ３１を介してブリッジ回路２へ結合され、二次変圧器３６の一次巻き線は、カップリングコンデンサ３５を介してブリッジ回路２へ結合され、代替的に、両方の一次巻き線は、同一のカップリングコンデンサを介してブリッジ回路２へ結合され得る。更に、代替的に、各変圧器は、インダクタによって置換され得、インダクタ又はインダクタの一次部分は、カップリングコンデンサを介してブリッジ回路へ結合され、インダクタ又はインダクタの二次部分は、コンデンサを介して負荷回路へ結合され、このコンデンサは、インダクタ（の二次部分）とともに共振周波数及び共振インピーダンスを規定する。

図２は、直流供給源Uinに結合されるブリッジ回路２の第１の実施例(フルブリッジ)を概略的に示す。

図３は、図２のブリッジ回路によって生成され、共振回路３へ供給される電圧信号U1(t)を示し、この電圧信号U1(t)は、振幅Uinを有する正パルスを有し、正パルスの後には０パルス、その後には振幅Uinを有する負パルスが続き、その後には別の０パルスが続き、各パルスは、持続時間tauを有し、電圧信号U1(t)は期間4tauを有する。

図４は、図２のブリッジ回路２によって生成され、共振回路３へ供給される電圧信号U1(t)及び電流信号I1(t)を示す。

図５は、直流供給源Uinに結合されるブリッジ回路の第２の実施例(ハーフブリッジ)を概略的に示す。

図６は、図５のブリッジ回路によって生成され、共振回路３へ供給される電圧信号U1(t)を示し、この電圧信号U1(t)は、振幅Uin/2を有する正パルスを有し、その後には振幅Uin/2を有する負パルスが続き、各パルスは、持続時間2tauを有し、電圧信号U1(t)は期間4tauを有する。

図７は、図５のブリッジ回路２によって生成され、共振回路３へ供給される電圧信号U1(t)及び電流信号I1(t)を示す。

図８は、供給源へ及び負荷へ結合される電源供給回路の第１の実施例を示す。この電源供給源回路は、フルブリッジに基づくブリッジ回路、及び、一次巻き線N1及び二次巻き線N2を有する変圧器３２に基づく共振回路を含む。この二次巻き線N2は、漏れインダクタンス３３及びコンデンサ３４を介して２つの逆並列分岐へ直列に接続される。第１分岐は、発光ダイオード４１の第１のストリングへ結合される第１デカップリングダイオード８１を含み、この第１のストリングは、第１平滑化コンデンサ７１へ並列に結合される。第２分岐は、発光ダイオード４２の第２のストリングへ結合される第２デカップリングダイオード８２を含み、この第２のストリングは、第２平滑化コンデンサ７２へ並列に結合される。ユニット７１−７２及び８１−８２のそれぞれは、共振回路３の一部分又は負荷回路４の一部分を形成し得る。平滑化コンデンサ７１及び７２は、取り除かれることもあり得る。この場合、ＬＥＤにおける電流は、パルス的になるが、平均値は影響を受けないままにされる。

図９は、供給源へ及び負荷へ結合される電源供給回路の第２の実施例を示す。この電源供給回路は、平滑化コンデンサ７１−７２が、ストリングを減光させるために、トランジスタの形式であるスイッチ９１−９２によって置換されている点で、図８に示される電源供給回路とは相違する。この場合、スイッチ９１−９２は、好ましくは、電磁気的干渉を最小化させるためにブリッジ回路と同期されて、オン及びオフに切り替えされるべきである。後者の場合、制御器５は、これらのスイッチ９１−９２を制御するのにも使用され得る。スイッチのスイッチングのデューティサイクルは、減光因数を決定する。

図１０は、供給源へ及び負荷へ結合される電源供給回路の第３の実施例を示す。この電源供給回路は、スイッチ９３−９４が、ストリングを減光させるためにサイリスタの形式であることにおいて、図９に示されるものとは異なる。

図１１は、供給源へ及び負荷へ結合される電源供給回路の第４の実施例を示す。この電源供給回路は、デカップリングダイオードが取り除かれていること、及び、両方のスイッチが両方のストリングを減光させるためにトライアックの形式である１つのスイッチ９５によって置換されていることにおいて、図９に示されるものとは異なる。

図１２は、供給源へ及び負荷へ結合される電源供給回路の第５の実施例を示す。この電源供給回路は、２つの変圧器３２及び３６を含む共振回路を有する。変圧器３２及びその後に続く回路は、上述されている。変圧器３６は、一次巻き線Ｎ３及び二次巻き線N４を有する。この二次巻き線N4は、漏れインダクタンス３７及びコンデンサ３８を介して２つの逆並列分岐へ直列に結合される。第３分岐は、発光ダイオード４３の第3のストリングへ結合される第３デカップリングダイオード８３を含み、この第３デカップリングダイオードは、第３平滑化コンデンサ７３へ並列に結合される。第４分岐は、発光ダイオード４４の第４のストリングへ結合される第４デカップリングダイオード８４を含み、この第４デカップリングダイオードは、第４平滑化コンデンサ７４へ並列に結合される。ユニット７３−７４及び８３−８４のそれぞれは、共振回路３の一部分又は更なる負荷回路４'の一部分を形成し得る。Ｎ１及びＮ３は等しい又は異なり得、Ｎ２及びＮ４は等しい又は異なり得る。

図１３は、供給源へ及び負荷へ結合される電源供給回路の第６の実施例を示す。この場合、第１分岐は、第１スイッチ９１及び回路４１・７１・８５の並列回路へ結合される第１デカップリングダイオード８１を含む。回路４１・７１・８５は、既に全て上述されるような、更なる第１デカップリングダイオード８５と第１平滑化コンデンサ７１及び第１ストリング４１を含む並列回路との直列回路を含む。第２分岐は、第２スイッチ９２及び回路４２・７２・８６の並列回路へ結合される第２デカップリングダイオード８２を含む。回路４２・７２・８６は、既に全て上述されるような、更なる第２デカップリングダイオード８６と第２平滑化コンデンサ７２及び第２ストリング４２を含む並列回路との直列回路を含む。

図１４は、供給源へ及び負荷へ結合される電源供給回路の第７の実施例を示す。この電源供給回路は、ハーフブリッジに基づくブリッジ回路とコンデンサ３４及びインダクタ３３の直列接続に基づく共振回路とを含む。

図１５は、供給源へ及び負荷へ結合される電源供給回路の第８の実施例を示す。この電源供給回路は、ハーフブリッジに基づくブリッジ回路と図８に示されるものに従う共振回路とを含む。

図１６は、直流供給源Uinに結合されるブリッジ回路(ハーフブリッジ)の第３の実施例を概略的に示す。

図１７は、直流供給源Uinに結合されるブリッジ回路（ハーフブリッジ）の第４の実施例を概略的に示す。

図１８は、平滑コンデンサ７１及びストリング４１へ並列に結合される一般的なダイオードコンデンサネットワークを含む共振回路の第１の実施例を概略的に示す。一般的なコンデンサネットワークは、更に、インダクタ３３を介してここでは示されないブリッジ回路へ直列に結合され、インダクタ３３と一緒になって、共振周波数及び共振インピーダンスを規定する電気容量を実現する。

図１９は、電圧乗算に関する一般的なダイオードコンデンサネットワークを含む共振回路の第２の実施例を概略的に示す。特定のダイオードコンデンサネットワークは、１つの側がインダクタ３３へ結合され、他方の側がコンデンサ１０３の１つの側へ、並びにダイオード１０４及び１０５の１つの側へ結合されるコンデンサ１０１を含む。ダイオード１０４の他方の側は、コンデンサ１０２の１つの側へ、並びに平滑コンデンサ７１及びストリング４１の並列回路の１つの側へ結合される。コンデンサ１０３の他方の側は、ダイオード１０６及び１０７の１つの側へ結合される。ダイオード１０７の他方の側は、平滑コンデンサ７１及びストリング４１の並列回路の他方の側へ結合される。コンデンサ１０２の他方の側は、ダイオード１０５及び１０６の他方の側へ結合される。このダイオードコンデンサネットワークは、電圧乗算機能を有し、インダクタ３３と一緒になって、共振周波数及び共振インピーダンスを規定する要素を形成する電気容量を実現する。

図２０は、０電圧スイッチングを提供するための、スナバネットワークを含むブリッジ回路２の別の実施例を概略的に示す。このスナバネットワークは、各ハーフブリッジへ並列に接続されるコンデンサＣｐと、ブリッジ回路の出力端子へ接続されるインダクタＬｍ及びコンデンサＣｍの直列接続と、からなる。コンデンサＣｍは大きい電気容量を示し、インダクタＬｍにおける直流電流を防ぐためにのみ適用される。

図２１に示されるように、供給電圧U1は、インダクタにおいて特定の電流Imを生成する。この電流は、ハーフブリッジのスナバコンデンサＣｐにおいて０電圧スイッチングを実行するのに使用される。このことは、全てのトランジスタが、スイッチングにおける短期間においてオフ状態であることを必要とする。この不感時間(dead time)は、少なくともUinから0への、又はその逆への、トランジスタ電圧の伝達時間を覆う必要がある。スナバコンデンサも、ブリッジの上部トランジスタへ接続され得る、又はトランジスタの寄生容量がスナバコンデンサとして使用され得る。

言い換えると、本発明は、多重の発光ダイオード又はＬＥＤストリングにおける独立した電流制御に関する、新規のガルバニック絶縁・共振動作駆動装置トポロジに関連し得る。この駆動装置トポロジは、例えば、交流ラインからの事前調整器回路などによって生成される、実質的に安定化された直流電圧によって電源供給され得る。本発明の共振駆動装置トポロジは、一主トランジスタＨブリッジから、又は一主トランジスタハーフブリッジ及び多重ＬＥＤ負荷からなり得る。共振トポロジは、二次側における直列コンデンサ及び変圧器の漂遊インダクタンスによって形成され得る。Ｈブリッジは、固定周波数及びデューティサイクルによって切り替えされ得、このことは、正及び負電圧パルスを交互に、並びにその間に０電圧状態を生成する。全ての電圧状態は、共振期間の半分に等しくあり得る、同一のパルス幅を示し得る。

トランジスタハーフブリッジの場合、50%デューティサイクルが設定され得、スイッチング周波数は、共振期間の半分であり得る。

減光目的に関して、追加的なトランジスタが、単一のＬＥＤストリングをバイパスするために挿入され得る。基本トポロジ及び制御スキームは、図８及び１４に提示される。これらは、平滑化コンデンサを用いても用いなくても動作され得る。図９は、独立したＬＥＤ電流制御を提供するための駆動装置の拡張版実施例を示す。

ブリッジ電源供給回路は、図２０及び２１に示される容量的スナバ回路を追加することによって０電圧スイッチングモードでも動作され得る。

本発明の共振ＬＥＤ駆動装置回路は、以下の特徴を提供する。
−ＬＥＤ駆動装置が、変圧器を用いてガルバニック絶縁を提供し、変圧器巻き数比率による電圧適合を可能にする。
−変圧器の寄生漏れインダクタンスは、回路動作において含まれ、したがって、駆動装置の一部である。
−漏れインダクタンスは、最小化される必要がない。このことは、絶縁及び巻き線設計に関して有利であり、したがって、費用を低く維持する。
−変圧器における電流は、正弦波的に常に流れ、変換器のトランジスタは、０電流においてのみ切り替えされる。このことは、主Ｈブリッジの又はハーフブリッジの全てのトランジスタに関して、及び、独立した減光目的に関して、ＬＥＤストリングに並列に接続され得るトランジスタに関して、適用される。有利な点として、駆動装置のＥＭＩ寄与は非常に低く維持され得る。
−ＥＭＩ挙動は、０電圧スイッチングを実行するために、容量的スナバ回路を電源供給ブリッジ又はハーフブリッジへ追加することによって、更に向上され得る。
−ＬＥＤ負荷における平均電流は、入力電圧Uin及び共振インピーダンスZresによって自動的に安定化及び決定される。
−両方のＬＥＤストリングの平均電流は、短絡回路出力を含む直列に接続されるＬＥＤの数とは独立である。したがって、全ての出力は、短絡回路の確認がされている(all outputs are short circuit proved)。
−両方のＬＥＤ負荷の平均電流は、非対称負荷電圧（異なる数のＬＥＤが直列に接続される）の場合にも一定を維持する。このことは、単一の短絡出力も含む。
−非対称出力負荷電圧の場合、二次側の直列コンデンサは、自動的に変圧器における直列オフセットを防ぐ。
−ＬＥＤ平均負荷電圧が変圧された入力電圧より高い場合、電流は流れない。したがって、変換器は何の負荷も確認されない。
−ＬＥＤ電流は、平均ＬＥＤ電流に影響を与えることなく、追加的なコンデンサによって純粋な直流へ平滑化され得る。
−ＬＥＤ駆動装置システムは、電流センサを必要としない。
−電源及び主Ｈブリッジ又はハーフブリッジの制御ユニットは、スマートパワーＩＣに集積化され得る。
−ＬＥＤ電流は、バイパス化トランジスタ（図９）を用いることによって制御され得る。このことは、両方の出力に関して独立した減光機能を可能にさせる。
−加えて、両方の出力電流に関する共通の減光は、スイッチング周波数を下げることによって達成され得る。
−１つの基本Ｈブリッジ又は１つの基本ハーフブリッジは、多重変圧器−共振−ＬＥＤ負荷を電源供給するのに使用され得る。

主電源部分は、４つのトランジスタ(Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４)によって実施化される１つのＨブリッジからなる。これらのトランジスタは、ＭＯＳＦＥＴであり得るが、他のいずれかの半導体スイッチでもあり得る。トランジスタは、固定制御スキームによっても動作され得、この固定制御スキームは、Ｈブリッジ出力において、正及び負の電圧パルスを交互に、並びに０電圧状態をパルスの間に生成する。全ての電圧状態は、同一の持続時間に関して発生するべきである。ＨブリッジU1(t)の生じる出力電圧は、図３に示される。Ｈブリッジは、変圧器に電源供給し、この変圧器は、一次側の巻き数の数N1、二次側の巻き数の数N2及び漏れインダクタンスを特徴とする。変圧器の漏れインダクタンスは、一次側又は二次側のいずれかへ割り当てられ得る。本発明に関して、漏れインダクタンスは、二次側へ割り当てられるべきである。一次側における直列コンデンサは、変圧器における直流オフセットを防ぐために用いられる。Ｈブリッジの出力電圧は何の主オフセットも有さないので、この直列コンデンサにおける電圧は、非常に低くあり得る。変圧器におけるオフセットは、主Ｈブリッジ(Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４)に関するいずれかの適合された制御スキームによっても防がれ得る。二次側における直列コンデンサ及び変圧器の漏れインダクタンスは、共振周波数

、及び、共振インピーダンス

を特徴とする共振回路を形成する。

１つのトランジスタが、デカップリングダイオードＤ１及びＤ２によってデカップリングされる２つのＬＥＤストリングＬＥＤ１及びＬＥＤ２へ電源供給するのに使用され得る。ＬＥＤストリングにおける電流を平滑化するために、平滑化コンデンサが加えられ得る。

Ｈブリッジ出力電圧のパルス時間は、共振期間

の半分に等しくあるべきである。したがって、Ｈブリッジのスイッチング周波数は、共振周波数の半分fs=fres/2である。

条件が満たされる場合、２つの連続的な正弦半波電流パルスが、各電圧パルスに関してＨブリッジから引かれる。磁化電流を無視すると、変圧器の二次電流は一次電流に比例する

。

特徴的な二次変圧器電流I1(t)は、図４において特定の動作点に関して表わされている。図は、ダイオードデカップリングダイオードによって正部分と負部分とに分割されている。正電流はＬＥＤストリング４１において流れる一方で、負部分はＬＥＤストリング４２において流れる。

所与の条件の下で、両方のＬＥＤストリングにおける平均電流は一定である。平均電流は、入力電圧Uin、共振インピーダンスZres、及び変圧器の巻き線巻き数比率によって設定され得る

。

ＬＥＤにおける平均電流は、ＬＥＤの電圧低下によって影響を受けない。したがって、任意の数のＬＥＤに電源供給することが可能である。
平均出力電流は、

によって与えられる、いずれの非対称負荷電圧分配に関しても一定を維持する。

ＬＥＤの数が、所与の上限より高い、対応する電圧低下を生じさせる場合

、何の電流も流れない。したがって、ＬＥＤ駆動装置が短絡回路であることが確認され、何の負荷もないことが確認される。

変換器は、平滑化コンデンサを必要とすることなく動作もされ得る。この場合、電流I1(t)の正部分はＬＥＤ電流Io1と同一である一方で、負部分はＬＥＤ電流Io2と同一である。重要な特徴として、平均電流は、平滑コンデンサによって影響を受けない。パルスにおいて、I1(t)の電流正弦波の振幅は、式

によって記載され得る一方で、束縛のない状態(free wheel state)における振幅は、式

によって記載され得る。

図４は、

及び

に関して生じる電流I1(t)を示す。

平均電流が短絡出力を含む負荷電圧とは独立しているので、変換器は、独立した減光機能を実行するするために拡張され得る。

このことは、図９に示され、平滑化コンデンサの代わりに、トランジスタが挿入される。これらのトランジスタがオン状態の場合、電流I1(t)は、ＬＥＤストリングにおける電流が０になるように、バイパスされる。これらのトランジスタを繰り返しオン及びオフにすることによって、対応するＬＥＤストリングにおける平均電流は、定格値と０との間で制御され得る。

トランジスタのオン及びオフ時間の事例は、いかなる制御スキームを用いても設定され得る。しかし、これらの時間はＨブリッジの周波数を用いて同期されることが好ましい。この場合、制御信号は、変圧器の二次電圧から導出され得、スイッチングは０電流においてのみ発生する。スイッチング期間T=2・τによって決定されるＬＥＤ電流の制限された分解能は、通常、許容され得る。

図１０に示されるように、減光機能は、２つのサイリスタによっても実現され得る。

ＬＥＤ電流を制御するための別の代替的なコンポーネントは、両方のＬＥＤストリングに関して減光機能を実行する、高速トライアックである（図１１参照）。

減光機能は、平滑化コンデンサを用いてもＬＥＤ負荷へ適用され得る。この場合、２つの追加的なデカップリングダイオードが、図１３において例示されるように、必要である。

上述されるＬＥＤストリングモジュールは、１つのＨブリッジへ多重接続され得る。このことは、図１２に示される。各モジュールは、それ自身の変圧器を有する。共振要素は、コンデンサ及び漏れインダクタンスによって個別に形成される。異なる出力電流は、変圧器の巻き数比率を変化させることによって選択され得る。更に、固定共振周波数に関して共振インダクタンス及びコンデンサの特定を変化させることによって平均出力電流を変化させることも可能である。ＬＥＤ変圧器モジュールは、個別の減光動作に関して、平滑化コンデンサ、トランジスタ又はサイリスタを用い得る。

本発明の可能な修正態様は、
−共振回路の二次側において、フルブリッジ整流器が、１つのＬＥＤストリングを電源供給するのに使用され得る。
−駆動装置は、他のいずれかの安定化されれた直流電圧によって電源供給され得る。
−駆動装置は、変圧器を用いることなく実施化され得るが、共振トポロジを形成するために直流チョークを用いる。
−各ＬＥＤは、バイパス化スイッチによって個別に減光され得る。
−別の可能な修正態様は、トランジスタＨブリッジの代わりにトランジスタハーフブリッジを使用することである。このことは、図１６及び１７に例示される。

ハーフブリッジの場合、４つのトランジスタのうちの２つＴ３及びＴ４は、コンデンサによって置換され得、このことは、電圧分割器を提供する。ＬＥＤ負荷に関する同様な挙動を達成するために、ハーフブリッジは、例えば50%などの固定のデューティサイクルと、例えば共振周波数の半分fs=f_RES/2に等しい固定スイッチング周波数とによって制御され得る。生じる電圧U1(t)は図6に示される。

ハーフブリッジトポロジは、全ての変圧器及び減光選択肢を含むＨブリッジとして同一の負荷を電源供給するのに使用され得る。

一つの例として、図１４は、電圧低下Uo1及びUo2を示す２つのデカップリングされたＬＥＤ負荷の直接電源供給を表わす。直列共振は、Ｈブリッジの場合：

と同じように形成される。

これらの条件の下で、２つの連続した正弦半波電流が、各半期間においてハーフブリッジから引かれる。このことは、Uo1=Uin/4及びUo2=0に関して導出された、図７の図において示される。

第１半波は、入力電圧から引かれる。その振幅は、式：

を用いて決定され得る。

第２電流半波は、入力電圧源へ帰還される。その振幅は、

によって与えられる。

両方の電流半波はＬＥＤ負荷も給電している。

このことは、電圧低下とは独立している、両方のＬＥＤ負荷における平均出力電流

を生じさせる。

１つ又は両方の出力における短絡回路を含む、いかなる非対称負荷も、電源供給され得ることを特記される。回路のこの挙動は、負荷電圧

に関して発生する。

より高い出力電圧に関しては、電流は流れない。

ハーフブリッジの別の可能な構成は、図１６及び１７に表わされる。

これらの電源駆動回路において、容量性電圧分割器は省略されている。U1(t)の対応する電圧オフセットは、直列コンデンサによって取り替わられる必要がある。生じる共振電流I1(t)及び負荷電流は、容量性電圧分割器を有する駆動装置の場合と同一である。

ＬＥＤ駆動装置の別の可能な修正態様は、より多くのダイオード及びコンデンサによる共振回路の拡張において見られ得る。示されるフル及びハーフブリッジ構成の出力端子（ａ、ｂ）に基づき、直列インダクタ及びダイオード−コンデンサネットワークが、ＬＥＤ負荷を給電するのに挿入され得る。このことは、図１８に例示される。ダイオードコンデンサネットワークは、入力直流電圧より高い負荷電圧を可能にする電圧乗算器回路のように振る舞う。図１９は、ダイオードコンデンサネットワークによって拡張される共振駆動装置の一つの例を示す。ダイオードコンデンサネットワークは回路の共振周波数に影響を与え得ることを特記される。このことは、直列インダクタのインダクタンスによって適合され得る。上述の説明と同様に、ＬＥＤ負荷と並列に接続された平滑化コンデンサは、平均負荷電流に影響を与えることなく、取り除かれ得る。

潜在的な応用例は、例えば、ウォールフラッド、液晶ディスプレイバックライト、及び一般照明などである。

要約すると、ブリッジ回路2と、ブリッジ回路2へ結合されるべき一次部分及び負荷回路4へ結合されるべき二次部分を含む共振回路と3を含む電源供給回路6において、前記二次部分は、異なる負荷回路4及び／又は負荷回路4毎の異なる負荷41-42を個別に電源供給供給することが可能であるようにするために、共振周波数及び共振インピーダンスを規定する要素32-34を具備される。要素32-34はコンデンサ34及びインダクタ32-34を含み得る。前記共振周波数は、電圧信号のパルスのパルス幅及び／又は電圧信号のパルス周波数などの、ブリッジ回路2から共振回路3へ供給されるべき一次信号の特徴を規定する。前記共振インピーダンスは、電流信号の値又は平均値などの、共振回路3から負荷回路4へ供給されるべき二次信号の特徴を規定する。

「実質的に等しい」という用語は、30％未満、好ましくは20％未満、より好ましくは10％未満、最も好ましくは1％未満の最大偏差を規定する。言い換えると、このような用語は、70〜130%の、好ましくは80〜120％の、更に好ましくは90〜110％の、最も好ましくは99〜101％の区間を規定する。「実質的に異なる」という用語は、1％より大きい、好ましくは10％より大きい、より好ましくは20％より大きい、最も好ましくは30％より大きい最小偏差を規定する。言い換えると、このような用語は、99%未満及び101%より大きい、好ましくは90%未満及び110%より大きい、更に好ましくは80%未満及び120%より大きい、最も好ましくは70%未満及び130%より大きい区間を規定する。

上述の実施例は、本発明を制限するものよりもむしろ例証するものであり、当業者が、添付の請求の範囲から逸脱することなく、多数の代わりの実施例を設計することが可能であることを注意しなければならない。請求項における如何なる参照符号も請求項の範囲を制限するように解釈されてはならない。「有する・備える」という動詞及びその活用形の使用は、請求項に記載される以外の要素又はステップの存在を排除しない。単数形の構成要素は、複数個の斯様な構成要素の存在を排除しない。本発明は、いくつかの個別の構成要素を有するハードウェアを用いて、及び適切にプログラムされた計算機を用いて実施され得る。いくつかの手段を列挙している装置請求項において、これらの手段のいくつかは１つの同じハードウェアの項目によって、実施化することが可能である。特定の手段が、相互に異なる従属請求項において引用されているという単なる事実は、これらの手段の組み合わせが有利になるように使用されていることができないと示すものではない。

Claims (10)

1. ブリッジ回路及び共振回路を含む電源供給回路であって、前記共振回路が前記ブリッジ回路へ結合されるべき一次部分及び負荷回路へ結合されるべき二次部分を含み、前記二次部分が共振周波数及び共振インピーダンスを規定する要素を含む、電源供給回路。
2. 請求項１に記載の電源供給回路であって、前記要素がコンデンサ及びインダクタを含み、前記共振周波数が前記ブリッジ回路から前記共振回路へ供給されるべき一次信号の特徴を規定し、前記共振インピーダンスが前記共振回路から前記負荷回路へ供給されるべき二次信号の特徴を規定する、電源供給回路。
3. 請求項２に記載の電源供給回路であって、前記一次信号が電圧信号であり、前記一次信号の前記特徴が前記電圧信号のパルスのパルス幅及び／又は前記電圧信号のパルス周波数であり、前記二次信号が電流信号であり、前記二次信号の前記特徴が前記電流信号の値及び／又は前記電流信号の平均値である、電源供給回路。
4. 請求項１に記載の電源供給回路であって、前記共振回路が、更に、更なる負荷回路へ結合されるべき更なる二次部分を含み、前記更なる二次部分が更なる共振周波数及び更なる共振インピーダンスを規定する更なる要素を含む、電源供給回路。
5. 請求項４に記載の電源供給回路であって、前記更なる共振周波数が前記共振周波数に実質的に等しく、前記更なる共振インピーダンスが前記共振インピーダンスとは実質的に異なる、電源供給回路。
6. 請求項１に記載の電源供給回路であって、更に、前記負荷回路の発光ダイオードの一群を減光させるスイッチを含む、電源供給回路。
7. 請求項６に記載の電源供給回路であって、更に、前記スイッチを、前記ブリッジ回路と同期させて制御する制御器を含む、電源供給回路。
8. 請求項１に記載の電源供給回路であって、更に、前記負荷回路の発光ダイオードに関する入力信号を平滑化させる平滑化コンデンサを含む、電源供給回路。
9. 請求項１に記載の電源供給回路であって、前記負荷回路の発光ダイオードの２つの逆並列の群を、互いにデカップリングするデカップリングダイオードを、更に含む、電源供給回路。
10. 請求項１に記載の電源供給回路を含み、更に、前記負荷回路を含む装置。

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