CN101647318A - 电源电路 - Google Patents

Abstract

在包括桥接电路(2)以及具有将被耦合到所述桥接电路(2)的初级部分和将被耦合到负载电路(4)的次级部分的谐振电路(3)的电源电路(6)中，所述次级部分配备有定义谐振频率和谐振阻抗的元件(32－34)，以便能够为不同的负载电路(4)以及/或者每个负载电路(4)的不同负载(41－42)单独供电。所述元件(32－34)可以包括电容器(34)和电感器(32－33)。所述谐振频率定义将被从所述桥接电路(2)提供到所述谐振电路(3)的初级信号的特征，比如电压信号的脉冲的脉冲宽度和/或所述电压信号的脉冲频率。所述谐振阻抗定义将被从所述谐振电路(3)提供到所述负载电路(4)的次级信号的特征，比如电流信号的值或平均值。

Description

电源电路

技术领域

本发明涉及一种电源电路，并且还涉及一种包括电源电路和负载电路的设备。

所述电源电路的例子包括开关模式电源，但是也不排除其他电源电路。所述设备的例子包括消费产品和非消费产品。所述负载电路的例子包括一个发光二极管、两个或更多个串联发光二极管以及两个或更多个并联发光二极管，但是也不排除其他负载电路。

背景技术

从WO 2005/048658中获知一种现有技术电源电路，其公开了一种具有亮度和颜色控制的谐振功率发光二极管控制电路。这种现有技术电源电路包括桥接电路和谐振电路，其中所述桥接电路包括半桥或全桥，所述谐振电路包括变压器。所述变压器的初级侧通过电容器耦合到所述桥接电路。所述电容器和所述变压器的初级侧一起形成定义谐振频率(或周期)和谐振阻抗的元件。所述变压器的次级侧耦合到负载电路。

所述现有技术电源电路为所述负载电路提供取决于负载的输出信号(比如取决于负载的输出电流)，并且需要有反馈环路以便响应于所检测到的来自所述负载电路的光或者响应于所测量的流经所述负载电路的电流来控制所述桥接电路。

发明内容

本发明的一个目的特别是提供一种能够为不同的负载电路单独供电的电源电路。

本发明的另一个目的特别是提供一种包括能够为不同的负载电路单独供电的电源电路的设备。

根据本发明，所述电源电路包括桥接电路和谐振电路，所述谐振电路包括将被耦合到所述桥接电路的初级部分以及将被耦合到负载电路的次级部分，所述次级部分包括定义谐振频率和谐振阻抗的元件。

通过把定义谐振频率(或周期)和谐振阻抗的元件放置在所述谐振电路的次级侧，可以通过同一个电源电路为不同的负载电路单独供电，这是通过对于第一负载电路利用所述谐振电路的第一次级部分并且对于第二负载电路利用所述谐振电路的第二次级部分而实现的。所述谐振电路具有彼此并联耦合的第一和第二初级部分，并且具有分别耦合到其自身的负载电路的第一和第二次级部分。可替换地，可以把同一个初级部分耦合到两个或更多个次级部分。这样做的结果是所述电源电路能够为不同的负载电路单独供电。可以把完全相同的各负载电路并联耦合到所述谐振电路的同一个次级部分，或者可以通过所述谐振电路的完全相同或不完全相同的各次级部分将完全相同的各负载电路耦合到所述桥接电路。通常通过所述谐振电路的不完全相同的各次级部分将不完全相同的各负载电路耦合到所述桥接电路。

根据本发明的电源电路的优点特别还在于其能够为负载电路中的不同负载单独供电。如果将用另一个不同的负载来替换负载电路中的某一个负载，则可能需要用其他不同的元件来替换所述谐振电路的次级部分中的各元件。由于这些元件被放置在所述谐振电路的次级部分中，因此替换这种元件就可能变得更容易以及/或者更安全。

因此，提供一种能够为不同的负载电路单独供电以及/或者能够为负载电路中的不同负载单独供电的电源电路的问题就得到了解决。此外，所述电源电路为每一个负载电路提供独立于负载的输出信号(比如独立于负载的输出电流)，并且不需要用来控制所述桥接电路的反馈环路。所述桥接电路的开关频率例如被选择成不高于所述元件的谐振频率的50％；优选地所述开关频率恰好是该谐振频率的50％。

所述谐振电路可以包括电感器。整个所述电感器或其一部分耦合到所述桥接电路，并且整个所述电感器或其一部分通过串联电容器耦合到所述负载电路。在这种情况下，所述电感器和所述串联电容器形成定义谐振频率(或周期)和谐振阻抗的元件。所述初级部分包括所述电感器或其一部分，所述次级部分包括所述电感器或其一部分和所述电容器。

所述谐振电路可以替换地包括变压器。所述变压器的初级侧耦合到所述桥接电路，并且所述变压器的次级侧通过串联电容器耦合到所述负载电路。在这种情况下，所述变压器的次级侧(以及/或者所述变压器的漏电感)和所述串联电容器形成定义谐振频率(或周期)和谐振阻抗的元件。所述初级部分包括初级绕组，所述次级部分包括次级绕组和所述电容器。

根据本发明的电源电路的一个实施例被如下定义：所述元件包括电容器和电感器，所述谐振频率定义将从所述桥接电路被提供到所述谐振电路的初级信号的特征，并且所述谐振阻抗定义将从所述谐振电路被提供到所述负载电路的次级信号的特征。所述电感器可以是变压器的绕组和/或所述变压器的漏电感和/或真实的电感器。

根据本发明的电源电路的一个实施例被如下定义：所述初级信号是电压信号，并且所述初级信号的特征是所述电压信号的脉冲的脉冲宽度和/或所述电压信号的脉冲频率；所述次级信号是电流信号，并且所述次级信号的特征是所述电流信号的值和/或所述电流信号的平均值。

根据本发明的电源电路的一个实施例被如下定义：所述谐振电路还包括将被耦合到另一个负载电路的另一个次级部分，所述另一个次级部分包括定义另一个谐振频率和另一个谐振阻抗的另外的元件。

根据本发明的电源电路的一个实施例被如下定义：所述另一个谐振频率基本上等于所述谐振频率，并且所述另一个谐振阻抗与所述谐振阻抗显著不同。不同的谐振阻抗例如允许针对完全相同的各负载电路设置不同的电流信号(平均)值，并且允许针对不同的负载电路设置完全相同的电流信号(平均)值。

根据本发明的电源电路的一个实施例被如下定义：其还包括用于对所述负载电路的一组发光二极管进行调光的开关。这种开关例如可以包括晶体管、闸流晶体管或三端双向可控硅开关元件，其例如可以在负载接收基本上恒定的电流信号的情况下与所述负载并联放置，并且例如可以在负载接收基本上恒定的电压信号的情况下与所述负载串联放置。

根据本发明的电源电路的一个实施例被如下定义：其还包括用于与所述桥接电路同步地控制所述开关的控制器。通过在零电流下对所述桥接电路以及所述开关进行开关，可以最小化电磁干扰。

根据本发明的电源电路的一个实施例被如下定义：其还包括用于平滑针对所述负载电路的各发光二极管的输入信号的平滑电容器。所述输入信号例如是流经所述负载电路的发光二极管串的电流信号。

根据本发明的电源电路的一个实施例被如下定义：其还包括用于把所述负载电路的两组反并联发光二极管彼此解耦的解耦二极管。

根据本发明的设备的各实施例对应于根据本发明的电源电路的各实施例。

本发明特别是基于以下认识：可能需要为不同的负载电路和/或负载电路中的不同负载单独供电，并且在谐振电路中，定义谐振频率和谐振阻抗的元件的位置应当相对靠近负载电路并且相对远离桥接电路。

参照下面描述的(多个)实施例，本发明的上述和其他方面将变得显而易见。

附图说明

在附图中：

图1示意性地示出了根据本发明的一般电源电路，其包括桥接电路和谐振电路；

图2示意性地示出了耦合到源的所述桥接电路的第一实施例；

图3示出了由图2的桥接电路生成的电压信号；

图4示出了由图2的桥接电路生成的电压信号和电流信号；

图5示意性地示出了耦合到源的所述桥接电路的第二实施例；

图6示出了由图5的桥接电路生成的电压信号；

图7示出了由图5的桥接电路生成的电压信号和电流信号；

图8示出了耦合到源和负载的所述电源电路的第一实施例；

图9示出了耦合到源和负载的所述电源电路的第二实施例；

图10示出了耦合到源和负载的所述电源电路的第三实施例；

图11示出了耦合到源和负载的所述电源电路的第四实施例；

图12示出了耦合到源和负载的所述电源电路的第五实施例；

图13示出了耦合到源和负载的所述电源电路的第六实施例；

图14示出了耦合到源和负载的所述电源电路的第七实施例；

图15示出了耦合到源和负载的所述电源电路的第八实施例；

图16示意性地示出了耦合到源的所述桥接电路的第三实施例；

图17示意性地示出了耦合到源的所述桥接电路的第四实施例；

图18示意性地示出了所述谐振电路的第一实施例，其包括一般二极管电容器网络；

图19示意性地示出了所述谐振电路的第二实施例，其包括用于电压倍增的特定二极管电容器网络；

图20示意性地示出了通过包括附加的各电容器和一个电感器的电容性缓冲电路所扩展的桥接电路；以及

图21示出了由所述缓冲电路所生成的附加电流Im。

具体实施方式

图1中所示出的根据本发明的电源电路6包括桥接电路2和谐振电路3，所述桥接电路2耦合到源电路1的DC源并且由控制器5控制，所述谐振电路3耦合到所述桥接电路2并且耦合到分别包括一个或更多负载的负载电路4和4’。所述谐振电路3包括至少第一初级部分并且包括至少第一次级部分，所述至少第一初级部分包括变压器32的初级绕组，所述至少第一次级部分包括串联耦合到漏电感33和电容器34的所述变压器32的次级绕组。所述漏电感33和所述次级绕组可以被看作一个电感器或两个电感器。所述第一次级部分耦合到负载电路4。所述谐振电路3还可以包括至少第二初级部分并且包括至少第二次级部分，所述至少第二初级部分包括变压器36的初级绕组，所述至少第二次级部分包括串联耦合到漏电感37和电容器38的所述变压器36的次级绕组。所述漏电感37和所述次级绕组可以被看作一个电感器或两个电感器。所述第二次级部分耦合到另一个负载电路4’。所述第一变压器32的初级绕组通过耦合电容器31耦合到所述桥接电路2，所述第二变压器36的初级绕组通过耦合电容器35耦合到所述桥接电路2，或者全部两个初级绕组可以通过同一个耦合电容器耦合到所述桥接电路2。此外还可替换地，每一个变压器可以被一个电感器所替换，所述电感器或其初级部分通过耦合电容器耦合到所述桥接电路，并且所述电感器或其次级部分通过电容器耦合到其负载电路，该电容器与所述电感器(的次级部分)一起定义所述谐振频率和所述谐振阻抗。

图2示意性地示出了耦合到DC源Uin的所述桥接电路2的第一实施例(全桥)。

图3示出了由图2的桥接电路2生成并且被提供到所述谐振电路3的电压信号U1(t)，该电压信号U1(t)包括幅度为Uin的正脉冲、其后是零脉冲、其后是幅度为Uin的负脉冲、其后是另一个零脉冲，每一个脉冲的持续时间为tau，所述电压信号U1(t)的周期为4tau。

图4示出了由图2的桥接电路2生成并且被提供到所述谐振电路3的电压信号U1(t)和电流信号I1(t)。

图5示意性地示出了耦合到DC源Uin的所述桥接电路(半桥)的第二实施例。

图6示出了由图5的桥接电路生成并且被提供到所述谐振电路3的电压信号U1(t)，该电压信号U1(t)包括幅度为Uin/2的正脉冲、其后是幅度为Uin/2的负脉冲，每一个脉冲的持续时间为2tau，所述电压信号U1(t)的周期为4tau。

图7示出了由图5的桥接电路2生成并且被提供到所述谐振电路3的电压信号U1(t)和电流信号I1(t)。

图8示出了耦合到源和负载的所述电源电路的第一实施例。该电源电路包括基于全桥的桥接电路和基于变压器32的谐振电路，其中所述变压器32具有初级绕组N1和次级绕组N2。该次级绕组N2通过漏电感33和电容器34串联耦合到两条反并联支路。第一支路包括耦合到第一串发光二极管41的第一解耦二极管81，所述第一串与第一平滑电容器71并联耦合。第二支路包括耦合到第二串发光二极管42的第二解耦二极管82，所述第二串与第二平滑电容器72并联耦合。所述单元71-72和81-82当中的每一个可以形成所述谐振电路3或所述负载电路4的一部分。所述平滑电容器71和72也可以被去除。在这种情况下，所述各LED中的电流变为脉动的，但是其平均值不受影响。

图9示出了耦合到源和负载的所述电源电路的第二实施例。该电源电路与图8中所示出的电源电路的不同之处在于，所述平滑电容器71-72被开关91-92所替换，其中所述开关91-92具有用于对所述各串发光二极管进行调光的晶体管的形式。此外，优选地与所述桥接电路同步地接通及关断所述开关91-92，以便最小化电磁干扰。在后一种情况下，所述控制器5也可以被用来控制这些开关91-92。所述开关的开关占空比决定调光因数。

图10示出了耦合到源和负载的所述电源电路的第三实施例。该电源电路与图9中所示出的电源电路的不同之处在于，开关93-94具有用于对所述各串发光二极管进行调光的闸流晶体管的形式。

图11示出了耦合到源和负载的所述电源电路的第四实施例。该电源电路与图9和10中所示出的电源电路的不同之处在于，所述各解耦二极管被去除，并且全部两个开关被一个开关95所替换，该开关95具有用于对全部两串发光二极管进行调光的三端双向可控硅开关元件的形式。

图12示出了耦合到源和负载的所述电源电路的第五实施例。该电源电路所具有的谐振电路包括两个变压器32和36。前面已经讨论了所述变压器32及其后面的电路。所述变压器36具有初级绕组N3和次级绕组N4。该次级绕组N4通过漏电感37和电容器38串联耦合到两条反并联支路。第三支路包括耦合到第三串发光二极管43的第三解耦二极管83，所述第三串与第三平滑电容器73并联耦合。第四支路包括耦合到第四串发光二极管44的第四解耦二极管84，所述第四串与第四平滑电容器74并联耦合。所述单元73-74和83-84当中的每一个可以形成所述谐振电路3或所述另一个负载电路4’的一部分。N1与N3可以是等同或不同的，并且N2与N4可以是等同或不同的。

图13示出了耦合到源和负载的所述电源电路的第六实施例。在该例中，所述第一支路包括所述第一解耦二极管81，其耦合到第一开关91与电路41、71、85的并联电路。所述电路41、71、85包括另一个第一解耦二极管85与包括前面已经讨论过的第一平滑电容器71和第一串41的并联电路的串联电路。所述第二支路包括所述第二解耦二极管82，其耦合到第二开关92与电路42、72、86的并联电路。所述电路42、72、86包括另一个第二解耦二极管86与包括前面已经讨论过的第二平滑电容器72和第二串42的并联电路的串联电路。

图14示出了耦合到源和负载的所述电源电路的第七实施例。该电源电路包括基于半桥的桥接电路以及基于耦合到前面所讨论的电路41-42、71-72、81-82的电容器34和电感器33的串联电路的谐振电路。

图15示出了耦合到源和负载的所述电源电路的第八实施例。该电源电路包括基于半桥的桥接电路和与图8中所示出的相符的谐振电路。

图16示意性地示出了耦合到DC源Uin的所述桥接电路(半桥)的第三实施例。

图17示意性地示出了耦合到DC源Uin的所述桥接电路(半桥)的第四实施例。

图18示意性地示出了所述谐振电路的第一实施例，其包括与平滑电容器71和串41并联的一般二极管电容器网络。所述一般二极管电容器网络还通过电感器33串联耦合到未在这里示出的桥接电路并且还实现了一个电容，该电容与所述电感器33一起形成定义谐振频率和谐振阻抗的元件。

图19示意性地示出了所述谐振电路的第二实施例，其包括用于电压倍增的特定二极管电容器网络。所述特定二极管电容器网络包括电容器101，该电容器101的一侧耦合到所述电感器33，其另一侧耦合到电容器103的一侧并且耦合到二极管104和105的一侧。所述二极管104的另一侧耦合到电容器102的一侧并且耦合到所述平滑电容器71与所述串41的并联电路的一侧。所述电容器103的另一侧耦合到二极管106和107的一侧。所述二极管107的另一侧耦合到所述平滑电容器71与所述串41的并联电路的另一侧。所述电容器102的另一侧耦合到所述二极管105和106的另一侧。这一二极管电容器网络具有电压倍增功能并且实现了一个电容，该电容与所述电感器33一起形成定义谐振频率和谐振阻抗的元件。

图20示意性地示出了所述桥接电路2的另一个实施例，其包括缓冲网络以用来提供零电压开关。该缓冲网络包括与每一个半桥并联的电容器Cp以及连接到所述桥接电路的输出端子的电感器Lm与电容器Cm的串联连接。所述电容器Cm表现出较大的电容，其仅仅被应用来防止所述电感器Lm中的DC电流。

如图21中所示，电源电压U1在所述电感器中生成特定电流Im。该电流被用来在所述各半桥的缓冲电容器Cp中执行零电压开关。在开关过程中需要所有晶体管在短时间内处于关断状态。这一关断时间必须至少覆盖所述晶体管电压从Uin到零(或相反情况)的换向时间。所述缓冲电容器还可以被连接到所述桥的上方晶体管，或者所述晶体管的寄生电容可以被用作缓冲电容器。

换句话说，本发明可以涉及一种用于在多个发光二极管(或LED)串中进行独立电流控制的新颖的电隔离谐振操作驱动器拓扑。这种驱动器拓扑可以由基本上稳定的DC电压供电，该DC电压例如由前置调节器电路从AC线生成。本发明的谐振驱动器拓扑可以包括一个主晶体管H桥或者包括一个主晶体管半桥和多个LED负载。所述谐振拓扑可以由变压器的杂散电感和次级侧的串联电容器形成。可以利用固定的频率和占空比对所述H桥进行开关，从而生成交替的正和负电压脉冲以及其间的零电压状态。所有电压状态都可以表现出相同的脉冲宽度，其可以等于所述谐振周期的一半。

在晶体管半桥的情况下，可以设置50％的占空比，并且所述开关频率可以是所述谐振频率的一半。

为了进行调光，可以插入附加的晶体管以便旁路单一LED串。在图8和14中给出了基本拓扑和控制方案。不管有没有所述平滑电容器都可以进行操作。图9示出了用于提供独立的LED电流控制的所述驱动器的扩展版本。

通过添加如图20和21中所示的电容性缓冲电路，还可以在零电压开关模式下操作所述桥接电源电路。

本发明的谐振LED驱动器电路提供了以下特征：

-所述LED驱动器通过变压器提供了电隔离，并且通过所述变压器匝数比而允许电压适配。

-在电路操作中涉及到所述变压器的寄生漏电感，因此其是所述驱动器的一部分。

-不需要最小化所述漏电感。这对于所述隔离和绕组设计来说是有利的，从而可以保持低成本。

-所述变换器中的电流总是按照正弦方式流动，并且只在零电流下对所述变换器的晶体管进行开关。这对于所述主H桥或所述半桥的所有晶体管以及可以与所述各LED串并联以便进行单独调光的晶体管都成立。作为一个优点，所述驱动器电路的EMI贡献可以被保持得非常低。

-可以通过向所述供电桥或半桥提供电容性缓冲电路以执行零电压开关来进一步改进所述EMI行为。

-所述LED负载中的平均电流被自动稳定化，并且由所述输入电压Uin和所述谐振阻抗Zres决定。

-全部两个LED串的平均电流都独立于包括短路输出的串联连接的LED的数目。因此，所有输出都可以防短路。

-全部两个LED负载中的平均电流在非对称负载电压(不同数目的串联连接的LED)的情况下也保持恒定。这也包括单一短路输出的情况。

-在非对称输出负载电压的情况下，所述次级侧的串联电容器自动防止所述变压器处的DC偏移量。

-如果所述LED平均负载电压高于所述经过变换的输入电压，则没有电流流动。因此，所述变换器可以防无负载。

-可以通过附加的电容器把所述LED电流平滑成纯DC而不影响所述平均LED电流。

-所述LED驱动器系统不需要电流传感器。

-所述主H桥或所述半桥的功率和控制单元可以被集成在智能功率IC中。

-可以利用旁路晶体管来控制所述LED电流(图9)。这样允许针对全部两个输出的独立调光功能。

-此外，可以通过降低所述开关频率来实现针对全部两个输出电流的公共调光。

-一个基本H桥或者一个基本半桥可以被用来为多个变压器谐振LED负载供电。

主功率部分包括由4个晶体管(T1、T2、T3、T4)所实现的一个H桥。这些晶体管可以是MOSFET，但是也可以是任何其他半导体开关。可以通过固定的控制方案对所述晶体管进行操作，所述固定的控制方案在所述H桥输出端处交替地生成正和负电压脉冲以及所述脉冲之间的零电压状态。所有电压状态所发生的持续时间都应当相同。在图3中示出了所述H桥所得到的输出电压U1(t)。所述H桥为一个变压器供电，该变压器由初级侧的匝数N1、次级侧的匝数N2以及漏电感表征。所述变压器的漏电感可以被分配到初级侧或次级侧。对于本发明来说，所述漏电感应当被分配到次级侧。初级侧的串联电容器被用来防止所述变压器处的DC偏移量。由于所述H桥的输出电压在原理上没有偏移量，因此该串联电容器处的电压可以非常低。还可以通过针对所述主H桥(T1、T2、T3、T4)的任何经过适配的控制方案来防止所述变压器处的偏移量。所述变压器的漏电感和所述次级侧的串联电容器形成由谐振频率 $f_{\mathrm{RES}}=\frac{1}{2\·\mathrm{\π}\·\sqrt{\mathrm{Ls}\·\mathrm{Cs}}}=\frac{1}{T_{\mathrm{RES}}}$ 和谐振阻抗 $Z_{\mathrm{RES}}=\sqrt{\frac{\mathrm{Ls}}{\mathrm{Cs}}}$ 所表征的谐振电路。

一个变压器可以被用来为两个LED串LED1和LED2供电，所述两个LED串通过解耦二极管D1和D2解耦。为了平滑所述各LED串中的电流，可以添加平滑电容器。

所述H桥输出电压的脉冲时间应当等于所述谐振周期的一半，即τ＝T_RES/2。因此，所述H桥的开关频率是所述谐振频率的一半，即fs＝fres/2。

如果所述条件得到满足，则对于每一个电压脉冲从所述H桥吸取两个相继的正弦半波电流脉冲。如果忽略掉磁化电流，则所述变压器的刺激电流与初级电流成比例，即 $I2=I1\·\frac{N1}{N2}.$

在图4中对于特定操作点给出了所述特征次级变压器电流I1(t)。其被所述二极管解耦二极管分成正负部分。正电流在所述LED串41中流动，而所述负部分则在所述LED串42中流动。

在所述给定条件下，全部两个LED串中的平均电流都是恒定的。所述平均电流可以由所述输入电压Uin、所述谐振阻抗Zres以及所述变压器的绕组匝数比设定：

${\stackrel{\‾}{I}}_{01}={\stackrel{\‾}{I}}_{02}=\frac{\mathrm{Uin}}{Z_{\mathrm{RES}}}\·\frac{1}{\mathrm{\π}}\·\frac{N2}{N1}$

所述LED中的平均电流不受所述LED的电压降的影响。因此有可能为任意数目的LED供电。

所述平均输出电流对于由下式所给出的任意非对称负载电压分布都保持恒定：

$0\≤\frac{U_{01}+U_{02}}{2}\≤\frac{N2}{N1}\·\mathrm{Uin}$

如果所述LED的数目导致相应的电压降高于给定的上限 $\frac{U_{01}+U_{02}}{2}>\frac{N2}{N1}\·\mathrm{Uin},$ 则没有电流流动。因此所述LED驱动器可以防短路并且可以防无负载。

所述变换器还可以在没有平滑电容器的情况下操作。在这种情况下，所述电流I1(t)的正部分与LED电流Io1完全相同，而所述负部分则与LED电流Io2完全相同。作为一个重要的特征，所述平均电流不受所述平滑电容器的影响。在所述脉冲期间，所述电流正弦波I1(t)的幅度可以由等式 ${\hat{I}}_1=\frac{\mathrm{Uo}1+\mathrm{Uo}2}{2\·Z_{\mathrm{RES}}}$ 来描述，而在空转状态期间的幅度则可以由等式 ${\hat{I}}_1=(\mathrm{Uin}\·\frac{N2}{N1}-\frac{\mathrm{Uo}1+\mathrm{Uo}2}{2})\·\frac{1}{\mathrm{Zres}}$ 来描述。

图4对于 $\mathrm{Uo}1=\frac{N2}{N1}\·\mathrm{Uin}\·\frac{3}{4}$ 和 $\mathrm{Uo}2=\frac{N2}{N1}\·\mathrm{Uin}\·\frac{1}{2}$ 示出了所得到的电流I1(t)。

由于所述平均电流独立于包括短路输出的负载电压，因此所述变换器可以被扩展来执行独立的调光功能。

这在图9中给出，其中插入了晶体管以替代所述平滑电容器。如果这些晶体管处于接通状态下，则所述电流I1(t)被旁路，从而所述LED串中的电流变为零。通过反复接通及关断这些晶体管，可以把相应的LED串中的平均电流控制在一个标称值与零之间。

可以通过任意控制方案来设定所述晶体管的接通和关断时刻。但是有利的是把这些时间与所述H桥的频率同步。在这种情况下，可以从所述变压器的次级电压导出所述控制信号，并且开关仅仅在零电流下发生。所述LED电流的有限分辨率(其由所述开关周期T＝2·τ决定)通常可以被容忍。

如图10中所示，还可以通过两个快速闸流晶体管来实现所述调光功能。

用来控制所述LED电流的另一个替换组件是快速三端双向可控硅开关元件，其对全部两个LED串执行所述调光功能(参见图11)。

还可以对具有平滑电容器的LED负载应用所述调光功能。在这种情况下可能需要两个附加的解耦二极管，正如图13中所示出的那样。

先前给出的所述LED串模块可以多重连接到一个H桥。这在图12中示出。其中每一个模块具有其自身的变压器。所述谐振元件分别由所述电容和所述漏电感形成。可以通过改变所述变压器的匝数比来选择不同的输出电流。此外还有可能通过对于固定的谐振频率改变所述谐振电感和所述电容的属性来改变所述平均输出电流。所述LED变压器模块对于单独的调光操作可以采用平滑电容器、晶体管或闸流晶体管。

本发明的可能的修改如下：

-在所述谐振电路的次级侧，可以使用全桥整流器来为一个LED串供电。

-可以通过任何其他稳定的DC电压来为所述驱动器供电。

-可以在没有变压器的情况下实现所述驱动器，其中利用串联扼流圈来形成所述谐振拓扑。

-可以通过旁路开关对每一个LED单独进行调光。

-另一种可能的修改是使用晶体管半桥来替代晶体管H桥。这在图16和17中示出。

在半桥的情况下，四个晶体管当中的两个T3和T4可以被电容器替代，所述电容器提供一个分压器。为了对于所述LED负载实现类似的行为，可以通过例如50％的固定占空比以及例如等于所述谐振频率的一半的固定开关频率fs＝f_RES/2来控制所述半桥。所得到的电压U1(t)在图6中示出。

所述半桥拓扑可以被用来为与包括所有变压器和调光选项的所述H桥相同的负载供电。

作为一个例子，图14给出了对表现出电压降Uo1和Uo2的两个已解耦LED负载的直接供电。按照与H桥情况相同的方式形成串联谐振：

$f_{\mathrm{RES}}=\frac{1}{2\·\mathrm{\π}\·\sqrt{\mathrm{Ls}\·\mathrm{Cs}}}=\frac{1}{T_{\mathrm{RES}}}$ $Z_{\mathrm{RES}}=\sqrt{\frac{\mathrm{Ls}}{\mathrm{Cs}}}$

在这些条件下，在每一个半周期中从所述半桥吸取两个相继的正弦半波电流。这在图7的曲线图中给出，该曲线图是对于Uo1＝Uin/4和Uo2＝0导出的。

从所述输入电压吸取第一半波。可以利用下面的等式确定其幅度：

${\hat{I}}_1=(\mathrm{Uin}\·\frac{1}{2}+\frac{\mathrm{Uo}1+\mathrm{Uo}2}{2})\·\frac{1}{\mathrm{Zres}}$

第二电流半波被反馈到输入电压源。其幅度由下式给出：

${\hat{I}}_2=(\mathrm{Uin}\·\frac{1}{2}-\frac{\mathrm{Uo}1+\mathrm{Uo}2}{2})\·\frac{1}{\mathrm{Zres}}$

全部两个电流半波也为所述LED负载馈电。

这导致全部两个LED负载中的独立于电压降的平均输出电流：

${\stackrel{\‾}{I}}_{01}={\stackrel{\‾}{I}}_{02}=\frac{\mathrm{Uin}}{Z_{\mathrm{RES}}}\·\frac{1}{\mathrm{\π}}\·\frac{1}{2}$

应当注意到，可以为任意非对称负载供电，其中包括在一个或全部两个输出中的短路。所述电路的这种行为对于满足以下条件的负载电压发生：

0≤U₀₁+U₀₂≤·Uin

对于更高的输出电压降则没有电流流动。

在图16和17中给出了所述半桥的另一种可能的配置。

在这些功率驱动器中省略了所述电容性分压器。必须由所述串联电容器来接管U1(t)的相应的电压偏移量。所得到的谐振电流I1(t)和所述负载电流与具有电容性分压器的驱动器的情况相同。

在具有更多二极管和电容器的所述谐振电路的扩展中可以看到所述LED驱动器的另一种可能的修改。基于所给出的全桥和半桥配置的输出端子(a，b)，可以插入一个串联电感器以及一个二极管-电容器网络以便为所述LED负载馈电。这在图18中示出。所述二极管电容器网络的行为类似于一个电压倍增器电路，其允许高于所述输入DC电压的负载电压。图19示出了通过二极管电容器网络扩展的谐振驱动器的一个例子。应当注意到，所述二极管电容器网络的电容器可能会影响所述电路的谐振频率。这可以通过所述串联电感器的电感来进行适配。与前面的解释类似，可以去除与所述LED负载并联连接的平滑电容器而不会影响所述平均负载电流。

潜在的应用例如有墙壁泛光(wall flooding)、LCD背光和一般照明。

总而言之，在包括桥接电路2以及具有将被耦合到所述桥接电路2的初级部分和将被耦合到负载电路4的次级部分的谐振电路3的电源电路6中，所述次级部分配备有定义谐振频率和谐振阻抗的元件32-34，以便能够为不同的负载电路4以及/或者每个负载电路4的不同负载41-42单独供电。所述元件32-34可以包括电容器34和电感器32-33。所述谐振频率定义将被从所述桥接电路2提供到所述谐振电路3的初级信号的特征，比如电压信号的脉冲的脉冲宽度和/或所述电压信号的脉冲频率。所述谐振阻抗定义将被从所述谐振电路3提供到所述负载电路4的次级信号的特征，比如电流信号的值或平均值。

术语“基本上等于”定义了＜30％的最大偏差，优选地＜20％，更为优选地＜10％，最为优选地＜1％。换句话说，这样的术语定义了70-130％的区间，优选地是80-120％，更为优选地是90-110％，最为优选地是99-101％。术语“显著不同”定义了＞1％的最小偏差，优选地＞10％，更为优选地＞20％，最为优选地＞30％。换句话说，这样的术语定义了＜99％并且＞101％的区间，优选地是＜90％并且＞110％，更为优选地是＜80％并且＞120％，最为优选地是＜70％并且＞130％。

应当注意到，上面提到的实施例说明而非限制本发明，并且在不偏离所附权利要求书的范围的情况下，本领域技术人员能够设计许多替换实施例。在权利要求书中，置于括号内的任何附图标记不应被解释为限制该权利要求。“包括”一词不排除未在权利要求中阐述的其他元件或步骤的存在。元件之前的“一个”不排除存在多个这种元件。本发明可以通过包括几个不同元件的硬件来实现，或者可以通过适当编程的计算机来实现。在列举几个装置的设备权利要求中，可以通过同一项硬件来具体实现这些装置当中的几项。在互不相同的从属权利要求中阐述某些措施并不代表不能使用这些措施的组合来获益。

Claims (10)

1、包括桥接电路(2)和谐振电路(3)的电源电路(6)，所述谐振电路(3)包括将被耦合到所述桥接电路(2)的初级部分以及将被耦合到负载电路(4)的次级部分，所述次级部分包括定义谐振频率和谐振阻抗的元件(32-34)。

2、如权利要求1所限定的电源电路(6)，所述元件(32-34)包括电容器(34)和电感器(32-33)，所述谐振频率定义将从所述桥接电路(2)被提供到所述谐振电路(3)的初级信号的特征，并且所述谐振阻抗定义将从所述谐振电路(3)被提供到所述负载电路(4)的次级信号的特征。

3、如权利要求2所限定的电源电路(6)，所述初级信号是电压信号，并且所述初级信号的特征是所述电压信号的脉冲的脉冲宽度和/或所述电压信号的脉冲频率；所述次级信号是电流信号，并且所述次级信号的特征是所述电流信号的值和/或所述电流信号的平均值。

4、如权利要求1所限定的电源电路(6)，所述谐振电路(3)还包括将被耦合到另一个负载电路(4’)的另一个次级部分，所述另一个次级部分包括定义另一个谐振频率和另一个谐振阻抗的另外的元件(36-38)。

5、如权利要求4所限定的电源电路(6)，所述另一个谐振频率基本上等于所述谐振频率，并且所述另一个谐振阻抗与所述谐振阻抗显著不同。

6、如权利要求1所限定的电源电路(6)，其还包括用于对所述负载电路(4)的一组发光二极管(41-42)进行调光的开关(91-95)。

7、如权利要求6所限定的电源电路(6)，其还包括用于与所述桥接电路(2)同步地控制所述开关(91-95)的控制器。

8、如权利要求1所限定的电源电路(6)，其还包括用于平滑针对所述负载电路(4)的发光二极管(41-42)的输入信号的平滑电容器(71-72)。

9、如权利要求1所限定的电源电路(6)，其还包括用于把所述负载电路(4)的两组反并联发光二极管(41-42)彼此解耦的解耦二极管(81-82)。

10、包括如权利要求1所限定的电源电路(6)并且还包括所述负载电路(4)的设备。

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